JPH08510374A - エンジン始動システムと方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 航空機の補助電源ユニット（ＡＰＵ）のガスタービンエンジンのような、原動機２１の始動のためのシステムと方法がここにおいて述べられる。ここで電磁気機械１０は原動機２１を自立速度に立ち上げるために自己の始動モードにおいて動作する間、モータとして動作される。同じ電磁気機械１０はその後発電モードの間、発電機として動作される。

Description

【発明の詳細な説明】 エンジン始動システムと方法技術分野 この発明は一般に電磁気の機械に関連する。そして、特に、エンジンを始動さ せるために操作される電磁気機械に関連する始動システムに関する。従来の技術 補助の電源ユニット（APU）システムは、航空機でしばしば用いられて、一つ 以上の航空機負荷に補助又は緊急電力を供給するために動作され得る。 従来のAPUシステムで使用されるスターターモータは、始動シーケンスの間、 操作され、ガスタービンエンジンを自立速度まで立ち上げる。これに続いて、そ のエンジンは動作速度に加速される。 この条件が一度達成されると、ブラシレス同期発電機がそのガスタービンエン ジンに連結され、そして、それは発電モードで動作している間、エンジンによっ て駆動される。こうして、発電機は電力を発生する。 よく知られているように、電磁気機械は、モータとして動作されることができ 、電力を動力に変換する。 このように、動力源がエンジンスタータのために要求されるような使用形態に おいては、ＡＰＵのように、専用のスタートモータを省略でき、始動シーケンス の間モータとして発電機を動作させ、エンジンを自立速度に加速することが可能 である。 サイズと重量が最低限に維持されなければならない航空機への応用において、 この能力は、特に利点となる。 航空機応用において、始動と発電モードでの発電機の使用は、可変速度、一定 周波数（ＶＳＣＦ）電力発電システムにおいて実現されてきた。 そのようなシステムにおいて、ブラシレス三相同期発電機は、発電モードで動 作し、原動機によって供給される可変速度駆動力を可変周波数ＡＣ電力に変換す る。 可変周波数の電力は、整流されて、ＤＣリンクを経て制御可能な静止インバー タに供給される。このインバータは、一定周波数のＡＣ電力を生じるように動作 される。このＡＣ電力は、それから、ロードバスにより一つ以上の負荷に供給さ れる。 そのようなＶＳＣＦシステムの発電機が、始動モードにモータとして動作され 、外部ＡＣ電源によって供給された電力を原動機に供給されて、それを自立速度 に立ち上げる駆動力に変換する。 永久磁石発電機（ＰＭＧ）、エキサイタ部分、そして共通シャフトに搭載され た主発電機部分を有しているブラシレス同期発電機の場合、制御された電圧と周 波数で主発電機部分の電機子巻線に、電力を供給することは知られている。 これは主発電機部分の界磁巻線にエキサイタ部分を介して界磁電流を供給し、 その結果、動力が発生される。 これは過去においては、例えば、２つのセパレートインバータを用い、１つは 主発電機部分電機子巻線に電力を供給し、他の１つはエキサイタ部分に電力を供 給するようにしていた。 その後は、発電モードの動作が始まる。この時、ＤＣ電力がエキサイタ界磁巻 線に供給される。 始動モードの動作中、発電機と原動機を正確に加速させるために、発電機の電 機子巻線間の電流を正確に整流するか、または切り替える必要があった。 過去において、適当な整流は、レゾルバ、シンクロ、光学エンコーダかホール 効果デバイスのような絶対位置センサを使って成し遂げられていた。 例えば、Ｌａｆｕｚｅによるアメリカ特許３，９０２，０７３においては、３ つのホールセンサが、永久磁石ロータ極対に関してＰＭＧ１２０°の電気角度離 れたエアーギャップに装填される。 ＰＭＧのロータが回転すると、各ホールセンサの電圧出力はロータ位置の関数 としてオン、オフされ、それによって、１２０°の電気角だけ離れた３つの方形 波電圧を生成する。 ホールセンサからの出力は、ＰＭＧロータの位置を表し、サイクロコンバータ のスイッチ素子の制御に使用され、主発電機部分の電機子巻線への電流を切り替 える。 外部絶対位置センサの使用は、位置センサ自身と、それに関連するエレクトロ ニクスにかなりの費用を必要とし、さらに、余分な配線、コンポーネントの設備 するための余分な組み立て工程を必要とする。 また、動作パラメーターはしばしばセンサの精度の限界を定める。 前述の難点を考慮して、他のアプローチが、絶対位置センサを用いずにロータ 位置を検出する努力においてとられてきた。 ブラシレスＤＣモータ制御の場合、帰還ＥＭＦアプローチが、ロータ位置を検 出するために使われてきた。 モータの帰還ＥＭＦは、以下の方程式により定義される。 Ｅｅｍｆ ＝ ＫωＳｉｎα ここで、Ｋは定数、ωはモータの角速度、αはロータの電気位相角である。 前述の方程式から、帰還ＥＭＦが検出されることができるならば、ロータ電気 位相角が検出されることができることは明らかである。そして、こうして、モー タ電機子巻線の適当な整流が成し遂げられることができる。 帰還ＥＭＦ電圧は、２つの方法（直接法と間接法で言及される）のいずれを使 っても検出されることができる。 相巻線がそれに接続されたインバータによって励起されないとき、そして、巻 線が、インバータの中の閉じられたスイッチによって、あるいは、インバータの フライバックダイオードを導通することによって、短絡されないときのみ、直接 法が位相帰還ＥＭＦ電圧を直接測定するために使われることができる。 そのような状態は、１２０°の整流アルゴリズムが利用されるとき、実現され ることができる。 この場合、電圧読み取りは、フライホールダイオードによって完全な電流減衰 を確保するため、相巻線を遮断した後、短時間後に行われる。 この直接の技術は、産業応用のＩＥＥＥトランザクション、ｖｏｌ．ＩＡ−２ １，Ｎｏ．４，１９８５年５月／６月のＩｉｚｕｋａ等による”センサレス・ブ ラシレス・モータのためのマイクロコンピュータ制御（ｉｃｒｏｃｏｍｐｕｔｅ r Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ Ｍ ｏｔｏｒ）”という題名の論文の中で記述される。 間接法は、モータ・ターミナル電圧と位相電流から帰還ＥＭＦを見積もること に基づく。 この方法は、１２０°と１８０°の整流アルゴリズムの双方に適合する。 この方法を使う一つの技術は、産業応用のＩＥＥＥトランザクション、ｖｏｌ ．３９、Ｎｏ．２，１９９２年４月のＦｕｒｕｈａｓｈｉ等による”アダプトス ライドモードオブザーバを使用するブラシレスＤＣモータのための位置と速度セ ンサレス制御（Ｐｏｓｉｔｉｏｎ−ａｎｄ−Ｖｅｌｏｃｉｔｙ Ｓｅｎｓｏｒｌ ｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌｆｏｒ Ｂｒｕｓｈｌｅｓｓ ＤＣ Ｍｏｔｏｒ Ｕｓ ｉｎｇ ａｎ Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｓｌｉｄｉｎｇ Ｍｏｄｅ Ｏｂｓｅｒｖｅ ｒ）”という題名の論文の中で記述される。 モータの帰還ＥＭＦ電圧は静止状態で零であり、そして、ＳＮ比が低速度では 小さいので、帰還ＥＭＦを検出することによるロータ位置の信頼できる検出は、 低いロータ速度では限界がある。 モータ／発電機スタートため、位置センサとして永久磁石発電機を使う方法は 、ＳｔａｃｅｙによるＵＳ特許５，１４０，２４５の中で記述される。 標準のブラシレス発電機は、非常電源として、そして、通常または発電モード 動作の間において、制御電力の電源として使われるＰＭＧが備えられている。 ＰＭＧは、シャフト位置を表す出力信号を発生する二進計数器を有する高解像 度フェーズロックドループに供給される多相出力を発生する。 しかしながら、この方法は、ＰＭＧロータポールの数が、主発電機部分ロータ の極数に等しいか、それより少ない状態に限られている。その結果、不明確な位 置読み取りが避けられる。発明の概要 この発明によれば、始動モード動作において、電磁気機械を動作させるための 制御器は、基準の静止フレームに関する主電機子巻線に加えられる電力パラメー タの大きさを検出するための手段と、ＰＭＧ位相出力からロータに連結された駆 動軸の回転毎に複数のインターバルパルスを出すために、ＰＭＧ電機子相巻線の 組に連結された手段を含む電磁気機械のロータ位置を検出する位置センサを備え ている。 制御器は、連続するパルス間の時間周期を測定するための導出手段と、この測 定手段に接続され、測定された時間周期を駆動軸の角度位置の指示に変えるため の手段を含んでいる。 コンバータが、位置センサにつながれて、角度位置指示に応答し、検出された パラメータの大きさを基準の回転フレームに関する要素を取り出す磁界とトルク に変換する。そして、電源とコンバータの間に接続された手段が、磁界とトルク に応答し、ロータが回転しているような、始動モードの動作中に電源を制御する ための要素を取り出す。 さらに、この発明は、始動動作モードにおいて電磁気機械を動作させるための 制御器が、基準の静止フレームに関する電磁気機械に供給されたＡＣ電力のパラ メータの大きさを検出するための手段と、電磁気機械のロータ位置を検出するた めの位置センサを含んでいる。 位置センサは、主電機子巻線の組に接続され、ＡＣ電力のパラメータから駆動 軸の回転に関する複数のインターバルパルスを導出するための手段を含む。 制御器は、さらに導出手段に接続され、連続するインターバルパルス間の時間 周期を測定するための手段と、この測定手段に接続され測定された時間周期を駆 動軸の角度位置の指示に変換するための手段を含んでいる。 コンバータは、位置センサに接続されて、角度位置に応答し、検出されたパラ メータ大きさを基準の回転フレームに関する磁界とトルク成分に変換する。 手段が、コンバータと電源の間に接続されて、磁界とトルクに応答し、ロータ が回転しているような始動モードの動作の間に、電源を制御するための成分を生 成する。 さらに、この発明によれば、ロータと一組の主電機子巻線を有し、電磁気機械 を制御し、駆動軸によって電磁気機械に連結された原動機を始動するための始動 システム制御器は、電磁気機械の端子電圧を検知し、電機子巻線の１つに誘導さ れる帰還ＥＭＦ電圧を検出する。 始動システム制御器は、さらに検出手段に連結され、帰還ＥＭＦ電圧に従って ロータ速度の指示とロータ位置の指示を出力するための手段を含んでいる。 駆動軸の回転方向を検出するための複数の手段が備えられ、ロータ速度とロー タ位置と、検出された駆動軸の回転方向に応答し、原動機を自立速度にするため の駆動モード、プラッギングモード、ブレーキングモードを含む複数の動作モー ドのひとつで、電磁気機械を動作させる。 第１手段は、原動機の点火の前に駆動モードの第１位相の間に動作し、電磁気 機械に原動機が第１の所定の割合で加速されるように、原動機に駆動力を供給さ せる。この間、第２手段は、前記第１の位相に引き続く駆動モードの第２位相の 間に動作し、電磁気機械に、原動機が第２の所定の割合で加速されるように原動 機に駆動力を供給させる。 手段は、駆動モードの第２位相の間に動作し、燃料を原動機に供給し、その点 火を容易にする。第３手段は、原動機の点火に続く駆動モードの第３位相の間に 動作し、電磁気機械に原動機が第３の所定の割合で加速されるように、原動機駆 動力を供給させる。 この発明の実施形態のいずれかによれば、各制御可能な電源は、始動モードの 間に電機子巻線に電力を供給するために、主電機子巻線に接続されたインバータ を含む。ここでは、ＤＣリンクがインバータに接続され、ＤＣリンクは始動モー ドの間にインバータにＤＣリンク電流を供給する。 制御器はＤＣリンクに接続され、始動モードの間にそのＤＣリンクによってイ ンバータに供給されるＤＣリンク電流の大きさを制御する。これにより、ロータ は主電機子巻線に関して加速される。 また、この発明の実施形態のいずれかによれば、制御器は原動機に点火するた めの手段を含む。電磁気機械はその原動機を自立速度に加速するよう動作される 。 制御器は、さらに、原動機の点火に先立つ第１位相の間、動作でき、電磁気機 械に原動機が第１の所定の割合で加速するように原動機に駆動力を供給させる。 制御器は、さらに第１位相に続く第２位相の間に動作でき、電磁気機械に、原 動機が第２の所定の割合で加速するよう原動機に駆動力を供給させる第２手段と 、その第２位相の間に動作でき、原動機にその点火を容易にさせるように燃料を 供給する手段を含む。 第３手段は、原動機の点火に続く第３位相の間に動作でき、電磁気機械に原動 機が第３の所定の割合で加速するよう原動機に駆動力を供給する。 前述した制御器は、始動電力がバッテリまたは他の制限された電源により供給 される場合のような、始動電力が制限されるような場合でも、原動機を効果的で 、信頼的に自立速度まで立ち上げるのに有効である。図面の簡単な説明 図１Ａは、ブラシレス同期発電機の構成図とブロックの結合を含む。 図１Ｂは、始動コンバータと共にＡＰＵシステムのブロック図を含む。 図２Ａ、図２Ｂは、破線で結合されると、この発明の第１実施形態に従う始動 システム制御器のブロック図を含む。 図３は、図２Ａの速度推定器とコマンドジェネレータとのブロック図を含む。 図４は、図２Ａと２Ｂの制御によって達成される始動シーケンスための、速度 と時間の関係を示すグラフを含む。 図５は、この発明の他の実施形態に従って、始動システム制御のブロック図を 含む。 図６は、図１のエキサイタ界磁巻線への電力の応用制御のための回路構成図と ブロックの結合を含む。 図７は、図６のエキサイタインバータとインバータ制御器の構成図とブロック との結合を含む。 図８は、主インバータを動作させるための、制御器とインバータ、一組の電機 子巻線の構成図とブロックの結合を含む。 図９は、図１に示された発電機の主発電機部分の簡略断面図を含む。 図１０Ａと図１０Ｂは、同じ番号のラインで結合されたとき、図８に示される 要素をより詳細に示す構成図とブロックの結合を含む。 図１１と図１２は波形図を含む。そして、図１３は図１０Ａと図１０Ｂの制御 器の動作を示している状態テーブルを含む。 図１４−図１６は、図１０Ａと図１０Ｂに示されたインバータ制御器の代替実 施形態を示す構成図とブロックの結合である。 図１７は、主インバータを動作させるため、更なる制御器の構成図とブロック の結合を含む。 図１８は、図１７の帰還ＥＭＦ状態オブザーバのブロック図を含む。 図１９は、図１７の角度再構築ユニットのブロック図を含む。 図２０は、図１９の電圧ー角度コンバータのブロック図を含む。 図２１は、図１９の電圧ー角度コンバータための代替実施形態を含む。 図２２は、図１７の角度再構築装置ための、代替実施形態を含む。 図２３は、図１７の速度コントローラのブロック図を含む。 図２４は、図１７の二相から三相へのコンバータの概略図を含む。 図２５は、主インバータを動作させるための制御器の代替実施形態を含む。 図２６は、図２５のロータ位置検出器のブロック図を含む。 図２７は、図２６の制御器の動作を示す一連の波形図を含む。 図２８は、図２５の速度コントローラのブロック図を含む。 図２９は、主インバータを動作させるための制御器の他の代替実施形態を含む 。 図３０は、図２９の制御器の動作を示す一連の波形図を含む。 図３１は、図２９のロータ位置検出器のブロック図を含む。 図３２は、図２９の速度コントローラのブロック図を含む。 図３３は、主インバータを動作させるための制御器の他の実施形態のブロック 図を含む。 図３４は、図３３のＤＣ電流推定器のブロック図を含む。 図３５は、図３３のロータ位置検出器のブロック図を含む。 図３６は、図３３の速度コントローラのブロック図を含む。 図３７は、励起インバータを動作させるための制御器の構成図とブロックとの 結合を含む。 図３８は、主インバータための他の制御器の構成図とブロックとの結合を含む 。 図３９は、図３８のロータ位置検出器のブロック図を含む。 図４０は、図３９のロータ位置検出器の動作を示す一連の波形図を含む。 図４１は、図３８の速度コントローラのブロック図を含む。 図４２は、図３８の整流器のブロック図を含む。 図４３は、図３８の電流調整器のブロック図を含む。 図４４は、図３８のエキサイタ界磁制御器の構成図とブロックの結合を含む。 図４５は、ＤＣリンク上の電圧を制御するための回路構成図とブロックの結合 を含む。 図４６は、ＤＣリンクの上の電圧を制御するための回路の代替実施形態の構成 図とブロックの結合を含む。 図４７は、図４６の制御器の構成図とブロックの結合を含む。 図４８は、図４７の制御器の動作を示す波形図の一組を含む。 図４９は、ＤＣリンク上の電圧を制御するための回路の他の実施形態のブロッ ク構成図との結合を含む。そして、 図５０は、他の実施形態を実行するため、図４９の制御器の変更を示す構成図 を含む。好適な実施形態の記述 さて図１Ａを参照し、ブラシレス同期発電機１０は、パーマネントマグネット 発電機（ＰＭＧ）１２と、エキサイタ部分１４と、主発電機部分１６を含む。 発電機１０は、さらに発電機１０のロータ２０と、ガスタービン機関のような 原動機２１を相互に連結させている駆動軸１８を有する。 このの発明の特定の応用において、発電機１０と原動機２１は一緒に航空機補 助電源ユニット（ＡＰＵ）を含んでもよい。しかし、この発明は他の原動機／発 電機応用に同様に役立つ。 ロータ２０は、ＰＭＧ１２ためのポールを形成する一つ以上の永久磁石２２を 備えている。 駆動軸１８の回転は、永久磁石２２によって生じられた磁束と、発電機１０の ステータ内に搭載された相巻線２４ａ−２４ｃを有する三相ＰＭＧ電機子巻線の 組との間で相対運動を生じさせる。 エキサイタ部分１４はステータ２６に配置される界磁巻線２８と、ロータ２０ 上に配置された三相電機子巻線３０ａ−３０ｃの一組を備える。 一組の回転している整流器３２は、エキサイタ電機子巻線３０ａ−３０ｃと、 またロータ２０上に配置された主発電機部分界磁巻線３４とを相互に連結させる 。 三相主発電機部分電機子巻線３６ａ−３６ｃは、ステータ２６に配置される。 発電モードでの動作の間、少なくとも一つ、好ましくは全部で三つのＰＭＧ界 磁巻線２４ａ−２４ｃは、整流器と電圧調整器（図示しない）を通して、エキサ イタ部分界磁巻線２８に接続される。 駆動軸１８が回転されると、ＰＭＧ電機子巻線２４ａ−２４ｃの中で生じられ た電力が、整流され、調整されて、界磁巻線２８に供給される。 ＡＣ電力は、電機子巻線３０ａ−３０ｃで生じられて、回転整流器３２で整流 され、そして主発電機部分界磁巻線３４に加えられる。 駆動軸１８と界磁巻線３４の回転は、従来のように、主発電機部分電機子巻線 ３６ａ−３６ｃで三相交流電圧を誘起する。 図１Ｂに見られるように、ＡＣ電圧が接触器セット３７を通して、ＡＰＵ配電 ネットワーク３８へ供給され、そこから一つ以上の（図示しない）ロードに供給 される。 しばしば、原動機２１が自立速度に到達させるために、モータとしてブラシレ ス発電機１０を使うことが望ましい。 この動作は、主発電機部界磁巻線３４にエキサイタ１４を通して電力を供給す ることによって達成される。エキサイタは、主発電機部分電機子巻線３６ａ−３ ６ｃへＡＣ電力を供給して、適当に巻線３６ａ−３６ｃを流れる電流を整流子、 駆動軸１８を回転させる。 特定の実施形態において、発電機１０のための電力は、外部電力を受け取り、 そして、それぞれ、接触器セット４０ａ、４０ｂによってエキサイタの界磁巻線 ２８と電機子巻線３６ａ−３６ｃに接続されるＡＰＵ始動コンバータ３９によっ て発生される。 後に詳細に知られるように、多くの、種々の制御と方法のどれも主発電機電機 子巻線３４にエキサイタ１４を介して供給される電力と、電機子巻線３６ａ−３ ６ｃに供給される電力の制御に使用されることができる。 図２Ａと図２Ｂは、原動機２１の始動のために、発電機１０を始動モードで動 作させ、電力を動力に変換する始動システム制御器４１の第１実施形態とともに 、発電機１０の駆動軸１８と主発電機１６とエキサイタ１４を示す。 図２Ｂに言及して、始動システム制御器４１は、レゾルバ、または、駆動軸１ ８、それゆえに、ロータ２０の位置を表す信号を発生する検出器の他の種類を含 むロータ位置検出器４４を含む。 ロータ位置信号は、相電圧変換回路４６と相電流変換回路４８に出力される。 相電圧変換回路４６は、第１電源またはパルス幅変調（ＰＷＭ）された主イン バータ形式の電力コンバータによって出力された位相電圧Ｖａ，Ｖｂ，そしてＶ ｃに応答する。 主インバータ５０は三相型であって、従来のブリッジ構成に接続された６つの 制御可能な電力開閉器と、６つのフライバックダイオードを含む。 相電流変換回路４８は、電流センサ５２ａ−５２ｃによって検出されるように 、主インバータ５０によって出力された位相電流の大きさを表す信号Ｉａ，Ｉｂ ，Ｉｃに応答する． 回路４６、４８に供給される信号は、ステータ２６の基準の固定フレームに対 して相対的に表現される。 回路４６と４８は、これらの信号を信号Ｖｄ，Ｖｑ，そして、Ｉｄ，Ｉｑに変 換するために、ロータ２０に相対的に基準フレームを回転させるｄ−ｑ（あるい は、ｄｉｒｅｃｔ−ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ“直接求積法”）でパーク変換（Ｐａ ｒｋ´ｓ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を実行するコンバータである。 信号Ｖｄ，Ｖｑ，Ｉｄ，Ｉｑが、以下の方程式に従う発電機に供給される実効 電力と無効電力を計算する電力計算機５２に供給される。 Ｐｒｅａｌ ＝ Ｉｄ Ｖｄ ＋ Ｉｑ Ｖｑ Ｐｒｅａｃｔｉｖｅ ＝ −Ｉｑ Ｖｄ ＋ Ｉｄ Ｖｑ 図２Ａに言及して、実効電力と無効電力の大きさを表す信号は、それぞれ、そ のような信号を司令された有効電力と無効電力を表す信号から差し引く加算器５ ４、５６に供給される。 加算器５６の出力は、比例積分調整器５８によって調整され、リミッタ６０に よって制限され、フィールドコマンド信号として加算器６２の非反転入力に供給 される。 加算器６２の反転入力は、相電流変換回路４８（図２Ｂ）によって出力された 信号Ｉｄを受ける。 加算器６２は、指令された磁界要素の大きさから、主インバータ５０によって 出力される磁界生成要素（成分）の偏差を表すエラー信号を出力する。このエラ ー信号は、比例積分（ＰＩ）調整器６４によって、調整され、逆変換回路６６の 第１入力に供給される。 加算器５４の出力は、司令された電力の大きさと有効電力大きさの偏差を表し 、ゲインユニット６８によって処理されて、低い信号を出す回路（ローウイン回 路）７０を含むセレクタに供給される。 ローウイン回路７２は、後に詳述されるように、さらに３つの始動回路７２、 ７４、７６の１つから１つの入力を受ける。 ローウイン回路７０は、最も小さい大きさの信号を加算器８０の非反転入力へ ランーストップ・スイッチ７８を通して供給する。 ローウイン回路７０によって供給される信号は、主インバータ５０によって発 生されるべき指令トルク生成要素（成分）Ｉｑ＊を表す。 実際には、主インバータ５０によって発生される、トルク生成要素（成分）の 大きさを表す信号Ｅｑは、加算器８０の反転入力に供給される。そして、その結 果生じるエラー信号は、実際の大きさと、指令トルク生成要素（成分）の大きさ との偏差を表し、ＰＩ調整器８２によって処理され、逆変換回路６６（図２Ｂ） の第２入力に供給される。 逆変換回路６６は、レゾルバ４４の出力に応答し、ＰＩ調整器６４、８２によ って出力された信号を、基準の固定フレームに関する３つの電圧コマンドＶａ＊ ，Ｖｂ＊，とＶｃ＊に変換する。 そのコマンドＶａ＊，Ｖｂ＊，とＶｃ＊は、三相主インバータ５０の６つのス イッチのための６つのスイッチ制御パターンを順に出力するパターンジェネレー タ８３（図２Ｂ）に供給される。 ラン／ストップスイッチ７８は、ある状況下において、始動の試みが失敗した ような、システムへの励起が中断されて、それから再開されるときにおいて使わ れる。 そのような場合、ランーストップスイッチ７８は、そのストップ位置にセット されたとき、トルク生成要素コマンドＩｑ＊のみをゼロにセットすることにより 、そのコマンドを中断する。その結果、どんな動力も発電機１０によって発生さ れることは無い。 また、磁界生成要素Ｉｄ＊をゼロにセットしないことにより、再始動の時、磁 界を再発生するために要求される時間が割愛される。 ラン／ストップスイッチ７８は選択的である。そして、それが実行される特定 の方法は、この発明において重要ではない。 ＤＣ電力がバッテリ（図示しない）によって、ＤＣバス９２（図２Ｂ）を通し て、主インバータ５０及びエキサイタ１４の界磁巻線２８に接続されたＰＷＭ励 起インバータ９４に、供給される場合に、始動回路７２は、スイッチ９０によっ てローウイン回路７０に供給される始動信号を出力する。 バッテリ電圧の実際の大きさを表している信号ＶＢＴは、そのような信号を司 令されたバッテリ電圧信号ＶＢＴ＊から差し引く加算器９６に供給される。 結果として生ずるエラー（差）信号は、ＰＩレギュレータ９８によって処理さ れて、スイッチ９０によってローウイン回路７０に、始動信号として供給される 。 この始動信号は、ロータの加速がバッテリインピーダンスにマッチすることを 確保し、その結果、始動モードの間にバッテリから引き出された電力が、バッテ リ電圧がそれに接続された他の負荷の動作を悪化させるレベルに落ちるレベルを 越えることはなくなる。 励起インバータ９４は、ハーフブリッジ状かフルブリッジ状であればよいこと に注意されなければならない。 前述の場合（図７に見られ、後述される）、インバータ９４は、界磁巻線２８ の端部の反対に、４つのダイオードと共につながれた２つの制御可能な電力開閉 器を有する。 後者の場合、一対の制御可能な電力開閉器と関連フライバックダイオードは、 界磁巻線２８の各端部につながれる。 図２Ａに見られるように、スタート回路７４は、速いスタートサイクルが実行 されることになっている場合、スイッチ９０によってローウイン回路７０に供給 される始動信号を発生する基準信号ジェネレータ１００を備える。 基準信号ジェネレータ１００は、主インバータ５０と励起インバータ９４によ り、順に、発電機１０と原動機４２を目標速度にできるだけ速く立ち上げさせる 適当な大きさの一定レベルまで、零ボルトから速く立ち上がるステップ波形のよ うな、適当な波形を出力する。 始動回路７６はスイッチ９０とローウイン回路７０にプログラム可能な始動ト 信号を供給する。 コマンドジェネレータ１０２は、ＡＰＵコントローラ１０３によって発生され た速度コマンド信号に応答する。 速度コマンド信号に応答して、コマンドジェネレータ１０２は、ライン１０４ に速度基準信号を出力し、ライン１０６に位置基準信号を出力する。 ライン１０４の信号は、順にライン１１０に現れる信号をそれらから差し引く 加算器１０８に供給される。 ライン１１０の信号は、順に、レゾルバ出力信号と始動回路７６のリミッター １１４によって出力される信号に応答するに応答する推定量１１２によって出力 される。 ライン１１０の信号は、ロータ２０の推定速度を表す。 加算器１０８は、ゲインユニット１１５によって処理されて、加算器１１６の 非反転入力に供給される速度エラー信号を発生する。 ライン１０６の信号は加算器１１８の非反転入力端子に供給され、速度推定器 １１２によってライン１２０に出力され、ロータ２０の推定位置を表す信号がそ れらから差し引かれる。 結果として生ずる位置エラー信号は、ゲインユニット１２２によって処理され て、加算器１１６の反転入力に供給される。 加算器１１６は、補償された位置エラー信号を補償された速度エラー信号から 差し引き、リミッタ１１４によって制限されるトルクコマンド信号を出力する。 結果として生じる制限されたトルクコマンド信号は、スイッチ９０によってロ ーウイン回路７０に供給される。 コマンドジェネレータ１０２と速度推定器１１２は、この後、図３と一緒によ り詳細に述べられる。 また、無効電力エラー信号は、イネーブル信号をライン１３２上においてリミ ッタ６０から受け取るＰＩレギュレータ１３０に加算器５６によって供給される 。 レギュレータ１３０の出力は、エキサイタ１４のための指令された界磁電流絶 対値ＩＦを表して、加算器１３４の非反転入力に供給される。 加算器１３４の反転入力は、励起インバータ９４によってエキサイタ界磁巻線 ２８に供給される、電流センサ１３６によって検出されるような電流の大きさＩ Ｆ＊を表している信号を受け取る（図２）。 結果として生ずる界磁電流エラー信号は、ＰＩレギュレータ１３８（図２Ｂ） によってパターンジェネレータ１４０に供給される電圧指令を生じるために処理 される（図２Ｂ）。 パターンジェネレータ１４０は、インバータ９４の中でスイッチのための適す るパターンを出力し、エキサイタ界磁電流を司令された電流の大きさに近づける 。 望まれるなら、要素５６、５８、６０と１３０は図２Ａの回路から省略するこ ともできる。そして、固定されたコマンドＩｄ＊は加算器６２に供給されること も可能である。 更に、励起コマンドを生じるためにロータ速度に応答するファンクションジェ ネレータは、フィールド弱めるために加算器１３４に連結されることもできる。 さて図３を参照して、コマンドジェネレータ１０２と速度推定器１１２は、加 算器１０８と１１８と共により詳細に示されている。 速度コマンド信号は、ファンクションジェネレータ１５２によって処理される 出力を出す加算器１５０の非反転入力に供給される。 そのファンクションジェネレータ１５２は、加算器１５４によって出力される エラー信号を、積分器１５４によって積分され、そして、更なる積分器１５６、 、加算器１０８まで供給される加速基準信号に変換する。 積分器１５４の出力は加算器１５０の反転入力へ、さらに帰還供給される。そ して、それゆえに、コンポーネント１５０、１５２と１５４は閉ループ基準信号 ジェネレータを含む。 積分器１５４は、加算器１０８の非反転入力に提供される速度基準信号を生じ る。 積分器１５６は、速度基準信号をライン１０６を越えて加算器１１８の非反転 入力に供給される位置基準信号に変換する。 リミッタ１１４の出力は、ロータ２０の慣性の逆数を表している信号をリミッ タ信号に掛けるカウンタ回路１６０に供給される。 結果として生ずる信号は、加算器１６２の非反転入力に提供される。 システム動作に影響を及ぼすノイズを含むかもしれないロータ位置センサ４４ の出力は、さらにライン１２０上の推定位置信号を受ける非反転入力を含む加算 器１６４の反転入力に供給される。 加算器１６４によって出力される結果として生ずるエラー信号は、ゲインユニ ット１６６によって処理されて、加算器１６２の反転入力に供給される。 ロータ２０の推定された加速を表す加算器１６２の出力は、積分器１６８によ って積分され、ライン１１０に速度推定信号を出力する。 速度推定信号は、さらに加算器１７０の非反転入力に供給される。 ゲインユニット１７２は加算器１６４によって出力されたエラー信号を掛け、 そして、結果として生ずる信号は加算器１７０の反転入力に供給される。 加算器１７０の出力は、順番に位置推定信号を生じる更なる積分器１７４によ って処理される。 速度推定器１１２は、単純な微分回路とともにロータ位置センサ４４の出力を 利用することに関連するノイズ問題を避ける。 制御器４０のコンポーネントのいくつかまたは全てが全体として、または部分 的に、デジタル信号処理装置、または他の適当なハードウェアまたはソフトウェ アによって所望のように実行されることができる点に留意する必要がある。 始動操作の間、その制御装置は、２つのモード（１アンペア当たり最大トルク モードと単位パワーファクターモードで言及される）で発電機１０を操作する。 例えばロータ速度がおよそ５５００ＲＰＭ未満である低速度では、１アンペア 当たり最大トルクモードが実行される。これは、より低い速度で始動時間を減ら す。 ゼロと低速度で、フィールド・コマンド信号Ｉｄ＊は、リミッタ６０によって 最大トルク、アンプ比を提供する値にセットされる。この値はモータパラメータ の関数をなす。 速度の増大に伴って、その無効電力は増加する。 加算器５６の出力でのエラー信号が負になるとき、リミッタ６０は、最終的に はＰＩレギュレータ５８の出力を加算器６２を通過させ、これによりトルクの減 少を引き起こす整流角度を増加させる。 リミッタ６０による上限となったとき、イネーブル信号はライン１３２によっ てレギュレータ１３０に供給される。これはエキサイタためのフィールド・コマ ンド信号を減ずるのを可能にする。 この観点から、励起インバータ９４で供給された界磁電流は、速度に反比例し て減らされる。 整流角度は、必要（司令された）無効電力レベルを維持するために増やされる 。 整流角度がその限界値に届くと、界磁電流コマンドは、無効電力要求を満たす ためにエキサイタ界磁電流を減らすことによってこの関数を実行する。 発明の好適な始動方法は、プログラム可能なスタート回路７６のリミッタ１１ ４の出力に接続されたスイッチ９０で達成される。 図４において図示されるように、システムの好適な始動動作モードの間、原動 機は３つの異なる段階、すなわち、最初の加速段階、点火段階、トルク増加段階 の各々の間の制御により加速される。 その段階の各々の間で、原動機の速度は、ＡＰＵコントローラ１０３によって 生成された速度コマンド信号によって制御される。 最初の加速段階は、その原動機の立ち上げを開始し、その原動機があらかじめ 決められた速度にまで加速されたとき立ち上げを終了する。 好ましくは、その速度は、その原動機の点火が起こりそうな、例えばおよそ７ パーセントの定格操作速度である最小限の速度である。これは図４に点１８０で 示されている。 最初の加速段階の間、ＡＰＵコントローラ１０３によって生成される速度コマ ンドの大きさは、予め定められた第一定数の割合で増加する。その結果、その原 動機の加速は本質的に一定となる。 点火段階の間、その原動機は第二定数（最初の加速フェーズの加速レベルより 低いあらかじめ決められたレベル）で加速される。そして、燃料と点火電源がそ の原動機に供給される。 点火段階は、点火が起こりそうな最小限の速度から始まって、排気ガス温度セ ンサ１８１（図２Ａの中で示す）によって検出される原動機の点火まで続く。こ のセンサは、原動機の点火を示す信号をＡＰＵコントローラ１０３に供給する。 その原動機があらかじめ決められた期間（例えば点火段階の開始後５秒、この 時点において、原動機は点火が起こりそうな最大速度、例えば動作速度の１２パ ーセントに到達している）で点火に失敗した場合は、点火段階は中止され、そし て、始動シーケンスは繰り返される。 点火段階が中止されるとき、駆動−停止スイッチ７８はその停止位置に切り替 えられ、始動シーケンスが再開されるとき、駆動−停止スイッチ７８は、その駆 動位置に切り替えられる。 点火時に、トルク増加段階は、図４に１８２で示された点で始まる。 トルク増加段階の間、その原動機の速度は、一定数（例えば１秒につき１パー セント、点火が過大な加速により、その原動機の冷却を損なうという危険を減じ るためにあらかじめ決められた割合）で増加するように制御される。 原動機の回転速度がトルク増加段階の間において、増大するにつれて、その原 動機によって出力されるトルクは徐々に増大する。 その原動機の加速は一定のレベルで制御されるので、発電機１０によって供給 されるトルクの量は、この段階の間、徐々に減少する。 特定の点で、その発電機で提供されたトルクの量は、例えば５フートパウンド （ｆｏｏｔ−ｐｏｕｎｄｓ）の非常に低い値に引き下げられる。 この点に到達したとき、典型的には、その原動機の定格動作速度のだいたい５ ５％と９０％の間に到達したとき、その発電機への電力はしゃ断され、そして、 発電機はスタートモードから発電モードヘ変換される。 電力しゃ断（ポイント１８４で図４の中で示される）の後、原動機は、動作速 度まで加速し続ける。 そのしゃ断ポイント１８４は、ＡＰＵコントローラ１０３によって、主インバ ータ５０によって発電機１０に供給される電力を発電機１０のための電力トルク 比、および電力速度比と比較することにより決定されることができる。 代わりに、しゃ断ポイント１８４は、発電機１０によって引き込まれた電流が あらかじめ決められた下限に達するポイントであってもよい。 特定のカットオフポイントを決定する方法は、この発明にとって重要ではない 。 図５は、図２Ａ，図２Ｂに示された制御装置４１の代わりに使われる始動シス テム制御装置２４０を図示する。 制御装置２４０は、エキサイタ１４を通してよりもむしろ電機子巻線３６ａ− ３６ｃを通して主発電機１６ための励起を提供することができる。一方、直流電 力は、エキサイタ界磁巻線に適用される。 それゆえに、その制御装置は、励起インバータを含まない。 始動システム制御装置２４０は、ロータ位置センサ２４４、相電圧変換回路２ ４６、相電流変換回路２４８、パターンジェネレータ２４９、インバータ２５０ 、逆変換回路２５１、そして、それぞれ図２Ｂに示される要素４４、４６、４８ 、８３、５０、１００と５２ａ−５２ｃ同一の電流センサ２５２ａ−２５２ｃを 含む。 位置センサ２４４によって生成された角度位置信号は、従来の方法において検 出されるロータ２０の回転速度を表す速度信号を生成する速度プロセッサ２６０ に供給される。 速度プロセッサ２６０によって生成された速度信号は、速度コマンドと比較さ れる。この速度コマンドは加算器２６２によっていつも所望の速度を表す。 その検出速度と加算器２６２によって決定されるような目標速度の差は比例積 分ゲインと補償装置２６４にエラー信号として供給される。 そのゲイン、補償装置２６４の出力は、直角位相電流コマンド（要求された直 角位相電流を表すＩｑ＊）を生成するリミッタ２６６によって制限される。 速度プロセッサ２６０の出力は、また、直流電流コマンド（速度プロセッサ２ ６０によって生成された速度信号に基づくＩｄ＊）を生成するファンクションジ ェネレータ２７０に供給される。 ゼロと比較的低い速度でにおいて、速度プロセッサ２６０によって生成された 信号によって決定されるように、ファンクションジェネレータ２７０は、最大の 正数値を持っている直流電流コマンドを出力する。 励起が励起界磁巻線２８にＤＣ電力を供給することにより行われるとき、中間 の速度で、ファンクションジェネレータ２７０は、最大トルク電流比に近い比を 供給するために、直流電流コマンドを出力する。そして、より速い速度で、ファ ンクションジエネレータ２７０は、ＤＣエキサイタ界磁を弱める位相進みを行わ せるために負の直流電流コマンドを出力する。 直流電流コマンドＩｄ＊の大きさを制御する上述の方法は、ＤＣ励起が始動モ ード動作の間、エキサイタ界磁巻線２８に提供されると仮定している。 このモードの動作中、ＤＣ励起がエキサイタ界磁巻線２８に与えられないなら ば、直流コマンドＩｄ＊の大きさは、先に述べたように大きさが変わるのに代え て一定のレベルに維持されなければならない。 ファンクションジェネレータ２７０が直流電流制御コマンドを生成する方法に おける他の変更が利用されることもできる。 発電機１０のスタートアップの間のどの時間でも、主発電機部分１６は、純粋 の直流電流と純粋の直角位相電流で交互に励起されている。 その直流電流は、主発電機部分１６に磁界をつくる。ところが直角位相電流は 、磁界が実質的に衰える前に与えられ、ロータ２０にトルクを発生させる。 主発電機部分１６に対して交互に提供される直流および直角位相励起は、一対 のスイッチ２７４（２７６）に接続されたオシレータ２７２によって制御される 。 スイッチ２７４は加算器２８０に選択的に直角位相電流コマンドＩｑ＊を提供 する。そして、スイッチ２７６は加算器２９０に選択的に直流コマンドＩｄ＊を 提供する。 スイッチ２７４、２７６は同時に切り換えられる。そして、どの与えられた時 間にも、スイッチ２７４、２７６の一つはグランドに接続される。そして、スイ ッチ２７４、２７６のもう一方はそのそれぞれのコマンド信号、Ｉｑ＊またはＩ ｄ＊を受けるために接続される。 この結果、主な発電機部分１６は、純粋の直流励起か純粋の直角位相励起で励 起される。 主発電機部分１６（そのコマンド信号Ｉｑ＊へのスイッチ２７４の結合を通し て）で生成された磁界が始動モードの間に、大きく衰えないようにするために、 スイッチ２７４、２７６がどんな速度で切り換えられるか、そして、如何に長く それらがそれぞれの位置を維持するかをそれぞれ決定するオシレータ２７２の周 波数とデューティサイクルは、主発電機部分１６の時定数に基づいて選択される 。 例えば、スイッチ２７４、２７６の各々が一つの位置において１００ミリ秒、 他の位置において１００ミリ秒の間交互に切り替えられるようにするために、オ シレータ２７２は、始動動作モードの間中５０％のデューティサイクルと５ヘル ツの固定周波数を持つことができる。 また、他の周波数とデューティサイクルが利用されるかもしれない。 直角位相電流コマンドＩｑ＊を周期的に受け取る加算器２８０は、また相電流 変換回路２４８から、検出された直角位相電流信号Ｉｑを受け取る。 加算器２８０は、２つの信号の間の差を表し、比例積分ゲインと補償ユニット ２８２によって処理され、直角位相電圧コマンドＶｑ＊を生じるエラー信号を生 成する。 このコマンド信号は、電圧変換回路２４６によって、直角位相電圧信号Ｖｑと ともに、加算器２８４に供給される。 加算器２８４によって決定されるように、信号の差が比例積分ゲインと補償ユ ニット２８６に供給される。 直流電流コマンドＩｄ＊を周期的に受ける加算器２９０は、また相電流変換回 路２４８から検出された直流電流Ｉｄを受ける。 加算器２９０は、２つの信号の差を表わすエラー信号を生成する。これは、比 例積分ゲインと補償ユニット２９２によって処理され、直流電圧コマンドＶｄ＊ を生じる。 このコマンド信号は電圧変換回路２４６によって生成された直流電圧信号Ｖｄ とともに、加算器２９４に供給される。 加算器２９４によって検出されるように、信号の差は比例積分ゲインと補償ユ ニット２９６に供給される。 それぞれ所望の直角位相および直流相電圧を表わす２つのユニット２８６と２ ９６の出力は、逆変換回路２５１に供給される。この回路２５１は、このような 信号を従来と同様な方法により、３つの電圧コマンド信号Ｖａ＊、Ｖｂ＊、Ｖｃ ＊に変換する。 ３つの電圧コマンドは、主インバータ２５０に提供される。 希望する場合、電力が始動モードの動作の間に界磁巻線２８を介してエキサイ タ１４に供給されるべきならば、ＤＣ電力よりはむしろ、４００Ｈｚでピーク間 電圧として４００ボルトのＡＣ電力を含むことがよい。 希望する場合、その電力は、主インバータ５０以外の電源から供給されること もできる。 図６−図２３は、この発明の他の実施形態として、上述された回路の変更を示 す。 これによれば、始動モードの中の操作の間、上述したように、主インバータ７ ２によって主発電機部分の電機子巻線３６ａ−３６ｃにＡＣ電力を供給すること に加えてエキサイタインバータ９４が励起界磁巻線２８に結合されたＡＣとＤＣ 電力を供給する。 エキサイタ１４は界磁巻線２８と電機子巻線３０ａ−３０ｃを有する第２巻線 を備える主巻線を有する回転変圧器として動作し、その結果、ＡＣ電力が電機子 巻線３０ａ−３０ｃの中で誘発される。 このＡＣ電力は、回転整流子で整流され、ＤＣ電力として主発電機部分界磁巻 線３４に加えられる。 これによって生じる磁界の相互作用は、ロータ２０をステータ２６に対して回 転させ、この結果、駆動軸１８が加速される。 これによれば、主発電機部分電機子巻線３６ａ−３６ｃに加えられるＡＣ波形 の周波数は、リニア領域のスタートモードの間、連続的に、好ましくは一様に増 大される。 さらに、エキサイタ界磁巻線２８に加えられたＡＣ電圧の大きさは、スタート モードの動作の間に、励起を防ぎ、そして発電機加速能力を規定するために、第 １の特定のロータ速度が達成されるまで連続的にリニアに減らされる。 好ましくは、このＡＣ電力は、本質的に一定の周波数に維持される。 さらに、エキサイタ界磁巻線２８に加えられる直流電圧の大きさは、第２の特 定のロータ速度が達されるまで、スタートモードでの動作の間、好ましくは連続 的に、かつ一様に増大される。 それ以来、直流電圧の大きさは、第３の特定のロータ速度が達されるまで、本 質的に一定に維持される。これに次いで、直流電圧の大きさは速度の増大に連れ て減少される。 始動モードの動作に続いて、先に述べたように、発電モードでの動作が始まる 。 図６を参照して、エキサイタインバータ９４は、ＤＣ／ＤＣブーストコンバー タ３００からＤＣ電力を受け、そして、図２Ａ、図２Ｂの要素１３０、１３４、 １３８、そして１４０に代わるインバータ制御装置３０４によって制御される。 ブーストコンバータ３００は、インダクタＬ１、制御可能なスイッチＱ１、ダ イオードＤ１とコンデンサＣ１を含む。 制御可能なスイッチＱ１は、ＤＣバスコンダクタ９２ａ，９２ｂに現れる入力 電圧の大きさが、エキサイタ界磁巻線２８を適度に励起するに必要なレベルにま で昇圧される。 ファンクションジェネレータ３０６は、ロータ２０の速度に応答して、ロータ 速度の増加とともに線形に減少する出力を出す。 ロータ速度の信号表示は、ここで記述されるように、明らかにされる。 パルス幅変調器３０８は、ファンクションジェネレータ３０６の出力に依存す る幅を持っているパルス列を含んでいる変調（ＰＷＭ）制御信号５２ａ−５２ｃ を出す。 ゲートドライブ回路３１０は、パルス幅変調器３０８の出力から、制御可能な スイッチＱ１ための適当な大きさのゲート駆動信号を出す。 インバータ制御装置３０４は、以下により詳細に記述されるロータ位置信号と 位相基準信号に応答する。 図７は、より詳細にインバータ制御装置３０４を図示する。 ロータ位置信号は、ロータ２０の速度を表わすライン３１２上に信号を出す速 度プロセッサ３１１に供給される。 図６のファンクションジェネレータ３０６に似ているファンクションジェネレ ータ３１４は、ライン３１６の上に、ロータ速度の増加に伴って線形に、かつ、 連続的に減少する出力信号を出す。 乗算器３１８は、加算器３２０とファンクションジェネレータ３１４の出力端 子を有する正弦波ジェネレータ３２２によって出された正弦波の信号を変調する 。 加算器３２０は位相基準信号をロータ位置信号を加算する。そして、正弦波ジ ェネレータ３２２は加算器３２０の出力によって決定された位相変位で、正弦波 の信号を出す。 更なるファンクションジェネレータ３２４は、ライン３１２に現れる速度信号 に基づいてＤＣ基準信号を出す。 ファンクションジェネレータ３２４は、速度が第２の特定のロータ速度に増大 されるにつれて、線形的に増大する出力を出し、その後、第３の特定のロータ速 度に達するまで、本質的に一定の出力レベルを出す。 その後、ＤＣ基準信号は、小さくなる。 ＤＣ基準信号は、加算器３２６によって乗算器３１８の出力に加算される。始 動モードでの動作の間、結果として生ずる信号がスイッチ３２８によって加算器 ３３０に通される。 加算器３２６によって生じられた信号は、ライン３３２の上で出された電流帰 還信号が減じられる電流基準信号を含む。 結果として生ずる電流エラー信号は、順番にゲートドライブ回路３３６によっ てゲート駆動信号を引き出すために処理される制御信号を生じるコンパレータ３ ３４に供給される。 示された具体例の中で、ゲート駆動信号は、エキサイタインバータ９４の第１ 、第２スイッチＱ２，Ｑ３を制御する。 さらに、エキサイタインバータは、ダイオードＤ１−Ｄ４を含む。ここで、ス イッチＱ２，Ｑ３とダイオードＤ１−Ｄ４がハーフブリッジ構成の中で接続され 、エキサイタ界磁巻線２８がノード３４０、３４２を横切って接続されている。 電流センサ３４４は、上述された加算器３３０に現在のフィードバック信号を 提供する。 必要、または望ましいならば、エキサイタインバータは、フルブリッジの型に 代えることもできる。 この場合、エキサイタ界磁巻線２８を通しての双方向電流が要求されるか、必 要な場合には、追加のスイッチＱ４，Ｑ５（図７において点線で示される）がそ れぞれダイオードＤ２、Ｄ３を横切って連結される。 上述されたように、始動モードの動作の間、スイッチＱ２とＱ３（そして、使 用される場合は、スイッチＱ４とＱ５）がエキサイタ界磁巻線２８にＡＣとＤＣ 電力を供給するよう動作される。 好ましくは、始動シーケンスを通して一定周波数に維持されるＡＣ電圧の大き さは、ある速度になるまで実質的に線形に減少する。 その後、ＤＣ電力だけは、エキサイタ界磁巻線に供給される。 ＡＣとＤＣ電力が同時にエキサイタ界磁巻線２８に供給される間、エキサイタ 界磁巻線２８を横切って出された電圧は、速度増大につれて変調度合いが減少す る直流レベルに重ねられた振幅変調正弦波を含む。 さらに、ＡＣ波形が重ねられたＤＣレベルは、第２の特定のロータ速度になる まで増大し、次にＤＣレベルは第３の特定のロータ速度となるまで、実質的に一 定レベルに留まる。 その後、ＤＣレベルは、その大きさが減少され、磁界を弱め、それによりロー タ２０の継続される加速を許容する。 希望する場合、コンパレータ３３４は、スイッチＱ２とＱ３（そして、使われ るならば、スイッチＱ４とＱ５）のための制御信号を出すためのパルス幅変調器 と共に比例パルスゲインユニットによって置き換えることもできる。 発電モードの動作の間、スイッチ３２８は図４の中で示された位置の反対側に 動かされる。そして、それゆえに、エキサイタインバータ１０２は電圧レギュレ ータ３４３の出力を受け取る。 図８は、主インバータ５０を動作させるための制御装置３５０の変更実施形態 を示すブロックダイヤグラムである。 制御装置３５０は、帰還ＥＭＦコントローラ３６０、一組のライン３６４によ ってこの帰還ＥＭＦコントローラ３６０に連結されたスイッチ３６２、そして、 一組のライン３６８によってスイッチ６２に連結されたリラクタンス制御装置３ ６６を含む。 始動モードの動作の間、整流、またはインバータ駆動信号は、巻線３６ａ−３ ６ｃの間の差分（ディファレンシャル）リラクタンス、または発電機１０によっ て生じられた帰還ＥＭＦのいずれかに基づいて、ライン３８５ａ−３８５ｆ上の 主インバータ５０に供給される。 さらに詳細には、始動モードの初期部分の間、ロータ２０が低速度で、巻線３ ６ａ−３６ｃ内で発生された帰還ＥＭＦの大きさが比較的小さな時は、その整流 信号はリラクタンス制御装置３６６によって発生され、スイッチ３６２はその整 流信号を主インバータ５０に供給するために図８に示された位置を占める。 ロータ速度が閾値に達し、そして、帰還ＥＭＦの大きさが十分に大きいとき、 スイッチ３６２はライン３６４を主インバータ５０に接続するために切り換えら れ、その結果、帰還ＥＭＦ制御装置３６０によって発生された整流信号は、イン バータ５０を駆動するために使用される。 スイッチ３６２が切り換えられる点は、帰還ＥＭＦの大きさが所定の閾値に達 するときや、ロータ２０が所定の回転速度に達する時のように、たくさんの方法 で決定されることができる。 リラクタンスコントローラ３６６とその動作原理は、以下詳細に図９−図１６ と関連して記述される。 図９を参照すると、ステータ２６とロータ２０の簡略化されたバージョンの断 面が示されている。 ３つの相巻線３６ａ−３６ｃは、界磁巻線３４がロータポール２０ａに巻かれ ているのに対し、ステータポール２６ａ−２６ｃに巻かれている。 ロータポール２０ａは、第１端部２０ａ−１と第２端部２０ａ−２を持つ。 図９の中で示されるように、第１ロータ端部２０ａ−１は、相巻線３６ａに関 してある角度に設けられている。 第２ロータ端部２０ａ−２は、第２相巻線３６ｂに関して角度＋６０°で設け られている。 そして、第２ロータ端部２０ａ−２は、第３相巻線３６ｃに関して、角度−６ ０°で設けられている。 リラクタンス、または、３つの相巻線３６ａ−３６ｃの種々の組間の磁路長は 以下の方程式に従うロータ位置の関数として変化する。 ［１］ Ｒａｃ ＝ Ｋ₁ ＋ Ｋ₂ ｃｏｓθ・ｃｏｓ（６０°−θ）， ［２］ Ｒａｂ ＝ Ｋ₁ ＋ Ｋ₂ ｃｏｓθ・ｃｏｓ（θ＋６０°）， ここで、Ｒａｃは相巻線３６ａ，３６ｃの間のリラクタンス、Ｒａｂは相巻線 ３６ａ，３６ｂの間のリラクタンス、Ｋ₁は第１定数、Ｋ₂は第２定数であって、 図９に明らかにされている角度である。 ３つの相巻線３６ａ−３６ｃのいろいろな対の間の微分リラクタンスも、ロー タ位置の関数で変化する。 差分リラクタンスは、第１組の巻線と第２組の巻線の間のリラクタンスの差で ある。 例えば、Ｒｂ−ｃとしてここに述べられている相巻線３６ｂ、３６ｃの間の差 分リラクタンスは、ＲａｂとＲａｃの間の差である。 ロータ２０が図９の中で垂直に設けられているとき、差分リラクタンスＲｂ− ｃはゼロとなることが認められる。 上記方程式［１］と［２］から、差分リラクタンスＲｂ−ｃは、次のようであ る。 ［３］ Ｒｂ−ｃ ＝ Ｒａｂ − Ｒａｃ ［４］ Ｒｂ−ｃ ＝ Ｋ₁ ＋ Ｋ₂ｃｏｓθ・ｃｏｓ（θ＋６０°）−Ｋ₁−Ｋ₂ ｃｏｓθ・ｃｏｓ（６０°−θ） ［５］ Ｒｂ−ｃ ＝ Ｋ₂［ｃｏｓθ・ｃｏｓ（θ＋６０°）−ｃｏｓθ・ｃｏ ｓθ・（６０°−θ）］ 上の方程式［５］は、差分リラクタンスＲｂ−ｃがｓｉｎ２θと比例している ことを示すためにさらに単純化されることができる。 それぞれ、差分リラクタンスＲａ−ｃとＲａ−ｂは、それぞれｓｉｎ２（θ− ６０°）とｓｉｎ２（θ＋６０°）と比例していることが示され得る、 図１０Ａは、始動モードの間に、相巻線３６ａ−３６ｃに接続されるときの主 インバータ５０と、連続的に選択された相巻線３６ａ−３６ｃの組の間の差分リ ラクタンスに基づくロータ位置信号を発生するリラクタンス制御装置３６６の一 部を図示する。 インバータ５０はブリッジ構成に接続された６つのフライバックダイオードＤ ６−Ｄ１１及びＴ６を通して６つの制御可能なトランジスター電力スイッチＴ１ を含んでいる。 電力スイッチＴ１−Ｔ６の駆動は、信号が図１１において波形ＷＴ１−ＷＴ６ として示されるライン３８５ａ−３８５ｆを通して提供されるインバータ駆動信 号によって制御される。 波形ＷＴ１−ＷＴ６の正部分が、波形ＷＴ１−ＷＴ６の基本周波数よりもかな り高い周波数を有するＰＷＭキャリヤ信号によってパルス幅変調され得る（図示 しない）。 リラクタンスコントローラ３６６は、また、６つの駆動信号ＷＴ１−ＷＴ６を ライン３８５ａ−３８５ｆの上で受ける位相セレクタ３９０を含み、そこから３ つのスイッチ３９４ａ−３９４ｃを選択的に動作させるために使用される３つの ライン３９２ａ−３９２ｃ上に３つのスイッチ駆動信号を発生する。これらのス イッチのそれぞれは、相巻線３６ａ−３６ｃの１つに接続される入力端子を持っ ている。 スイッチ３９４ａ−３９４ｃの各々は、第１出力（ライン４０２を通して加算 アンプ４００の非反転入力に接続される各スイッチの左下部分で示される）を持 つ。 スイッチ１９４ａ−１９４ｃの各々は、第２出力（３つのライン４０８ａ−４ ０８ｃの一つを通して加算アンプ４０６の３つの非反転入力の１に接続される各 スイッチの右下部分で示される）を持つ。 始動動作モードの間のどの時にも、３相巻線３６ａ−３６ｃの中の２つを正確 に通して流れる電流がある。このうち第３の相巻線はそれを流れる電流が無いか 、「消勢」されている。 相巻線３６ａ−３６ｃを流れる電流は、それぞれ図１１の中で、ＩＡ、ＩＢ、 ＩＣで表示されている。 位相セレクタ３９０は、ライン３９２ａ−３９２ｃの上でスイッチアクチュエ ータ信号を生成する。その結果、消勢させられた相巻線（励起相巻線に対するそ のような巻線の変圧器との接続から生じる）上に生成された電圧が加算アンプ４ ００の非反転入力に提供される。 これは、消勢させられた相巻線に接続されたスイッチ３９４について、その入 力をそのスイッチの左下部分で示された出力に接続するようにすることによって 達成される。 スイッチ３９４が接続される相巻線が励起されるならば、スイッチ入力は、そ のスイッチの右下部分で示された出力に接続される。その結果、２つの励起され た相巻線上の電圧だけが加算アンプ４０６の非反転入力に供給される。 図１０Ａに示されるように、そのスイッチ位置は、相巻線３６ｂが消勢させら れ、相巻線３６ａ，３６ｃが励起されるときに生じる。 ライン３９２ａ−３９２ｃの上の相セレクタ３９０によって発生されるスイッ チアクチュエータ信号がそれぞれ図１１においてＳ１−Ｓ３で示されている。そ して、それらから生成される波形ＷＴ１−ＷＴ６について示されている。 波形ＷＴ１もＷＴ４も高い値を持たないとき、スイッチアクチュエータ信号Ｓ １は、高い値を持つ。 波形ＷＴ３もＷＴ６も高い値を持たないとき、信号Ｓ２は、高い値を持つ。 そして、波形ＷＴ２もＷＴ５も高い値を持たないとき、信号Ｓ３は、高い値を 持つ。 先に述べたように、スイッチ３９４ａ−３９４ｃは繰り返して切り換えられる 。その結果、消勢させられた巻線上の電圧は、常に、ライン４０２を通して加算 アンプ４００の非反転入力に供給される。そして、励起された相巻線上の電圧は 、常に、加算アンプ４０６に供給される。 増幅器４０６は２つの励起された巻線の電圧を加算する。そして、その加算値 は分割器４１０に供給される。この分割器４１０は、その加算値を電圧加算値を 発生するために使用される励起された相電圧の数で割る。この例において、平均 相電圧信号を生成する電圧は二つである。 消勢された相巻線の上の電圧は、ロータ位置を表わす位相、もしくは、包絡線 を有する比較的大きいＤＣ成分と比較的小さいＡＣ成分を持つ。 例えば、ライン９２ａとライン９２ｂの間の電圧差が２７０ボルトであるなら ば、消勢された相電圧のＤＣ成分はおよそ１３５ボルトとなる。そして、２つの 励起された相巻線の電圧の平均はおよそ１３５ボルトとなる。 消勢された相電圧の比較的小さいＡＣ成分は、１ボルトのピークツーピーク値 であるかもしれない。 ステータ２６に関するロータ２０の角度位置に関しての情報を含む消勢された 相電圧の小さなＡＣ成分を抜き出すために、分割器４１０によって生成される平 均相電圧信号は、加算アンプ４００の反転入力に供給される。 そこで、それは消勢された相電圧から引かれ、ロータ位置を表わす消勢された 相電圧のＡＣ成分となる。 すでに知られるように、波形ＷＴ１−ＷＴ６のパルスの正部分は、パルス幅変 調されていてもよい。 この結果、加算アンプ４００によって生成されたロータ位置信号は、ＰＷＭキ ャリヤ周波数と同じ、位相と周波数を有するが、しかし、信号の包絡線はロータ 位置を表わす位相のかなり低い周波数で変化する。 ロータ位置信号からより低い周波数包絡線を取り出すために、加算アンプ４０ ０の出力は、乗算器４１２とローパスフィルタ４１４を含んでいる同期復調器回 路に供給される。 乗算器４１２は、論理的なインバータ４１６と二入力スイッチ４１８を含む。 スイッチ４１８の第１入力はロータ位置信号を増幅器４００から受け取るため に接続される。そして、スイッチ４１８の第２出力は反転ロータ位置信号をイン バータ４１６から受け取るために接続される。 スイッチ４１８は、ＰＷＭキャリヤ信号の周波数で切り替えられ、その出力に 非反転及び反転ロータ位置信号を交互に得る。 この特定の乗算器回路４１２は、矩形波のＰＷＭキャリヤ信号の場合に使われ る。 乗算器回路と同期復調器回路の他の型が代わりに使われてもよい。 変調されたロータ位置信号は、ライン４２０の上で生成されて、図１０Ｂに示 されるように、リラクタンスコントローラ３６６に提供される。このコントロー ラ３６６は、ロータ位置信号をクロック信号に変換し、そのクロック信号から、 主インバータ５０のトランジスター電力スイッチＴ１−Ｔ６を制御するための６ つの駆動信号ＷＴ１−ＷＴ６を発生する。 図１０Ｂを参照して、ライン４２０の上のロータ位置信号は、第１コンパレー タ４３０の反転入力と第２コンパレータ４３２の非反転入力に提供される。 第１コンパレータ４３０は、ロータ位置信号の大きさが、あらかじめ決められ た負の電圧−Ｖｒｅｆより低くなるときを検出する。そして、第２コンパレータ ４３２は、ロータ位置信号の大きさが、あらかじめ決められた正電圧＋Ｖｒｅｆ より高くなるときを検出する。 そのクロック信号は、コンパレータ４３０、４３２の出力から、一対のＡＮＤ ゲート４４０、４４２、ＯＲゲート４４４とインバータ４４６を含んでいる二者 択一データセレクタによって発生される。 第１バイナリデータセレクト信号は、ＡＮＤゲート４４２に、ライン４５２を 通して提供される。そして、第２バイナリデータセレクト信号はＡＮＤゲート４ ４０に、ライン４５２に接続されたインバータ４４６を通して提供される。 互いに常時、補償されるデータセレクト信号値が、カウンタ２５０の最下位ビ ット（ＬＳＢ）から生成される。その結果、データ選択信号値は、カウンターの カウント値が１ずつ増加する毎に切り換わる。 ロータ位置信号、＋Ｖｒｅｆ、−Ｖｒｅｆ信号とＯＲゲート４４４によって生 成されたクロック信号は、図１２の中で示される。 そのクロック信号の各パルスの立ち上がりエッジは、所定の＋Ｖｒｅｆと−Ｖ ｒｅｆ信号に達しているロータ位置信号の大きさによって交互にトリガーされる 。 各クロックパルスの立ち上がりエッジは、最下位ビットのバイナリ値を変化さ せ、データ選択信号の大きさを高低状態に切り替えるカウンタ４５０をトリガー し、そのカウント値を増大させる。 この結果、高いバイナリ値（＋Ｖｒｅｆ又は−Ｖｒｅｆのいずれかの大きさを 越えたとき）を生成したＡＮＤゲート４４０、又は４４２は、もはや選択されな い。そして、クロック信号大きさは、各立ち上がりエッジの後直ぐにゼロに落ち る。 ライン４２０の上で生成されたロータ位置信号の実際の形状は、図１２に示さ れた正弦波の信号のボールド部分に水平に加わることによって生じられた波形に 近似する。これは＋Ｖｒｅｆと−Ｖｒｅｆ閾値の間に落ちる。この結果、ほぼ三 角形の波形がつくられる。 ロータ位置信号が各閾値に達するとき、ライン３８５ａ−３８５ｆ上の駆動信 号によってロータ２０がその後直ぐに６０°の電気角度だけ進められるので、実 際のロータ位置信号の大きさは、本質的にその＋Ｖｒｅｆと−Ｖｒｅｆ閾値を越 えることはない。 図１２に示されるように、ロータ位置信号のボールド部分の間の水平間隔は６ ０°の電気角度に対応するように、その＋Ｖｒｅｆと−Ｖｒｅｆ閾値の大きさが 選ばれなければならない。 その＋Ｖｒｅｆと−Ｖｒｅｆ閾値の大きさは、ＤＣリンク導線９２ａ，９２ｂ （発電機パラメータに基づいている割合）を横切る電圧の所定の割合に選ばれて もよい。 好適な実施形態において、カウンタ４５０は、３ビットのバイナリー出力を持 っているモジュロ−６カウンタである。 カウンタ出力に従って６つのトランジスタ駆動信号ＷＴ１−ＷＴ６を生成する 論理ユニット４６０にカウンタ４５０の出力が供給される。これは、図１３のテ ーブルに示される。 発電機１０が最初に始動されるとき、駆動信号の最初のセットがライン３８５ ａ−３８５ｆ上で生成されるように、カウンタ４５０は、６つの初期のカウント の一つで初期状態にされることができる。 カウンタ４５０が所定の期間（駆動信号の最初のセットがロータ２０にどんな トルクも生じさせなかったことを意味する）内で増加しないならば、正しいカウ ントがロードされるまで、カウンタ４５０は、６つの最初のカウントの他の一つ にロードされることができる。 最初のカウントのロードは、カウンタ４５０につながれたデジタル信号処理装 置によって実行されてもよい。 二者択一セレクタ、カウンタ４５０、論理ユニット４６０、または、実施形態 で述べられた他の特徴は、コンピュータプログラムを実行しているデジタル信号 処理装置または他のプロセッサによって実行されてもよい。 実施形態の一部を変更したものが図１４に示されている。 この実施形態において、相巻線３６ａ−３６ｃが、それぞれ３つのスイッチ４ ７０ａ−４７０ｃに接続される。それらのそれぞれは、加算アンプ４７２の非反 転入力に接続される一つの出力を有する。 スイッチ４７０ａ−４７０ｃが、消勢させられた相巻線が加算アンプ４７２の 非反転入力に接続されるように切り換えられる。 また、相巻線３６ａ−３６ｃの各々が、加算アンプ４７４のそれぞれの非反転 入力に接続される。この加算アンプ４７４は、相巻線電圧の和を表す信号を生成 する。 相電圧和は、平均相電圧を表している信号を生成するために相電圧和を３で割 る分割器４７６に供給される。 平均相電圧は、アンプ４７２の反転入力に提供され、そこで、その電圧は消勢 された相巻線において、その電圧から引かれる。 加算アンプ４７２の出力は、図１０Ａの乗算器回路４１２に供給される。 さらに別の実施形態の一部が図１５に示されている。 この実施形態において、相巻線３６ａ−３６ｃは、消勢させられた相巻線が加 算アンプ４８２の非反転入力に接続されるように切り換えられる、それぞれ３つ のスイッチ４８０ａ−４８０ｃに接続される。 相巻線３６ａ−３６ｃの接続部は、アンプ４８２の反転入力に接続される。そ の結果、その巻線の接続部での電圧が消勢させられた相巻線における電圧から引 かれる。 加算アンプ４８２の出力は、図１０Ａの乗算器回路４１２に供給される。 更なる変更が図１５の左の部分に示される。ここでは、相巻線３６ａ−３６ｃ の接続部にアンプ４８２の反転入力を接続する代わりに、その反転入力が点線４ ９０を介してＤＣリンク導線９２ａ，９２ｂを横切って接続される一対の同一抵 抗４９２、４９４の間の接続部に接続される。その結果、アンプ４８２の反転入 力は、ＤＣリンク導線９２ａ，９２ｂを横切る電圧の半分を表す信号を受ける。 また、他の実施形態の一部が図１６に示されている。 この実施形態において、ロータ位置は、差分リラクタンス検知の代わりにイン ダクタンス検知に基づいて検出される。 すべての３つの相巻線３６ａ−３６ｃ上の電圧は、電圧和を表す信号を生成す る加算アンプ５００に供給される。 電圧和信号は、ライン５０３上で平均相電圧信号を生成するために電圧和信号 を３で割る分割器５０２に供給される。 ｗｙｅ−接続された巻線３６ａ−３６ｃの接続部での電圧は、ライン５０４を 通して加算アンプ５０６の非反転入力に供給される。 加算アンプ５０６は、ライン５０３上の平均相電圧信号をライン５０４上の接 続部の電圧から減ずることによってロータ位置信号を生成する。 ライン５０３上の平均相電圧信号は他の方法で生成されてもよい点に留意する 必要がある。 例えば、それは励起された相巻線上でその電圧の和を２で割ることによって生 成されてもよいし、あるいは、ＤＣリンク電圧を２で割ることによって生成され てもよい。 帰還ＥＭＦコントローラ３６０の構造と演算は、図１７−図２３と関連して後 述される。 最初に図１７を参照して、帰還ＥＭＦコントローラ３６０は、電力を動力に変 換する始動モードで発電機１０を動作させるための始動システム制御５４１と、 ロータ位置検出回路５４０を含む。 ロータ位置検出回路５４０は、帰還ＥＭＦオブザーバ５４２と角度再構築ユニ ット５４４を含む。 帰還ＥＭＦ状態オブザーバ５４２はライン３８７ａ、３８７ｂ上の相電圧信号 Ｖａ、Ｖｂと、ライン３８９ａ、３８９ｂ上の相電流信号Ｉａ、Ｉｂに応答し、 帰還ＥＭＦ電圧を示す帰還ＥＭＦ推定信号Ｅ´ａｂを生じる。 角度再構築ユニット５４４は、速度コントローラ５４６に渡される駆動軸１８ の速度と位置を表している信号を出す帰還ＥＭＦ推定信号Ｅ´ａｂに応答する。 速度コントローラ５４６は、発電機１０によって生じられる指令トルクを表す トルク指令信号をライン５４８上に出力し、さらに、駆動軸１８の機械的位置を 表す信号をライン５５０上に出力する。 ライン５５０の上の信号は、位相進み信号と加算器５５４によって加算される 。 位相進み信号は、ファンクションジェネレータ５５６によって出力されて、角 度再構築ユニット５４４によって検出されるように、駆動軸１８の速度に依存す る。 ファンクションジェネレータ５５６は、高速度レンジにおいて、速度増加につ れて位相進みを増大させる。 加算器５５４は、それぞれ、コサイン波形信号とサイン波形信号を生成する第 １、第２機能ブロック５６０，５６２に供給される電気角度指令信号をライン５ ５８上に出力する。各コサイン波形信号とサイン波形信号はライン５５８上の電 気角度指令信号と同じ周波数を有する。 第２、第３乗算器５６４、５６６は、それぞれ機能ブロック５６０，５６２に つながれて、それらの出力をライン５４８上のトルクコマンド信号に掛ける。 乗算器５６４、５６６によって生成される出力信号は、２対３（２−ｔｏ−３ ）相コンバータ５７２に、一対のライン５６８、５７０を通して供給される。 この相コンバータ５７２は、３つ加算器５７４、５７６、５７８に順にそれぞ れライン５７５、５７７、５７９を通して供給される三相正弦波電流信号にこれ らの信号を変換する。 加算器５７４、５７６と５７８のそれぞれは、相コンバータ５７２によって生 じられた三相電流信号の１つを、ＡＣ電力の相電流の大きさを表す信号に加算し 、エラー信号を得る。 加算器５７６と５７８の場合、相電流の大きさが電流センサ３８８ａ、３８８ ｂによって検出される。一方、加算器５７４のための相電流の大きさは、電流セ ンサ３８８ａ、３８８ｂによって出力される大きさ（負における）を加える加算 器５８４によって得られる。 そのエラー信号は、ゲイン、比例積分型の補償ユニット５８６、５８８、５９ ０）によって処理されて、整流信号を生成して、それを主インバータ５０に供給 する波形ジェネレータ５９２に供給される。 帰還ＥＭＦオブザーバ５４２は、それが始動モードの動作の間、発電機１０に よって生じられた帰還ＥＭＦ電圧を評価する。 始動モードの間、電機子相巻線３６ａ−３６ｃを流れる電流は、次の電流状態 方程式に従って流れる。 ｄ（Ｉ_ab）／ｄｔ＝１／Ｌ・（Ｖ_ab−Ｅ_ab−ＲＩ_ab） ここで、Ｖ_abは線間電圧、 Ｅａｂは、ライン５９３ａと５９３ｂを横切る線間帰還ＥＭＦ電圧（図８、１ ０Ａ、１７）、そして、Ｉａｂが、それぞれ、電流センサ３８８ａ，３８８ｂに よって得られた電流信号ＩａとＩｂとの差である。Ｌは電機子巻線インダクタン ス、そしてＲが電機子巻線抵抗である。 上記の式が主発電機部分の電機子巻線３６ａ−３６ｃに流れている電流に差に よって実行されることができるけれども、既知の微分プロセスは、ノイズに弱い 。 微分を避けるために、図１８に示されるように、帰還ＥＭＦ状態オブザーバ５ ４２が構成される。 図１８を参照して、ライン５９３ａと５９３ｂに現れる電圧Ｖａ、Ｖｂは、そ れぞれ、加算器５９４に渡され、その出力は、線間電圧信号Ｖａｂを生じるため にローパスフィルタ５９６に通される。 電流信号Ｉｂは、加算器６００によって電流大きさ信号Ｉａｂを生じるために 電流信号Ｉａから引かれる。 後述するように生じられる電流推定信号Ｉ´ａｂが、加算器６０２の非反転入 力に渡される間に、電流大きさ信号Ｉａｂは、加算器６０２の反転入力に渡され る。 加算器６０２の出力は、コンディショナ６０４に渡される。これは、好ましく は、比例積分型補償器を含むが、また非線形コントローラを含んでもよい。 コンディショナ６０４は、帰還ＥＭＦ推定信号Ｅ´ａｂを生じて、そのような 信号を加算器６０６の反転入力と、角度再構築ユニット５４４に（図１７）渡す 。 電流推定信号Ｉ´ａｂは、好ましくは、Ｒのゲイン値を有し、加算器６０６の 反転入力に接続された出力を有するゲインユニットを含んでいるコンディショナ ６０８に渡される。 加算器６０６は、コンディショナ６０８によって条件付けられた電流推定信号 Ｉ´ａｂと帰還ＥＭＦ推定信号Ｅ´ａｂを、ローパスフィルタ５９６によって出 力された線間電圧信号Ｖａｂから減ずる。 加算器６０６によって出された出力信号は、好ましくは１／Ｌのゲイン値を持 っているゲインユニットを含むコンディショナ６１０によって条件づけられ、端 子電流推定信号Ｉ´ａｂを生じるために積分器６１２によって積分される。 帰還ＥＭＦオブザーバ５４２はアナログコンポーネントによる構成として示さ れているが、帰還ＥＭＦ状態オブザーバ５４２は、上述された関数を実行するた めに適当にプログラムされたマイクロプロセッサによって構成されることもでき る点に留意する必要がある。 さて図１９を参照すると、角度再構築ユニット５４４の第１具体例がより詳細 に示される。 この具体例では、出力６１４で駆動軸１８の角度位置の指示を出すために帰還 ＥＭＦ推定信号Ｅ´ａｂに応答するフェーズロックドループを含んでいる。 ゼロクロス検出器６１６と６１８は、位相検出器６２０に渡される矩形波信号 を生成するために、出力６１４で出される角度位置指示と帰還ＥＭＦ推定信号Ｅ ´ａｂのゼロクロスを検出する。 位相検出器６２０は、ゼロクロス検出器６１６、６１８の出力を比較し、帰還 ＥＭＦ推定信号Ｅ´ａｂと角度位置指示の間の位相差のエラー信号指示を生じる 。 積分器６２２はそのエラー信号を積分する。そして、積分されたエラー信号は ライン６２３を通して好ましくは電圧制御オシレータを含む電圧−角度コンバー タ６２４に通される。 電圧−角度コンバータ６２４は、駆動軸１８の角度位置を示す大きさを持って いるランプ信号を生じる。 位相検出器６２０によって検出された位相エラーの積分によって生成されるラ イン６２３上で生成された信号は、周波数を増大させる大きさを持つ。 このように、ライン６２３の上の信号は、駆動軸１８の推定された速度を表す 。 図２０は、図１９に概略的に示された電圧−角度コンバータ６２４の第１具体 例を図示する。 コンバータ６２４は、（図１９）積分器６２２によって出力された速度信号出 力を受け取るために接続されている電圧一周波数（Ｖ／Ｆ）コンバータ６２５を 含む。 速度信号の大きさに基づいて、Ｖ／Ｆコンバータ６２５は、カウンタ６２６の カウント入力に供給される特定の周波数の出力信号を生成する。 カウンタ６２６によって生成されたカウント信号は、デジタル／アナログ（Ｄ ／Ａ）コンバータ６２７に供給される。これは、ロータ位置に関連した大きさを 持っているランプ信号を生成する。 動作において、ライン６２３上の速度信号の大きさが増加するとき、Ｖ／Ｆコ ンバータ６２５によって生成された信号の周波数は増加する。こうして、カウン タ６２５のカウント割合が増大して、Ｄ／Ａコンバータ６２７によって生成され たランプ信号の周波数を増大する。 好ましくは、カウンタ６２６は、モジュロ型であり、そのカウント値が所定の 値に達すると自動的にリセットする。こうして、そのランプ信号の下方への部分 を自動的に生じさせる。 図２１は、図１９に示された電圧−角度コンバータ６２４の第２具体例を概略 的に示す。 コンバータ６２４は、積分器６２２によって出力された速度信号を受けるため に接続された積分器６２８を含む。 積分器６２８は、ロータ位置に関連した大きさを持つランプ信号を生成する。 積分器出力がそのランプ信号の下方へ傾斜している部分を生じさせる所定のレ ベルに達するとき、積分器６２８は、周期的にレベルコンパレーター６２９の出 力によってリセットされる。 図２２を参照すると、角度再構築ユニット５４４の変更具体例がより詳細に示 されている。 その帰還ＥＭＦ推定信号Ｅ´ａｂは、そのＥ´ａｂ信号が、電気角度３６０° 毎に生じる、ゼロ軸を通過して立ち上がる毎に狭いパルスを生じるゼロクロス検 出器６３２とインターフェースアンプ６３０に供給される。 ゼロクロス検出回路６３２の出力は、カウンタ６３６に順番にリセット信号を 供給する遅延回路６３４に供給される。 カウンタ６３６は、クロック６３８によって生じられたクロックパルスを累算 して、帰還ＥＭＦ推定信号Ｅ´ａｂの３６０°毎にリセットされる。 カウンタ６３６の出力は、ゼロクロス検出回路６３２によって生じられた連続 的なパルス間に経過する時間を表す。 各パルスの立下りエッジは、カウンタ６３６の出力をラッチするラッチ６４０ に対する書込みコマンドを含む。 ラッチ６４０の出力は反転され、即ち、その逆数が回路６４２によって計算さ れる。この回路６４２は、駆動軸１８、このようなロータ２０の速度を表す大き さを持っている信号を生成する。 回路６４２によって生成された速度信号は、積分器６４４に供給される。この 積分器６４４は、速度信号を積分し、駆動軸１８、このようなロータ２０の角度 位置を表す大きさを持っている信号を生成する。 積分器６４４は、ゼロクロス検出器６３２によって生成された負側に３６０° 離れたパルスを受け取るために接続された遅延回路６４６によって生成されたリ セット信号を介してロータ２０の回転の３６０°毎にリセットされる。その結果 、ランプ形状にされた位置信号が生成される。 図２３は、図１７に概略的に示された速度コントローラ５４６をより詳細に示 す。 角度再構築ユニット５４４によって生成されたロータ速度とロータ位置信号に 応答して、速度コントローラ５４４は、角度コマンドとトルクコマンドを生成す る。 図２３に示されるように、速度コマンド信号は、ライン６５０を通して加算器 ６５２の非反転入力に供給される。 速度コマンドは、第１電圧から第２電圧へのステップ電圧を含む。第２電圧は 第１電圧より高いか、もしくは、所望のたの形の波形を含んでもよい。 加算器６５２の出力は、積分器６５６によって速度基準信号を生じるために順 番に積分される加速コマンド信号を出すファンクションジェネレータ６５４に接 続される。 速度基準信号は加算器６５２の反転入力へフィードバックされ、そして、それ ゆえに、要素６５２、６５４と６５６は閉ループ回路を含む。 速度基準信号は、積分器６５８によって積分され、加算器６６２の非反転入力 に供給される位置基準信号を出す。 図１７の角度再構築ユニット５４４からのロータ位置信号は、また、加算器６ ６２の反転入力に供給される。 加算器６６２は、引き出された位置基準信号と角度再構築ユニット５４４によ って出された実際のロータ位置の間の差を示す位置エラー信号を生成する。 位置偏差信号は、好ましくは比例積分型である、ゲイン、補償ユニット６７６ に供給され、また、加算器６７８の第１入力に供給される 積分器６５６によって出された速度基準信号から、図１７の角度再構築ユニッ ト５４４によって出されたロータ基準信号を減ずる加算器６８０によって、速度 エラー信号が出される。 速度エラー信号は、ゲインユニット６８２によって処理されて、加算器６７８ によってゲイン、補償ユニット６７６の出力に加算される。 リミッタ６８４は、加算器６７８の出力を制限する。そして、図１７のライン ５４８上で電流制限されたトルクコマンド信号を出す。 図２４は、図１７に概略的に示された位相コンバータ５７２をより詳細に示す 。 コンバータ５７２は、ライン５７５、５７７、５７９上に出力を出すライン５ ６８、５７０に接続されたバイアス回路と関連する３つの演算増幅器６９０、６ ９２、６９４を含む。 図２５は、図１７のコントローラ３６０の変更を示し、これはこの発明の更な る実施形態に従う制御７００を実行する。 制御７００はロータ速度と関係なく主インバータ５０を信頼をもって動作させ る。そして、それゆえに、望まれるなら、あるいはコントローラ３６０の代わり に使用され得る場合は、制御７００が図８の全体制御３５０に代わり使われるこ とができる点に留意する必要がある。 図２５と図１７に共通の要素は、参照数字のように割り当てられる。 始動システム７００は、駆動軸１８上に装填され、そして、駆動軸１８の１回 転につき、１つのサイクルパルスを出すシャフトパルスエンコーダ７０２を含む 。 シャフトパルスエンコーダ７０２は、ローブまたは駆動軸１８上に装填された 磁性材料の他の突起物を感知する磁性ピックアップを含んでもよい。 代わりに、他のサイクルパルスを生じることができるコンポーネントが使われ てもよい。 シャフトパルスエンコーダは、効果的にもデザイン的に簡単で安くできる。 ＰＭＧ１２の電機子巻線２４ａ−２４ｃ、シャフトパルスエンコーダ７０２の 出力とによって出された位相出力は、ロータ位置検出器７０４に供給される。検 出器７０４は、駆動軸１８の速度と位置を表す信号を出し、そのような信号を速 度コントローラ７０５に渡す。 図１７の速度コントローラ５４６のような、速度コントローラ７０５は、ライ ン５４８上に発電機１０によって生成される指令トルクを表すトルクコマンド信 号を出力し、ライン５５０上に駆動軸１８の機械的位置を表す更なる信号を出力 する。 ライン５５０の上の信号は、乗算器７０６によって、主発電機ロータのポール の対の数を表している信号に掛けられる。そして、結果として生ずる信号は位相 進み信号に加算器５５４によって加算される。 位相進み信号はファンクションジェネレータ５５６によって出力され、ロータ 位置検出器７０４によって検出される、駆動軸に依存する。 既に知られているように、ファンクションジェネレータ５５６は、高速度レン ジにおいて、速度増加につれて位相進みを増大させる。 加算器５５４は、上述したように、第１、第２機能ブロック５６０，５６２に 供給される電気角度コマンド信号をライン５５８の上に出す。 ロータ位置検出器７０４のための位相ａ、位相ｂの電圧と電流を感知すること が行われないという点を除いて、図２５の回路と同じ回路が図１７に示されてい る。 図２６は、ロータ位置検出器７０４を実施するための、図２２のユニット５４ ４の変更を示す。ここで、図２２と図２６の共通の要素は同様の参照番号が付さ れている。 ＰＭＧ位相出力は、インターフェースアンプ７１０ａ−７１０ｃとゼロクロス 検出器７１２ａ−７１２ｃを通して論理回路７１４に供給される。 図２７はそれぞれゼロクロス検出器７１２ａ−７１２ｃの出力を表している３ つの波形Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃを図示する。 波形Ｓａ−Ｓｃから、論理回路７１４は、図２７に示されるように、６０°の 電気角度毎に狭いパルスから成る信号Ｓｄを出す。 波形Ｓｄは、論理回路７１４によって遅延回路６３４に供給される。 上で知られるように、クロック６３８によって生じられたクロックパルスを累 算するカウンタ６３６に、遅延回路６３４はリセット信号を供給する。 また、カウンタ６３６は、周期的に遅延回路６３４によりリセットされる。 しかし、図２２の具体例との対比において、この再設定は、ＰＭＧ１２の出力 波形に関して６０°毎に起こり、こうして駆動軸１８の回転の６０°毎に起こる 。 カウンタ６３６の出力は、波形Ｓｄの中で各パルス間に経過する時間を表す。 各パルスの立下りエッジは、カウンタ６３６の出力をラッチするラッチ６４０ への書込みコマンドを含む。 ラッチ６４０の出力は、回路６４２によって反転され、駆動軸１８の速度指示 信号を得る。 回路６４２の出力は、駆動軸１８の位置を表す信号を発生するため、速度信号 を積分する積分器７１６に供給される。 積分器７１６は、シャフトパルスエンコーダ７０２、インターフェースアンプ ７２０、ゼロクロス検出器７２２、そしてワンショット７２４によって、駆動軸 １８が完全に１回転する毎にリセットされる。 シャフトパルスエンコーダ７０２によって出力されたパルスから生成される積 分器７１６に供給されるリセット信号の代わりに、そのリセット信号が、永久磁 石発電機１２のステーター上に装填された検知コイルから生成されたパルスによ って生成されるようにしてもよい。 図２８は、速度コントローラ７０５をより詳細に図示する。 積分器６５８によって出された位置基準信号が制御可能なスイッチ７３０の第 一入力と、加算器６６２の非反転入力に供給されることを除いては、コントロー ラ７０５は、図２３の速度コントローラ５４６に同一である。 積分器７１６からの位置信号は、制御可能なスイッチ７３０の第２入力に供給 され、さらに加算器６６２の反転入力に供給される。 始動シーケンスの開始における、駆動軸１８の速度が０である時点において、 スイッチ７３０は、積分器６５８の出力をスイッチ７３０の出力に通過させ、こ うして図２５の乗算器に通す位置にセットされる。 また、この時点において、電力がエキサイタ部分１４に加えられ、こうして電 力は図１Ａの発電機部分の界磁巻線３４に加えられる。電力はまた主電機子巻線 ３６ａ−３６ｃに加えられる。 このように、駆動軸１８が、加速され、そして、一度特定位置に達すると、例 えば、エンコーダ７０２と図２６の要素７２０−７２４によって検出されるよう に、駆動軸１８の１回転の最後に達すると、 制御可能なスイッチ７３０は、図２８に示されているような位置に動かされ、 そのような位置にラッチされる。その結果、図２６の積分器７１６の出力はその 後、図２５の乗算器７０６に供給される。 始動シーケンスのための新しいコマンドが着手されるまで、制御可能なスイッ チ７３０は、この状態でラッチされる。 前述の議論から明白なように、ＰＭＧ１２はインクリメンタルエンコーダとし て動作する。一方、シャフトパルスエンコーダ４２はロータの絶対位置を指示す る。 図２９−図３３は、この発明の更なる他の実施形態を図示する。 図２５の実施形態の変更を示す図２９を参照し、図２５と図２９に共通する要 素は同様な参照符号が付されている。始動システム制御７４０は、以下に詳述さ れるように、ＰＭＧ１２、主発電機部分電機子巻線３６ａ−３６ｃに連結された ライン５９３ａ−５９３ｃ上の一つに出力された電圧、始動システムコントロー ル７４０によってライン７４６上に出力された同期信号によって出力された位相 出力に応答するロータ位置検出器７４４を含んでいる。 ロータ位置検出器７４４は駆動軸１８の速度と位置を表す信号を出し、位置信 号を速度コントローラ７４８に渡す。 速度コントローラ７４８は、ライン５５０の上に駆動軸１８の機械的位置を表 す信号を出す。 ライン５５０の上の信号は、主発電機のポールの対の数を表す信号に、乗算器 ７０６によって、そして、結果として生ずる信号は加算器５５４によって位相進 み信号に加算される。 加算器５５４は、ライン５５８上にそのサイン波、コサイン波を生成する第１ 、第２機能ブロック５６０，５６２に供給される電気角度コマンド信号を出力す る。 そのコサイン信号とサイン信号は、一対のライン７５０，７５２を越えて２相 から３相への位相コンバーター５７２に供給される。 結果として生ずる三相信号は、順番に３つのゼロクロス検出器７５４ａ−７５ ４ｃに供給される。 ゼロクロス検出器７５４ａ−７５４ｃの各々は、位相コンバーター５７２によ って生じられた３相信号の一つのゼロクロスを検出し、それぞれ、矩形波の信号 Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃを生じる。これら信号は、図３０に示され、そして、これらは １２０°の位相に分離されている。 インバータコントローラ７５６は、信号Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ、そして、ライン７ ８５に出された電源制御信号に応答し、ライン３８５ａ−３８５ｆに、図３０に 示され、スイッチＴ１−Ｔ６を制御するインバータ制御波形ＷＴ１−ＷＴ６を生 じる。 前と同様に、インバータ制御波形ＷＴ１，ＷＴ３，ＷＴ５は、パルス幅変調さ れてもよい。 希望する場合、また、インバータ制御波形ＷＴ２，ＷＴ４，ＷＴ６は、またパ ルス幅変調されてもよい。 図３０に示されるように、同期信号は、各々、主発電機部電機子巻線３６ａ− ３６ｃの一つに流れている電流が０である時間と一致している正パルス列を含む 。 制御波形ＷＴ１，ＷＴ３，ＷＴ５のＰＷＭノッチの幅は、電源制御回路７６０ によって制御される。 電源制御回路７６０は、ＤＣリンク電流を表している信号を電力基準信号から 減ずる加算器７６２を含む。ＤＣリンク電流は、順番にインバータ５０によって 電機子巻線３６ａ−３６ｃに分配される電力を表す。 結果として生じる電力エラー信号は、コンディショナ７６４によって調整され る。コンディショナ７６４は、好ましくは比例積分型補償器を含むが、代わりに 、どんなタイプのゲインと補償ユニットを備えることもできる。 コンディショナ７６４の出力は、ライン７５８に電源制御信号を生じる制御調 整可能なリミッタ７６６に供給される。 リミッタ７６６は、リミッタ制御信号に従って制御される。 ロータ位置検出器７４４によって生じられた速度指示信号は、乗算器７６８に 供給されて、一定の周波数当たりの電圧信号に掛けられ、速度依存電圧信号を生 じる。 速度依存電圧信号は、加算器７７０によって一定のブースト電圧に加えられる 。この加算器７７０は、順番にリミッタ制御信号を生じる。 一定のブースト電圧信号は、主発電機部分制御巻線でのＩＲ電圧降下に比例し ていて、電源制御信号が最初の始動においてこれらの損失を克服できるようにす る。 その後、ロータ位置検出器７４４によって出力される速度指示信号が増加する と、乗算器７６８は、ランプ信号を発生する。このランプ信号は、ブースト電圧 に加えられるとき、リミッタ７６６の調整制限を増大させ、その結果、増大する 電力の大きさが、インバータ５０によって電機子巻線３６ａ−３６ｃに分配され る。 さて図３１を参照すると、ロータ位置検出器７４４がより詳細に示されている 。 ロータ位置検出器７４４は、図２６の検出器７０４に似ている。そして、それ ゆえに、同様の要素に同様の参照数字が割り当てられている。 ロータ位置検出器７４４は、積分器７１６がリセットされる方法において検出 器７０４と異なっている。 特に、積分器７１６は、入力コンディショナ７８０によって、駆動軸１８の１ 回転毎にリセットされる。このコンディショナ７８０は、好ましくはゲインアン プ、ゼロクロス検出器７８２、分周器７８４とワンショット７８６を含む。 入力コンディショナ７８０は、主発電機部分電機子巻線３６ａ−３６ｃの一つ からの相電圧、例えば１図２９のライン５９３ａの上に現れる電圧を計る。 ライン７４６上の同期信号は、図３０に示された位相電圧Ｖの各予想されたゼ ロクロスを囲んでいる短い期間の間、ゼロクロス検出器７８２をイネーブルとし 、にある程度ノイズ不活性にする。 分周器７８４は、ゼロクロス検出器７８２によって、生成された波形の周波数 を主発電機ロータのポールの数と等しい量で割り、ワンショット７８６を駆動す るための信号を生成し、駆動軸１８の回転毎に積分器７１６をリセットする。 代わりに、積分器７１６に供給されるリセット信号は、入力コンディショナ７ ８０とゼロクロス検出器７８２の間にローパスフィルタを取り入れることによっ て、ゼロクロス検出器７８２に同期信号を供給する必要なく生成されることがで きる。 ローパスフィルタのカットオフ周波数は、ＰＷＭ周波数（図３０の波形ＷＴ１ ，ＷＴ３，ＷＴ５に示された高周波ノッチ）とその高調波を拒絶するのに選ばれ る。 この代わりに、分周回路７８４は２で割られたポールの数によって割るように してもよい。 図３２は、速度コントローラ７４８をより詳細に図示する。 コントローラ７４８は、図２８のコントローラ７０５の変更を含む。そして、 同様な要素に同じ参照番号が割り当てられている。 位置基準信号は、要素６５２、６５４、６５６と６５８によって出力されて、 前述と同様に、スイッチ７３０と加算器６６２に供給される。 図３１の積分器７１６からの位置信号を含んでいる角度位置指示信号は、また 、制御可能なスイッチ７３０に供給されて、さらに加算器６６２の反転入力に供 給される。 加算器６６２は、積分器７１６によって出されるような、実際のロータ位置と 、引き出された位置基準信号の間のエラーを示す位置エラー信号を生じる。 位置エラー信号は、位置エラー信号をエラー基準と比較するエラーコンパレー ター７９０に供給され、位置エラー信号がエラー基準より小さいとき、ライン７ ９２にハイ状態の信号を生じる。 さらに、速度基準信号が信頼できる駆動軸の速度を表示するようになる値を示 す有効速度基準信号が加算器７９４の非反転入力に供給される間に、積分器６５ ６によって生じられた速度基準信号は加算器７９４の反転入力に供給される。 加算器７９４は、速度基準信号と有効な速度基準信号の間の差を示す信号を生 じる。 ゼロクロス検出器７９６は、速度基準信号が有効な速度基準信号に等しいか、 またはそれを越える時を検出して、そのような時間にライン７９８にハイ状態出 力信号を生じる。 このように、ゼロクロス検出器７９６に結合する加算器７９４は速度コンパレ ーター８００を含む。 ライン７９２と７９８上の信号は、制御可能スイッチ７３０に接続されてこれ を制御する出力を有するＡＮＤゲート８０２に供給される。 駆動軸１８の速度がゼロである始動シーケンスの始めに、制御可能スイッチ７ ３０は、積分器６５８の出力をスイッチ７３０の出力、そして図２９の乗算器７ ０６に通過させる状態にセットされる。 また、この時、電力がエキサイタ部分１４、そして、図１Ａの主発電機部分界 磁巻線３４に加えられ、さらに、電力はまた主発電機電機子巻線３６ａ−３６ｃ に加えられる。こうして、駆動軸１８は加速される。 図３１の積分器７１６によって出されるようなロータ位置と、積分器６５８に よって引き出されるような位置基準信号の間のエラーが、エラー基準より小さい とき、そして、積分器６５６によって生じられるような、速度基準が、有効速度 基準と等しいか、より大きいとき、ライン７９２と７９８のハイ状態信号は、Ａ ＮＤゲート８０２により制御可能スイッチ７３０を駆動して図３２に示される状 態にする。 制御可能なスイッチ７３０は、そのような位置においてラッチされる。その結 果、図３１の積分器７１６の出力は図２９の乗算器７０６に供給される。 新しい始動シーケンスがイニシャライズされるまで、スイッチ７３０は、その 状態を維持される。 図３３は、始動モードにある発電機１０を操作して電力を動力に変換する始動 システム制御８１０のもう一つの具体例を図示する。 図３３の制御８１０が図２９の制御７４０に似ている限り、２つの図に共通の 要素は、同様な参照数字が付される。 始動システム制御４０は、主発電機部分の電機子巻線３６ａ−３６ｃに連結さ れたライン５９３ａ−５９３ｃに出力された電圧、及びインバータコントローラ ８１６によってそれぞれ３つのライン８１４ａ−８１４ｃに出力された位相Ａ， Ｂ，Ｃ同期信号を受けるロータ位置検出器８１２を含む。 ロータ位置検出器８１２は、駆動軸１８の角度位置を表す信号と駆動軸１８の 速度を表す信号を出す。 図３０はライン８１４ａに出された位置Ａ同期信号と同様にライン５９３ａ上 に出される電圧および電流波形を示す。 位相Ｂ，Ｃの電圧、電流、そして、同期信号波形は、１２０°と２４０°位相 シフトされている点を除いて、それぞれ図３０に示されたそれらと同一である。 そのような位相と関連するインバータ制御波形のどちらもハイ状態にないとき 、各位相同期信号はハイ状態にある。 以下に注意されるように、電流が関連する電機子巻線３６ａ−３６ｃに流れて いないとき、各位相同期信号は、選択的に検出器８１２の中のコンパレーターを 、位相電圧のみを検出するようにイネーブルにする。その結果、検出される巻線 位相電圧は、帰還ＥＭＦ電圧と等しくなる。 再び図３３を参照すると、すでに知られているように、インバータ５０はＤＣ リンク９２を経てＤＣ電力を受け取る。 ＤＣリンク９２は、順番に外部ＡＣ電源８２０に連結され、あるいは他のＤＣ 電源に連結される三相整流器８１８から、ＤＣ電力を受け取ってもよい。 ＤＣ電流推定器８２２は、ＡＣ電源８２０の出力に連結された３つの電流変換 器８２４ａ−８２４ｃによって発生された３つの電流信号ＩＡ＊，ＩＢ＊，そし て、ＩＣ＊を入力し、電流推定信号Ｉｄｃを出力する。 図３４に示されるように、ＤＣ電流推定器は、乗算器かスケーリングアンプの ような変換ファクタ回路８２８に接続された３相整流器８２６を含んでもよい。 図３３の要素の残りのものは、図２９に示されたそれらに同一である。 さて図３５を参照して、ロータ位置検出器８１０は、より詳細に示される。 図３１と図３５の共通要素には、同様の参照数字が付されている。 主発電機電機子巻線３６ａ−３６ｃに供給される電圧波形は、アンプ７１０ａ −７１０ｃとゼロクロス検出器８３０ａ−８３０ｃを通して論理回路７１４に供 給される。 既に知られるように、各ゼロクロス検出器８３０ａ−８３０ｃは、ライン８１ ４ａ−８１４ｃの一つに供給されたそのそれぞれの同期信号が高い値を持つ間、 活性化される。 駆動軸１８の角度位置、そしてこのようにロータ２０の角度位置は、蓄積器８ ３６につながれた乗算器８３４を含んでいる積分器８３２によって検出される。 各６０°の期間の間に、乗算器８３４は、その期間の間一定である速度信号に 、その期間の間増加するカウンタ６３６の出力を掛け、ライン８３８上にランプ 信号を発生する。 カウンタ６３６は６０°毎にリセットされるので、そのランプ信号の大きさは 、６０°毎に０に落ちる。 また、論理回路７１４の出力は、６０°毎に一定量増大する階段信号を生成す る階段ジェネレータ８４０に供給される。 各６０°毎の階段信号の大きさは、その期間の最初において、ロータ位置を表 す。 ３６０°（ロータ２０の１回転に対応する）毎に階段信号の大きさは、０に落 ちる。 蓄積器８３６は、乗算器８３４によって発生されたランプ信号の電流の大きさ に、６０°の期間の階段信号の大きさを加えることにより、連続的にロータ位置 を決定する。 蓄積器８３６によって生成された結果として生ずる位置信号は、ロータ位置を 表している大きさを持っているランプ信号となる。 ランプ信号の期間は、３６０°、ロータ２０の１回転に対応する。 必要ならば、他の積分技術が、代わりに使われてもよい。 図３７は、図７のインバータ制御器３０５に代用されてもよいインバータ制御 ８５０を図示する。 この代替実施形態の中で、特定のロータ速度が達成されるまで、エキサイタの 界磁巻線２８に印加されたＡＣ電力の周波数は、始動モードの間に、線形状に連 続的に減少される。 その後、ＤＣ電力は、可変の大きさで始動シーケンスの残りの間に印加され、 る。エキサイタの界磁巻線２８の励起周波数と主発電機部分電機子巻線３６ａ− ３６ｃの間の変調を避ける。 さらに特定のロータ速度が達されると、（典型的にその発電機の基本速度であ る）、磁界の衰えは主発電機部分によって出力された帰還ＥＭＦに必要である。 それゆえに、エキサイタの界磁巻線２８へ印加されたＤＣ電圧の大きさは、特 定のロータ速度より大きいか等しい速度で減じられる。その結果、更なるロータ 加速が原動機２１の自立速度が達成されるまで可能となる。 図３７に見られるように、ロータ速度信号は、ファンクションジェネレータ８ ５２とファンクションジェネレータ８５４に提供される。 ロータ速度信号は、以下に詳述するように、ロータ位置信号から生成されても よい。 ファンクションジェネレータ８５２は、ロータ速度信号の関数である出力電圧 を生成する。 ファンクションジェネレータ８５２の出力電圧は、それがゼロに落ちる点であ る所定のロータ速度に線形に減少する。 所定のロータ速度は、およそ１００−４００ヘルツ（ロータ極の数に依存する ロータの角速度に対応）の電気的周波数に一致してもよい。 ファンクションジェネレータ８５２からの電圧出力は、ファンクションジェネ レータ８５２によって生成された電圧の大きさに比例する周波数信号を生成する 電圧−周波数Ｖ／Ｆコンバータ８５６に供給される。 この結果、（Ｖ／Ｆ）コンバータ８５６は、ＡＣ信号がＤＣ信号となる所定の ロータ速度が達されるまで線形に減少する周波数を有するＡＣ信号を発生する。 ロータ速度信号に応答して、ファンクションジェネレータ８５４は、所定のロ ータ速度が達されるまで、一定のままの大きさの信号を生成する。その後は所定 のロータ速度より大きい速度に減少する。 そのコンバータ８５６とファンクションジェネレータ８５４の出力は、乗算器 ８５８に供給される。この乗算器８５８は、Ｖ／Ｆコンバータ８５６によって特 定された周波数とファンクションジェネレータ８５４によって特定された大きさ を有する電流基準信号を生成する。 乗算器８５８によって生成された電流基準信号は、加算器８６０の非反転入力 に供給される。 電流センサ３４４によって出力され、加算器８６０の反転入力にライン３３２ を通して供給された電流帰還信号は、電流エラー信号を生成するために電流基準 信号から差し引かれる。 そのエラー信号は、順番にゲートドライブ回路８６６によってゲート駆動信号 を引き出すために処理される制御信号を生じるＰＩレギュレータ８６４に供給さ れる。 そのゲート駆動信号は、エキサイタインバータ９４のスイッチＱ２−Ｑ５を制 御する。 しばしば、最初の始動において、原動機２１が回転していることがあり、すな わち、負あるいは正の方向に外力に応答して回転していることがある。 そのような条件においては、第１速度に原動機２１の回転を下げるために、発 電機１０は制動モードで動作しなければならないかもしれない、そして、原動機 ２１を停止させ、その後、駆動あるいは始動モードで原動機２１を適当な方向に 自立速度に立ちあげるために、プラッギングモードで動作されなければならない 。 これらの動作は、ＡＣ電力を主発電機部分電機子巻線３６ａ−３６ｃへ供給し 、主発電機部分界磁巻線３４へエキサイタ１４を介して供給することにより、そ して、電機子巻線３６ａ−３６ｃに流れている電流を適当に整流して、駆動軸１ ８を所望のように回転させることで達成される。 図３８−図４４は、この動作を達成することができる始動システム制御８７０ を図示する。 図３８は、電力を駆動力に変換するために発電機制動モード、プラッギングモ ードと、始動モードで発電機１０を動作させるためのシステム制御器８７０と共 に、エキサイタ部分界磁巻線２８、エキサイタ部分電機子巻線３０ａ−３０ｃ、 回転整流器３２、主発電機部分界磁巻線３４と主発電機部分電機子巻線３６ａ− ３６ｃを含む発電機１０を図示する。 システム制御器８７０は、それぞれ、主発電機部分電機子相巻線３６ａ−３６ ｃにつながれたライン８７４ａ−８７４ｃ上に出力される電圧信号Ｖａ、Ｖｂと Ｖｃに応答する回転位置検出器８７２を含む。 ロータ位置検出器８７２は、速度コントローラ８７６に伝えられるロータ２０ の位置と速度の指示を発生する。 さらに、この速度指示は、エキサイタ界磁巻線２８の電流を発生するエキサイ タ界磁制御器８７８まで伝えられる。 速度コントローラ８７６は、発電機１０によって生じられた司令トルクを出力 するライン８８０上で、トルクコマンド信号を発生する。 速度コントローラ８７６は、また、インバータスイッチ制御信号ＷＴ２、ＷＴ ４とＷＴ６の第１セットを生じる整流器８８４に供給されるライン８８２ａと８ ８２ｂ上で直行する一対のサイン及びコサイン信号を発生する。 トルクコマンド信号は、電流信号Ｉａ、ＩｂとＩｃと共に電流調整器８８６に 供給される。これら電流信号は、電流センサ８８３ａ−８８３ｃによって発生さ れ、そして、主発電機部分電機子巻線３６ａ−３６ｃの中を流れている電流の大 きさを示す。 電流調整器８８６は、インバータスイッチ制御信号ＷＴ１、ＷＴ３とＷＴ５の 第２セットを発生する。 整流器８８４と電流調整器８８６は、必要ならば、既知の技術に従ってインバ ータ制御信号ＷＴ１−ＷＴ６を生じるＰＷＭ変調器に置き換えられることができ る点に留意する必要がある。 整流器５４と電流調整器５６によって生成されたインバータ制御波形ＷＴ１− ＷＴ６は、それぞれ電力スイッチＴ１−Ｔ６の動作を制御し、既知の技術に従う 現在の動作モードでインバータ５０を操作する。 好ましくは、インバータ６２は、１２０度の導通アルゴリズムにより制御され る。 そのような導通アルゴリズムが使われるならば、電機子相巻線３６ａ−３６ｃ の一つはインバータ５０によって与えられるどんな時間でも消勢させられる。そ して、これはロータ位置検出器８７２が上述された帰還ＥＭＦ電圧を検出する直 接法を使い、ロータ位置と速度表示を行えるようにする。 さて、図３９を参照すると、ロータ位置検出器が示されている。 電圧信号Ｖａ−Ｖｃは、ライン８７４ａ−８７４ｃを通してそれぞれノッチフ ィルタ８９０ａ−８９０ｃに供給される。 ノッチフィルタ８９０ａ−８９０ｃは、複数のゼロクロスを避け、特に低ロー タ速度において発電機１０により発生された電圧のＳＮ比を改善するためにるた めＰＷＭ周波数を受けつけない。 それぞれ、ノッチフィルタ８９０ａ−８９０ｃは、ゼロクロス検出器８９２ａ −８９２ｃにつながれる。 すべてのゼロクロス検出器８９２ａ−８９２ｃは、ヒステリシス特性で供給さ れ、図４０に示されるように、それぞれ１２０度の相に分離された矩形波の信号 Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃを生じる。 矩形波信号Ｓａ−Ｓｃは、矩形波信号Ｓｄ´を発生し、また図４０に示される ように、６０度の電気角度期間を有するノッチによって隔てられた６０度の電気 角度期間のパルスを含む論理ユニット８９４に供給される。 矩形波信号Ｓｄ´は、論理ユニット８９４によってフェーズロックドループ８ ９６に供給される。 フェーズロックドループ８９６は、矩形波の信号Ｓｄ´の位相をライン８９７ に現れる出力信号と比較し、位相エラー信号を生じる。 この信号は、ロータ速度に比例していて、それゆえに、ロータ速度指示を含む 。 電圧制御発振器（ＶＣＯ）９００は、位相エラー信号に応答して、位相エラー 信号の大きさに比例した周波数を含むＶＣＯ出力信号を発生する。 カウンタ９０２は、ロータ速度表示のサイクルを数え、位相検出器８９８へフ ィードバックされる出力信号をライン８９７の上に生じる。 また、出力信号は、ロータ位置指示または信号を発生するために３つのファク タによって、出力信号の周波数を分割する分周回路９０４へ伝えられる。 必要に応じて、他のロータ速度と位置信号を生成する方法が利用されてもよい 。 図４１は、速度コントローラ８７６を示す。 コントローラ８７６は図２８、３２、３６と関連して上述された要素を有する 。そして、そのような要素はこれらの図の中で同様の符号を割り当てられる。 速度コマンド信号は、ライン６５０上で発生され、要素６５２−６５８によっ て速度と位置基準信号に変換される。 位置基準信号は、制御可能なスイッチ７３０に供給され、そして、加算器６６ ２の非反転入力に供給される。 図３９の分割器９０４によって生成されたロータ位置信号は、また、制御可能 なスイッチ７３０に供給されて、さらに、加算器６６２の反転入力に供給される 。 加算器６６２は、分割器９０４によって生成されたロータ位置信号と位置基準 信号との差を示す位置エラー信号を生じる。 加算器６６２の出力は、ゲインと補償ユニット６７６によって調整されて、加 算器６７８の第１入力に供給される。 速度エラー信号は、図３９の位相検出器８９８によって生成されたロータ速度 指示を積分器６５６によって生成された速度基準信号から減ずる加算器６８０に よって生成される。 速度エラー信号は、ゲインユニット６８２によって処理されて、ゲイン補償ユ ニット６７６の出力に加算器６７８によって加算される。 リミッタ６８４は、加算器６７８の出力を制限し、図３８のライン８８０上で トルクコマンド信号を発生する。 図３２、図３６と関連して上述されたコンパレータ８００が備えられ、そして 、制御可能なスイッチ７３０の動作を制御する。 プラッギング、駆動モードの初期において、制御可能なスイッチ７３０は、図 ４１の中で示された位置にセットされ、制御可能なスイッチ７３０の出力、そし て加算器９１０まで積分器６５８の出力を通す。 このとき、速度コマンド信号は、位置基準信号の導出を始めるためにライン６ ５０に供給される。 またこのとき、エキサイタ界磁制御８７８は、エキサイタ部分１４にエキサイ タ界磁巻線２８を通して、それゆえに、図３８の主発電機部分界磁巻線３４に電 力を印加する。 同時に、電力は主発電機電機子巻線３６ａ−３６ｃに、インバータ５０を通し て印加される。 このように、駆動軸１８は、原動機２１の立ち上げに必要な回転方向に加速さ れる。 ロータ位置検出器８７２によって生じられたロータ速度信号が、有効な速度基 準信号以上か等しくなるとき、コンパレータ８００によって、制御可能なスイッ チ７３０は、切り替えられ、ロータ位置検出器８７２によって、生成されたロー タ位置信号を加算器９１０に供給する。 新しい始動シーケンスが始められるまで、制御可能なスイッチ７３０は、その ような位置においてラッチされる。 このように、インバータ５０は、ロータ位置信号が、実際のロータ位置に対し て信頼できないような低ロータ速度において、ロータ基準速度に従って制御され る。 そして、また、ロータ位置信号が実際のロータ位置に対して信頼できる表示と なるような、高いロータ速度において、ロータ位置検出器８７２によって生成さ れたロータ速度信号に従って制御される。 加算器９１０は、制御可能なスイッチ７３０の出力をファンクションジェネレ ータ９１２によって生成された進角信号に加える。ファンクションジェネレータ ９１２はロータ位置検出器８７２によって検出力された駆動軸１８の速度に応答 し、そして、ロータ速度が高速域で増加するにつれ進角を増大させる。 加算器９１０は、第１、第２機能ブロック９１６、９１８に供給される電気角 度コマンド信号をライン９１４上に出力する。 機能ブロック９１６、９１８は、それぞれライン８８２ａと８８２ｂ上に、サ イン波形信号とコサイン波形信号を発生する。このような信号は電気角度コマン ド信号として、同じ周波数を有する。 さて図４２には、図３８の整流器８８４のブロックダイヤグラムが示される。 図２４の中で示された形式の２相から３相数へのコンバータ９２０は、ライン ８８２ａ、８８２ｂに現れるサイン、コサイン信号を３相電流信号に変換する。 これら電流信号は、３つのゼロクロス検出器９２２、９２４、９２６に順に供給 される。 ゼロクロス検出器９２２、９２４、９２６は、ヒステリシス特性を有し、位相 コンバータ９２０によって生成された３相電流信号を、それぞれインバータ制御 信号ＷＴ２、ＷＴ４、ＷＴ６に変換する。 さて図４３によれば、図３８の電流調整器８８６のブロックダイヤグラムが詳 細に示される。 図３８の速度コントローラ８７６によって生じられたトルクコマンド信号は、 ライン８８０を通して、電流信号Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃをトルクコマンド信号から引 き、３つの電流エラー信号を生じる加算器９３０、９３２と９３４に供給される 。 電流エラー信号は、ヒステリシス特性を有し、インバータ制御信号ＷＴ１、Ｗ Ｔ３、ＷＴ５を生じる３つのゼロクロス検出器９３６、９３８、９４０に伝えら れる。 各インバータ制御信号は、個々のパルスのグループを含む。 図３０に示され、既に述べたように、個々のパルス幅は、トルクコマンド信号 と、回転速度、発生された帰還ＥＭＦの大きさ、整流角度のようなシステム状態 に依存する。 ３つのゼロクロス検出器９３６、９３８、９４０を通してヒステリシス制御を 使う代わりに、各々がパルス幅変調器につながれた３つの比例積分（ＰＩ）レギ ュレータを使うことによって制御を行うようにしてもよい。 さて、図４４を参照すると、エキサイタ界磁制御８７８とエキサイタの界磁巻 線２８が示されている。 図７と関連して上述された電流センサ３４４は、加算器９５０の反転入力に供 給されるエキサイタ界磁電流信号を発生する。 加算器９５０の非反転入力には、ロータ速度の関数として生成された界磁電流 コマンド信号が供給される。 特に、ロータ位置検出器８７２によって生成されたロータ速度信号は、ファン クションジェネレータ９５２に供給される。このファンクションジェネレータは 、所定のロータ速度より低い比較的一定の大きさを有し、高いロータ速度でエキ サイタ磁界を減少させるためにより高いロータ速度で減少する大きさの変調速度 信号を発生する。 乗算器９５４は、加算器９５０の非反転入力に供給される要求されたエキサイ タ界磁電流を示す信号を生じるために、変調されたロータ速度信号に所定の界磁 電流コマンドを掛ける。 加算器９５０は、コンディショナー９５６（好ましくは、比例積分型補償器を 含んでいる）に供給されるエキサイタ界磁巻線電流エラー信号を供給するために 、エキサイタ界磁電流信号を乗算器９５４の出力から差し引く。。 コンディショナー９５６は、図７と関連して既述されたゲートドライバ３３６ に、パルス幅変調信号を供給するパルス幅変調器９５８に供給される界磁電流制 御信号を生じる。 ゲートドライバ３３６は、それぞれ固定された周波数、エキサイタの界磁巻線 ２８を流れる可変の電流増幅率を供給するために、電力スイッチＱ２−Ｑ５を制 御するインバータ制御信号ＷＴ７−ＷＴ１０を生じる。 動作において、エキサイタ界磁制御器８７８は、より高いロータ速度でモータ ー効率を維持し、そして、高速ロータ速度で発電機１０のトルク発生能力を制限 することができる発電機電機子巻線３６ａ−３６ｃ内で発生された帰還ＥＭＦ電 圧を減らすために、より高いロータ速度でエキサイタ界磁電流の振幅を減らす。 このように、インバータ９４は、エキサイタの界磁巻線２８の中を流れ、原動 機２１に供給される電力を制御するためにロータ速度に依存するＡＣ電流を生じ る。 原動機２１の最初の立ち上げの間、ロータ位置検出器８７２は、図３９の位相 検出器８９８の出力を通してロータ速度を検出し、分割器９０４の出力を通して ロータ位置を検出し、論理演算装置８９４の出力を通してロータ回転方向を検出 する。ここで、この方向は、電機子巻線３６ａ−３６ｃを横切って発生した位相 電圧の位相関係によって決定される。 原動機２１が負の方向に回転し、そして、所定の第１レベルよりロータの回転 速度が大きいならば、電機子巻線３６ａ−３６ｃはインバータによって短絡され 、制動動作モードが始められる。 制動モードの間、エキサイタインバータ９４は、ロータ２０の主界磁巻線３４ を順に励起する界磁巻線２８に電流を供給する。 同時に、主電機子巻線３６ａ−３６ｃは、シングルＤＣリンクコンダクタ９２ ａ、９２ｂの一つにスイッチＴ１、Ｔ３、Ｔ５を閉じて、スイッチＴ２、Ｔ４、 Ｔ６を開くことによりすべてが接続される。 これは、必要な制動効果を提供して、所定の第１レベルにロータ２０の回転速 度を低下させる。 ３つの巻線３６ａ−３６ｃがこの時点に同じＤＣ電位にすべて接続されるので 、検出回路８７２は速度情報を発生することができない。 制動モードにおいてこの情報を得るために、全てのスイッチが間欠的に開かれ 、速度情報が発生できるようにされる。この結果、検出は、制動モードの終わり になされる。 整流器８８４あるいは電流調整器８８６は、当業者に明らかなように、このフ ァンクションを得るよう変更され得る。 例えば、ＯＲゲートの第１入力は、ゼロクロス検出器９２２、９２４、９２６ または９３６、９３８、９４０に接続され得る。また、ＯＲゲートの第２入力は 、制動モードにおける動作の間、ゼロと１つの状態の間を切り替える信号を供給 するコントローラに接続され得る。 コントローラは、原動機の速度がある速度に負の方向にまさるときを検出する ロータ位置検出器８７２に順に応答する。 ロータ位置検出器８７２が、ロータ速度が所定の第１レベルより低いことを検 知したとき、プラッギングモードが開始される。 原動機２１が所定の第１速度より低い速度で回転している場合の初期の立ち上 げ時に入り得るプラッギングモードの間、インバータ５０は、電機子巻線３６ａ −３６ｃに接続され、そしてそれに電流を供給して、ロータ２０が実質的にゼロ に速度を落とすことを強制する。 その時、駆動モードは、原動機２１を自立速度まで、必要な方向に駆動して、 原動機２１の始動を行うために開始される。 既に知られるように、プラッギングまたは駆動モードの始めに、図４１のライ ン６５０上の速度コマンド信号は、加算器６５２に供給され、そして、ロータ基 準速度は図４１の積分器６５８の出力で発生される。 ロータ２０が有効な基準速度と等しい速度に達するとき、制御可能なスイッチ ７３０は切り替わり、ロータ位置検出器８７２によって生じられたロータ位置信 号を加算器９１０に供給する。この加算器９１０は、システム制御８７０を閉ル ープモードの中で動作させる。 この動作モードは、原動機２１が原動機２１の始動（立ち上げ）が達成される 自立速度に達するまで続く。 図４５は、始動モード、発電モードの動作の間、ＤＣリンク９２上で電圧を制 御することができるＤＣリンクコントローラ１０００を示す。 特に、始動動作モードの間、コントローラ１０００は、バッテリ１００１か他 の電源によって供給されたＤＣ電力をＤＣリンク９２に供給される可変制御電圧 に変換する。 ＤＣ電源が無いか、航空機のように利用されないときは、バッテリ１００１が 典型的に使われる。 バッテリが始動モードの間に使われるとき、コントローラ１０００によって、 ＤＣリンク電流の最適の大きさがバッテリ１００１によって供給されるようにな る。 よく知られているように、バッテリによって供給される電圧は、電流がバッテ リより引き出されるほど低下する。 コントローラ１０００のこの実施形態によって供給される最適のＤＣリンク電 流大きさは、ロードされたバッテリ電圧がその定格（アンロードされた）電圧の 半分に落ちるようになる電流の多き差でる。 代わりに、設計制約条件のために、司令されたロードされたバッテリ電圧を表 している電圧基準Ｖｒｅｆは、定格バッテリ電圧の異なる固定パーセントに選ば れることができる。 図４５に見られるように、インバータコントローラ１０００は、バッテリ１０ ０１のターミナル電圧を受ける差動アンプ１００２を有する。 差動アンプによって生成された出力は、加算器１００３によって基準電圧Ｖｒ ｅｆから引かれ、ロードされたバッテリ電圧と基準電圧Ｖｒｅｆの差を表す差信 号を発生する。 差信号が、比例（Ｐ）のみか比例積分（ＰＩ）増幅器１００４によって増幅さ れ、それから電流基準信号Ｉｒｅｆとして、スイッチ１００６の第１端子に供給 される。 基準電流Ｉｒｅｆは、加算器か差動アンプ１０１０の一つの入力に、ライン１ ０１２によって供給される。 センサ１０１４によって検出されるように、加算器１０１０の他の入力には、 ライン１０１３によって、ＤＣリンク電流の大きさを表している検出電流信号Ｉ ｄｃｓが供給される。 加算器１０１０は検出されたＤＣリンク電流と電流基準Ｉｒｅｆの差を表す信 号を生成する。そして、結果として生ずる差信号はＰＩ増幅器１０１６によって 増幅されて、ライン１０１７によってパルス幅変調器（ＰＷＭ）１０２０に供給 される。 ＰＷＭ１０２０は、ライン１０２１によって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０３０ のトランジスタ１０２４のベースに接続されたゲートドライブ回路１０２２に供 給される可変のデューティ周期信号を生成する。 バッテリ１００１が始動の間に利用されるとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０３ ０はバッテリ１００１に接続される。 ＤＣ／ＤＣコンバータ１０３０は、バッテリ１００１の端子を横切って接続さ れた、コンデンサ１０３６、ダイオード１０３４、インダクタ１０３２を含む。 トランジスタ１０２４は、回路１０２２によって生成されたゲートドライブ信 号によって選択的に切り替えられ、所定量のＤＣリンク電流Ｉｄｃｓを供給する 。 動作において、基準電圧Ｖｒｅｆよりロードされたバッテリ電圧が大きいなら ば、バッテリがいっそう電流を供給することができることを意味して、電流基準 Ｉｒｅｆは、増やされる。 同様に、Ｖｒｅｆよりロードされたバッテリ電圧が少ないならば、電流基準Ｉ ｒｅｆは減らされる。 それから、ＤＣリンク電流の量は、ＰＷＭ１０２０によって生成された可変の デューティ周期によって決定されるトランジスタ１０２４が切り替えられる時間 を制御することにより、基準電流Ｉｒｅｆに実質的にマッチングするように制御 される。 コントローラ１０００は、選択的に、発電機１０がバッテリ１００１に代わり 、ＤＣ電源から供給された電力から始動されるときに使われる位置センサ１０４ ０を有する。その場合には、ＤＣリンク電流は、ロータ２０の回転速度を表す速 度基準信号Ｓｒｅｆに基づいて制御され得る。 その代替によれば、速度プロセッサー１０４２によって生成された検出速度信 号は、速度基準信号と検出速度信号の差を表す信号を生成する加算器または作動 アンプ１０４４によって、速度基準信号Ｓｒｅｆと比較される。。 その差信号は、スイッチ１００６の第２端子で、代わりの電流基準信号Ｉｒｅ ｆを生成するＰＩ（あるいはＰ）増幅器１０４６に供給される。 代替電流基準信号に基づくＤＣリンク電流の制御は、バッテリ電流基準信号と 関連して上述したことに似ている。 コントローラ１０００の第２実施形態の一部が図４６に示される。 ＤＣリンク電流Ｉｄが抵抗１０５６によって検出される平均インダクタ電流Ｉ Ｌに基づいて生成されることを除いては、図４６の実施形態は、いくぶん図４５ のそれに似ている。 コントローラ１０６０は、ライン１０１７に発生された信号Ｉｒｅｆ−ｃとラ イン１０６１上のインダクタ電流信号ＩＬの大きさに応答して、ゲート駆動回路 １０２２にトランジスタ１０２４を制御可能に切り換えるために可変のデューテ ィ周期信号を供給する。 コントローラ１０６０も、ライン１０１３上にＤＣリンク電流信号Ｉｄｃｓを 生成する。 コントローラ１０６０の回路図は図４７の中で示される。そして、図４７の回 路の動作の間に生成される多くの波形が図４８に示される。 図４７によれば、コントローラ１０６０は、ライン１０６１を経て検出電流Ｉ Ｌを表す信号を比較して、それを基準電流信号Ｉｒｅｆ−ｃと比較するコンパレ ータ１１０２を有する。 ライン１０６１の上の信号は、図４８の波形Ｗ１の形に対応する形を有する。 ＩＬ信号の大きさが、Ｉｒｅｆ−ｃ信号の大きさに等しくなったとき、コンパ レータ１１０２の出力は、ＳＲフリップフロップ１１０４を、ハイレベルからロ ーベルに状態を変化させる。 波形Ｗ２として、図４８に示されるＳＲフリップフロップ１１０４の出力端子 は、トランジスタ１０２４のオン、オフを切り替えるゲートドライブ回路１０２ ２（図４６）を制御するライン１０２１に接続される。 トランジスタ１０２４がオフにされる時間毎に、ライン１０６１の上の信号の 大きさは、トランジスタ１０２４を流れる電流が無く、こうしてトランジスタ１ ０２４の電圧がゼロとなるので零になる。 ＳＲフリップフロップ１１０４の出力は、立下りエッジトリガによるンショッ ト１１０６に供給される。このワンショットは、図４８の中で波形Ｗ４として示 された形の信号を出力する。 波形Ｗ２が零に落ちる時間毎に、ワンショット１１０６は、スイッチ１１０８ を閉じる短いパルスを生成し、サンプルホールドコンデンサ１１１０にストアさ れているインダクタ電流ＩＬの最大もしくはピークの大きさを表す信号を生じさ せる。 ＳＲフリップフロップ１１０４の組みの入力端子に接続されたクロック１１２ ０は周期的に、フリップフロップ１１０４の出力波形Ｗ２を再び比較的高いレベ ルに上げることによってその状態を変えさせる。 この結果、トランジスタ１０２４はオンとなり、そして、立ち上がりエッジト リガワンショット１１２２はスイッチ１１２４を閉じる短いパルスを生成し、サ ンプルホールドコンデンサ１１２６によってストアされているインダクタ電流Ｉ Ｌの最小の大きさを表す信号を生じさせる。 動作において、各々サンプルホールドコンデンサ１１１０、１１２６は、それ ぞれインダクタ電流の最も大きい値と最も小さい値を表している信号をそれぞれ 交互にストアする。 それらの２つの周期的にストアされた値の平均値を表す信号ＩＬａｖｅは、二 つの増幅器１１３０、１１３２と二つ抵抗１１３４、１１３６を含んでいる増幅 回路によって生成される。 ライン１０１３上に供給された電流信号Ｉｄは、平均インダクタ電流信号ＩＬ ａｖｅから、一対の抵抗１１４０、１１４２とコンデンサ１１４４を含んでいる フィルタ回路によって生成される。 オプションのスイッチ１１５０は、トランジスタ１０２４がオフしているとき のような、ある時間の間のみ、フィルタ回路に平均回路を接続するために使用さ れ得る。 インバータコントローラ１０００の他の実施形態の一部が図４９に示される。 その実施形態において、電流モードコントローラ１１７０は、ライン１０１２ 上の電流基準信号Ｉｒｅｆと、電流センサ１０１４によって発生された検出電流 信号Ｉｄの相対的な大きさに基づいてＤＣリンク電流の大きさを制御する。 コントローラ１１７０は、バッテリ１００１または他の電源に接続された主（ 一次）巻線と、ダイオード回路１１８４に接続された二次巻線とを有するトラン ス１１８２に接続された一対のスイッチングトランジスタ１１８０ａ、１１８０ ｂを含むＤＣ／ＤＣコンバータ１１７２に接続される。 電流モードコントローラ１１７０はトランジスタ１１８０ａ、１１８０ｂのデ ューティ周期を制御することにより動作し、その結果、ＤＣリンク電流Ｉｄが電 流基準Ｉｒｅｆの大きさに制御される。 電流モードコントローラ１１７０は、上述された制御を行うヒステリシスコン トローラまたはＰＷＭであってもよい。 ＡＣ電流は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１７２からエキサイタ界磁巻線２８に供 給されてもよい。 代わりに、電力がライン１１９１ａ、１１９１ｂを通してエキサイタの界磁巻 線２８に供給されてもよい。 ＤＣ電流センサ１０１４で直接ＤＣリンク電流の大きさを検出する代わりに、 ＤＣ電流センサよりＡＣ電流を検出する変流器が一般にそれほど高価でないこと から、変流器が使われてもよい。 従来の変流器１１９０は、図４９において概略的に示されるように、トランス １１８２の二次巻線によって生成されたＡＣ電流を検出するために接続され、検 出されたＡＣ電流に基づくＤＣリンク電流を表す信号を生成する。 代わりに、図５０に示されるように、変流器１１９０は、トランス１１８２の 一次巻線に接続された一対のライン１１９２ａ、１１９２ｂを通してＡＣ電流を 検出するために接続されてもよい。ここで、矢印によってライン１１９２ａ、ラ イン１１９２ｂの電流方向が示されている。 図４５の実施形態の中でＤＣ電流センサ１０１４を使う代わりに、ＤＣ／ＤＣ コンバータ１０３０で生成されたＡＣ電流を検出するために、変流器を接続する ことによって使うようにしてもよい。 ここで表されたいろいろな機能と実施形態が、様々な制御を得るために、いろ いろな方法で結合されてもよい点に留意する必要がある。 例えば、図２Ａと２Ｂの制御器、あるいは図５の制御器は、帰還ＥＭＦ状態オ ブザーバー５４２、図１７−図２２に示された角度再構築ユニット５４４、また は図２５のロータ位置検出器７０４を利用し、ロータ位置の指示をそれらのコン ポーネントに供給するようにしてもよい。あるいは、どんな他の適当なロータ位 置検出器を利用してもよい。 また、図２ＡのＡＰＵコントローラの出力が、図５の加算器２６２に供給され るようにしてもよく、その結果、図５の原動機が図４の一覧表に従って加速され るようにしてもよい。 また、さらに、図７、図３７、あるいは図４４の励起制御器には、図２Ａと２ Ｂの制御器、あるいは図５の制御器が使用されてもよい。 前者の場合、図２Ａと図２Ｂの要素５６、５８、６０、１３０、１３４、１３ ８が使用されず、そして、該当する大きさのフィールドコンポーネントコマンド が加算器６２に供給される。 どの場合も、励起インバータ９４は、図７、図３７、図４４の制御器によって 制御される。 発明の多くの変更と代替実施形態が、前述の記載から当業者に明らかである。 それゆえに、この記述は、当業者に発明を実施するベストモードを教えること を目的とし、また、それを示すもののみとして解釈される。 構造の詳細は、発明の精神から離れることなく、実質的に変更され得、添えら れた請求の範囲の範囲内で行われるすべての変更の排他的な使用権利が保有され る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マクアーサー、マルコム・ジェイ アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92025、エスコンディド、パインクレス ト・ストリート 805 (72)発明者 ロズマン、グレゴリー・アイ アメリカ合衆国、イリノイ州 61114、ロ ックフォード、ソウグラス・ドライブ 6428 (72)発明者 マーカナス、アルバート・エル アメリカ合衆国、イリノイ州 61073、ロ スコー、ヴァレリー・ロード 3812 (72)発明者 ハンソン、マイケル・ジェイ アメリカ合衆国、イリノイ州 61111、ラ ヴズ・パーク、ルネッサンス・ドライブ 6350 (72)発明者 ウェバー、リーランド・イー アメリカ合衆国、イリノイ州 61108、ロ ックフォード、レインクラウド・ドライブ 1818 (72)発明者 マダーリ、ヴァイジェイ・ケイ アメリカ合衆国、イリノイ州 61108、ロ ックフォード、ホワイトプレインズ・ウェ イ 5540 (72)発明者 ヌークターライン、ポール・イー アメリカ合衆国、イリノイ州 61114、ロ ックフォード、バーロウ・コート 3711 (72)発明者 クック、アレグザンダー アメリカ合衆国、イリノイ州 61008、ベ ルヴィディア、チューンバーグ・ドライブ 919 (72)発明者 グエン、ヴィエトソン アメリカ合衆国、イリノイ州 61107、ロ ックフォード、ロイアル・オークス・ロー ド 8125 (72)発明者 リナルディ、マリオ・アール アメリカ合衆国、イリノイ州 61107、ロ ックフォード、マンドレイク 2419

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．始動モードにおいて、電磁気機械を動作させるための制御装置であって、前 記電磁気機械が、ロータに結合された駆動軸と、一組の永久磁石発電機の相出力 が生じられる一組の電機子相巻線及び主電機子巻線を有する主発電機を含む前記 永久磁石発電機とを備え、前記主電機子巻線が前記始動モードの間に、制御可能 な電源から電力を受けることができる前記電磁気機械の制御装置において、 前記主電機子巻線に基準の固定フレームと相対的に加えられる電力パラメータ の大きさを検出するための手段と、 前記駆動軸の回転につき周期パルスを出力するシャフトパルスエンコーダと、 前記永久磁石発電機電機子相巻線に接続され、前記永久磁石発電機相出力から前 記駆動軸の回転毎に間隔をおいて出される多数のパルスを導出するための手段と 、前記導出手段に接続され、隣り合うパルス間の周期を測定するための手段と、 前記測定手段に接続され、前記周期パルスに応答し、測定周期を前記駆動軸の角 度位置の指示に変換する手段とを含み、前記電磁気機械のロータ位置を検出する ための位置センサと、 前記位置センサに接続されて、前記角度位置指示に応答し、前記検出されたパ ラメータの大きさを基準の回転フレームと相対的に磁界とトルク生成成分に変換 するコンバータと、 前記コンバータと前記電源の間に接続され、前記磁界とトルク生成成分に応答 して、前記始動モードの動作の間に前記電源を制御し、その結果、前記ロータが 回転されるようにするための手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 ２．請求項１の制御装置において、前記制御装置は原動機を点火するための手段 を含み、前記電磁気機械は、前記原動機を自立速度に立ち上げるように動作され 、さらに、 前記原動機の点火に先行する第１段階の間に動作でき、前記原動機を第１の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第１手段と、 前記第１段階に続く第２段階の間に動作でき、前記原動機を第２の所定の割合 で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するようにする第 ２手段と、 前記第２段階の間に動作でき、燃料を前記原動機に供給して容易に点火させる ための手段と、 前記原動機の前記点火に続く第３段階の間に動作でき、前記原動機を第３の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第３手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 ３．始動モードにおいて、電磁気機械を動作させるための制御装置であって、前 記電磁気機械が、ロータに結合された駆動軸と、一組の主電機子巻線を有する主 発電機部分とを備え、ここで、前記一組の主電機子巻線は、制御可能な電源から ＡＣ電力を受け、前記始動モードの間に帰還ＥＭＦ電圧を出力することができる 前記電磁気機械の制御装置において、 前記一組の主電機子巻線に基準の固定フレームと相対的に加えられる電力パラ メータの大きさを検出するための手段と、 前記一組の主電機子巻線に接続され、前記ＡＣ電力に応答して、帰還ＥＭＦ電 圧の推定を表す前記帰還ＥＭＦ推定信号を生成することができる手段と、前記帰 還ＥＭＦ推定信号を前記駆動軸の角度位置の表示に変換するための手段を含み、 前記電磁気機械のロータ位置を検出するための位置センサと、 前記位置センサに接続されて、前記角度位置指示に応答し、前記検出されたパ ラメータの大きさを基準の回転フレームと相対的に磁界とトルク生成成分に変換 するコンバータと、 前記コンバータと前記電源の間に接続され、前記磁界とトルク生成成分に応答 して、前記始動モードの動作の間に前記電源を制御し、その結果、前記ロータが 回転されるようにするための手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 ４．請求項３の制御装置において、前記制御装置は原動機を点火するための手段 を含み、前記電磁気機械は、前記原動機を自立速度に立ち上げるように動作され 、さらに、 前記原動機の点火に先行する第１段階の間に動作でき、前記原動機を第１の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第１手段と、 前記第１段階に続く第２段階の間に動作でき、前記原動機を第２の所定の割合 で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するようにする第 ２手段と、 前記第２段階の間に動作でき、燃料を前記原動機に供給して容易に点火させる ための手段と、 前記原動機の前記点火に続く第３段階の間に動作でき、前記原動機を第３の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第３手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 ５．始動モードにおいて、電磁気機械を動作させるための制御装置であって、前 記電磁気機械が、ロータに結合された駆動軸と、一組の相出力が生じられ、前記 電磁気機械のステータに配置された一組の永久磁石発電機電機子相巻線を有する 永久磁石発電機と、前記ステータに配置されたエキサイタ界磁巻線、前記ロータ に配置されたエキサイタ電機子巻線を有するエキサイタと、前記ロータに配置さ れ、前記エキサイタ電機子巻線と前記ステータに配置された主電機子巻線とに接 続される主界磁巻線を有する主発電機部分とを含み、始動モードにおいて、前記 主電機子巻線と前記エキサイタ界磁巻線が第１、第２の制御可能な電源からそれ ぞれ電力を受ける、前記電磁気機械の制御装置において、 前記主電機子巻線に基準の固定フレームと相対的に加えられる電力パラメータ の大きさを検出するための手段と、 前記検出手段に応答し、検出されたパラメータの大きさを、基準の回転フレー ムと相対的に磁界とトルク生成成分に変換するコンバータと、 前記コンバータと前記第１の制御可能な電源との間に接続されて、前記磁界と トルク生成成分に応答し、前記第１電源が第１周波数で第１ＡＣ波形を前記主発 電機電機子巻線に供給するように前記始動モードの間において、前記第１の制御 可能な電源を制御するための第１手段と、 スタートシーケンスの開始時であって、その後に第２周波数より低い第３周波 数に第２ＡＣ波形が変化する、前記スタートシーケンスの開始時に、前記第２電 源が、前記第２ＡＣ波形を前記第２周波数で前記エキサイタ界磁巻線に供給する ように前記始動モードの間において、前記第２電源を制御するための手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 ６．請求項５の制御装置において、前記制御装置は原動機を点火するための手段 を含み、前記電磁気機械は、前記原動機を自立速度に立ち上げるように動作され 、さらに、 前記原動機の点火に先行する第１段階の間に動作でき、前記原動機を第１の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第１手段と、 前記第１段階に続く第２段階の間に動作でき、前記原動機を第２の所定の割合 で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するようにする第 ２手段と、 前記第２段階の間に動作でき、燃料を前記原動機に供給して容易に点火させる ための手段と、 前記原動機の前記点火に続く第３段階の間に動作でき、前記原動機を第３の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第３手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 ７．始動モードにおいて、電磁気機械を動作させるための制御装置であって、前 記電磁気機械が、ロータに結合された駆動軸と、一組の相出力が生じられ、前記 電磁気機械のステータに配置された一組の永久磁石発電機電機子相巻線を有する 永久磁石発電機と、前記ステータに配置されたエキサイタ界磁巻線、前記ロータ に配置されたエキサイタ電機子巻線を有するエキサイタと、前記ロータに配置さ れ、前記エキサイタ電機子巻線と前記ステータに配置された主電機子巻線とに接 続される主界磁巻線を有する主発電機部分とを含み、始動モードにおいて、前記 主電機子巻線と前記エキサイタ界磁巻線が第１、第２の制御可能な電源からそれ ぞれ電力を受ける、前記電磁気機械の制御装置において、 前記主電機子巻線に基準の固定フレームと相対的に加えられる電力パラメータ の大きさを検出するための手段と、 前記検出手段に応答し、検出されたパラメータの大きさを、基準の回転フレー ムと相対的に磁界とトルク生成成分に変換するコンバータと、 前記コンバータと前記第１の制御可能な電源との間に接続されて、前記磁界と トルク生成成分に応答し、前記第１電源が前記主発電機部分電機子巻線にＡＣ電 力を供給するような前記始動モードの間において、前記第１の制御可能な電源イ 制御するための第１手段と、 前記第２の電源が、前記始動モードの間において、ＡＣ電力とＤＣ電力を同時 に前記エキサイタ界磁巻線に供給するように、前記始動モードに前記第２電源イ 制御するための第２手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 ８．請求項７の制御装置において、前記制御装置は原動機を点火するための手段 を含み、前記電磁気機械は、前記原動機を自立速度に立ち上げるように動作され 、さらに、 前記原動機の点火に先行する第１段階の間に動作でき、前記原動機を第１の月 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第１手段と、 前記第１段階に続く第２段階の間に動作でき、前記原動機を第２の所定の割合 で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するようにする第 ２手段と、 前記第２段階の間に動作でき、燃料を前記原動機に供給して容易に点火させる ための手段と、 前記原動機の前記点火に続く第３段階の間に動作でき、前記原動機を第３の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第３手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 ９．始動モードにおいて、電磁気機械を動作させるための制御装置であって、前 記電磁気機械が、ロータに結合された駆動軸と、一組の永久磁右発雷機の相出力 が生じられる一組の電機子相巻線及び主電機子巻線を有する主発電機を含む前記 永久磁石発電機とを備え、前記主電機子巻線が前記始動モードの間に、制御可能 な電源から電力を受けることができる前記電磁気機械の制御装置において、 前記主電機子巻線に基準の固定フレームと相対的に加えられる電力パラメータ の大きさを検出するための手段と、 前記駆動軸の回転につき周期パルスを出力するシャフトパルスエンコーダと、 前記永久磁石発電機電機子相巻線に接続され、前記永久磁石発電機相出力から前 記駆動軸の回転毎に間隔をおいて出される多数のパルスを導出するための手段と 、前記導出手段に接続され、隣り合うパルス間の周期を測定するための手段と、 前記測定手段に接続され、前記周期パルスに応答し、測定周期を前記駆動軸の角 度位置の指示に変換する手段とを含み、前記電磁気機械のロータ位置を検出する ための位置センサと、 前記位置センサに接続されて、前記角度位置指示に応答し、前記検出されたパ ラメータの大きさを基準の回転フレームと相対的に磁界とトルク生成成分に変換 するコンバータと、 前記コンバータに接続され、前記磁界とトルク生成成分から磁界とトルク生成 コマンドを得るための手段と、 前記始動モードに動作でき、第１時間周期の間は前記磁界生成コマンドに従っ て電源を制御し、前記第１の時間周期と排他的な第２の時間周期の間は前記トル ク生成コマンドに従って前記電源を制御し、その結果、前記ロータが回転される ための手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 １０．請求項９の制御装置において、前記制御装置は原動機を点火するための手 段を含み、前記電磁気機械は、前記原動機を自立速度に立ち上げるように動作さ れ、さらに、 前記原動機の点火に先行する第１段階の間に動作でき、前記原動機を第１の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第１手段と、 前記第１段階に続く第２段階の間に動作でき、前記原動機を第２の所定の割合 で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するようにする第 ２手段と、 前記第２段階の間に動作でき、燃料を前記原動機に供給して容易に点火させる ための手段と、 前記原動機の前記点火に続く第３段階の間に動作でき、前記原動機を第３の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第３手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 １１．始動モードにおいて、電磁気機械を動作させるための制御装置であって、 前記電磁気機械が、ロータに結合された駆動軸と、一組の主電機子巻線を有する 主発電機部分とを備え、ここで、前記一組の主電機子巻線は、制御可能な電源か らＡＣ電力を受け、前記始動モードの間に帰還ＥＭＦ電圧を出力することができ る前記電磁気機械の制御装置において、 前記一組の主電機子巻線に基準の固定フレームと相対的に加えられる電力パラ メータの大きさを検出するための手段と、 前記一組の主電機子巻線に接続され、前記ＡＣ電力に応答して、帰還ＥＭＦ電 圧の推定を表す前記帰還ＥＭＦ推定信号を生成することができる手段と、前記帰 還ＥＭＦ推定信号を前記駆動軸の角度位置の表示に変換するための手段を含み、 前記電磁気機械のロータ位置を検出するための位置センサと、 前記位置センサに接続されて、前記角度位置指示に応答し、前記検出されたパ ラメータの大きさを基準の回転フレームと相対的に磁界とトルク生成成分に変換 するコンバータと、 前記コンバータに接続され、前記磁界とトルクの生成成分から磁界とトルク生 成コマンドを得るための手段と、 前記始動モードに動作でき、第１時間周期の間は前記磁界生成コマンドに従っ て電源を制御し、前記第１の時間周期と排他的な第２の時間周期の間は前記トル ク生成コマンドに従って前記電源を制御し、その結果、前記ロータが回転される ための手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 １２．請求項１１の制御装置において、前記制御装置は原動機を点火するための 手段を含み、前記電磁気機械は、前記原動機を自立速度に立ち上げるように動作 され、さらに、 前記原動機の点火に先行する第１段階の間に動作でき、前記原動機を第１の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第１手段と、 前記第１段階に続く第２段階の間に動作でき、前記原動機を第２の所定の割合 で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するようにする第 ２手段と、 前記第２段階の間に動作でき、燃料を前記原動機に供給して容易に点火させる ための手段と、 前記原動機の前記点火に続く第３段階の間に動作でき、前記原動機を第３の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第３手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 １３．始動モードにおいて、電磁気機械を動作させるための制御装置であって、 前記電磁気機械が、ロータに結合された駆動軸と、一組の相出力が生じられ、前 記電磁気機械のステータに配置された一組の永久磁石発電機電機子相巻線を有す る永久磁石発電機と、前記ステータに配置されたエキサイタ界磁巻線、前記ロー タに配置されたエキサイタ電機子巻線を有するエキサイタと、前記ロータに配置 され、前記エキサイタ電機子巻線と前記ステータに配置された主電機子巻線とに 接続される主界磁巻線を有する主発電機部分とを含み、始動モードにおいて、前 記主電機子巻線と前記エキサイタ界磁巻線が第１、第２の制御可能な電源からそ れぞれ電力を受ける、前記電磁気機械の制御装置において、 前記主電機子巻線に基準の固定フレームと相対的に加えられる電力パラメータ の大きさを検出するための手段と、 前記検出手段に応答し、検出されたパラメータの大きさを、基準の回転フレー ムと相対的に磁界とトルク生成成分に変換するコンバータと、 前記コンバータに接続され、前記磁界とトルク生成成分から磁界とトルク生成 コマンドを得るための手段と、 始動モードの間に動作でき、第１の時間周期の間、前記磁界生成コマンドに従 い、前記第１の時間周期の排他的な第２時間周期の間、前記トルク生成コマンド に従い前記第１の制御可能な電源を制御し、その結果、前記第１電源が第１ＡＣ 波形を第１周波数で前記主発電機部分電機子巻線に供給するための手段と、 スタートシーケンスの開始時であって、その後に第２周波数より低い第３周波 数に第２ＡＣ波形が変化する、前記スタートシーケンスの開始時に、前記第２電 源が、前記第２ＡＣ波形を前記第２周波数で前記エキサイタ界磁巻線に供給する ように前記始動モードの間において、前記第２電源を制御するための手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 １４．請求項１３の制御装置において、前記制御装置は原動機を点火するための 手段を含み、前記電磁気機械は、前記原動機を自立速度に立ち上げるように動作 され、さらに、 前記原動機の点火に先行する第１段階の間に動作でき、前記原動機を第１の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第１手段と、 前記第１段階に続く第２段階の間に動作でき、前記原動機を第２の所定の割合 で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するようにする第 ２手段と、 前記第２段階の間に動作でき、燃料を前記原動機に供給して容易に点火させる ための手段と、 前記原動機の前記点火に続く第３段階の間に動作でき、前記原動機を第３の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第３手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 １５．始動モードにおいて、電磁気機械を動作させるための制御装置であって、 前記電磁気機械が、ロータに結合された駆動軸と、一組の相出力が生じられ、前 記電磁気機械のステータに配置された一組の永久磁石発電機電機子相巻線を有す る永久磁石発電機と、前記ステータに配置されたエキサイタ界磁巻線、前記ロー タに配置されたエキサイタ電機子巻線を有するエキサイタと、前記ロータに配置 され、前記エキサイタ電機子巻線と前記ステータに配置された主電機子巻線とに 接続される主界磁巻線を有する主発電機部分とを含み、始動モードにおいて、前 記主電機子巻線と前記エキサイタ界磁巻線が第１、第２の制御可能な電源からそ れぞれ電力を受ける、前記電磁気機械の制御装置において、 前記主電機子巻線に基準の固定フレームと相対的に加えられる電力パラメータ の大きさを検出するための手段と、 前記検出手段に応答し、検出されたパラメータの大きさを、基準の回転フレー ムと相対的に磁界とトルク生成成分に変換するコンバータと、 前記コンバータに接続され、前記磁界とトルク生成成分から磁界とトルク生成 コマンドを得るための手段と、 始動モードの間に動作でき、第１の時間周期の間、前記磁界生成コマンドに従 い、前記第１の時間周期の排他的な第２時間周期の間、前記トルク生成コマンド に従い前記第１の制御可能な電源を制御し、その結果、前記第１電源がＡＣ電力 を前記主発電機部分電機子巻線に供給するための手段と、 前記第２の電源が、前記始動モードの間において、ＡＣ電力とＤＣ電力を同時 に前記エキサイタ界磁巻線に供給するように、前記始動モードに前記第２電源を 制御するための第２手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 １６．請求項１５の制御装置において、前記制御装置は原動機を点火するための 手段を含み、前記電磁気機械は、前記原動機を自立速度に立ち上げるように動作 され、さらに、 前記原動機の点火に先行する第１段階の間に動作でき、前記原動機を第１の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第１手段と、 前記第１段階に続く第２段階の間に動作でき、前記原動機を第２の所定の割合 で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するようにする第 ２手段と、 前記第２段階の間に動作でき、燃料を前記原動機に供給して容易に点火させる ための手段と、 前記原動機の前記点火に続く第３段階の間に動作でき、前記原動機を第３の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第３手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 １７．ロータと、一組の主電機子巻線を有する電磁気機械を制御し、前記電磁気 機械に駆動軸によって結合された原動機を始動させる始動システム制御装置にお いて、 前記電磁気機械の端子電圧を検出し、前記電機子巻線の一つに誘導される帰還 ＥＭＦ電圧を検出する手段と、 前記検出手段に接続され、ロータ速度の指示とロータ位置の指示を前記帰還Ｅ ＭＦ電圧に従って発生するための手段と、 前記駆動軸の回転方向を検出するための手段と、 前記ロータ速度と前記ロータ位置に応答し、さらに前記駆動軸の検出された回 転方向に応答し、前記原動機を自立速度に立ち上げるために、ブレーキモード、 プラッギングモード、そして駆動モードを含む複数の動作モードの一つで前記電 磁気機械を動作させるための手段と、 前記原動機の点火に先行する前記駆動モードの第１段階の間に動作でき、前記 原動機を第１の所定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動 力を供給するようにする第１手段と、 前記第１段階に続く前記駆動モードの第２段階の間に動作でき、前記原動機を 第２の所定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給 するようにする第２手段と、 前記駆動モードの前記第２段階の間に動作でき、燃料を前記原動機に供給して 容易に点火させるための手段と、 前記原動機の前記点火に続く前記駆動モードの第３段階の間に動作でき、前記 原動機を第３の所定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動 力を供給するようにする第３手段と、 を備える始動システム制御装置。 １８．電磁気機械をモータとして動作させるための制御装置であって、前記電磁 気機械が回転可能なロータと、一組の電機子相巻線であって、それぞれがそれら に結合するリラクタンスを有し前記電磁気機械がモータとして動作されるとき、 帰還ＥＭＦ信号を出力する電機子相巻線とを含む前記制御装置において、 前記電機子巻線に結合する前記リラクタンスを検出するための第１検出手段と 、 前記電機子巻線によって出力された前記帰還ＥＭＦを検出するための第２検出 手段と、 前記第１、第２検出手段に応答し、前記電磁気機械のロータがある速度以下で 回転するときは、前記検出されたリラクタンスに基づいてロータ位置を検出し、 前記電磁気機械のロータが前記ある速度以上で回転するときは、前記検出された 帰還ＥＭＦ信号に基づいてロータ位置を検出するための第３検出手段と、 前記検出されたロータ位置に依存して前記電機子巻線に加えられる電力を制御 するための制御手段と、 を備える制御装置。 １９．請求項１８の制御装置において、前記制御装置は原動機を点火するための 手段を含み、前記電磁気機械は、前記原動機を自立速度に立ち上げるように動作 され、さらに、 前記原動機の点火に先行する第１段階の間に動作でき、前記原動機を第１の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第１動機手段と、 前記第１段階に続く第２段階の間に動作でき、前記原動機を第２の所定の割合 で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するようにする第 ２動機手段と、 前記第２段階の間に動作でき、燃料を前記原動機に供給して容易に点火させる ための供給手段と、 前記原動機の前記点火に続く第３段階の間に動作でき、前記原動機を第３の所 定の割合で加速するように、前記電磁気機械が前記原動機に動力を供給するよう にする第３動機手段と、 を備える電磁気機械を動作させるための制御装置。 ２０．請求項１８の制御装置において、前記電力は、インバータと、前記インバ ータに接続され、前記始動モードの間に、前記インバータにＤＣリンク電流を供 給するＤＣリンクと、前記ＤＣリンクに接続され、前記ＤＣリンクによって前記 インバータに供給される前記ＤＣリンク電流の大きさを制御するためのコントロ ーラとを備える制御装置。