CN1041484C - 辅助视频信息解码器中数据限制器的偏压控制装置 - Google Patents

Abstract

辅助视频信息解码器用于提取从视频信号来的辅助视频信息，它包括数据限制器及供调节限制器限制电平的装置。限制电平被快速调整直至检测到辅助视频信息信号的参考分量为止，所预期的辅助视频信息信号的参考分量出现在视频信号的一个显示间隔。在检测到参考分量的显示间隔后计数递增；在未检测到参考分量的显示时间后计数递减。当计数至少是预定数时，限制电平的调节结束。此装置使限制电平迅速适应长周期视频信号幅度的显著变化并在视频信号幅度中出现瞬时变化时，保持不变的限制电平。

Description

辅助视频信息解码器中数据限制器的偏压控制装置

本发明涉及检测在垂直消隐期间存在于视频信号中的信息。视频信号一般包括垂直显示间隔，或有多个水平行间隔的场，例如在NTSC电视制式中每场有262.5行。通过在复合视频信号中含有的各自的垂直与水平同步脉冲来辨识出每个垂直与水平间隔的起始点。在每个垂直间隔的部分时间里，视频信号中的信息可以不是供显示用的。例如，每一场中一个垂直消隐间隔近似地持续前20个水平行间隔。此外，邻近于垂直消隐期的某些行间隔，例如第21行，可以是在视频显示的过扫描区内而且是看不见的。

由于在消隐和过扫描间隔期间没有显示图象信息，就使得有可能把辅助信息成分，例如电视图文或闭路字幕数据插入到这些间隔中去。例如联邦通讯委员会(FCC)标准规定了每种辅助信息的格式，包括在垂直间隔内信息的定位。例如，现行的闭路字幕标准(见47CFR§§15.119及73.682)规定对应ASCII字符的用作闭路字幕的数字数据必须在第1场的第21行。进一步修改该标准可以允许如闭路字幕数据的辅助信息位于其它行，例如每场的第21行。

利用一解码器从视频信号中提取出辅助视频信息。解码器的重要部件是数据限制器。数据限制器可以是电压比较器，该电压比较器将携载着辅助视频信息的视频信号加至一个输入端。为了获得最优性能，在比较器的第二输入端的参考电压或“限制”电压应该是在辅助视频信息信号峰-峰振幅的中点。于是，比较器的输出就会提供在视频信号中所含有的辅助信息的二进制信号表示。

不变的限制电平并不适合于所有的视频信号。视频信号电平可以依据视频信号源而变化。在变化的视频信号电平情况下使用不变的限制电平会使所抽取的数据不合需要地偏置于逻辑0或逻辑1，从而导致错误的数据抽取。例如，如果视频信号范围在0 IRE至20IRE，则10 IRE限制电平是合乎需要的，当视频信号范围在0 IRE至50 IRE时，25 IRE限制电平是合乎需要的。如果信号在0 IRE至20IRE范围情况下把25 IRE用作限制电平，那么永远也提取不出逻辑，因为信号决不会超过限制电平。因而，这就要求将限制电平加至输入视频信号幅度上。

诸如闭路字幕数据的辅助信息成分的格式包括了采用合适的限制电平功能的措施。如FCC标准规定，在“内部运行时钟”(RIC)所指示的有7周期的正弦参考波形脉冲的视频信号“后沿”以后，闭路字幕信号就在第21行开始。辅助视频数据信号的RIC参考分量在第21行的后半个间隔跟的是代表实际闭路字幕数据的数据信号分量。闭路字幕数据标准规定RIC信号的振幅等同于数据信号的振幅。因此，RIC信号振幅的平均值就是随后的数据信号的合适的限制电平。

产生限制电压的一种方法是对正弦形式的RIC信号积分并且把产生的直流(DC)电压用作数据限制器的偏压。由于在辅助视频数据发生的间隔(例如闭路字幕数据从第21行至下一行的间隔)里漏电流使电容器放电，这就要求大的积分电容器以避免限制电压因此而变化。但是，当改变限制电平时，大电容器需要长的积分时间来响应视频信号电平中的变化。例如在闭路字幕信号中，RIC信号仅以33.3ms间隔(一帧视频的周期)存在14μs(500KHz正弦波的7个周期)。为了响应信号电平的突然变化，要求大电容响应时间约为1秒量级。在响应间隔期间大量的辅助视频信息就可能检测不出来。

把辅助视频信号解码器包含在视频信号处理集成电路(IC)中是合乎需要的。但是，一个大的积分电容器对包含在IC中来说就显得太大了。为了连接外部的积分电容就需要额外增加IC的插头。

虽然有可能设计出具有小到足以包含在IC中的器件尺寸的快速积分器，但是这样的设计结果达到了密集限度，对集成电路设计来说这是不实际的。更明确地说，IC参数在生产过程中会变化。具有密集限度的设计是不相容的(产生出不希望的或不合需要的性能)，这是在IC生产过程中参数变化的结果。

本发明的目的是解决上述问题，并提供解决该问题的辅助视频信息解码器。

根据本发明的一个方面，辅助信息解码器包括数据限制器及供调节数据限制器中限制电平的装置。限制电平调节装置包括供检测辅助信息信号中参考分量的装置和供产生出参考分量被检测到次数的计数装置。调节限制电平直至检测到参考分量时才作出调节。在检测到参考分量的显示间隔后，计数就递加而在未测到参考分量的显示间隔后，计数就递减。当计数至少是预定数时，限制电平调节就停止。

通过参考有关附图可以更好地理解本发明，其中：

图1示出了辅助视频信息信号波形的一个实例；

图2以框图形式示出了一部分根据本发明包含了辅助视频信号提取装置的视频信号处理系统；

图3和图4部分地以示意图形式及部分地以框图形式示出在图2中以框图形式示出的器件实施例；

图5和图6示出了视频信号波形，这对理解图2、3和4中所示出的装置的工作是有用的；

图7和图8是流程图，它说明了图2、3和4中所示装置可选择的工作模式；

图9示出了按照本发明的辅助视频信号提取装置的一个可选实施例的框图；

图10A和图10B以电路图形式示出了在图9中以框图形式画出的滤波作用的示例性实施例。

图中所示本发明的一个示例性实施例将结合下文符合FCC标准的闭路字幕信号在下面详细地叙述；在图1中画出了闭路字幕信号。如以下进一步所述，本发明也可以适用于提取其它形式的辅助视频数据，例如电视图文。

图2中所示的视频信号处理系统部分将随着深入地讨论而作简要的叙述。在图2中，耦合电容CIN将输入视频信号VIDEO耦合到黑色电平箝位器210。耦合电容CIN的典型值是1μF。在从控制μC200(例如Motorola MC68HC05)来的控制信号TGC所确定的间隔里，黑色电平箝位器210能把信号VIN的电平箝位于与所要求的黑色电平参考电压VREF相关的电平上。黑色电平箝位器210的工作在下面会进一步叙述。黑色电平箝位器210的输出信号VIN与数据限制器230及同步脉冲分离器240连接，通过将信号VIN与各自的参考电压电平US和V0作比较，就对应地产生出输出信号“被限制的数据(SLICED DATA)”和“分离的同步脉冲(SEP SYNC)”。

信号SLICED DATA是信号VIN中信息的二进制表示。信号SEP SYNC是同步波形，具有与信号VIN中的同步脉冲相对应的脉冲。由于信号SEP SYNC是从实际的视频信号中分离出来的，信号SEP SYNC中的同步脉冲提供了视频信号中使人感兴趣间隔实际上出现时刻的精确表示，例如第21行。通过在图2中未示出的电路可以使用信号SEP SYNC，所述电路截获在信号SLICED DATA上的二进制辅助视频信息。例如，当信号SLICED DATA上正出现辅助视频信息的二进制值表示时，就利用信号SEP SYNC去产生一个启动信号以启动截获电路。例如，分离的启动信号会启动移位寄存器以开始移进(截获)信号SLICED DATA上的数据值。

参考源220产生参考电平VREF、VS和V0。从控制μC 200来的信号VR是参考源220的一个输入，该参考源220控制参考电平VS的值。如以下进一步所述，参考电平变化的能力允许把限制电平适应于视频信号VID EO的幅度特性。

在图2所示的实施例中，适配的限制电平也加到计数器250上。在来自控制μC 200的一个或多个控制信号(在图2中标记为“计数器控制”)所指定的间隔里，启动计数器250去计数在信号SLICEDDATA上出现的脉冲。控制μC 200所确定的计数间隔是与所希望要出现辅助视频信号的参考分量(例如内部运行时钟RIC)的间隔相符的。在RIC间隔结束后，就检测计数值。计数值等于期望值，表明已经检测到RIC脉冲的所期望的脉冲数而且证实了现在的限制电平对于提取辅助视频信息是合适的。如果计数值不等于所期望的值，那么就要通过修正信号VS值来调节限制电平。

作为所述工作的例子，通过在信号SYNC上计数行同步脉冲，控制μC 200监测着SYNC以确定何时第1场的第21行出现。在第21行起始点的一个延时以后(例如软件延时程序或硬件延时)，控制μC 200启动计数器250。在RIC间隔内选择延时值。于是在一段时间里进行计数，这段时间近似地持续RIC信号的整数个周期。如果限制电平调节得合适，计数值应等于在计数时间里出现的RIC波形的峰数。根据图1所示的时序，如果限制电平调整得合适，12μs的延时及8μs的计数时间应产生出的计数值为4。(在8μS计数时间里出现500KHz RIC波形的4个周期)。

在图3至6中更详细地示出了以上所述的部件特征。图3示出了图2中黑色电平箝位器210、参考源220、数据限制器230及同步脉冲分离器240的示例性实施例。图4示出了图2中内部运行时钟(RIC)计数器250的示例性实施例。参考标号在图2和图3中是一样的并且在图2和图4中也是一样的，这些参考标号表示了相对应的部件。

在图3中黑色电平箝位器210包括了发送门(TG)302、或非门304、比较器306及电阻R1与R2；参考源220包括4-1 MUX 360及电阻R3～R9；比较器230和240分别是数据限制器230和同步脉冲分离器240的实施例。

论及黑色箝位器210，或非门340的输出控制了TG302以便当或非门304的输出是逻辑1时使TG302将电源VCC与电阻R1接通耦合。或非门304输出端的逻辑0电平使TG302变为不导通，从而将电源VCC与电阻R1去耦合。TG302典型地是采用MOSFET晶体管制成的。当TG302导通时，它呈现为与穿过MOSFET晶体管的源-漏路径相联系的电阻特性。该电阻值依赖于MOSFET晶体管的设计参数(例如晶体管的宽度)。

只要从控制μC 200来的控制信号TGC为逻辑0且比较器306的输出为逻辑0，或非门304就产生出逻辑1以使TG302导通。比较器306将信号VIN的值与参考电平VREF作比较。信号VIN的值超过参考电平VREF就导致比较器306的输出变为逻辑1，因而导致TG 302不导通。当导通时，TG 302与电阻R1相对于电阻R2呈现出预定的电阻比，如图3所示为11∶100。电阻R1与R2的连接点与信号VIN相接而形成反馈回路。

假设信号TGC为逻辑0，为了在水平行周期中的同步间隔与消隐间隔里对结点VIN充电和放电，反馈回路和电阻比就响应视频信号电平而起作用，从而在信号VIN上建立了所要求的黑色电平。更具体地说，当TG302是截止(不导通)时，结点VIN上的DC电平通过电阻R2放电。当TG302被启动(导通)时，结点VIN通过TG302和电阻R1充电，同时通过电阻R2放电。由TG302和电阻R1与电阻R2所建立的电阻比产生的充电率超过放电率，其结果就形成对结点VIN的净充电电流。

为了更好地理解黑色电平箝位器210的工作，假设结点VIN最初放电到0伏。在这种条件下，在视频的行同步及消隐间隔期间，信号VIN的电平小于参考电平VREF。于是在比较器306的输出产生逻辑0，启动TG302并且导致在同步与消隐期间对结点VIN充电。在多个行间隔后，净充电电流使在结点VIN上的DC电平增加，直至在消隐间隔期间结点VIN的电平超过参考电平VREF，以及在同步间隔期同结点VIN的电平小于参考电平VREF为止。由此，在消隐间隔期间比较器306的输出将是逻辑1，使TG302截止并且引起结点VIN放电。在同步间隔里，结点VIN的电平小于参考电平VREF而使结点VIN充电。

选择充电路径(TG302的电阻加上电阻R1)和放电路径(电阻R2)的电阻值使得在结点VIN的DC电平近似地等于参考电平VREF时，同步间隔的放电等于消隐期间的充电。产生的平衡条件把结点VIN的DC电平箝位于参考电平VREF。

所述的操作是以放电路径与充电路径的电阻比为基础的，这样的电阻比是与特定的视频信号技术规范相联系的同步时间和消隐时间所确定的。在图3中所示的100R(放电)与10R(充电)的电阻比对于NTSC标准信号是适合的。其它信号标准会要求不同的电阻比。

如果箝位电路是包含在集成电路(IC)中，那么以电阻比为基础而建立的箝位作用是特别合乎需要的。在IC制备过程中参数的变化会引起具体电阻值的显著变化。但是可以把电阻比控制到严格的公差范围内。还应指出可以采用除了图3中所示的方法之外的其它方法来实现黑色电平箝位。

正如所述，在每一行间隔里，基于有特定持续时间的同步和消隐间隔，箝位器210建立于所需要的黑色电平。在垂直间隔里，同步和消隐间隔没有固定的持续时同(例如宽垂直脉冲与窄均衡脉冲)。如果箝位器210在垂直间隔期间工作，变化的脉冲特性会引起箝位器不合适地变动了结点VIN上的黑色参考电平。为了避免黑色电平的显著变化，在垂直同隔里控制μC 200将信号TGC置为逻辑1，使箝位器210的反馈回路截止并且在垂直同隔里使结点V1N通过电阻R2相对慢地放电。当箝位操作在垂直间隔后重新恢复时，在结点VIN上所需要的黑色电平也迅速恢复。

如上所述，图3还示出了根据图2的参考源220的一个示例性实施例，这个参考源包含电阻R3～R9及MUX 360。电阻R3～R9形成电阻阶梯，它提供多个参考电平，这些参考电平值是取决于这些电阻值的比，如前所述，规定电阻比而不是规定电阻值对集成电路实现来说是合适的。

图5示出了图3中装置所产生的参考电平之间的关系及示例性的视频信号波形，该波形的最大峰峰(100 IRE)振幅为1.9伏。对应于图1所示的辅助信息信号振幅，图5中所示的白向幅度为50 IRE。

在MUX 360输出端的数据限制器参考电平VS接到比较器230的输入端以建立数据限制电平。如以下进一步解释的，控制信号VR0和VR1导致MUX 360选择限制器参考电平VS的4个值中的一个(V1＝15 IRE，V2＝25 IRE，V3＝35 IRE，V4＝45 IRE)。MUX360允许数据限制电平根据需要而适应于视频信号的振幅。黑色电平箝位器210的参考电平VREF是在电阻阶梯的电阻中点(也就是电阻R7和R8的连接点或总共250 R中的150 R处)而产生的，对于电源VCC等于5伏的情况，参考电平VREF等于2.5伏。同步参考电平V0是在电阻R8和R9的连接点而产生的并且接到比较器240的一个输入端以建立同步限制电平。

尽管对于标准同步脉冲幅度为-40IRE来说同步参考电平为-20 IRE会是适合的，然而图3标明的同步参考电平V0近似地等于-13.5 IRE。这是由于在TV信号中可能出现同步幅度的压缩，所以才选择所标明的同步参考电平值。例如，非标准的同步-视频信号幅度比可以在视频磁带提取信号时出现，所选择的-13.5 IRE同步参考电平允许比较器240准确地把同步脉冲从视频信号中分离出来，该视频信号含有被压缩到标称值1/2幅度的同步信号。

MUX 360所提供的电压选择为数据选择器230提供了限制电平的范围，在没有要求大的MUX的条件下也能使限制电压充分地适应视频信号的变化。为了使所要求的控制信号数及实现MUX功能所要求的器件数最少，限制MUX 360的尺寸是合乎需要的。例如，在集成电路(IC)实现时，增加MUX的容量就会在IC芯片上需要更多的晶体管和更大的面积。在IC中，MUX 360仅需要二个控制信号并且利用4个传送门就可以实现。

图5示出了相应于图3中参考电平的相对于峰峰视频信号为1.9伏的各个电压值。如图5所示，输入到MUX 360的电压V2提供了2.84伏的限制电压，它近似地等于1.9伏峰峰视频信号的25 IRE电平。对于有10 IRE正向偏移的视频信号情形，2.98伏电压V3是合适的限制电平。这种类型的偏移可以在视频磁带上所录制的视频信号中出现，这是作为防止未批准地复制预先录好的视频节目的部分方法。

可以选择两个另外的偏置电压，即V1和V4，用作最优数据限制以将限制电平适应于系统参数对它们的标称值的较大偏离。这些系统参数的实例为：

(a)视频输入信号振幅不同于1.9伏的峰峰视频信号(100 IRE的白色信号)；

(b)在数据限制器比较器230中偏置电压变化(例如+/-30mV)；

(c)对于电阻阶梯的VCC变化(例如：+/-0.5伏)；

(d)在电阻阶梯中电阻比的变化(例如+/-2％)。

影响限制电平的最重要参数之一是视频信号振幅的变化。利用以上所列参数的示例变化值，可计算出(b)、(c)、(d)三项的综合影响会使限制电平从标称值偏离85mV(6 IEE)。

对参考源220的设计的各种修正对本领域的技术熟练者是显而易见的。例如，可以采用其它的电阻阶梯结构和选择不同数目输入端的MUX。于是，所要求的实施例就可以适应于各种各样的视频信号特性和标准。

如上所述，内部运行时钟(RIC)计数器250对在数据限制器输出端上的RIC信号脉冲(图2、3和4中的信号SLICED DATA)进行计数，以便当限制电平VS是正确地适应于视频信号时，产生出计数值RIC COUNT。图4中所示的计数器250的一个实施例包括了计数器402、404和456、D型触发器(DFF)452、与非门454和458以及反相器455。计数值RIC COUNT是以信号VIC 0与VIC 1表示的，它们是图4中计数器456的二个最低有效输出端所产生的。

关于图4的输入信号包括信号128FH，它用作计数器402的时钟信号。信号128FH具有是水平频率FH的128倍的频率或近似等于2MHz。信号128FH是可以在与视频接收器偏转电路中的锁相回路(PLL)相联系的计数器输出端上产生出的。信号LINE 21N是通过图2中的μC 200随着同步信号SYNC而产生的，用以表明所期望的含有辅助视频信息的视频信号间隔的出现，例如用于闭路字幕应用的第21行。信号LINE 21N是用于对计数器402和404复位，并且它是由例如μC 200产生的，μC 200计数由信号SYNC中的同步脉冲所标示的行间隔，直至所要求的行数目被确定为止。信号ENABLE分别启动和复位计数器456、且可由μC 200产生。信号WRON使计数器456在开始对RIC脉冲计数之前就复位。

在图6中示出了信号ENABLE和LINE 21N的时序。除了在所希望的辅助视频信息信号出现时间(第如第21行)以外，信号LINE21N都处于逻辑1，使得总是对计数器402和404进行清除(复位)。信号LINE21N变为逻辑0则启动计数器402和404。仅当第21行起始时近似为25μs的间隔里信号ENABLE为逻辑1以启动DFF452。

在DFF 452输出端的信号RICWND提供一个8μs宽的窗脉冲，它是在如图6所示的第21行开始后的12μs才出现的。选择窗脉冲的时序要持续在第21行的RIC间隔的8μs区域。所述的信号RICWND的时序是如下所说的方式产生的。

通过信号CLK对计数器404和DFF452计时，信号CLK是4位计数器402的最高有效输出端上产生的。信号CLK在2MHz信号128FH的每8个周期或每4μs就变化一次。通过信号CLK的反向跃变(逻辑1变到逻辑0)来对计数器402和404计时；而通过信号CLK的正向跃变(逻辑0变到逻辑1)来对DFF452计时。

在计数器402和404被启动后，信号CLK上的第一个跃变是正向跃变，这是在信号LINE 21N变为逻辑0后的4μs发生的。虽然这个跃变使DFF 452计时，但这时计数器404是全清的(所有输出均为逻辑0)，因为在信号CLK上没有出现反向跃变。由此，定时输入到DFF 452的逻辑0导致信号RICWND保持为逻辑0。在信号LINE21N转变到逻辑0后的8μs时信号CLK上出现反向跃变，导致计数器404的最低有效输出端(和DFF的D输入端)变为逻辑1。在信号LINE 21N变为逻辑0后的12μs时有信号CLK上的下一个正向跃变发生，导致信号RICWND变为逻辑1。在信号LINE 21N变为逻辑0后的第16μs时，在信号CLK上出现了反向改变，导致计数器404的最低有效输出变为逻辑0。因而，在信号LINE 21N变为逻辑0后的第20μs，在信号CLK上出现了下一个正向跃变，对DFF 452计时，导致信号RICWND回到逻辑0。在信号RICWND上产生的窗脉冲表现为所要求的8μs宽及相对于如图6所示第21行开始的12μs的延时。

当信号WRON及RICWND都是逻辑1时，亦即当计数器456未被复位的窗脉冲期间，通过与非门454被启动的计数器456用来对信号SLICED DATA上的RIC脉冲进行计数。在经过与非门458的计数达到3时(RIC0＝RIC1＝逻辑1)，就使计数器456被截止。计数为3表明RIC信号是被正确地限制了。这个特点防止了4位计数器456在已达到计数3后又绕回到计数0，从而防止了当RIC信号实际上出现且被正确限制时可能的假计数0。于是，计数3实际上表明在信号SLICED上至少已出现了3个脉冲。

修改图4中的装置是可能的。例如，4位计数器已用于计数器404及456，因为4位计数器是典型的数字“标准组件”。但是也可采用其它装置。计数器404可以用由信号CLK计时的揿动触发器来替换。计数器456可以是2位计数器。此外，因为在RIC间隔里出现RIC信号的7个周期，可以采用除了3之外的计数值，例如2、4或5。然而，当需要比计数4或5必需的(3个计数器级)少的计数器级(只有2级)时，与采用计数2相比计数3提供了抗扰动性。而且，如果在视频信号处理系统中存在另外的信号CLK源和对于DFF 452的输入信号，那么就有可能省去计数器402和404。例如，系统可以具有屏上显示(OSD)部件，它包括一个或多个计数器用于提供频率是水平行频率FH倍数的各种信号。

在8μs窗间隔结束后通过μC 200检测出图4中的信号RIC0及RIC1以确定计数值。对于图2、3和4所示的示例性实施例，当信号SLICED DATA的跃变使计数器456计数时，就对RIC信号脉冲进行计数。因而，如果没有跃变出现，例如如果数据限制参考电平总是超过最大的RIC脉冲幅度，则计数为0(RIC0＝RIC1＝逻辑0)。类似地，当在信号SLICED DATA上出现单个跃变时，就出现计数值1(RIC0＝逻辑1且RIC1＝逻辑0)。例如，当限制电平总是小于RIC波形脉冲的最小值时，从消隐电平至RIC波形的起始只出现一个跃变。

如果限制电平是设置在这两个极端值中间的一个点上，所公开系统的灵敏度是这样的，即限制电平对于理想限制电平(RIC信号峰峰范围的中点)的偏离不会防止计数器被计时到计数3。实验结果已表明当产生出计数3时，系统准确地提取出辅助视频数据。因而，可以期望计数为0(限制电平太高)、1(限制电平太低)或3(限制电平合适)，正如在图6A、6C和6B中分别示出的信号SLICED DATA的波形中所描绘的那样。

关于图6A和图6B，所示的RIC波形在超出限制电平的RIC波形的尖端处呈现有尖峰。显然要是这些尖峰足以对计数器计时，那么RIC COUNT就不用相应地如图6A和6C所示的那样是0和1了。但是，图6所示的信号SLICED DATA是从利用图2中一个可选实施例的图6所示信号VIDEO中产生出来的。这种可选实施例包含有下面要进一步描述并在图9和10中示出的滤波部件。简要地说，滤波把所述的尖峰在计数器250之前去掉而低通滤波器在数据限制之前对视频信号滤波。如图6所示，低通滤波器把RIC信号幅度的幅值减小到小于图1和5中所示的标称为50 IRE的幅度值。

只要产生出计数3，就不需要去修正限制电平。如果μC 200检测到的计数为0，那么通过μC 200选择图2中信号VR的不同值(在图3中是MUX 360的控制信号VR0和VR1)就可以减小限制电平。例如，参阅图3，如果限制参考电压VS的现在值是电压V2，那么通过改变控制信号VR以选择电压V1，μC 200就能响应计数0。类似地，改变控制信号VR以选择电压V3或V4，μC 200就能响应计数1而增加限制参考电压。因此限制电平能够响应除3之外的计数值而被快速地修正。

所述的各部件提供了数据限制电平调节装置，它迅速地使限制电平适应于视频信号电平。更具体地说，由于在场1中行21每次出现后可以对限制电平作检测，系统能响应在每个视频帧间隔期间视频信号电平中的变化。此外，在μC 200控制下，限制电平调节可以在噪声背景中连续地操作。但是在某些条件下，要求限制电平保持不变，而不管视频信号电平的变化。例如，在短暂的过渡过程或信号“下降”期间限制电平应保持不变，以便当正常信号电平恢复时提供持续的数据提取。

所公开的装置寻找诸如通过提供对各种计数为0、1及3出现次数的监视而下降的条件。例如若RIC COUNT经常等于3偶而出现计数0或1，很可能限制电平是正确的而偶然的计数0或1是由于信号下降影响所造成的。于是就不需要改变限制电平。如果经常出现计数0，就要把限制电平调节到较低值而如果经常出现计数1，就要把限制电平调节到较高值。

监视特定计数值出现的频数可以这样实现，即例如，通过μC200执行一个程序把存储在μC 200内部寄存器里的值递增和递减。作为一个例子，考虑图7所示的流程图，利用二个标记为RICCNT0和RICCNT3的寄存器，描绘出μC 200在闭路字幕信息中所述的监测操作。寄存器RICCNT0作为一个“标志”，置1就意叶着出现计数为0。寄存器RICCNT1是一个多位寄存器，正象下面所述，它的值是可以递增和递减的。

在图7中，在寄存器初始化后，产生并检测到RIC COUNT的一个新值。如果RIC COUNT等于3，则系统推定存在正确的限制电平。结果是寄存器RICCNT0被清零而如果寄存器RICCNT3的值小于限定值，例如16，则寄存器RICCNT3的值就递加。应注意限定值除了16外例如7也是可以采用的，以减少所需的寄存器的位数以存储RICCNT3的值。当RIC COUNT是0而不是3时，RICCNT0被置位而RICCNT 3递减。在递减以后，检测RICCNT3的值。由于检测次数等于限定值(在图7中为16)就表明需要调节限制电平，RICCNT3等于0就表明RIC COUNT已经不是3。若RICCNT0在该时刻被置位，RIC COUNT的值为0表示应增加限制电平。寄存器RICCNT0被复位表示RIC COUNT是1(不是3也不是0)。其结果是，应减小限制电平。

于是，直到寄存器RICCNT3的值为0之前是不会调节限制电平的。结果，只有RIC COUNT从值是3变为不是3之后，经过延时，才调节限制电平。例如，如果RICCNT3是5，RIC COUNT对前5次检测已有值3，那么对限制电平就不作调节，除非RIC COUNT的下5个顺序的检测产生的值不是3。在这样的情况下，调节限制电平之前要引入5个检测间隔的延时。最大的延时等于RICCNT3的限定值，例如图7中的16次检测间隔。

在必要时图7所述的方法就迅速地调节限制电平，因为程序会按照需要增加或减少限制电平。如上所述，这是通过改变图3中MUX 360的控制信号VR0和VR1的值来完成的。控制信号VR0和VR1可以在2位计数器的输出端产生。例如，对计数器递加可以产生出信号VR0和VR1的一个新值，这就会选择限制参考电平VS的较高值。对计数器递减则选择较低的限制电平。

对于图3所示的示例性实施例，其中要是可能的参考电平小，就没有必要包含决定是否应该增加或减小限制电平的能力。例如，如果采用二位计数器去产生信号VR0和VR1，计数器就可以只在一个方向计数，而如果把计数器设计成环绕计数，就选择出所有可能的参考电平。这种方法在图8所示的流程图中画出。

在图8中，对限制电平的唯一调节是“增加”限制电平。当达到最大限制电平时，如图3中的电压V4，下一次“增加”实际上导致选择最小限制电压，如图3中的电压V1。因而，如前段所述，电压选择就环绕进行。如果选择过程必须顺序经过所有可能的限制电平值，那么要达到合适的限制电平，图8所述的方法比图7所述的方法要稍慢些。但是，用软件实现图8的方法需要少些的指令。

如上所述，图9和图10表示了图2中装置的另一种可供选择的实施例。图9的装置与图2的装置所不同的是图9的装置包含有低通滤波器1160和尖峰滤波器1170。图9中的部件200至250对应于图2中相同标号的部件。

低通滤波器1160可以采用如图10A所示的单极RC型低通滤波器来实现。图10A所示的电路在700KHz有一个极点，并且对内部运行时钟正弦波的幅度从标称的50IRE值减小大约80％(见图1和图5)，如图6可见到的那样。相对于数据信号幅度减小内部运行时钟波形幅度是有利的，因为减小RIC值的变化范围就相应地减小了限制电平必须的调节范围。

尖峰滤波器1170是在数据限制器230的输出端插入到信号路径中的。尖峰滤波器1170改善了所设置限制电平的精度，因为类似于低通滤波器的作用，通过消除图6所示的视频波形的RIC部分上的尖峰就使RIC的幅度范围减小了。图10B示出了尖峰滤波器的数字化实施例。图10B中的电路消去了从数据限制器输出的所有窄于280ns的脉冲而让宽于420ns的所有脉冲通过。因此，由于限制器偏移在接近于视频输入中内部运行时钟脉冲正或负的尖端值，如果数据限制器输出脉冲足够窄，尖峰滤波器就消除掉数据限制器产生的输出脉冲。图6所示的波形证实了尖峰滤波器的作用。

Claims (13)

1.一种用于处理视频信号的设备，该视频信号包括一个在视频信号部分期间的参考信号分量；

一种装置，它响应于所述视频信号用来产生一个输出信号，当所述视频信号以第一方向达到阈值时产生具有第一值的输出信号，而当所述视频信号以第二方向到达阈值时，产生具有第二值的信号；

用于根据一个控制信号修改所述阈值的与上述响应装置相连接的装置；

一个计数器，它响应于所述输出信号，用来产生代表每个所述视频信号部分期间所述输出信号由第一值变到所述第二值的第一计数；及

控制装置，与所述修改装置和所述计数器相连接，用来在每个所述视频信号部分之后确定所述第一计数是否等于一个预定值，和当所述预定计数值出现的比预定出现的频率少时，产生所述控制信号以修正所述阈值。

2.根据权利要求1的用于处理视频信号的设备，其特征在于

所述控制信号代表一个具有相应于所述第二门限电平值的第二计数；及

所述控制信号通过只在一个方向改变所述第二计数增加和减少所述阈值。

3.根据权利要求1的用于处理视频信号的设备，其特征在于

所述控制信号包括一数字信号；及

所述阈值修正装置包括一个数-模转换器，它响应于所述数字信号用以产生所述阈值。

4.根据权利要求1的用于处理视频信号的设备，其特征在于

所述控制装置产生一个第二计数；

所述第二计数当所述第一计数等于所述预定值时被以第一方向修改；

而当所述第一计数不等于所述预定值时以第二方向修改所述第二计数；及

所述控制装置当所述第二计数为预定值时产生所述控制信号以修改所述阈值。

5.根据权利要求4的用于处理视频信号的设备，其特征在于

所述控制信号代表一个具有响应于所述阈值的第三计数；及

所述控制装置通过只在一个方向改变所述第三计数来增加或减小所述阈值。

6.根据权利要求5的用于处理视频信号的设备，其特征在于

所述参考信号分量在所述视频部分期间呈现周期幅度变化；及

所述计数代表所述输出信号响应于在所述参考信号分量中的几个所述周期幅度变化的许多幅度变化。

7.根据权利要求6的用于处理视频信号的设备，其特征在于还包括滤波器装置，该滤波器设于所述视频信号通道中，用来基本上防止参考信号分量的所述周期幅度变化以外的在所述视频信号中的幅度变化影响所述第一计数。

8.根据权利要求7的用于处理视频信号的设备，其特征在于所述的装置包括：

一个低通滤波器，将所述视频信号耦合到所述输出信号产生装置的输入端；及

尖峰值滤波器，用来把所述输出信号耦合到所述计数器。

9.根据权利要求8的用于处理视频信号的设备，其特征在于所述尖峰滤波器是一个数字滤波器。

10.一种用于处理视频信号的设备，具有包括在所述视频信号的多个水平显示间隔的每一个的期间中的参考信号间隔之内的参考信号分量，其特征在于所述设备包括：

用于确定在各个所述参考信号间隔期间内与参考电平交叉的所述参考信号参量的信号转移的数目的装置；

用于响应在超过一个所述参考信号间隔期间内所述数目少于预定数目，而在所述多个水平显示间隔之后修正所述参考电平的装置。

11.用于解码包括在视频信号中的辅助信息的设备，其特征在于包括：

用于提供具有响应于与参考电平交叉的所述视频信号的各个信号转移所产生的信号转移的输出信号的数据限制器；

响应于所述输出信号，用于产生表示在一个间隔中出现的所述输出信号的所述信号转移的数目的第一计数的计数器；

响应于二进制值用于产生所述参考电平的装置；

响应于所述第一计数，用于仅在一个方向上修正所述二进制值以增加所述参考电平和减少所述参考电平的控制装置。

12.根据权利要求11的用于解码包括在视频信号中的辅助信息的设备，其特征在于：

所述计数器在包括在多个间隔中的各个间隔期间内产生所述第一计数；

所述控制装置包括这样的装置，用于在包括在所述多个间隔内的各个间隔之后估算所述第一计数，并在所述第一计数表示一预定数目期间内产生代表所述间隔数目的第二计数。

13.根据权利要求12的用于解码包括在视频信号中的辅助信息的设备，其特征在于：

所述控制装置响应于所述第二计数代表的第二预定数目修正所述二进制值。

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