JPH08502595A - 適応制御システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 好ましくない信号を低減する適応制御システムは、好ましくない信号と干渉させるために二次振動源（３７）に二次信号を供給するプロセッサ（３６）を備える。センサ（４２）は、前記好ましくない信号と二次信号との干渉結果を示す残差振動を検出する。プロセッサ（３６）はこの残差信号を使用して二次信号を調整し、残差信号を低減する。ノイズ生成手段（４８）が設けられ、低レベルノイズ信号を二次信号に加算すべく、低レベルノイズ信号をプロセッザ（３６）に供給する。プロセッサ（３６）は低レベルノイズ信号と、センサ（４２）からの残差信号を変換して、これら信号のスペクトル成分の振幅と位相を生成するように構成される。プロセッサ（３６）は、これらスペクトル成分を用いて二次信号を変更調整し、好ましくない信号のより効果的な低減を達成する。

Description

【発明の詳細な説明】 適応制御システム 本発明は、一次信号源で発生する好ましくない一次信号を低減するための適応 制御システムおよび方法に関する。 適応制御の基本原理は、一次信号をモニタし、この一次信号と相殺的に干渉す る無効化信号を生成することによって、好ましくない一次信号を低減することで ある。一次信号の無効化（取消）度を計測し、ここから無効化信号レベルを適応 調整して、好ましくない一次信号の低減度を向上させる。 この原理は、たとえば電気回路内の電気信号など、好ましくない発生ノイズを 有する任意の信号の処理に適応される。適応制御の適用分野の例として、ある領 域内での不必要な音響振動の低減がある。 ここで、「音響振動」とは音を含むすべての音響上の振動を意味する。 一次信号源からの振動の振幅及び周波数をすばやく適応変化させることのでき る制御システムを実現するために、従来より多くの試みが成されてきた。例えば WO88/02912号に開示されるシステムでは、ディジタル適応有限インパルス応答（ ＦＩＲ）フィルタとしてのコントローラが示される。このようなフィルタでは、 好ましくない振動の無効化（取消）度に基づいてそのフィルタ係数が適応調整さ れるが、これを可能にするためには、システムの音響応答のモデル、すなわち二 次振動源からの出力に対する残差振動センサの応答を求めなければならない。WO 88/02912号に開示される構成では、システムの音響応答は、Ｃで示される伝達関 数マトリクスによってモデル（模式）化される。モデル化はあらかじめ記憶され たモデルであってもよいし、WO88/02912号の構成のように、ノイズ消去（無効化 ）が行われている域内の音響特性の変化に起因する伝達関数の変化を示すマトリ クスエントリーを調整可能に変更してもよい。このような従来の伝達関数の適応 習得は時間領域で行われている。 従って本発明の目的は、ノイズを消去（無効化）するために生成される駆動信 号と、検出された残差信号との間の伝達関数を、周波数領域で適応可能に決定で きる適応制御システムの提供にある。 本発明による、好ましくない信号を低減する制御システムは、好ましくない信 号と干渉する少なくとも一つの二次信号を生成する演算処理手段と、前記好まし くない信号と二次信号との干渉結果を示す少なくとも一つの残差信号を前記演算 処理手段に供給する残差手段とを備え、前記演算処理手段は、前記少なくとも一 つの残差信号を用いて前記二次信号を調整し、前記少なくとも一つの残差信号を 低減するように構成される。このシステムはさらに、前記少なくとも一つの二次 信号に少なくとも一つの低レベルノイズ信号を加算するために、前記少なくとも 一つの低レベルノイズ信号を前記演算処理手段に供給するノイズ生成手段を備え 、前記演算処理手段は、前記少なくとも一つの低レベルノイズ信号と前記少なく とも一つの残差信号とを変換してこれら信号のスペクトル成分の振幅及び位相を 求め、これら信号のスペクトル成分を用いて前記少なくとも一つの二次信号を変 更調整するように構成されることを特徴とする。 良好な形態として、このシステムは、少なくとも選択された好ましくない信号 を表す少なくとも一つの第１信号を生成する信号手段を含み、前記演算処理手段 は、第１のフィルタ係数と第２のフィルタ係数を有する適応応答フィルタ手段を 備える。第１のフィルタ係数は、前記少なくとも一つの二次信号の応答を前記少 なくとも一つの残差信号としてモデル化する係数であり、第２のフィルタ係数は 、前記少なくとも一つの残差信号に応じて調整される。適応応答フィルタ手段は 、前記第１及び第２のフィルタ係数を用いて前記少なくとも一つの二次信号を調 整するように構成される。 また、前記信号（低レベルノイズ信号及び残差信号）の変換値を用いて、少な くとも一つの重なりスペクトル推定値を生成し、少なくとも一つの重なりスペク トル推定値を前記第１のフィルタ係数の変更調整に使用する。 実施例では、前記少なくとも一つの重なりスペクトル推定値は、前記演算処理 手段で前記低レベルノイズ信号の変換値と複素共役な値を、前記少なくとも一つ の残差信号の変換値で乗算することによって生成される。 別の実施例では、前記演算処理手段において、前記少なくとも一つの重なりス ペクトル推定値に十分に小さい収束係数を乗算し、前記第１のフィルタ係数の変 更に対する重なりスペクトル推定値のランダムエラーの影響を平滑化する。 また別の実施例では、システムの音響応答の補正を周波数領域で行い、この場 合、第１のフィルタ係数は複素数であり、前記演算処理手段は前記複素第１フィ ルタ係数を変更調整するように構成される。 さらに別の実施例では、システム応答の補正を時間領域で行い、この場合、前 記演算処理手段は、前記少なくとも一つの重なりスペクトル推定値を逆変換して 少なくとも一つの相互相関推定値を生成し、この少なくとも一つの相互相関推定 値を用いて前記第１のフィルタ係数を変更するように構成される。 このような時間領域のための構成では、周波数領域のシステムと同様に重なり スペクトル推定値に収束係数を乗算するか、または前記少なくとも一つの相互相 関推定に十分に小さい収束係数を乗算して、前記第１のフィルタ係数の変更に対 する相互相関推定値のランダムエラーの影響を平滑化する。 複素第１フィルタ係数の変更は、理論的には、前記第１の信号を時間領域で処 理して二次信号を時間領域で生成する制御システムに適しているが、このような システムにおいても第２フィルタ係数の適応は周波数領域で行われる。このよう な本発明の一実施例によるシステムでは、演算処理手段は、前記少なくとも一つ の第１信号を変換し、第１信号の変換値と前記少なくとも一つの残差信号の変換 値を用いて少なくとも一つの第２の重なりスペクトル推定値を生成し、この少な くとも一つの第２重なりスペクトル推定値を逆変換して少なくとも一つの第２の 相互相関推定値を生成し、前記少なくとも一つの第２の推定相互相関を用いて前 記第２フィルタ係数を変更するように構成される。このようなシステムでは、第 １及び第２のフィルタ係数双方の更新が、周波数領域で行われる。 このような周波数領域で第２フィルタ係数を更新するシステムの実施例におい ては、前記演算処理手段は、前記少なくとも一つの第２重なりスペクトル推定値 の生成を、前記複素第１フィルタ係数を用いて前記少なくとも一つの第１信号の 変換値をフィルタリングし、フィルタリング結果の複素共役な値に前記少なくと も一つの残差信号の変換値を乗算することによって行うように構成される。 また別の実施例では、演算処理手段は、前記複素第１フィルタ係数の複素共役 を用いて前記少なくとも一つの残差信号の変換値をフィルタリングし、フィルタ リング結果に前記少なくとも一つの第１信号の変換値の複素共役な値を乗算する ことによって、前記少なくとも一つの第２重なりスペクトル推定値を生成するよ うに構成される。 適応制御システムが、好ましくない信号のうち選択された信号を低減するため のものである場合、制御システムの演算処理手段は、前記少なくとも一つの二次 信号を選択された信号の周波数において調節しない第１フィルタ係数だけを変更 するように構成される。 本発明の実施例では、前記ノイズ生成手段は、ランダムまたは疑似ランダムノ イズを生成、または少なくとも選択された信号と相関しないノイズを生成するよ うに構成される。 本発明のさらに別の実施例では、演算処理手段は、前記ノイズ信号のスペクト ル成分の振幅と位相の少なくとも一方を変更調整し、変更スペクトル成分を逆変 換して前記少なくとも一つの二次信号に加算するように構成される。これによっ て、二次信号のノイズ成分のＳ／Ｎ比がシステム内の環境雑音より低く保たれる 。 ノイズ信号と前記少なくとも一つの二次信号の変換を可能にするためには、デ ータブロックのウィンドウ長に多数のデータポイントを設ける必要がある。スペ クトル成分を求めるための適切な変換操作はフーリエ変換であり、より適切には 、離散高速フーリエ変換である。ウィンドウ長（データポイントの数）が長い場 合、離散高速フーリエ変換によって良好な制御が行われるが、更新時に長い遅延 を生じる。他方、短ウィンドウデータでは適応が迅速になされるが、制御面で劣 る。 信号を第１フィルタ係数で処理する際の、データのサンプリングと、適応応答 フィルタを通る信号伝達での遅延の問題を解決するために、演算処理手段を、前 記ノイズ信号と前記少なくとも一つの残差信号とをディジタルサンプリングし、 前記各信号の複数のディジットを記憶してノイズ信号データブロックと残差信号 データブロックをそれぞれ生成するように構成する。前記ノイズ信号データブロ ックと残差信号データブロックは時間アラインされる。前記演算処理手段はさら に、各ノイズ信号データブロック端部のいくつかのディジットの値をゼロにセッ トして、変更ノイズ信号データブロックを生成し、変更ノイズ信号データブロッ クと時間的に整列された残差信号データブロックを変換して、ディジタルサンプ リングされた信号のスペクトル成分の振幅と位相を求める。 好ましくは、ゼロにセットされる各変更ノイズ信号データブロック端部のディ ジット数は、ノイズ信号と、残差信号中のノイズ信号からの寄与成分との間の遅 延に応じて決定される。より好ましくは、ゼロにセットされるディジット数は、 前記ディジット数のサンプリングにかかる時間が、二次信号と、任意の残差信号 中の二次信号からの寄与成分との間の遅延より大きくなるように設定される。 好ましくない信号が、好ましくない音響振動である場合、前記システムは、前 記少なくとも一つの二次信号を受信して二次振動を生成し、前記好ましくない振 動と干渉させるように構成された少なくとも一つの二次信号源を含む。前記残差 手段は、前記二次振動と好ましくない音響振動との干渉結果を示す残差振動を検 出して、少なくとも一つの残差信号を生成するように構成された少なくとも一つ のセンサ手段を含む。 本発明はまた、好ましくない信号を能動的に低減する方法を提供する。この方 法は、好ましくない信号と干渉する少なくとも一つの二次信号を生成するステッ プと、前記好ましくない信号と二次信号との干渉結果を示す少なくとも一つの残 差信号を生成するステップと、前記少なくとも一つの残差信号を用いて前記二次 信号を調整し、残差信号を低減させるステップと、少なくとも一つの低レベルノ イズ信号を生成するステップと、前記少なくとも一つのノイズ信号を前記少なく とも一つの二次信号に加算するステップと、前記少なくとも一つのノイズ信号と 少なくとも一つの残差信号を変換してこれら信号のスペクトル成分の振幅と位相 を求めるステップと、前記信号のスペクトル成分を用いて前記少なくとも一つの 二次信号を変更調整するステップとを備える。 以下、本発明の実施例を図面を参照して述べる。 図１は、音響システムの変換関数を周波数領域で適応調整し、適応ノイズ消去 （無効化）を時間領域で行う適応制御システムの概略図である。 図２は、音響システムの変換関数の適応調整と、適応ノイズ消去のためのフィ ルタ係数の適応調整を周波数領域で行い、駆動信号の適合調整を時間領域で行う 適応制御システムの概略図である。 図３は、図２のシステムの別のアレンジメント（配置構成）を示す図であり、 駆動信号を適応制御するための重なりスペクトルを別の方法で生成する適応制御 システムの概略図である。 図４は、２つの基準信号を用いるように図２のアレンジメントを拡張したシス テムの図である。 図５は、２つのエラーセンサを用いるように図２のアレンジメントを拡張した システムの図である。 図６は、２つの二次振動源を用いるように図２のアレンジメントを拡張したシ ステムの図である。 図７は、重なりスペクトル推定値を生成するための変換に使用されるノイズ信 号データブロックとエラー信号データブロックの図である。 図８は、実用例としてのアクティブ（能動）振動制御システムの概略図である 。 図１に、アクティブ振動制御システムの操作を示す。このシステムでは、駆動 信号の生成と、駆動信号を適応調整する適応フィルタ係数の更新が時間領域で行 われる。図には、単一の基準信号ｘ（ｎ）を有する信号チャネルシステム、単一 の駆動信号ｙ（ｎ）を受信する単一の二次振動源、および単一のエラー信号ｅ（ ｎ）を生成する単一エラーセンサを示す。「Ａ」は一次振動源からノイズ消去（ 無効化）を行う音響領域への音響パスである。基準信号ｘ（ｎ）は適応応答フィ ルタｗに入力され、駆動信号ｙ（ｎ）を生成して二次振動源へ出力する。二次信 号源で生成された振動は一次信号と干渉し、その干渉をセンサが検出して、エラ ー信号ｅ（ｎ）を生成する。この信号は残差振動の測定値、すなわち一次振動の 無効化度を示す。エラー信号ｅ（ｎ）は、より良いノイズ消去を達成するために 、ｗフィルタのフィルタ係数を適応調整して駆動信号ｙ（ｎ）を変更するのに使 用される。 ｗフィルタ係数の更新（適応調整）の間、基準信号ｘ（ｎ）はインパルス応答 関数のマトリクスＣを通過する。マトリクスＣは駆動信号ｙ（ｎ）に対するセン サの音響応答をモデル化（模式化）する。フィルタリングされた基準信号とエラ ー信号は、相互相関推定値の生成に用いられ、相互相関推定値はｗフィルタ係数 の変更に使用される。相互相関推定値におけるランダムな変動を低減するために 、 相互相関推定値を収束係数で乗算する。収束係数は、相互相関推定のランダム変 動の影響を小さくして平滑化するために十分に小さい値をとるが、収束時間を増 長しないように小さすぎないようにする。 ｍ個の二次振動源とｌ個のセンサを有するマルチチャネルシステムにおいては 、適応応答フィルタｗの係数は、時間領域のサンプル点ごとに、以下の等式にし たがって調整される。 ここにおいて、μ：収束係数 ^e _l （ｎ）：ｌ番目のセンサからサンプリングされた出力 ^r _lm （ｎ）：基準信号ｘ（ｎ）を、ｌ番目のセンサの応答をｍ番目の二 次振動源の出力にモデル化するマトリクスＣでフィルタリ ングすることによって形成されるシーケンス。 これは、各規準信号が、二次振動源とセンサとの間の全てのパスのための係数 を有するＣフィルタでフィルタリングされることを要件とする。ここまでは、Ｃ 係数を変更することによるシステムの音響応答における変化の補正について考慮 していない。これについて以下に述べる。 ノイズ源は、基準信号ｘ（ｎ）と相関しないランダムまたは疑似ランダムノイ ズ信号ｓ（ｎ）を生成する。このノイズ信号は二次振動源に供給され、ノイズ消 去を行う音響領域で低レベルホワイトノイズを生成する。ノイズのレベルは低く 、音響領域内の環境ノイズより低い。また、ノイズ信号ｓ（ｎ）を高速フーリエ 変換して、スペクトル成分Ｓ_ｋを生成する。エラーセンサからのエラー信号ｅ（ ｎ）は、二次振動源によって検出されるノイズ信号ｓ（ｎ）のノイズ入力からの 寄与成分を含む。このエラー信号ｅ（ｎ）も高速フーリエ変換してスペクトル成 分Ｅ_kを生成する。エラー信号のフーリエ変換値Ｅ_kと、ノイズ信号のフーリエ変 換値Ｓ_kを使用して、重なりスペクトル推定値を生成する。さらに、重なりスペ クトル推定値を逆高速フーリエ変換して、相互相関推定値を生成する。Ｃフィル タ 係数の変更に用いられるのが、この相互相関推定値である。上述のＷ係数の適応 調整と同様に理由で、相互相関推定値を収束係数で乗算する。 このような構成において、以下のアルゴリズムが与えられる。 Ｃ（ｎ＋１）＝Ｃ（ｎ）−μＩＦＦＴ（Ｓ _k ^HＥ _k） ここにおいて、μ：収束係数 Ｓ _ｋ：ｋ番目の反復でのノイズ信号のフーリエ変換値の複素数のベクトル Ｅ _ｋ：ｋ番目の反復でのエラー信号ｅ（ｎ）のフーリエ変換の複素数のマト リクス Ｈ：マトリクスの複素共役 ＩＦＦＴ：括弧内の項の高速逆フーリエ変換 また、Ｃフィルタ係数の適応調整に対するランダムエラーの影響を低減するた めに、重なりスペクトル推定値に収束係数を乗算してもよい。この場合のアルゴ リズムは以下の等式で表される。 Ｃ（ｎ＋１）＝Ｃ（ｎ）−ＩＦＦＴ（μＳ _k ^HＥ _k） 重なりスペクトル推定値を生成することにってＣフィルタ係数を周波数領域で 更新することの利点は、ノイズ信号ｓ（ｎ）と基準信号ｘ（ｎ）の間に相関があ る場合、消去する振動の周波数から離れて、その周波数に対応するＣフィルタ係 数だけを調整すればよい点である。これは、基準信号が単一または少数の周波数 でのみ構成される場合に特に有効となる。そのような構成では、ノイズ無効化の 周波数でＣフィルタ係数の適合調整を行うとすると、その後ノイズ信号ｓ（ｎ） と基準信号ｘ（ｎ）の間の相関の可能性によって、Ｃフィルタ係数の誤った値が 求められシステムが不安定になるおそれがある。適応調整が行われているＣマト リクスの周波数成分においてノイズ信号ｓ（ｎ）が基準信号ｘ（ｎ）と相関しな いことが重要である。例えば、ＷＯ８８／２９１２号に開示される車両の客室で 発生する調波を中和（消去）するシステムでは、図１のシステムは、適応無効化 が行われる周波数がなくとも、その周波数でのＣフィルタ係数を適合調整し、同 時に適応ノイズ消去を行う。エンジン周波数が変わり、調波の周波数も変化する につれ、一定のエンジン速度では更新されなかったＣフィルタ係数が、エンジン 速度の変化とともに更新される。これによっって、例えば窓の開放などによって 客室内の音響応答が変化しても、音響応答の正確なモデル化が可能になる。 図２の適応ノイズ消去システムでは、ｗフィルタの係数の更新を周波数の領域 で行い、駆動信号ｙ（ｎ）の適応を時間領域で行う。ｗ係数の適応調整を周波数 領域で行うので、システムの音響応答の補正も周波数領域で行う。Ｃフィルタ上 の係数は複素数であり、これら複素数フィルタ係数の値は周波数領域で変更され る。 図２の構成は、基準信号ｘ（ｎ）とエラー信号ｅ（ｎ）の双方を高速フーリエ 変換する点で図１のシステムと異なる。これによって、基準信号ｘ（ｎ）とエラ ー信号ｅ（ｎ）のそれぞれのスペクトル成分の振幅及び位相成分を表す複素値の ベクトルを生成し、それぞれＸ_k、Ｅ_kで示す。システムの音響応答を補正するた めに、エラー信号のフーリエ変換値Ｅ_kに、Ｃフィルタの複素数フィルタ係数の 複素共役な値を乗算する。この乗算結果に、今度は基準信号のフーリエ変換値Ｘ_k の複素共役な値を乗算し、重なりスペクトル推定値を生成する。次いで、重な りスペクトル推定値の逆高速フーリエ変換値を求め、相互相関推定値を生成する 。相互相関推定値の作因部分（causal part）用いてｗフィルタ係数の更新を行 う。適応制御システムの安定性を向上するために、重なりスペクトル推定値また は相互相関推定値のいずれかに収束係数を乗算し、適合操作に対する重なりスペ クトル推定値と相互相関椎定値のランダムエラーの影響を平滑にする。適応制御 におけるこの更新アルゴリズムは以下の通りである。 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−μＩＦＦＴ［Ｘ _k ^H（Ｃ ^H Ｅ _k）］ あるいは ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−ＩＦＦＴ［μＸ _k ^H（Ｃ ^H Ｅ _k）］ ここにおいてＸ _kは、ｋ番目の反復での基準信号ｘ（ｎ）のフーリエ変換の複素 値のベクトルを表す。 上記等式で、Ｃマトリクスは、各センサで検出される各駆動信号に適用される 変換関数または振幅及び位相のモデルを含み、Ｃマトリクスの共役数は、振幅と 逆位相のモデルを表す。 ここまでは、Ｃマトリクスの複素数Ｃ係数の変更について考慮していないが、 Ｃ係数の変更は、図１の構成においてホワイトノイズ信号を二次振動源に入力し 、ノイズ無効化が行われている音響領域内でホワイトノイズを発生させることに よって達成される。また、ノイズ信号ｓ（ｎ）を高速フーリエ変換して、スペク トル成分Ｓ_kの振幅と位相を求める。次いで、（すでに有用となっている）エラ ー信号のフーリエ変換値Ｅ_kに、ノイズ信号の変換値Ｓ_kの複素共役の値を乗算し 、重なりスペクトル推定値を生成する。この重なりスペクトル推定値を用いて、Ｃ マトリクスの係数を変更し、ここから複素共役の値を計算してエラー信号の変 換値Ｅ_kに乗算する。Ｃマトリクスの複素係数の変更は、以下の等式で表される 。 Ｃ _k＋1＝Ｃ _k−μＳ _k ^HＥ _k 図３は、図２の構成を変形したものである。相違点は、エラー信号の変換値Ｅ_k にＣマトリクスの複素共役な値を乗算する代わりに、基準信号の変換値Ｘ_kにＣ マトリクスを乗算する点である。 図３の構成において、Ｃマトリクスの係数を変更するためのアルゴリズムは以 下の通りである。 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−μＩＦＦＴ［（ＣＸ _k）^H Ｅ _k］ あるいは ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）−ＩＦＦＴ［μ（ＣＸ _k）^H Ｅ _k］ この構成で、Ｃマトリクスの係数の変更は図２のシステムに関連して述べたの と同様の方法で行われる。図２及び３は、ｗ係数を適応調整するための重なりス ペクトルを生成するための択一的な構成を示している。多数の基準信号ｘ（ｎ） を有するマルチチャネルシステムでは、各基準信号についてＣマトリクスでの変 更を通さねばならないので、演算面で図３の構成の効果がやや劣る。 図２、３の構成とも、関数の乗算だけで重なりスペクトルが生成できるので、 ｗ係数の更新計算が効率よく行われるという利点を有する（図１のシステムでは 、相互相関推定値の公式は関数の合成を必要とする）。 このように、かなり多数の係数を有するｗフィルタに関しては、図２、３の構 成のほうが演算的により効果的である。また、多数の基準信号、二次振動源、エ ラー源を備えるマルチチャネルシステムでは、図２の構成のほうが、各基準信号 をＣマトリクスで乗算しなくてもよいという利点を有する。基準信号の数で決定 される因数によって図２の構成に比べて演算数を低減する。 さらに、特に非常に多くの係数がある場合、周波数領域でＣマトリクスの係数 を変更することによって演算数の節減が達成される。先に述べたように、重なり スペクトル推定値の生成は単に関数の乗算だけを含むが、相互相関推定値の生成 は関数の合成を含む。図２、３に示す方法で、重なりスペクトル推定値の逆フー リエ変換の必要がなくなるため、ｗ係数の周波数領域での更新を用いることによ って周波数領域でＣマトリクスの係数を変更する利点が完全に実現できる。すな わち、図１のシステムでは、時間領域でのＣフィルタの係数変更に使用する相互 相関推定値を生成するために逆フーリエ変換を行う必要があるが、これに比較し て、図２、３の方法では、Ｃフィルタの複素数係数を変更するのに重なりスペク トル推定値を直接使用することができる。 図２の構成はまた、適応ｗフィルタが音響領域内でノイズ低減を行っている周 波数がなくとも、Ｃフィルタの複素フィルタ係数の変更に周波数を与えることが できる。上述したように、基準信号がわずかの調波しか含まず、基準信号ｘ（ｎ ）とノイズ信号ｓ（ｎ）の間に相関がありがちな時間領域においては、これは重 要なことである。相関する周波数でＣマトリクス係数の変更を行うと、適応制御 システムが不安定になり、これは避けねばならないことである。 図４、５、６は、図２の構成をマルチチャネルシステムのために拡張したもの である。図４は、２つの基準信号ｘ₁（ｎ）とｘ₂（ｎ）を有するシステムを、図 ５は、２つのエラー信号ｅ₁（ｎ）、ｅ₂（ｎ）をそれぞれ生成する２つのエ ラーセンサを備える適応制御システムを示す。図６は、２つの駆動信号ｙ₁（ｎ ）、ｙ₂（ｎ）をそれぞれ受信する２つの二次振動源を有する適応制御システム を示す。現実の完全マルチチャネルシステムは、多数の基準信号エラーセンサと 二次振動源を含み、当業者にとって周知の配置構成で構築される。 多数のエラーセンサを有するマルチチャネルシステムでは、ＷＯ８８／０２９ １２号に開示されるのと同様の方法でエラー信号の２乗平均値の総和を減少させ るアルゴリズムによって、ノイズを低減する。 上述の実施例では、時間領域での駆動信号の適応調整に対して、周波数領域で のＣフィルタ係数の変更（時間もしくは周波数領域のいずれかでｗフィルタ係数 を更新することによって）を示してきたが、本発明は、周波数領域で駆動信号を 適応調整するアクティブ振動制御システムにも等しく適用できる。その場合は、 複素数ｗフィルタ係数を用い、基準信号の変換と出力駆動信号の逆変換を必要と する。 上述のいずれの実施例においても、ノイズ消去領域内でＳ／Ｎ比を一定に保つ ためにノイズ信号の変換値Ｓ_kを変更調整する。ノイズのＳ／Ｎ比を、駆動信号 のＳ／Ｎ比より小さくしてもよい。 ここまでは、連続する基準信号ｘ（ｎ）、エラ−信号ｅ（ｎ）、ノイズ信号ｓ （ｎ）のフーリエ変換値をとることの実際的な問題点に関する考慮を行っていな い。離散高速フーリエ変換を行うためには、データブロックまたはデータウィン ドウを記憶して演算処理を行う必要がある。エラ−信号ｅ（ｎ）に現れるｗフィ ルタに対する影響が基準信号ｘ（ｎ）にもあるはずなので、ｗフィルタ係数の適 応を可能にするのに必要なデ−タポイントの数は、少なくとも適応応答フィルタ ｗに関連する遅延と対応しなければならない。また、エラー信号ｅ（ｎ）に現れ るシステムの音響応答によるフィルタへの影響がノイズ信号ｓ（ｎ）においても 現れるはずなので、Ｃフィルタの係数の変更に必要なデータポイントの数は、少 なくともシステム内の音響遅延に関連する遅延に対応しなければならない。 Ｃフィルタの変更を行う状況を例にとるなら、ノイズデータブロックが、高速 フーリエ変換による演算を行うｎ個のデータポイントを有するとすると、ｎ番目 のデータポイントは、エラー信号ｅ（ｎ）中の音響遅延による遅延寄与を有する ことになる（この寄与部分はＣフィルタによるモデル化を受け、Ｃフィルタの長 さに対応する）。すなわち、時間アラインされたエラー信号ｅ（ｎ）のデータウ ィンドウをとる場合、ノイズ信号中のｎ番目のデータポイントからの遅延寄与成 分は測定されないことになる。これはシステムに対する音響応答を正確にモデル 化する可能性を低減する結果となる。この問題を解決するために、ｎ個のデータ ポイントを有するデータブロックまたはデータウィンドウの最後のｐ個（数個） のデータポイントをゼロにセットする。すなわち、データブロックは０〜ｎの長 さを有するが、０〜（ｎ−ｐ）までのデータポイントだけが実際のノイズ信号デ ータを含む。ゼロに設定されるｐ個のデータポイントの値は、システム内の音響 遅延に応じて決定される。ｐの値は、ｐ個のデータポイントをサンプリングする のにかかる時間が少なくともシステム内の音響遅延と同じ、あるいはそれより長 くなるように設定される。 この方法によれば、時間的に整列した２つのデータブロックにおいて、ノイズ 信号データポイントｓ（ｎ−ｐ）からのすべての寄与成分が確実に、エラー信号 データブロックｅ（ｎ）内に含まれる。図７は、ノイズ信号とエラー信号それぞ れのデータブロックを示す。これらのデータブロックは高速フーリエ変換に使用 され、この方法でノイズ信号データポイントからのすべての寄与成分がエラー信 号データブロック中に含まれる。 データブロックまたはウィンドウブロックは、ノイズ信号及びエラー信号の時 間における「スナッブショット（snap shots：断片）」を表す。これらデータブ ロックを端から端までとる必要はない。データブロックは、時間のインターバル で取られ、デーブロック獲得間のインターバル（間隔）が大きければ、明らかに Ｃフィルタの係数の変更は遅くなり、システムの音響応答の変化に対するシステ ムの対応も遅くなるが、データ獲得数が減ることによって必要な演算処理が著し く減少される。データポイントの間隔（すなわち数）の決定は、音響変化に対す る迅速な応答を取るか、必要演算数の最小化を取るかの選択肢に依存する。 サンプリングデータ生成の同様の問題点がｗフィルタにもある。そこで、Ｃフ ィルタで行ったのと類似の方法で、基準信号データｘ（ｎ）のブロックを抽出し 、ｗフィルタ内の遅延に対応してデータポイントのうちｐ個をゼロに設定して、 基 準信号データブロックによるすべての寄与成分がエラー信号データブロック内に 納まるようにする。 図８は、自動車に使用されるアクティブ振動制御システムの構成図である。こ の構成は、マイクロフォン４２₁〜４２₄としての４つのエラーセンサ、ラウドス ピーカー３７₁３７₂としての２つの二次振動源、信号３２に基づいて生成される 自動車の点火コイルからの基準信号ｘ（ｎ）を有するマルチチャネルシステムを 示す。ここでは、点火コイル信号３２の波形を波形成形器３３で成形し、トラッ キングフィルタを用いて正弦波形を生成することによって基準信号ｘ （ｎ）を 生成する。正弦波形をＡ／Ｄコンバータ３５によってディジタル信号に変換し、 プロセッサ３６に入力する。プロセッサ３６はメモリ６１を有し、プロセッサ３ ６自身の操作を制御するためのプログラムとともにデータを記憶する。すなわち 、信号３２はエンジンの回転周波数の直接測定値を表し、この信号を用いてプロ セッサ内で調波を生成する。調波は自動車の乗客室内で無効化（消去）される。 プロセッサ３６は駆動信号ｙｍ（ｎ）を生成する。駆動信号を、Ｄ／Ａコンバ ータ４１でアナログ信号に変換し、デマルチプレクサ３８によって当初の信号に 分離してローパスフィルタ３９、増幅器４０を介してラウドスピーカ３７₁、３ ７₂へと出力する。これが乗客室内に二次振動を与え、エンジンなどの一次振動 源で生成された振動を相殺する。エンジンを例に取ると、エンジンの回転周波数 は、調波を有する一次振動周波数からなり、乗客室内で無効化（相殺）されるの はこれら調波である。 マイクロフォン４２₁〜４２₄は、振動の無効化度（消去度）を検出し、この出 力を増幅器４３で増幅し、ローパスフィルタ４４で低域通過フィルタリングし、 マルチプレクサ４５で多重化して、Ａ／Ｄコンバータ４６でディジタル化してエ ラー信号^ｅｌ（ｎ）を生成する。 このように、プロセッサ３６には、基準信号ｘ（ｎ）とエラー信号^ｅｌ（ｎ） が入力され、駆動信号ｙｍ（ｎ）を出力する。プロセッサ３６にはサンプル速度 オシレータから一定サンプル速度が与えられ、信号のサンプリングを制御する。 ブロセッサ３６にはノイズ信号ｓ（ｎ）も供給される。ホワイトノイズ発生器４ ８は、基準信号ｘ（ｎ）と相関しないランダムまたは疑似ランダムノイズを生成 する。生成されたホワイトノイズはローパスフィルタ４９を通過し、Ａ／Ｄコン バータ５０でディジタル信号ｓ（ｎ）に変換される。プロセッザ３６内で、ホワ イトノイズ発生器からのノイズ信号ｓ（ｎ）も駆動信号ｙ（ｎ）に加算され、結 果として低レベルノイズ信号がラウドスピーカ３７、３７から出力する。ノイズ 信号ｓ（ｎ）はまた、上述のようにＣマトリクスの係数を決定するためにプロセ ッサ３６でエラー信号^ｅｌ（ｎ）とともに演算処理される。 図３ではホワイトノイズ発生器として示したが、ノイズ信号生成器４８は基準 信号と相関しないノイズを生成する限り、どのようなノイズ源であってもよい。 ある特定の周波数だけを無効化（相殺）する場合は、ノイズ生成器は無効化する 周波数と異なる周波数のノイズを生成して、これらの周波数でＣマトリクスのエ ントリー（Ｃフィルタ係数）の変更を可能にする。ノイズ源は、「チャープ（ch irp）」などの掃引周波数信号を生成するものであってもよいが、ノイズ無効化 の分野では、ホワイトノイズまたはランダムノイズの使用が最も問題が少ないの で、ホワイトノイズの生成が好ましいと思われる。 図３では、Ａ／Ｄコンバータ３５、４６とＤ／Ａコンバータ４１を個別に示し ているが、単一チップ上に設けてもよい。プロセッサはサンプル周波数オシレー タからクロック信号６０を受信し、ナイキスト基準を満たす要件によってのみ低 減される振動周波数と関連する固定周波数で演算する。プロセッサ３６は、テキ サスインストルメンツ社のＴＭＳ３２０Ｃ５０などの固定小数点プロセッサでも よい。また、このアルゴリズムを実行するのにテキサスインストルメンツ社の浮 動小数点プロセッサＴＭＳ３２０Ｃ３０を用いてもよい。 図３の構成は、単一の基準信号を用いたエンジンノイズ消去システムを描いて いるが、一つ以上の基準信号を生成して、たとえば車両の各車輪の振動などの道 路ノイズの消去にも本システムを適用できる。その場合は、車輸振動は広範囲の 周波数から成るが、選択した周波数だけを無効化すればよい。 また、図３では二次振動源にラウドスピーカ３７₁、３７₂を用いているが、振 動アクチュエータあるいは、ラウドスピーカとアクチュエータの組み合わせを用 いてもよい。 以上、実施例に基づき、好ましくない音響振動の無効化（消去）と関連して述 べてきたが、本発明のシステムは音響振動の取消に限定されるものではなく、た とえば電気回路内の電気信号など、好ましくない信号の無効化あるいは低減にも 等しく適用できる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．好ましくない信号を低減するための適応制御システムであって、 前記好ましくない信号に干渉する少なくとも一つの二次信号を生成するように 構成された演算処理手段と、 前記好ましくない信号と二次信号との干渉結果を示す少なくとも一つの残差信 号を生成して、前記演算処理手段に供給する残差手段と、 を備え、 前記演算処理手段は、前記少なくとも一つの残差信号を用いて二次信号を調整 し、前記少なくとも一つの残差信号を低減するものであり、 前記適応制御システムはさらに、 前記少なくとも一つの二次信号に少なくとも一つの低レベルノイズ信号を加算 するように、少なくとも一つの低レベル信号を前記演算処理手段に供給するノイ ズ生成手段を備え、 前記演算処理手段は、前記少なくとも一つの低レベルノイズ信号と前記少なく とも一つの残差信号を変換してこれら信号のスペクトル成分の振幅と位相を生成 し、これら信号のスペクトル成分を用いて前記少なくとも一つの二次信号を変更 調整するように構成される、 適応制御システム。 ２．請求項１に記載の適応制御システムにおいて、少なくとも選択された好まし くない信号を表わす第１信号を生成する信号手段を含み、前記演算処理手段は、 前記少なくとも一つの二次信号の応答を前記少なくとも一つの残差信号としてモ デル化する第１フィルタ係数と、前記少なくとも一つの残差信号に応じて適応可 能な第２フィルタ係数とを有する適応応答フィルタ手段を備え、適応応答フィル タ手段は、前記第１及び第２のフィルタ係数を用いて前記少なくとも一つの二次 信号を調整し、前記少なくとも一つの残差信号を低減するように構成される、適 応制御システム。 ３．請求項１に記載の適応制御システムにおいて、前記演算処理手段は、前記少 なくとも一つの低レベルノイズ信号と少なくとも一つの残差信号との変換値を用 いて、少なくとも一つの重なりスペクトル推定値を生成し、少なくとも一つの重 なりスペクトル惟定値を用いて前記第１フィルタ係数を変更調整するように構成 される、適応制御システム。 ４．請求項３に記載の適応制御システムにおいて、前記演算処理手段は、前記低 レベルノイズ信号変換値の複素共役な値に、前記少なくとも一つの残差信号の変 換値を乗算することによって、前記少なくとも一つの重なりスペクトル推定値を 生成するように構成される、適応制御システム。 ５．請求項３または４に記載の適応制御システムにおいて、前記演算処理手段は 、前記少なくとも一つの重なりスペクトル推定値を十分に小さい収束係数で乗算 して、前記第１フィルタ係数の変更調整に対する重なりスペクトル推定値のラン ダムエラー作用を平滑化するように構成される、適応制御システム。 ６．請求項３〜５のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記第１フィ ルタ係数は複素数であり、前記演算処理手段は、前記複素第１フィルタ係数を変 更調整するように構成される、適応制御システム。 ７．請求項３〜５のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記演算処理 手段は、前記少なくとも一つの重なりスペクトル推定値を逆変換して、少なくと も一つの相互相関推定値を生成し、この少なくとも一つの相互相関推定値を用い て前記第１フィルタ係数を変更調整するように構成される、適応制御システム。 ８．請求項７に記載の適応制御システムにおいて、前記演算処理手段は、前記少 なくとも一つの相互相関推定値を十分に小さい収束係数で乗算し、前記第１フィ ルタ係数の変更調整に対する相互相関推定値のランダムエラー作用を平滑化する ように構成される、適応制御システム。 ９．請求項２〜８のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記演算処理 手段は、前記少なくとも一つの第１信号を変換し、前記第１信号の変換値と前記 少なくとも一つの残差信号の変換値を用いて少なくとも一つの第２の重なりスペ クトル推定値を生成し、前記少なくとも一つの第２重なりスペクトル推定値を逆 変換して少なくとも一つの第２の相互相関推定値を生成し、前記第２相互相関推 定値を用いて前記第２のフィルタ係数を変更調整するように構成される、適応制 御システム。 １０．請求項６に従属する請求項９に記載の適応制御システムにおいて、前記演 算処理手段は、前記複素第１フィルタ係数を用いて前記少なくとも一つの第１信 号変換値をフィルタリングし、フィルタリング結果の複素共役な値に前記少なく とも一つの残差信号の変換値を乗算することによって、前記少なくとも一つの第 ２重なりスペクトル推定値を生成するように構成される、適応制御システム。 １１．請求項６に従属する請求項９に記載の適応制御システムにおいて、前記演 算処理手段は、前記複素第１フィルタ係数の複素共役な値を用いて前記少なくと も一つの残差信号の変換値をフィルタリングし、フィルタリング結果に前記少な くとも一つの第１信号の複素共役な値を乗算することによって、前記少なくとも 一つの第２重なりスペクトル推定値を生成するように構成される、適応制御シス テム。 １２．請求項２〜１１のいずれかに記載の、前記好ましくない信号のうち選択さ れた信号を低減するための適応制御システムにおいて、前記演算処理手段は、前 記少なくとも一つの二次信号を調整するものではない第１フィルタ係数だけを前 記選択された信号の周波数で変更調整するように構成される、適応制御システム 。 １３．請求項１〜１２のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記ノイ ズ生成手段はランダムノイズまたは疑似ランダムノイズを生成するように構成さ れる、適応制御システム。 １４．請求項１〜１３のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記ノイ ズ生成手段は、少なくとも前記好ましくない信号のうち選択された信号と相関し ないノイズを生成するように構成される、適応制御システム。 １５．請求項１〜１４のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記演算 処理手段は、前記ノイズ信号のスペクトル成分の振幅および位相の少なくとも一 つを変更調整し、変更されたスペクトル成分を逆変換して前記少なくとも一つの 二次信号に加算するように構成される、適応制御システム。 １６．請求項１〜１５のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記演算 処理手段は、前記ノイズ信号と前記少なくとも一つの残差信号をディジタルサン プリングし、前記各信号の複数のディジットを記憶して、お互いに時間的に整列 されたノイズ信号データブロックと残差信号データブロックを生成するように構 成され、前記演算処理手段はさらに、各ノイズ信号データブロック端部の複数の ディジットをゼロにセットして調整ノイズ信号データブロックを生成し、調整ノ イズ信号データブロックと時間アラインされた残差信号データブロックとを変換 して、ディジタルサンプリングされたこれらの信号のスペクトル成分の振幅およ び位相を生成するように構成される、適応制御システム。 １７．請求項１６に記載の適応制御システムにおいて、前記演算処理手段は、ノ イズ信号と、残差信号中のノイズ信号からの寄与成分との間の遅延に応じて、各 調整ノイズ信号データブロック端部の複数のディジットをゼロに設定するように 構成される、適応制御システム。 １８．請求項１７に記載の適応制御システムにおいて、前記演算処理手段は、前 記ゼロに設定されるディジットの数を、前記ディジット数のサンプリングにかか る時間が、二次信号と、任意の残差信号中の二次信号からの寄与成分との間の遅 延よりも大きくなるように選定するように構成される、適応制御システム。 １９．請求項１〜１８のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記演算 処理手段は、前記信号フィルタ係数を変更調整して、コスト関数を低減するよう に構成される、適応制御システム。 ２０．請求項１〜１９のいずれかに記載の適応制御システムにおいて、前記好ま しくない信号は、好ましくない音響振動であり、前記システムは少なくとも一つ の二次振動源を含み、この二次振動源は前記少なくとも一つの二次信号を受信し て前記好ましくない振動に干渉する二次振動を生成し、前記残差手段は、前記二 次振動と好ましくない振動との干渉結果である残差振動を検出して少なくとも一 つの残差信号を生成する少なくとも一つのセンサ手段を備える、適応制御システ ム。 ２１．好ましくない信号を能動的に低減する方法であって、 前記好ましくない信号と干渉する少なくとも一つの二次信号を生成するステッ プと、 前記好ましくない信号と二次信号との干渉結果を示す少なくとも一つの残差信 号を生成するステップと、 前記少なくとも一つの残差信号を用いて前記二次信号を調整し、残差信号を低 減するステッブと、 少なくとも一つの低レベルノイズ信号を生成するステップと、 前記少なくとも一つの低レベルノイズ信号を前記少なくとも一つの二次信号に 加算するステップと、 少なくとも一つのノイズ信号と前記少なくとも一つの残差信号を変換してこれ ら信号のスペクトル成分の振幅および位相を生成するステップと、 前記信号のスペクトル成分を用いて前記少なくとも一つの二次信号を変更調整 するステップと、 を含む方法。 ２２．請求項２１に記載の方法において、前記残差信号の低減調整は、前記少な くとも一つの二次信号の応答を前記少なくとも一つの残差信号にモデル化する第 １フィルタ係数と、前記少なくとも一つの残差信号に応じて適応可能な第２フィ ルタ係数とを有する適応応答フィルタ手段を用いて行われ、さらに、少なくとも 選択された好ましくない信号を表す少なくとも一つの第１信号を生成するステッ プと、前記第１および第２のフィルタ係数を用いて前記少なくとも一つの二次信 号を調節し、前記少なくとも一つの残差信号を低減するステップとを含む方法。 ２３．請求項２２に記載の方法において、前記ノイズ信号と残差信号との変換値 を用いて少なくとも一つの重なりスペクトル推定値を生成するステップと、前記 少なくとも一つの重なりスペクトル推定値を用いて前記第１フィルタ係数を変更 調整するステップとを含む方法。 ２４．請求項２３に記載の方法において、前記少なくとも一つの重なりスペクト ル推定値を、前記少なくとも一つのノイズ信号の変換値の複素共役な値に、前記 少なくとも一つの残差信号の変換値を乗算することによって生成する方法。 ２５．請求項２３または２４に記載の方法において、前記少なくとも一つの重な りスペクトル推定値に十分に小さい収束係数を乗算して、前記第１フィルタ係数 の変更調整に対する重なりスペクトル推定値のランダムエラー作用を平滑化する ステップを含む方法。 ２６．請求項２３〜２５のいずれかに記載の方法において、前記第１フィルタ係 数は複素数であり、前記複素第１フィルタ係数は前記少なくとも一つの重なりス ペクトル推定値を用いて変更調整される方法。 ２７．請求項２３〜２５のいずれかに記載の方法において、前記少なくとも一つ の重なりスペクトル推定値を逆変換して少なくとも一つの相互相関推定値を生成 するステップと、前記少なくとも一つの相互相関推定値を用いて前記第１フィル タ係数を変更調整するステップとを含む方法。 ２８．請求項２７に記載の方法において、前記少なくとも一つの相互相関推定値 に十分に小さい収束係数を乗算し、前記第１フィルタ係数の変更調整に対する相 互相関推定値のランダムエラー作用を平滑化するステップを含む方法。 ２９．請求項２３〜２８のいずれかに記載の方法において、前記少なくとも一つ の第１信号を変換するステップと、前記少なくとも一つの第１信号の変換値と前 記少なくとも一つの残差信号の変換値とを用いて少なくとも一つの第２の重なり スペクトル推定値を生成するステップと、前記少なくとも一つの第２重なりスぺ クトル推定値を逆変換して、少なくとも一つの第２の相互相関推定値を生成する ステップと、前記少なくとも一つの相互相関推定値を用いて前記第２のフィルタ 係数を変更調整するステップと、を含む方法。 ３０．請求項２６に従属する請求項２９の方法において、前記少なくとも一つの 第２重なりスペクトル推定値は、前記複素第１フィルタ係数を用いて前記少なく とも一つの第１信号の変換値をフィルタリングし、フィルタリング結果の複素共 役な値に前記少なくとも一つの残差信号の変換値を乗算することによって生成さ れる方法。 ３１．請求項２６に従属する請求項２９の方法において、前記少なくとも一つの 第２重なりスペクトル推定値は、前記複素第１フィルタ係数の複素共役な値を用 いて前記少なくとも一つの残差信号の変換値をフィルタリングし、フィルタリン グ結果を前記少なくとも一つの第１信号の変換値の複素共役で乗算することによ って生成される方法。 ３２．請求項２２〜３１のいずれかに記載の、好ましくない信号のうち選択され た信号を低減する方法において、前記選択された信号の周波数において前記少な くとも一つの二次信号を調整しない第１フィルタ係数だけが変更調整される方法 。 ３３．請求項２１〜３２のいずれかに記載の方法において、低レベルノイズ信号 生成ステップは、低レベルのランダムノイズ信号または疑似ランダムノイズ信号 の生成を含む方法。 ３４．請求項２１〜３３のいずれかに記載の方法において、低レベルノイズ信号 生成ステップは、少なくとも前記好ましくない信号のうち選択された信号と相関 しない低レベルノイズ信号の生成を含む方法。 ３５．請求項２１〜３４のいずれかに記載の方法において、前記ノイズ信号のス ペクトル成分の振幅と位相の少なくとも一つを変更調整するステップと、変更さ れたスペクトル成分を逆変換して前記少なくとも一つの二次信号に加算するステ ップとを含む方法。 ３６．請求項２１〜３５のいずれかに記載の方法において、前記ノイズ信号と前 記少なくとも一つの残差信号をディジタル的にサンプリングするステップと、前 記各信号の複数のディジットを記憶して、お互いに時間アラインされるノイズ信 号データブロックと残差信号データブロックをそれぞれ生成するステップと、各 ノイズ信号データブロック端部のいくつかのディジットをゼロに設定して調整ノ イズ信号データブロックを生成するステッブと、調整ノイズ信号データブロック と時間アラインされた残差信号データブロックを変換してディジタル的にサンプ リングされた信号の振幅と位相を生成するステップを含む方法。 ３７．請求項３６に記載の方法において、ゼロにセットされるディジットの数は 、ノイズ信号と、残差信号中のノイズ信号からの寄与成分との間の遅延に応じて 決定される方法。 ３８．請求項３７に記載の方法において、ゼロにセットされる前記ディジットの 数は、前記ディジット数のサンプリングにかかる時間が、二次信号と、任意の残 差信号中の二次信号の寄与成分との間の遅延より大きくなるように決定される方 法。 ３９．請求項１９〜３５のいずれかに記載の方法において、前記第２フィルタ係 数はコスト関数を低減するために変更調整される方法。 ４０．請求項２１〜３９のいずれかに記載の方法において、前記好ましくない信 号は好ましくない音響振動であり、前記少なくとも一つの二次信号から少なくと も一つの二次振動を生成するステップと、前記少なくとも一つの二次信号と前記 好ましくない振動とを干渉させるステップと、干渉結果の残差振動を検出して前 記少なくとも一つの残差信号を生成するステップを含む方法。 ４１．添付図面を参照して上記記載される方法。 ４２．図面を参照して上述され、図示される適応制御システム。