JPH08501423A - 補助ビデオ情報デコーダにおけるデータ・スライサ用バイアス制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 ビデオ信号から補助ビデオ情報信号を抽出するための補助ビデオ情報デコーダは、データ・スライサと、データ・スライサのスライス・レベルを調節するための装置を含んでいる。補助ビデオ・情報が発生することが予期されるビデオ信号の或る表示期間の間に補助情報信号の基準成分が検出されるまで、スライス・レベルは速やかに調節される。計数値は、基準成分が検出される表示期間の後増加され、基準成分が検出されない表示期間の後減少される。計数値が少なくとも所定の数である限りは、スライス・レベルの調節は停止する。この装置は、著しい大きさの長期のビデオ信号振幅変化（例えば、チャンネル変更後など）にスライス・レベルを速やかに適合させ、過渡的な変化がビデオ信号振幅に生じるときは一定のスライス・レベルを保持する。

Description

【発明の詳細な説明】 補助ビデオ情報デコーダにおけるデータ・スライサ用バイアス制御装置 産業上の利用分野 本発明は、垂直帰線消去期間の間にビデオ信号中に存在する情報の検出に関す る。 発明の背景 ビデオ信号は、典型的には、複数の水平ライン期間を有する垂直表示期間すな わちフィールド（例えば、ＮＴＳＣビデオ方式では、毎フィールド２６２．５本 のライン）を含んでいる。各垂直期間と水平期間の始まりは、複合ビデオ信号中 に含まれている垂直同期パルスと水平同期パルスによりそれぞれ識別される。各 垂直期間の間には、ビデオ信号中の情報を表示しない部分がある。例えば、垂直 帰線消去期間は各フィールドにおいて最初の２０水平ライン期間にほぼ及んでい る。また、垂直帰線消去期間に隣接するいくつかのライン期間（例えば２１番目 のライン）は、ビデオ表示装置の過走査領域内にあり、目に見えない。 帰線消去期間と過走査期間の間には表示される画像情報が無いので、これらの 期間の中に補助情報成分（例えば、文字放送（ｔｅｌｅｔｅｘｔ）あるいは“ク ローズド・キャプション（ｃｌｏｓｅｄｃａｐｔｉｏｎ）”データを挿入するこ とができる。連邦通信委員会（ＦＣＣ）規則のような標準は、垂直期間内の情報 の配置を含 む、各種の補助情報の形式を規定している。例えば、現在の“クローズド・キャ プション”基準（例えば、４７ＣＦＲ§§１５．１１９および７３．６８２を参 照）では、クローズド・キャプションのＡＳＣＩＩ文字に対応するディジタルデ ータはフィールド１の２１番目のラインすなわちライン２１になければならない と明記されている。この標準に対する将来の変更により、クローズド・キャプシ ョン・データのような補助情報が別のライン、例えば、毎フィールドのライン２ １に配置することが許可されるかも知れない。 補助ビデオ情報は、デコーダを使ってビデオ信号から抽出される。デコーダの 重要な部分はデータ・スライサである。このデータ・スライサは、第１の入力に 供給される補助ビデオ情報を運ぶビデオ信号を有する電圧比較器でもよい。最適 の性能のために、電圧比較器の第２の入力における基準すなわち“スライス”電 圧は、補助ビデオ情報信号のピークからピークまでの遷移の中間点にあるべきで ある。この比較器の出力は、ビデオ信号中に含まれている補助情報を表わす２進 信号を供給する。 一定のスライス・レベル（ｓｌｉｃｉｎｇ ｌｅｖｅｌ）は、すべてのビデオ 信号については適当でないかも知れない。ビデオ信号のレベルは、ビデオ信号源 により変化する。ビデオ信号レベルが変化する場合に、一定のスライス・レベル を使用すると、抽出データを論理０または論理１に望ましくなくバイアスを掛け ることがあり、 その結果誤ったデータ抽出が生じる。例えば、ビデオ信号の範囲が０ＩＲＥ〜２ ０ＩＲＥであるならば、１０１ＲＥのスライス・レベルが望ましいが、ビデオ信 号の範囲が０ＩＲＥ〜５０ＩＲＥであるならば、２５ＩＲＥのスライス・レベル が望ましい。信号範囲が０ＩＲＥ〜２０ＩＲＥのものについて、スライス・レベ ルとして２５ＩＲＥが使用されるならば、信号がスライス・レベルをけして超え ないので、論理１が抽出されることはけして無いだろう。従って、入力ビデオ信 号の振幅にスライス・レベルを適合させることが望ましい。 クローズド・キャプション・データのような補助情報成分のフォーマットは、 適応的スライス・レベル機能を容易にするための手段を含んでいる。ＦＣＣの標 準に規定されているように、ライン２１におけるクローズド・キャプション信号 は、ビデオ信号の“バックポーチ（ｂａｃｋｐｏｒｃｈ）”期間のあと始まる。 この期間は、“ラン・イン（ｒｕｎ−ｉｎ）・クロック”（ＲＩＣ）と呼ばれる 正弦波の基準波形から成る７サイクルのバースを有する。補助ビデオデータ信号 のＲＩＣ基準成分の後には、ライン２１の後半において、実際のクローズド・キ ャプション・データを表わすデータ信号成分が続く。クローズド・キャプション ・データの標準は、ＲＩＣ信号の振幅がデータ信号の振幅と同じであることを規 定する。従って、ＲＩＣ信号振幅の平均は、続くデータ信号についての適当なス ライス・レベルである。 スライス電圧を発生する１つの方法は、正弦波のＲＩＣ信号を積分し、その結 果得られるＤＣ電圧をデータスライサーのためのバイアスとして使用することで ある。補助ビデオデータが発生する間の期間（例えば、１つのライン２１からク ローズド・キャプション・データのための次のライン２１までの期間）の間に、 コンデンサを放電するリーク電流に因りスライス電圧が変わらないようにするた めに、積分器用の大きなコンデンサが必要とされる。しかしながら、大きなコン デンサは、スライス・レベルを変えるとき、ビデオ信号レベルの変化に応答する のに長い積分期間を必要とする。例えば、クローズド・キャプション信号におい て、ＲＩＣ信号は、３３．３ｍＳの期間（ビデオの１フレーム期間）の１４μＳ （５００ＫＨｚの正弦波の７サイクル）の間だけしか存在しない。大きなコンデ ンサは、信号レベルの突然の変化に応答するために、１秒程度の応答時間を必要 とすることがある。この応答期間の間、相当な量の補助ビデオ情報が検出されな いこともある。 ビデオ信号処理集積回路（ＩＣ）に補助ビデオ情報デコーダを含ませることが 望ましい。しかしながら、大きな積分コンデンサは、このＩＣ中に含めるには大 きすぎる。外部の積分コンデンサを接続するために、余分のＩＣピンが必要とな る。 ＩＣ中に含めるのに十分なほど小さい構成要素の値を持った高速の積分器を設 計することも可能ではあるが、 その結果得られる設計は厳しい許容度を示し、集積回路の設計としては実際的で ない場合がある。さらに詳しく説明すると、ＩＣのパラメータは製造中に変わる ことがある。厳格な許容度を有する設計は、ＩＣ製造中のパラメータの変化の結 果として不適当である（すなわち、予期しない性能を発生したり、望ましくない 性能を発生することがある）。 発明の概要 本発明は、先に述べた問題点を認識することに一部あり、またこの問題点を解 決する補助ビデオ情報デコーダを提供することに一部ある。本発明の１つの特徴 によると、補助情報デコーダは、データ・スライサおよびデータ・スライサのス ライス・レベルのバイアスを調節するための手段を含んでいる。スライス・レベ ルの調節手段は、補助情報信号の基準成分を検出するための手段と基準成分が検 出される回数の計数値を発生する手段とを含んでいる。スライス・レベルは、基 準成分が検出されるまで調節される。計数値は、基準成分が検出される表示期間 のあと増加され、基準成分が検出されない表示期間のあと減少される。スライス ・レベルの調節は、計数値が少なくとも所定の数であるかぎりは中止する。 本発明は、図面を参照することにより、さらによく理解することができる。 図面の簡単な説明 第１図は、補助ビデオ情報信号の波形の一例を示す。 第２図は、補助ビデオ信号を含む本発明によるビデオ信号処理システムの一部 をブロック図形式で示す。 第３図および第４図は、第２図にブロック図形式で示す機能の実施例を、一部 略図形式で、一部ブロック図形式で示す。 第５図および第６図は、第２図、第３図、および第４図に示す装置の動作を理 解するのに有用なビデオ信号波形を示す。 第７図および第９図は、第２図、第３図および第４図に示す装置の選択しうる 動作モードを示すフローチャートである。 第８図および第１０図は、それぞれ第６図および第８図に示すフローチャート に対応するプログラムのリステイングである。 第１１図は、本発明による補助ビデオ信号抽出装置の代りの実施例のブロック 図を示す。 第１２Ａ図および第１２Ｂ図は、第１１図にブロック図形式で示すフィルタ機 能の例示的実施例を回路図形式で示す。 発明の詳細な説明 図面に示す本発明の例示的実施例は、第１図に示すＦＣＣ標準のクローズド・ キャプション信号に一致するクローズド・キャプション・データに関連して以下 詳細に説明される。以下に説明するように、本発明は、テレテキスト（ｔｅｌｅ ｔｅｘｔ）のような他の形式の補助ビ デオデータの抽出にも適用できるものである。 第２図に示すビデオ信号処理システムの一部は、簡単に説明したあと詳細に説 明する。第２図において、結合コンデンサＣＩＮは入力ビデオ信号ＶＩＤＥＯを 黒レベル・クランプ２１０に結合させる。コンデンサＣＩＮの典型的な値は１μ Ｆである。黒レベル・クランプ２１０は、例えばモトローラのＭＣ６８ＨＣＯ５ のような制御マイクロコントローラ２００からの制御信号ＴＧＣにより決まる期 間の間、所望の黒レベルの基準レベルＶＲＥＦに関連するレベルに信号ＶＩＮの レベルをクランプするように作動される。黒レベル・クランプ２１０の動作につ いては以下に更に詳しく説明する。黒レベル・クランプ２１０の出力の信号ＶＩ Ｎは、データ・スライサ２３０と同期分離器２４０に結合される。データ・スラ イサ２３０と同期分離器２４０は、それぞれの基準電圧レベルＶＳおよびＶＯと 信号ＶＩＮとを比較して、出力信号ＳＬＩＣＥＤ ＤＡＴＡとＳＥＰ ＳＹＮＣ をそれぞれ発生する。 信号ＳＬＩＣＥＤ ＤＡＴＡは、信号ＶＩＮ中の情報を２進形式で表わすもの である。信号ＳＥＰ ＳＹＮＣは、信号ＶＩＮ中の同期パルスに対応するパルス を有する同期波形である。信号ＳＥＰ ＳＹＮＣが実際のビデオ信号から得られ るので、信号ＳＥＰ ＳＹＮＣ中の同期パルスは、ビデオ信号において注目して いる期間、例えばライン２１が実際に生じる時間を正確に与える。信 号ＳＥＰ ＳＹＮＣは、信号ＳＬＩＣＥＤ ＤＡＴＡにおける２進の補助ビデオ 情報を捕捉する回路（第２図には示されていない）により使用される。例えば、 補助ビデオ情報が信号ＳＥＰ ＤＡＴＡに発生しているとき、データ捕捉回路を 作動させるイネーブル信号を発生させるために信号ＳＥＰ ＳＹＮＣを使用する こともできる。一例として、得られたイネーブル信号は、信号ＳＬＩＣＥＤ Ｄ ＡＴＡにおける（捕捉）データ値のシフトを開始するためにシフトレジスタを作 動させることもある。 基準レベルＶＲＥＦＮＶＳＮおよびＶＯは、基準源２２０により発生される。 制御マイクロコントローラ２００からの信号ＶＲは、基準レベルＶＳの値を制御 する基準源２２０への入力である。以下に更に説明するように、基準レベルＶＳ を変えることができると、ビデオ信号ＶＩＤＥＯの振幅特性に対してスライス・ レベルを適合させることができる。 第２図に示す実施例において、スライス・レベルを適合させるにはカウンタ２ ５０が含まれる。カウンタ２５０は、第２図でＣＯＵＮＴＥＲ ＣＯＮＴＲＯＬ と名づけられている制御マイクロコントローラ２００からの１もしくはそれより 多い制御信号により決まる期間の間、信号ＳＬＩＣＥＤ ＤＡＴＡに生じるパル スを計数するように作動される。計数する期間は、補助ビデオ情報信号の基準成 分（例えば、ラン・イン・クロックすなわちＲＩＣ）が生じることが予期される 期間と一致するよう に制御マイクロコントローラ２００により設定される。ＲＩＣ期間が終った後、 計数値がテストされる。期待値に等しい計数値は、現在のスライス・レベルが補 助ビデオ情報を抽出するのに適当であることを、検出されたＲＩＣパルスの期待 値が表わしていることを示すものである。もし、計数値が期待値に等しくなけれ ば、信号ＶＳの値を変更することによりスライス・レベルは調節される。 説明した動作の一例として、信号ＳＹＮＣのライン同期パルスを計数すること により、フィールド１のライン２１が何時生じるかを決めるために制御マイクロ コントローラ２００は信号ＳＹＮＣを監視する。ライン２１の始まりから成る遅 延（例えば、ソフトウェアによる遅延ルーチンもしくはハードウェアによる遅延 ）の後、制御マイクロコントローラ２００はカウンタ２５０を作動させる。この 遅延値は、ＲＩＣ期間内にあるように選定される。次いで、計数動作が、ＲＩＣ 信号の整数サイクルにほぼわたる期間の間作動される。スライス・レベルが適切 に調節されていると、計数値は、計数期間の間に生じるＲＩＣ波形のピークの数 に等しいはずである。第１図に示されるタイミングに基づいて、１２μＳの遅延 値と８μＳの計数期間は、スライス・レベルが適正に調節されていると、計数値 ４を発生するはずである（５００ＫＨｚのＲＩＣ波形の４サイクルが８μＳの計 数期間の間に生じる）。 以上説明した特徴は、第３図〜第６図に更に詳細に示されている。第３図は、 第２図における黒レベル・クランプ２１０、基準源２２０、データ・スライサ２ ３０、および同期分離器２４０の例示的実施例を示す。第４図は、第２図のラン ・イン・クロック（ＲＩＣ）カウンタ２５０の例示的実施例である。第２図と第 ３図において同じ参照番号、および第２図と第４図において同じ参照番号は、対 応する機能を示す。 第３図において、黒レベル・クランプ２１０は、転送ゲート（ＴＧ）３０２、 ノアゲート３０４、比較器３０６、抵抗Ｒ１とＲ２を含んでいる。基準源２２０ は、４：１のＭＵＸ（マルチプレクサ）３６０と抵抗Ｒ３〜Ｒ９を含む、比較器 ２３０と２４０は、それぞれデータ・スライサ２３０と同期分離器２４０の実施 例である。 黒レベル・クランプ２１０について、ノアゲート３０４の出力が論理１のとき 、ＴＧ３０２が導通し電源ＶＣＣが抵抗Ｒ１に結合するように、ノアゲート３０ ４の出力はＴＧ３０２を制御する。ノアゲート３０４の出力が論理０のレベルに なると、ＴＧ３０２が非導状態になり、電源ＶＣＣは抵抗Ｒ１から減結合される 。通常、ＴＧ３０２はＭＯＳＦＥＴトランジスタを使って構成される。結果とし て、ＴＧ３０２が導通状態になると、それはＭＯＳＦＥＴトランジスタにより、 ソース・ドレインに関連した抵抗特性を示す。抵抗の値は、ＭＯＳＦＥＴトラン ジスタ設計パラメータ（例えば、トランジスタ幅）に 依る。 制御マイクロコントローラ２００からの制御信号ＴＧＣが論理０であって、比 較器３０６の出力が論理０である限り、ノアゲート３０４は論理１の出力を発生 し、ＴＧ３０２が導通する。比較器３０６は、信号ＶＩＮの値と基準レベルＶＲ ＥＦとを比較する。基準レベルＶＲＥＦを超える信号ＶＩＮの値により、比較器 ３０６の出力は論理１となり、以てＴＧ３０２は非導通状態になる。導通状態の とき、ＴＧ３０２と抵抗Ｒ１は、第３図に示すように、抵抗Ｒ２に対して所定の 抵抗比１１：１００を示す。抵抗Ｒ１とＲ２の接続点は信号ＶＩＮに結合され、 帰還ループを形成する。 信号ＴＧＣが論理０であるものとすると、フィードバックループと抵抗比は、 水平ライン期間の同期期間と帰線消去期間の間、ビデオ信号のレベルに応答して 動作して、ノードＶＩＮを充放電する。以て所望の黒レベルが信号ＶＩＮに設定 される。さらに詳しく説明すると、ＴＧ３０２が作動される（導通状態になる） と、ノードＶＩＮは、ＴＧ３０２と抵抗Ｒ１を介して充電される一方抵抗Ｒ２を 介して放電する。ＴＧ３０２および抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２により決まる抵抗比は、 放電率を超える充電率を発生し、ノードＶＩＮへの正味の充電電流が生じる。 黒レベル・クランプ２００の動作をよりよく理解するために、初期状態として ノードＶＩＮが０ボルトに放電されているものとする。このような条件の下で、 ビデオ ラインの同期期間と帰線消去期間の両方の期間の間、信号ＶＩＮのレベルは基準 レベルＶＲＥＦより低い。従って、比較器３０６の出力には論理０が発生し、Ｔ Ｇ３０２が作動され、同期期間および帰線消去期間の両期間の間、ノードＶＩＮ は充電される。複数のライン期間の後、ノードＶＩＮのレベルが帰線消去期間の 間基準レベルＶＲＥＦを超え、同期期間の間、基準レベルＶＲＥＦ以下となるま で、正味の充電電流はノードＶＩＮのＤＣレベルを増大させる。その結果、帰線 消去期間の間、比較器３０６の出力は論理１となり、これはＴＧ３０２を非作動 状態にし、ノードＶＩＮは放電される。同期期間の間、同期期間の間のノードＶ ＩＮのレベルは基準レベルＶＲＥＦ以下であり、ノードＶＩＮは放電される。 充電路の抵抗値（ＴＧ３０２の抵抗と抵抗Ｒ１との和）および放電路（抵抗Ｒ ２）の抵抗値は、ノードＶＩＮのＤＣレベルが基準レベルＶＲＥＦにほぼ等しく なったとき、同期期間の間の放電が帰線消去期間の間の放電に等しくなるように 選定される。この結果得られる平衡条件により、ノードＶＩＮのＤＣレベルは基 準レベルＶＲＥＦにクランプされる。 以上説明した動作は、個々のビデオ信号の仕様に関連する同期期間と帰線消去 期間について決められる放電路と充電路との間の抵抗比に基づいている。第３図 に示す１００Ｒ（放電）と１１Ｒ（充電）の抵抗比は、ＮＴＳＣ標準信号につい て適当である。別の信号標準では別の 比率が必要であろう。 もし黒レベル・クランプ２１０が集積回路（ＩＣ）に含まれているならば、抵 抗比に基づいてクランプ機能を設定することが特に望ましい。ＩＣ製造中のパラ メータの変化は個々の抵抗値に著しい変化を与える。しかしながら、抵抗比は厳 格な許容度に制御しうる。また、第３図に示されるものとは別の黒レベル・クラ ンプ２１０を実現する方法を使用できることにも注目すべきである。 先に説明したように、黒レベル・クランプ２１０は、各ライン期間の間、特定 の持続期間を有する同期期間と帰線消去期間とに基づいて所望の黒レベルを設定 する。垂直期間の間、同期期間と帰線消去期間は一定の持続期間を有しない（例 えば、広い垂直パルスと狭い等化パルス）。もし黒レベル・クランプ２１０が垂 直期間の間に動作すると、変化するパルス特性により、黒レベル・クランプ２１ ０はノードＶＩＮにおける黒の基準レベルを望しくない態様で変えることになる だろう。黒レベルが著しく変わるのを防止するために、垂直期間の間、制御マイ クロコントローラ２００は信号ＴＧＣを論理１にセットし、以て黒レベル・クラ ンプ２１０の帰還路は非作動化され、また垂直期間の間、ノードＶＩＮは抵抗Ｒ ２を介して比較的ゆっくり放電する。垂直期間に続いて、クランプ動作が再開す ると、ノードＶＩＮにおける所望の黒レベルは速やかに回復する。 先に述べたように、第３図は第２図の基準源２２０の 例示的実施例をも示している。この基準源２２０は、抵抗Ｒ３〜Ｒ９およびＭＵ Ｘ３６０を含んでいる。抵抗Ｒ３〜Ｒ９は、抵抗値の比率に依存する値をとる複 数の基準レベルを与えるはしご形抵抗器として構成される。先に説明したように 、特定の抵抗値ではなくて抵抗比を特定することは集積回路（ＩＣ）実現のため に望ましい。 第５図は、第３図の回路構成により発生される基準レベルと１．９ボルトの最 高のピーク対ピーク（１００ＩＲＥ）を有する例示的ビデオ信号波形との間の関 係を示す。第５図に示される白方向の最高振幅は、第１図に示すように補助情報 の振幅に対応する５０ＩＲＥである。 ＭＵＸ３６０の出力におけるデータ・スライサの基準レベルＶＳは、比較器２ ３０の第１の入力に結合され、データのスライス・レベルを設定する。以下に詳 細に説明するように、制御信号ＶＲ０とＶＲ１により、ＭＵＸ３６０はデータ・ スライサの基準レベルとして４つの値（Ｖ１＝１５ＩＲＥ、Ｖ２＝２５ＩＲＥ、 Ｖ３＝３５ＩＲＥ、Ｖ４＝４５ＩＲＥ）のうちの１つを選択する。ＭＵＸ３６０ により、データのスライス・レベルはビデオ信号振幅に所望のように適合される 。黒レベル・クランプ２１０に対する基準レベルＶＲＥＦは、はしご形抵抗器の 抵抗性中間点（すなわち抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８の接続点すなわち合計で２５０Ｒの うちの１２５Ｒの点）に発生する。これは、ＶＣＣが５Ｖに等しい場合、２．５ Ｖと等価である。同期基準レベルＶ０は、抵抗Ｒ８とＲ９ の接続点に発生され、比較器２４０の第１の入力に結合され、同期スライス・レ ベルを設定する。 −４０ＩＲＥの標準の同期パルス振幅については、−２０ＩＲＥの同期基準レ ベルが望ましいように思われるかも知れないが、第３図は同期基準レベルＶ０が −１３．５ＩＲＥにほぼ等しいことを示している。同期基準レベルＶ０の示され た値は、同期振幅の圧縮がＴＶ信号において生じることにより選択されたもので ある。例えば、非標準の同期の同期対ビデオ振幅の比がビデオテープから抽出さ れた信号に生じることがある。選定された−１３．５ＩＲＥという同期基準レベ ルにより、比較器２４０は、通常値の１／２に振幅が圧縮された同期パルスを有 するビデオ信号から同期パルスを正確に分離することができる。 ＭＵＸ３６０により行われる電圧選択は、大きなマルチプレクサを必要とする ことなく、種々のビデオ信号の変化に対してスライス電圧を適合させるのに十分 な範囲のスライス・レベルをデータ・スライサ２３０に供給するように構成され ている。ＭＵＸ３６０の大きさを制限することは、必要とされる制御信号の数と 、マルチプレクサの機能を実現するのに必要なデバイスの数を最少にするために 望ましいことである。例えば、集積回路（ＩＣ）で実現する場合、マルチプレク サの大きさが増大することは、より多くのトランジスタを必要とし、かつＩＣダ イ上のより大きな領域を必要とするものである。Ｉ Ｃにおいて、ＭＵＸ３６０は、２つの制御信号だけが必要であり、４つの伝送ゲ ートを使って実現することができる。 第５図は、ピーク対ピークが１．９ボルトのビデオ信号について、第３図にお ける基準レベルに対応する電圧を示す。ＭＵＸ３６０への電圧Ｖ２の入力は、第 ５図に示すように、２．８４ボルトのスライス電圧を与える。この２．８４ボル トの電圧はピーク対ピークが１．９ボルトのビデオ信号の２５ＩＲＥレベルにほ ぼ等しい。２．９８ボルトの電圧Ｖ３は、１０ＩＲＥの正のオフセットを有する ビデオ信号について望ましいスライス・レベルである。この種のオフセットは、 予め記録されたビデオ・プログラムの許可されていない複製を防止する手段の一 部として、ビデオテープに記録されたビデオ信号中に生じる。 捕捉的な２つのバイアス電圧、すなわち電圧Ｖ１とＶ４は、システム・パラメ ータが公称値から大きく偏位しているものに対してスライス・レベルを適合させ るのに最適なデータスライス動作のために選択することができる。 これらのシステム・パラメータの例は次の通りである。 （ａ）ピーク対ピークが１．９ボルト（１００ＩＲＥ白色）とは異なるビデオ入 力信号振幅 （ｂ）データ・スライサ比較器２３０におけるオフセット電圧の変化（例えば、 ＋／−３０ｍＶ） （ｃ）はしご形抵抗器用電源ＶＣＣの変化（例えば、＋／−０．５Ｖ） （ｄ）はしご形抵抗器における抵抗比の変化（例えば、＋／−２％） スライス・レベルに影響を及ぼす最も重要なパラメータの１つは、ビデオ信号 振幅の変化である。先に掲げたパラメータについての例示的変化を使って、公称 値から８５ｍＶ（６ＩＲＥ）だけスライス・レベルをオフセットするために、項 目（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の合成された最高の帰与度を計算することができる。 基準源２２０の設計に関する種々の変更は当業者には明らかである。例えば、 別のはしご形抵抗器構成を使うことができ、別の入力数を有するマルチプレクサ を選択することもできる。従って、説明した実施例は、種々のビデオ信号特性お よび種々のビデオ信号標準に適合させることができる。 先に説明したように、ラン・イン・クロック（ＲＩＣ）カウンタ２５０は、デ ータ・スライサ２３０の出力におけるＲＩＣ信号（第２図、第３図、第４図中の 信号ＳＬＩＣＥＤ ＤＡＴＡ）のパルスを計数し、スライス用基準レベルＶＳが ビデオ信号に正しく適合したときを示す計数値ＲＩＣ ＣＯＵＮＴを発生する。 第４図に示すカウンタ２５０の一実施例は、カウンタ４０２，４０４，４５６、 Ｄ型フリップフロップ４５２、ナンドゲート４５４と４５８、および反転回路４ ５ｂを含んでいる。計 数値ＲＩＣ ＣＯＵＮＴは、第４図のカウンタ４５６の下位２ビットに生じるＲ ＩＣ０とＲＩＣ１により表わされる。 第４図における入力信号には、カウンタ４０２用のクロック信号として働く信 号１２８ＦＨが含まれている。信号１２８ＦＨは、水平周波数ＦＨの１２８倍す なわち約２ＭＨｚの周波数を有する。信号１２８ＦＨは、ビデオ受信機の偏向回 路中の位相ロックループ（ＰＬＬ）に関連するカウンタの出力に発生される。信 号ＬＩＮＥ２１Ｎは、同期信号ＳＹＮＣに応答して第２図のマイクロコントロー ラ２００により発生され、クローズド・キャプションのような応用例の場合、補 助ビデオ情報を含んでいることが予期されるビデオ信号中の期間、例えばライン ２１の発生を示す。信号ＬＩＮＥ２１Ｎは、カウンタ４０２と４０４をリセット するために使われ、所望のライン数が見つかるまで、信号ＳＹＮＣ中の同期パル スにより示されるライン期間を計数する、例えばマイクロコントローラ２００に より発生される信号ＥＮＡＢＬＥは、カウンタ４５６を作動化し、信号ＷＲＯＮ はカウンタ４５６をリセットする。これらの信号はマイクロコントローラ２００ により発生される。信号ＷＲＯＮは、ＲＩＣパルスの計数を開始する前にカウン タ４５６をリセットする。 信号ＥＮＡＢＬＥとＬＩＮＥ２１Ｎの時間関係は第６図に示されている。補助 ビデオ情報信号が発生すると予 期される期間、例えばライン２１の間を除いて、信号ＬＩＮＥ２１Ｎは論理１で あって、カウンタ４０２と４０４を常にクリア（リセット）する。次いで、信号 ＬＩＮＥ２１Ｎは論理０となり、カウンタ４０２と４０４を作動化する。信号Ｅ ＮＡＢＬＥは、ライン２１の始まりにおいて約２５μＳの期間の間だけ論理１で あって、Ｄ型フリップフロップ４５２を作動化する。 Ｄ型フリップフロップ４５２の出力の信号ＲＩＣＷＮＤは、第６図に示すよう に、ライン２１の開始後１２μＳ経て開始する８μＳ幅のウィンドウ・パルスを 発生する。このウィンドウ・パルスのタイミングは、ライン２１の間ＲＩＣ期間 の８μＳの部分に及ぶように選定される。信号ＲＩＣＷＮＤの以上説明したタイ ミングは次のように発生される。 カウンタ４０４とＤ型フリップフロップ４５２の両方は、４ビットカウンタ４ ０２の最上位出力に発生する信号ＣＬＫによりクロック制御される。信号ＣＬＫ は、２ＭＨｚ信号１２８ＦＨの８サイクル毎すなわち４μＳ毎に変わる。カウン タ４０２と４０４は、信号ＣＬＫの負方向遷移（論理１から論理０への変化）に よりクロック制御され、一方Ｄ型フリップフロップ４５２は信号ＣＬＫの正方向 遷移（論理０から論理１への変化）によりクロック制御される。 カウンタ４０２と４０４が作動化された後、信号ＣＬＫの最初の遷移は、信号 ＬＩＮＥ２１Ｎが論理０になっ た後４μＳ経て生じる正方向の遷移である。この遷移は、Ｄ型フリップフロップ ４５２をクロック制御するけれども、この時点でカウンタ４０４はクリアされる （すべての出力が論理０）。というのは、負方向の遷移が信号ＣＬＫに何ら生じ ないからである。このため、論理０がＤ型フリップフロップ４５２にクロック入 力され、信号ＲＩＣＷＮＤは論理０のままである。負方向の遷移は、信号ＬＩＮ Ｅ２１Ｎが論理０になったのち８μＳの時点で信号ＣＬＫに生じ、カウンタ４０ ４の最下位出力（およびＤ型フリップフロップ４５２へのＤ入力）が論理１にな る。信号ＣＬＫにおいて次の負方向遷移は、信号ＬＩＮＥ２１Ｎが論理０になっ たのち１２μＳの時点で発生し、信号ＲＩＣＷＮＤが論理１になる。信号ＬＩＮ Ｅ２ＩＮが論理０になったのち１６μＳの時点で、信号ＣＬＫに負方向の遷移が 生じ、カウンタ４０４の最下位出力は論理０になる。このようにして、信号ＬＩ ＮＥ２１が論理０になったのち２０μＳの時点で生じる信号ＣＬＫの次の正方向 遷移により、信号ＲＩＣＷＮＤが論理０になる。この結果得られる信号ＲＩＣＷ ＮＤにおけるウィンドウ・パルスは、第６図に示すように、ライン２１の始まり に関して、所望の８μＳ幅を１２μＳ遅延を示す。 カウンタ４５６は、信号ＷＲＯＮとＲＩＣＷＮＤが論理１のとき、すなわちカ ウンタ４５６がリセットされていないときのウィンドウ・パルスの間、信号ＳＬ ＩＣＥＤ ＤＡＴＡのＲＩＣパルスを計数するようにナンドゲ ート４５４を介して作動化される。ナンドゲート４５８を介して計数値が３（Ｒ ＩＣ０＝ＲＩＣ１＝論理１）になると、カウンタ４５６は非作動化される。３と いう計数値は、ＲＩＣ信号が正確にスライスされつつあることを示す。従って、 ３の計数値は、少なくとも３つのパルスが信号ＳＬＩＣＥＤ ＤＡＴＡに生じた ことを実際に示している。 第４図の構成の変形例は有り得る６例えば、４ビットのカウンタは通常ディジ タルの“ビルディング・ブロック（ｂｕｉｌｄｉｎｇ ｂｌｏｃｋ）であるから 、４ビットのカウンタがカウンタ４０４および４５６として使われている。しか しながら、別のデバイスを使うこともできる。カウンタ４０４は、信号ＣＬＫに よりクロック制御されるトグル型フリップフロップで置き換えることもできる。 カウンタ４５６は２ビットのカウンタでもよい。また、ＲＩＣ信号の７サイクル がＲＩＣ期間の間に生じるから、ＲＩＣ信号の正確なスライス動作を示すために 、３ではない、例えば、２，４，５などの計数値を使用することもできる。しか しながら、３の値は、２の計数値を使う場合に比べて雑音に対する不感度の度合 が高く、また４または５の計数値の場合に必要とされるカウンタ段（３つのカウ ンタ段）がより少ないカウンタ段（２段だけ）でよい。もし、Ｄ型フリップフロ ップ４５２のための、信号ＣＬＫの別の源と入力信号がビデオ信号処理システム 中に存在するならば、カウンタ４０２と ４０４を除去することもできる。例えば、この種のシステムは、水平ライン周波 数ＦＨの整数倍の周波数で種々の信号を発生する１つまたはそれ以上のカウンタ を含むオンスクリーン表示（ｏｎ ｓｃｒｅｅｎ ｄｉｓｐｌａｙ：ＯＳＤ）機 能を含んでいる。 第４図の信号ＲＩＣＯとＲＩＣＩは、８μＳの窓期間の終りの後、計数値を決 定するためにマイクロコントローラ２００によりテストされる。第２図、第３図 、第４図に示す例示的実施例の場合、ＲＩＣ信号パルスの計数動作は、信号ＳＬ ＩＣＥＤ ＤＡＴＡの遷移がカウンタ４５６をクロック制御するとき生じる。従 って、遷移が発生しなければ、例えば、データをスライスする基準レベルＶＳが 最高のＲＩＣパルス振幅を常に超えているならば、計数値は０（ＲＩＣ０＝ＲＩ Ｃ１＝論理０）である。同様に、単一の遷移が信号ＳＬＩＣＥＤ ＤＡＴＡに生 じるとき、計数値１（ＲＩＣ０＝論理１、ＲＩＣ１＝論理０）が発生する。例え ば、スライス・レベルがＲＩＣ波形パルスの最小値より常に小さいとき、帰線消 去レベルからＲＩＣ波形の始まりまでに唯１つの遷移が発生する。 スライス・レベルがこれら２つの極値の間の点に設定されると、開示したシス テムの感度は、理想のスライス・レベル（ＲＩＣ信号のピーク対ピーク範囲の中 間点）からのスライス・レベルの偏位はカウンタが３という計数値にクロック制 御されないようにしないだろう。実験 的な結果によると、３なる計数値が発生されつつあるとき、そのシステムは正確 に補助ビデオデータを抽出することが分っている。従って、第６図のＡ、Ｃおよ びＢにそれぞれ示されている信号ＳＬＩＣＥＤ ＤＡＴＡについての各波形に示 されているように、０の計数値はスライス・レベルが高すぎ、１の計数値はスラ イス・レベルが低すぎ、３の計数値はスライス・レベルが許容できるものである ことを予期することができる。 第６図のＡ、Ｂ、Ｃについて、図示されるＲＩＣ波形は、スライス・レベルを 超えて延びるＲＩＣ波形の先端においてスパイク（ｓｐｉｋｅ）を示す。これら のスパイクは、ＲＩＣ ＣＯＵＮＴが第６図のＡとＣにそれぞれ示される如く、 ０と１にならないように、カウンタ４５６をクロック制御するのに十分なものと 思われるかも知れない。しかしながら、第６図に示すように、信号ＳＬＩＣＥＤ ＤＡＴＡは、第２図の構成の別の実施例を使うことにより、第６図に示すよう に、信号ＶＩＤＥＯから発生される。この別の実施例は、以下に詳細に説明され 、第１１図と第１２図に示される濾波機能を含んでいる。簡単に説明すると、濾 波動作により先に述べたスパイクがカウンタ２５０に達する前に除去され、また データのスライス動作に先立ってビデオ信号を低域濾波する。第６図に示すよう に、低域通過フィルタは、ＲＩＣ信号振幅の振幅を、第１図と第５図に示す公称 ５０ＩＲＥの振幅より小さい値に減少させる。 ３の計数値が発生されている限り、スライス・レベルを変更する必要がない。 もしマイクロコントローラ２００が計数値０を検出すると、第２図の信号ＶＲに ついての別の値（第３図のＭＵＸ３６０についての制御信号ＶＲ０とＶＲ１）を 選択するマイクロコントローラ２００により減少される。例えば、第３図を参照 すると、スライス用基準電圧ＶＳの現在値が電圧Ｖ２であるならば、制御信号Ｖ Ｒを選択電圧Ｖ１に変えることにより、マイクロコントローラ２００は計数値０ に応答することができる。同様に、制御信号ＶＲを選択電圧Ｖ１に変えることに より、マイクロコントローラ２００は計数値１に応答してスライス用基準電圧を 増大させることができる。このようにして、スライス・レベルは、３以外の計数 値に応答して速やかに変更することができる。 以上説明した機能により、スライス・レベルをビデオ信号のレベルに速やかに 適合させるスライス・レベル調節装置が提供される。更に詳しく説明すると、ス ライス・レベルはフィールド１のライン２１が発生する度ごとにテストされるか ら、このシステムは各ビデオフレーム期間の間ビデオ信号レベルの変化に適応す ることができる。また、スライス・レベルの調節は、マイクロコントローラ２０ ０の制御の下に連続的に行うことができる。しかしながら、或る条件下では、ビ デオ信号のレベルが変化してもスライス・レベルが一定に保持されることが望ま しい。例えば、正常の信号レベルが再開するときは、 不変のデータ抽出を与えるために、短時間の過渡現象あるいは信号の“ドロップ アウト（ｄｒｏｐｏｕｔ）”の間、スライス・レベルは一定に留まらなくてはな らない。 ここに開示した装置は、０，１，３などの種々の計数値が発生する回数を監視 することにより、ドロップアウトのような状態を問題とするものである。例えば 、ＲＩＣ ＣＯＵＮＴが通常３に等しく、０または１の計数値が時たま発生する ならば、スライス・レベルは正しく、０あるいは１の時々の計数値は信号のドロ ップアウトのような作用により発生しているものと考えられる。従って、スライ ス・レベルの変更は必要でない。もし計数値０がしばしば発生するならば、スラ イス・レベルはより低い値に調節され、計数値１がしばしば発生するようならば 、スライス・レベルはより高い値に調節される。 個々の計数値の発生の度合いを監視することは、例えば、マイクロコントロー ラ２００の内部に在るレジスタに貯えられた値を増減させる処理を実行するマイ クロコントローラ２００により実現することができる。一例として、第７図に示 すフローチャートを検討してみる。このフローチャートは、クローズド・キャプ ション情報の背景の下で、ＲＩＣ ＣＮＴ０とＲＩＣ ＣＮＴ３と名付けられた ２つのレジスタを使ってマイクロコントローラ２００が行う先に説明した監視動 作を示すものである。レジスタＲＩＣ ＣＮＴ０は、計数値０が発生したことを 示すためにセットされる“フラグ（ｆｌａｇ）”とし て働く。レジスタＲＩＣ ＣＮＴ３は、以下に説明するように、増減される値を 有する多ビットのレジスタである。 第７図において、レジスタを初期化した後、ＲＩＣ ＣＯＵＮＴの新しい値が 発生され、テストされる。ＲＩＣ ＣＯＵＮＴが３に等しければ、このシステム は有効なスライス・レベルが存在するものと推定する。その結果、レジスタＲＩ Ｃ ＣＮＴ０はクリアされ、レジスタＲＩＣ ＣＮＴ３中の値は、その値が限界 値例えば１６より小さければ増加される。１６以外の限界値、例えば７を、ＲＩ Ｃ ＣＮＴ３の値を貯えるのに必要なレジスタのビット数を減らすために使って もよいことに注意されたい。ＲＩＣ ＣＯＵＮＴが３ではなくて０のとき、ＲＩ Ｃ ＣＮＴ０がセットされ、ＲＩＣ ＣＮＴ３は減少される。そして減少後、Ｒ ＩＣ ＣＮＴ３の値はテストされる。０に等しいＲＩＣ ＣＮＴ３は、スライス ・レベルの調節が必要であることを示す限界値（第７図の場合１６）に等しいテ スト回数の間ＲＩＣ ＣＯＵＮＴが３でなかったことを示す。もしレジスタＲＩ Ｃ ＣＮＴ０がこの時点でセットされると、ＲＩＣ ＣＯＵＮＴの値はスライス ・レベルを増大させなければならないことを示す０であった。リセットされてい るレジスタＲＩＣ ＣＮＴ０は、ＲＩＣ ＣＯＵＮＴが１（３でもなく、０でも ない）であったことを示す。その結巣、スライス・レベルは減少されるはずであ る。 このようにして、レジスタＲＩＣ ＣＮＴ３が０の値をとるまで、スライス・ レベルは調節されないだろう。その結果、ＲＩＣ ＣＯＵＮＴの値が３の値から ３ではない値に変化してから一定の遅延があったのちにのみスライス・レベルは 調節されるだろう。例えば、ＲＩＣＣＮＴ３が５であるならば、前の５回のテス ト間ＲＩＣＣＯＵＮＴは３の値をとっており、続いてのＲＩＣＣＯＵＮＴの５回 のテストで３以外の値を発生しなければ、スライス・レベルは調節されないだろ う。この場合スライス・レベルが調節される前に、５回のテスト期間の遅延が導 入される。最大の遅延は、ＲＩＣ ＣＮＴ３についての限界値、例えば、第７図 では１６回のテスト期間に等しい。第８図は、第７図のフローチャートに対応す るモトローラ製ＭＣ６８ＨＣ０５プロセッサ用のソフトウェア・プログラムのリ ストを示す。 第７図に示す方法は、プログラムが必要に応じてスライス・レベルを増減する から、必要時に速やかにスライス・レベルを調節する。先に説明したように、こ れを実現するには、第３図のＭＵＸ３６０に対する制御信号ＶＲ０とＶＲ１の値 を変えればよい。制御信号ＶＲ０とＶＲ１は、２ビットのカウンタの出力に発生 される。例えば、カウンタを増加させると、制御信号ＶＲ０とＶＲ１について新 しい値を発生することができる。これらの制御信号ＶＲ０とＶＲ１により、スラ イス用基準レベルＶＳに関してより高い値が選定されることになる。カウン タを減少させると、より低いスライス・レベルが選定されるだろう。 取り得る基準レベルの数が少ない第３図に示す例示的実施例の場合、スライス ・レベルを増減させるべきかどうかを決定するための機能を含ませる必要はない かも知れない。例えば、もし制御信号ＶＲ０とＶＲ１を発生させるために、２ビ ットのカウンタが使用されるならば、このカウンタは一方向にのみ計数すあこと ができ、もしこのカウンタがラップ・アラウンド（ｗｒａｐ ａｒｏｕｎｄ）す るように設計されていれば、起こり得るすべての基準レベルを選択することがで きるだろう。この方法は、第９図に示すフローチャートで表わされる。 第９図において、スライス・レベルに対する唯一の調節はスライス・レベルを “増大”させることである。最大のスライス・レベル、例えば、第３図の電圧Ｖ ４に達すると、次の“増大”は、実際には、最小のスライス電圧、例えば、第３ 図の電圧Ｖ１を選択することになる。こうして、電圧の選択は、先の段落で説明 したようにラップ・アラウンドする。第９図に示すこの方法は、もし選択の手順 が取り得るすべてのスライス・レベルの値を順次通らなければならないならば、 第７図に示す方法に比べて許容可能なスライス・レベルに到達するのに少しばか りのろいだろう。しかしながら、第９図の方法をソフトウェアで実現するために は、第８図のプログラム・リストと、第９図のフローチャートに対応する第１０ 図 の例示的プログラム・リストを比較してみると明らかなように、必要な命令の数 はより少ない。 先に説明したように、第１１図と第１２図は、第２図の装置の代りになる実施 例を示す。第１１図の構成は、低域フィルタ１１６０とスパイク・フィルタ１１ ７０が含まれている点で第２図のものとは異なる。第１１図の構成要素２００〜 ２５０は、付されている番号が同じである第２図の構成要素に対応する。 低域フィルタ１１６０は、第１２Ａ図に示されているような、単一極（ｐｏｌ ｅ）のＲＣ−形式の低域フィルタを使って実現することができる。第１２Ａ図に 示す回路は、７００ＫＨｚのところに極があり、第６図に見られるように、５０ ０ＫＨｚのラン・イン・クロック正弦波の振幅を公称の５０ＩＲＥ値から８０％ だけ減少させる。スライス・レベルについて必要な調節範囲を減少させるのに対 応して、ＲＩＣの値の範囲が減少されるから、データ信号の振幅に比べてラン・ イン・クロックの振幅を減少させることは有利である。 スパイク・フィルタ１１７０は、データ・スライサ２３０の出力における信号 路に挿入される。スパイク・フィルタ１１７０は精確さを改善する。スライス・ レベルはこのスパイク・フィルタ１１７０によりセットされる。何故なら、低域 フィルタの作用と同様に、ＲＩＣ信号の振幅範囲は、第６図に示すように、ビデ オ波形のＲＩＣ部分におけるスパイクのピークを除去することにより減 少させるからである。スパイク・フィルタ１１７０のディジタルの実施例が第１ ２Ｂ図に示されている。第１２Ｂ図の回路は、データ・スライサの出力から、２ ８０ｎＳより狭いすべてのパルズを除去し、４２０ｎＳより広いすべてのパルス を通過させる。その結果、ビデオ入力中のラン・イン・クロックの正または負の 先端に近い値のスライサ用バイアスにより、データ・スライサの結果として生じ る出力パルスは、それらが十分に狭いと、スパイク・フィルタ１１７０により除 去される。スパイク・フィルタ１１７０の作用は、第６図に示される波形により 表わされる。

【手続補正書】特許法第１８４条の８ 【提出日】１９９４年１０月６日 【補正内容】 請求の範囲 １．ビデオ信号の部分に基準信号成分を含んでいる該ビデオ信号を処理する装置 であって、 前記ビデオ信号に応答して、該ビデオ信号が第１の方向に閾値レベルを超える と第１の値をとり、また該ビデオ信号が第２の方向に該閾値レベルを超えると第 ２の値をとる出力信号を発生する手段と、 制御信号に応答して前記閾値レベルを変更する手段と、 前記出力信号に応答して、前記ビデオ信号の前記部分の各々の期間に前記出力 信号が前記第１の値から前記第２の値に変化する回数を表わす計数値を発生する カウンタと、 前記ビデオ信号の前記各部分の後に、前記計数値が所定の値に等しいかどうか を判断し、また前記所定の計数値の発生する回数が所定の発生回数よりも少ない 場合に前記閾値レベルを変更するために前記制御信号を発生する制御手段とを含 んでいる、ビデオ信号処理装置。 ２．前記制御信号が、前記閾値レベルの値に対応する値を持つ第２の計数値を表 わし、 前記制御手段が、前記第２の計数値を一方向にのみ変えることにより前記閾値 レベルを増加させそして減少させる、請求項１記載のビデオ信号処理装置。 ３．前記制御信号が、前記第２の計数値を表わすディジタル信号を含んでおり、 前記閾値レベル変更手段が、前記閾値レベルを発生す ために前記ディジタル信号に応答するディジタル・アナログ変換器を含んでいる 、請求項１記載のビデオ信号処理装置。 ４．前記制御手段が第２の計数値を発生し、 該第２の計数値は、前記第１の計数値が前記所定の値に等しくなると第１の方 向に変更され、 該第２の計数値は、前記第１の計数値が前記所定の値に等しくないと前記第１ の方向と反対の第２の方向に変更され、 前記第２の計数値が所定の値になると前記閾値レベルを変更するために前記制 御手段が前記制御信号を発生する、請求項１記載のビデオ信号処理装置。 ５．前記制御信号が、前記閾値レベルの値に対応する値を持つ第３の計数値を表 わし、 前記制御手段が、前記第３の計数値を一方向にのみ変えることにより前記閾値 レベルを増減させる、請求項４記載のビデオ信号処理装置。 ６．前記基準信号成分が、前記ビデオ信号の前記部分の期間に周期的な振幅の変 更を呈し、 前記第１の計数値が、前記基準信号成分の前記周期的振幅変化に対応する、前 記出力信号のいくつかの振幅変化を表わす、請求項５記載のビデオ信号処理装置 。 ７．前記基準信号成分の前記周期的振幅変化以外の、前記ビデオ信号の振幅変化 が前記第１の計数値に影響を及ぼすのを防止するために、前記ビデオ信号路内に フィル タ手段を含んでいる、請求項６記載のビデオ信号処理装置。 ８．前記フィルタ手段が、前記ビデオ信号を前記出力信号発生手段の入力に結合 させる低域フィルタと、 前記出力信号を前記第１のカウンタに結合させるスパイク・フィルタとを含ん でいる、請求項７記載のビデオ信号処理装置。 ９．前記スパイク・フィルタがディジタル・フィルタである、請求項８記載のビ デオ信号処理装置。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．ビデオ信号を処理する装置であって、前記ビデオ信号は各水平ライン期間 の始まりを示す水平同期パルス、および前記水平ライン期間の少なくとも１つの 期間の間に生じる補助情報成分を含んでおりζ該補助情報成分が基準成分とデー タ成分とを含んでおり、 前記ビデオ信号に結合される入力を有し、第１および第２の値の中の一方をと る出力信号を発生する出力信号発生手段であって、前記出力信号は、前記ビデオ 信号が閾値レベルを超えるとき前記第１の値をとり、前記ビデオ信号が前記閾値 レベルより小さいとき前記第２の値をとる前記出力信号発生手段．と、 前記閾値レベルを発生し、制御信号に応答して前記閾値レベルを変更する手段 と、 前記出力信号中の前記基準成分を検出し、前記基準成分が検出される前記水平 ライン期間が所定のレートで生じるかどうかを決定し、前記基準成分が検出され る前記水平ライン期間が前記所定のレートで生じなければ、前記閾値レベルを変 更するために前記制御信号を発生する制御手段とを含んでいる、前記ビデオ信号 を処理する装置。 ２．前記制御手段が、前記基準成分の検出に応答して計数値を発生する手段を 含んでおり、 前記補助情報成分を含むことが予期される前記水平ライン期間の１期間の間に 前記基準成分が検出されると、 前記計数値は第１の方向に変更され、 前記補助情報成分を含むことが予期される前記水平ライン期間の１期間の間に 前記基準成分が検出されないと、前記計数値は第２の方向に変更され、 前記計数値が所定の値でないとき、前記制御手段が前記閾値レベルを変更する ために前記制御信号を発生する、請求項１記載の装置。 ３．前記基準成分は、前記補助情報成分を含んでいる前記水平ライン期間の各 々内の或る特定の期間の間に周期的な振幅変化を呈し、 前記制御手段が 前記補助情報成分を含むことが予期される前記水平ライン期間の各々内の前記 特定の期間の一部の間、前記出力信号中の振幅変動に応答して計数し、前記特定 の期間の前記一部の間に生じる前記基準成分の前記周期的振幅変動の数を表わす 計数値を発生する手段を含んでおり、該計数値が少なくとも所定の値であるとき 、前記基準成分の検出が示される、請求項１記載の装置。 ４．前記補助情報成分を含んでいる前記水平ライン期間の各々内の特定の期間 の間、前記基準成分が周期的振幅変動を示し、 前記制御手段が 前記補助情報成分を含んでいることが予期される前記水平ライン期間の各々内 の前記特定の期間の一部の間、前記出力信号中の振幅変動に応答して計数し、前 記特定 の期間の前記一部の間に生じる前記基準成分の前記周期的振幅変動の数を表わす 第１の計数値を発生する手段を含んでおり、前記計数値が少なくとも所定の値で あるとき、前記基準成分の検出が示され、 前記計数手段は前記基準成分の検出を示す前記第１の計数値に追う津緒して第 ２の計数値を発生し、 前記補助情報成分を含んでいることが予期される前記水平ライン期間の１期間 の間に前記基準成分が検出されるとき、前記第２の計数値が第１の方向に変更さ れ、 前記補助情報成分を含んでいることが予期される前記水平ライン期間の１期間 の間に前記基準成分が検出されないとき、前記第２の計数値が前記第１の方向と は反対の第２の方向に変更され、 前記第２の計数値が所定の値でないとき、前記制御手段が前記閾値レベルを変 更するように前記制御信号を発生する、請求項１記載の装置。 ５．前記制御手段からの前記制御信号が所望の閾値レベルを表わすディジタル 信号を含んでおり、前記閾値レベル変更手段が、前記ディジタル信号に応答して 前記閾値レベルを発生するディジタル・アナログ変換器を含んでいる請求項４記 載の装置。 ６．前記基準成分の前記周期的変動以外の前記ビデオ信号中の振幅変動が前記 計数手段により発生される前記計数値に実質的に影響を及ぼさないようにするた めに、前記ビデオ信号路にフィルタ手段を含んでいる、請求項 ３記載の装置。 ７．前記フィルタ手段が、前記ビデオ信号を前記出力信号発生手段の前記入力 に結合する低域通過フィルタと、前記出力信号を前記制御手段に結合するスパイ ク・フィルタとを含んでいる、請求項６記載の装置。 ８．前記スパイク・フィルタがディジタル・フィルタである請求項７記載の装 置。