JPH08500711A - インタキャリア音声及び自動微同調用補助中間周波増幅器を有するビデオ中間周波増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 テレビジョン受像機において、選択されたテレビジョン信号に応答する下向周波数変換器は、第１及び第２中間周波増幅器のそれぞれの入力信号としてそれぞれの第１及び第２出力信号を供給する。下向周波数変換器は、ＡＦＴ信号に応答して制御された周波数から発振を発生する局部発振器を含む。第１中間周波増幅器は、結果的に、第１中間周波増幅器の応答が下向周波数変換された画像キャリア用にて実質的に減少する第１隣接チャネル音声キャリアトラップ及びインチャネル音声キャリアトラップを含む。第１中間周波増幅器の応答に応じ、ビデオ検波器は、音声ビットが第１隣接チャネル音声キャリアトラップにより相対的に低いレベルに抑圧される合成ビデオ信号を発生する。第２中間周波増幅器は、第２隣接チャネル音声キャリアトラップを含む。インチャネル音声キャリアがそれからトラップされない第２中間周波増幅器の応答は、第１中間周波増幅器の応答が第１隣接チャネル音声キャリアトラップにより減少することほど、第２隣接チャネル音声キャリアにより下向周波数変換された画像キャリア用にて減少はしない。第２中間周波増幅器の応答からインタキャリア検波回路は、インタキャリア音声中間周波数の応答を検出するが、この応答はインタキャリア音声中間周波増幅器によって増幅され、このときＦＭ音声検波器により検出される。第２中間周波増幅器の応答に応じ、自動微同調検出器は、下向周波数変換器が含む局部発振器により発生された発振周波数を制御するように使用されるＡＦＴ信号を発生する。

Description

【発明の詳細な説明】 インタキャリア音声及び自動微同調用補助中間周波増幅器を有するビデオ中間周 波増幅器技術分野 本発明は、テレビジョン受像機又はテレビジョン信号記録装置に合体するテレ ビジョン信号受信機用中間周波数（以下“ＩＦ”という）増幅器に関するもので ある。発明の背景 本発明者中の一人によってテレビジョン受像機又はビデオレコーダに合体する に適合するように、すでに設計されたテレビジョン信号受信機は、選択されたテ レビジョン信号に応答して下向周波数変換された振幅変調のビデオ（又は画像） キャリア、及び下向周波数変換された周波数変調のオーディオ（又は音声）キャ リアを有するＩＦを発生する下向周波数変換器を備えている。下向周波数変換器 は、自動微同調（以下“ＡＦＴ”という）信号に応答して制御された周波数で発 振を起こす局部発振器を有している。このように発振された信号は、選択された テレビジョン信号とヘテロダインされてＩＦを発生する。第１及び第２出力信号 は、それぞれのフィルタによって下向周波数変換器から得られる。 下向周波数変換器から第１出力信号を発生するフィルタは、下向周波数変換さ れた周波数変調オーディオキャリアを抑制し、単に下向周波数変換された振幅変 調のビデオキャリアを選択する。そして、このフィルタは減衰度の大きい隣接チ ャネル音声キャリアトラップを有している。第１ＩＦ増幅器は、第１下向周波数 変換器の出力信号に応答して第１ＩＦ増幅器の応答を現し、ビデオ検波器は、第 １ＩＦ増幅器の応答に応じる合成ビデオ信号を発生する。この合成ビデオ信号は 、実質に音声ビットを有していない。なぜならば、減衰度の大きい隣接チャネル 音声キャリアトラップが第１ＩＦ増幅器に供給された中間周波数で隣接チャネル の音声キャリアを抑制するか らである。このような第１ＩＦ増幅器は、通常的にＰＩＸ ＩＦ増幅器とよばれ る従来のビデオＩＦ増幅器に相応する。 近年、音声キャリアのレベルは最初のテレビジョン放送標準方式であるＮＴＳ Ｃ方式のレベルから減少してきたが、初めは内部システム間の干渉を減少させる ためのケーブル放送装置により、その後は放送中の放送装置により減少してきて いる。これは、インタキャリア音声システムの雑音性能を最低とし、特に放送中 のテレビジョン信号の受信周辺領域でその性能を最低としている。隣接チャネル 音声キャリアから発生するビデオ検波応答で音声ビットを抑制するための相対的 に減衰度の大きい隣接チャネル音声キャリアトラップは、画像キャリアに対する 第１ＩＦ増幅器の応答をほぼ６dB程度で減少させるが、その結果、インタキャリ ア音声ＩＦの復旧程度を減少させる。第１ＩＦ増幅器応答のピーキングは、中間 帯域ビデオ信号に対応する周波数に対するものである。そこで、インタキャリア 過程から発生した中間帯域ビデオ信号に対した高調波歪みは、ビデオ検波器から 供給されたインタキャリア音声ＩＦ信号の干渉をＦＭ音声検波器で発生させるが 、このような干渉は適切な遮断節次の遂行を妨げる。 第１ＩＦ増幅器の応答に応じる従来のＡＦＴ検波器に対するプルイン（ｐｕｌ ｌ−ｉｎ）領域は、ビデオＩＦの中間周波数からプルインされるように設計され たので、ＡＦＴ検波器は、隣接チャネル音声キャリアを間違って固定させないで あろう。減衰度の大きい隣接チャネル音声キャリア除波トラップは、下向周波数 変換された音声キャリアが休止している周波数領域を通じ、第１ＩＦ増幅器の応 答が増加する周波数でかなり減少する。そこで、ＩＦに変わったビデオキャリア は、中間帯域のチャネル応答からほぼ−６dB以下のＩＦ増幅器の応答上の任意の ある地点に位置する傾向がある。減少したビデオキャリアは、第１ＩＦ増幅器の 応答に応じる従来のＡＦＴ検波器のプルイン特性に芳しくない影響を及ぼす。除 波トラップのない場合に対する干渉キャリア、又はビデオキャリア以外の強く持 続されたビデオ信号成分は、ＡＦＴ検波器を補捉して誤同調（ｍｉｓｔｕｎｉｎ ｇ）を発生させる。もちろん、ＩＦ増幅器を分離してＡＦＴ用として使用するこ とにより、ＡＦＴ検波器に対するより望ましいプルイン特性の提供には可能な方 法であるが、通常的にＡＦＴ用としてＩＦ増幅器を分離して使用する場合には、 追加的に受信機の費用が増加するという問題があって、家庭用で設計する場合に は限界があった。 本発明者中の一人により、すでに設計されたテレビジョン信号受信機において 、下向周波数変換器から第２出力信号を発生するフィルタは、下向周波数変換さ れた振幅変調のビデオキャリア及び下向周波数変換された周波数変調のオーディ オキャリアを選択し、減衰度の大きい隣接チャネルトラップを含む。このトラッ プは、下向周波数変換器から第１出力信号を発生するフィルタにおける隣接チャ ネル音声キャリアトラップより多少少ない除波を提供し、下向周波数変換された 音声キャリアが休止している周波数領域を通じ、その応答が増加する周波数でや や急な減少を現すようにする。このような多少少ない減衰度の隣接チャネル音声 キャリアトラップは、画像キャリアに対する第２ＩＦ増幅器の応答がわずかな２ dB程度で減少する。このような以前の設計において、下向周波数変換器から第２ 出力信号を発生するフィルタは、ビデオＩＦインチャネル音声キャリアと画像キ ャリアとの間のサドル（ｓａｄｄｌｅ）を有するが、前記音声キャリア及び画像 キャリア内における中間帯域のビデオＩＦは、ほぼ１０dB程度で減少する。従っ て、音声ＩＦ信号に干渉する二重の基底帯域ビデオ信号の危険が除去される。 画像キャリアに対する第２ＩＦ増幅器の応答は、ただ２dB程度で減少するため に本発明者は、入力信号として第１ＩＦ増幅器の応答より第２ＩＦ増幅器の応答 をＡＦＴ検波器の入力信号として使用し、ＡＦＴ検波器に対するより望ましいプ ルイン特性を得ようと努力した。ＡＦＴ検波は、要求されるようにビデオキャリ ア以外の他の信号によってより少なく影響する。しかしながら、もしもビデオＩ Ｆ インチャネル音声キャリアと画像キャリアとの間に、中間帯域ビデオＩＦがほぼ １０dB程度で減少する所定のサドルが存在すると、低周波数側においては長い領 域のプルイン特性が損傷される。前記サドルを多くともほぼ６dB程度、又はその 以下に存在するように減少させると、低周波数側において長い領域のプルイン特 性の損傷なく、ＡＦＴ検波器がビデオキャリア以外の他の信号によって補捉され る可能性を減少させる。サドルが完全に除去されても、音声ＩＦ信号に干渉する 二重の基底帯域ビデオ信号の危険は、ＰＩＸ ＩＦ増幅器から正規的に発見され ることより一層低い状態でやはり存在する。なぜならば、ビデオＩＦインチャネ ル音声及び画像キャリアは、第１ＩＦ増幅器の応答より、第２ＩＦ増幅器の応答 で一層強いからである。音声及びＡＦＴプルイン特性が一層よくなるにつれて、 第２ＩＦ増幅器の費用に対する商業的な正当化が提供される。発明の要約 本発明を実現するテレビジョン受像機又はビデオレコードに合体するに適合な テレビジョン受信機において、ビデオ検波用にて増幅されたビデオＩＦを提供す るためのＰＩＸ ＩＦ増幅器として使用された第１ＩＦ増幅器に加え、第２ＩＦ 増幅器は、インタキャリア音声ＩＦを出力するための検波器及びＡＦＴ信号を出 力するための検波器にて増幅されたビデオＩＦを提供するように使用される。下 向周波数変換器は、選択されたテレビジョン信号に応答して下向周波数変換され た音声キャリア及び下向周波数変換された画像キャリアを含むＩＦをそれぞれ有 する第１及び第２出力信号を提供する。前記下向周波数変換器は、ＡＦＴ信号に 応答して制御された周波数で発振を起こす局部発振器を含む。第１ＩＦ増幅器は 、第１ＩＦ増幅器の応答を有する下向周波数変換器により提供された第１出力信 号に応答する。その結果、第１ＩＦ増幅器は、第１ＩＦ増幅器の応答が下向周波 数変換された画像キャリア用にて実質に減少する第１隣接チャネル音声キャリア トラップ及びインチャネル音声キャリア トラップを含む。ビデオ検波器は、前記第１ＩＦ増幅器の応答に応じる合成ビデ オ信号を発生するが、この合成ビデオ信号は、第１隣接チャネル音声キャリアト ラップにより相対的に低いレベルに抑制された音声ビットを有する。第２ＩＦ増 幅器は、第２ＩＦ増幅器の応答を有する下向周波数変換器により提供された第２ 出力信号に応答し、第２ＩＦ増幅器の応答から前記インチャネル音声キャリアは トラップされない。第２ＩＦ増幅器は第２隣接チャネル音声キャリアトラップを 含んで、その結果、第２ＩＦ増幅器の応答は、前記第１ＩＦ増幅器の応答が第１ 隣接チャネル音声キャリアトラップにより下向周波数変換された画像キャリア用 にて減少することほど、下向周波数変換された画像キャリア用にて減少しない。 インタキャリア検波回路は第２ＩＦ増幅器の応答からインタキャリア音声ＩＦ応 答を検出するが、このとき、このインタキャリア音声ＩＦの応答はインタキャリ ア音声ＩＦ増幅器により増幅される。ＦＭ音声検波器は、増幅されたインタキャ リア音声ＩＦ信号に応答する音声信号を発生する。第２ＩＦ増幅器の応答に応じ 、ＡＦＴ検波器は、下向周波数変換器が含む局部発振器により発生された発振周 波数を制御するように使用されるＡＦＴ信号を発生する。図面の簡単な説明 図１は本発明を実現してテレビジョン受像機又はテレビジョン信号記録装置に 合体できる、高性能のＩＦ集積回路及びテレビジヨン信号受信機に含まれる周辺 回路を示すブロック構成図である。 図２は、図１に示した装置において、第１ＩＦ増幅器に先行する表面弾性波（ ＳＡＷ）フィルタに対する応答図である。 図３は、図１に示した装置において、第２ＩＦ増幅器に先行するＳＡＷフィル タに対する応答図である。 図４は、図１に示した装置において、インタキャリア音声及びＡＦＴ用にて使 用される第２ＩＦ増幅器での利得制御第１電圧増幅段に対する詳細な構成図であ る。 図５は、図１に示した装置において、インタキャリア音声及びＡＦＴ用にて使 用される第２ＩＦ増幅器での利得制御第２電圧増幅段、固定利得第３電圧増幅段 、及び直結合差動モード帰還回路を示す詳細な構成図である。 図６は、中間周波数に変わった画像キャリアを制限し、この画像キャリアがＩ Ｆに下向周波数変換されるとき、受信されたテレビジョン信号とヘテロダインす るための信号を提供するように使用される局部発振器の周波数を制御するＡＦＴ 信号を、このような制限されたキャリアから出力するために使用される図１に示 した装置の一部分に対する詳細な構成図である。 図７は、4.5ＭＨｚインタキャリア音声ＩＦを発生するために使用され、図４ に示した第２ＩＦ増幅器の後に接続される図１に示した装置におけるビデオ検波 器に対する詳細な構成図である。 図８は、図１に示した装置における図４に示した第２ＩＦ増幅器に対する過負 荷自動利得制御検波器を示す詳細な構成図である。発明の詳細な説明 図１において、空中からテレビジョンアンテナ１０により受信されることもあ るケーブルテレビジョンシステム、又はビデオテープレコーダからのテレビジョ ン信号は、無線周波数（ＲＦ）増幅器１１に提供される。ＲＦ増幅器１１は選択 されたテレビジヨン信号に対する増幅された応答を下向周波数変換器１２に提供 するが、この下向周波数変換器１２は、ＲＦ増幅器１１に同調して混合するため の一つのテレビジョン信号を選択する局部発振器１３を含み、発振器１３におけ る発振周波数に選択されたＲＦ信号を混合する混合器１４を含む。混合器１４は 、ＳＡＷフィルタ１５及び１６に提供されるＩＦ及びＩＦの映像周波数を発生す る。 ＳＡＷフィルタ１５は、第１ＩＦ増幅器１７に平衡形態で適用するためのＩＦ の映像周波数からＩＦを選択し、この増幅器１７からの増幅された第１ＩＦ増幅 器応答は、同相同期ビデオ検波器１８及 び直角位相同期ビデオ検波器１９に提供される。第１ＩＦ増幅器１７は、合成ビ デオ信号を復旧するための検波用のビデオ検波器１８に増幅された画像キャリア 及び画像キャリアの振幅変調側波帯を提供するので、増幅器１７は“画像”ＩＦ 増幅器又は“ＰＩＸ”ＩＦ増幅器とよばれる。同期ビデオ検波器１８，１９及び 第１ＩＦ増幅器１７は、図１に示した破線で表示されたモノリシック集積回路２ ０の範囲内において配列されることと同様である。ＳＡＷフィルタ１５は、テレ ビジョンＩＦ回路用の通常な周波数応答を有する。 図２は、使用されるビデオＩＦキャリア周波数を45.75 ＭＨｚとしたときのＳ ＡＷフィルタ１５の応答を示すもので、その応答は、隣接チャネル音声キャリア 周波数47.25 ＭＨｚで相対的に減衰度の大きい（＞４０dB）トラップを含む。こ のトラップは、45.75 ＭＨｚビデオＩＦキャリア周波数に対する応答がほぼ６dB 以下に下向傾斜されるようにする。インチャネル音声キャリア周波数41.25 ＭＨ ｚに対する応答は、ほぼ３０dB程度で減少する。ＳＡＷフィルタ１５は、フィル タの通過帯域全域にわたって線形位相応答を現す。このような応答の類型を現す ＳＡＷフィルタの一例としては、米国ペンシルベニア州エリーにあるムラタ社が 製造したＳＡＦ４５ＭＶＢ８０Ｚがある。 ＳＡＷフィルタ１６は、シングルエンデッド形態で第２ＩＦ増幅器２１に適用 するために、ＩＦの映像周波数から混合器１４により発生されたＩＦを選択する 。フィルタ１６の応答特性は、インタキャリア方法により音声ＩＦ信号の生成を 有用するように選択されており、これにより、第２ＩＦ増幅器は図１に示したよ うに、“インタキャリア”ＩＦ増幅器として名付けられる。第２ＩＦ増幅器から の増幅された第２ＩＦ増幅器応答は、集積回路２０内の増幅器２１と共に含まれ る強調キャリア検波器２２に提供される。強調キャリア検波器２２は、振幅変調 されたビデオキャリア及びＩＦに変わった周波数変調されたオーディオキャリア をヘテロダインし、それにより、ＮＴＳＣテレビジョン信号方式の場合に4.5 Ｍ Ｈｚで周 波数変調された差動キャリアとしての音声ＩＦ信号を発生する。高抵抗ソースか ら提供されたような強調キャリア検波器２２の応答は、集積回路２０の外部に位 置した並列キャパシタ２３によって低域通過フィルタリングされ、第２ＩＦ増幅 器２１の利得を制御するための自動利得制御（ＡＧＣ）信号に出力される。また 他の高抵抗ソースから提供されたような強調キャリア検波器２２の応答は、リミ ッタ２５に適用するためのインタキャリア音声ＩＦ信号を分離するために、集積 回路２０の外部に位置した4.5 ＭＨｚ中心周波数フィルタ２４によって帯域通過 フィルタリングされる。リミッタ２５は集積回路２０の音声出力信号を提供し、 集積回路２０の外部に位置している4.5 ＭＨｚ判別器回路２７を使用する一つの 類型のように示されるＦＭ検波器で制限されたインタキャリア音声ＩＦ信号を提 供する。このような判別器回路は、特定の例と言われるセラミックフィルタのＬ Ｃ回路を少なくとも含むこともできる。説明しない部分であるＦＭ検波器２６及 び前述したリミッタ２５は、集積回路２０内に配列される。集積回路２０の音声 出力信号は、拡声器に印加するために後続して増幅されることもでき、又は両者 択一に音声出力信号は、後続してステレオ音声検波器に提供されることもできる 。そして、集積回路２０の音声出力信号から導出される検波された左チャネル及 び右チャネルのステレオ音声信号は、以後に個々の拡声器に印加するために増幅 される。 インタキャリアＩＦ増幅器２１から提供された第２ＩＦ増幅器応答は、又集積 回路２０内のリミッタ２８に供給され、このリミッタ２８は、制限されたプッシ ュプルの第２ＩＦ増幅器応答を集積回路２０内のコンデンサ２９及び３０を通じ て集積回路２０の外部に位置したコイル３１に供給する。コイル３１は、キャパ シタ２９及び３０に反して同調して平衡形態の制限された第２ＩＦ増幅器応答の キャリア部分に対する名目上の直角位相応答を集積回路２０内のキャリア増幅器 ３２の入力として提供する。キャパシタ２９及び３０は、リミッタから増幅器３ ２への直流成分を遮断するが、この増 幅器３２は、増幅されたキャリアを集積回路２０内の強調キャリア検波器２２及 びＡＦＴ生成検波器３３に印加する。コイル３１は高い選択度を有し、これによ りキャパシタ２９及び３０に反する同調は、格段に周波数に依存する名目上の直 角位相シフトを提供する。下向周波数変換器１２で局部発振器１３の周波数及び 位相を制御するためのＡＦＴ信号を発生するため、ＡＦＴ生成検波器３３は、制 限された第２ＩＦ増幅器応答のそれぞれに対して増幅器３２によって提供された キャリアの位相を測定する。 図３は使用されているビデオＩＦキャリア周波数を45.75ＭＨｚと仮定する場 合のＳＡＷフィルタ１６の応答を示すもので、この応答は、事実上二重双峰の形 態である。双峰中の一番目は、41.25ＭＨｚでピークを有するが、この周波数は 、第１検波の処理中に音声キャリアから変わった中間周波数として、混合器１４ から発生するスーパーヘテロダイン効果によるものである。そして、二番目の双 峰はほぼ45.75ＭＨｚでピークを有するが、この周波数は第１検波の節次の間に 画像キャリアから変わった中間周波数である。また、ＳＡＷフィルタ１６の応答 は、隣接チャネル音声キャリア周波数47.2５ＭＨｚで相対的に減衰度の大きい（ ４０dB以上）トラップを含む。もしも、45.75ＭＨｚ画像キャリアが第２双峰で のピークより多少高い周波数で、その結果、画像キャリアがほぼ２dB以下にあっ ても、45.75ＭＨｚの画像キャリアの利得は、41.25ＭＨｚ音声キャリアの利得よ りは更に大きいであろう。それ以上、トラップ内の傾斜に下向しない画像キャリ アは、ＡＦＴ回路がインチャネル及び隣接チャネル音声キャリアから画像キャリ アを区別できるようにする。41.25 ＭＨｚでの双峰と約45.75ＭＨｚでの双峰と の間のサドル（ｓａｄｄｌｅ）は、このような周波数領域を通じてＡＦＴプルイ ン能力を維持し、一方では、約2.25ＭＨｚのビデオ基底帯域が4.5ＭＨｚに倍に なる場合に発生した音声ビットの減少を提供する単に約６dB程度の以下に位置す る。図３に示したように中間帯域での応答は、平坦に現われるために両者択一的 にサドルを完全に除去した り、又は図３に示した特性の間で減少することができる。 ＳＡＷフィルタ１６の応答が音声ＩＦ増幅器２１に提供する信号での41.25Ｍ Ｈｚ音声キャリアは、45.75ＭＨｚの画像キャリアから少なくとも１０dB程度の 以下に位置する。従って、ＡＦＴ検波器は、インチャネル音声キャリアによって 補捉されることができない。ＲＦ増幅器１１で受信され、混合器１４で下向周波 数変換されたテレビジヨン信号での画像キャリアに個別的な音声キャリアは、約 １８dB以下に位置するので、反対の受信条件が音声キャリアに個別的な画像キャ リアを無効とする場合でも、ＳＡＷフィルタの応答で平坦な帯域範囲の41.25Ｍ Ｈｚ及び約45.75ＭＨｚでの双峰は、インチャネル音声キャリアにより補捉され ているＡＦＴ検波器に対する危険なく、実質に同一の挿入損失のレベルであるこ ともある。 戻って図１を参照すると、電圧制御形発振器（以下、ＶＣＯという）は、集積 回路の外部に位置するタンクコイル３４及び集積回路内に位置する未説明部分３ ５を含むが、この部分３５は、タンクキャパシタンス及び再生増幅器を含む。こ のようなＶＣＯによって提供される名目上の画像キャリア周波数45.75ＭＨｚで の発振は、直角位相キャリアとして直角位相ビデオ検波器１９に直接的に印加さ れ、又、ｄｃ制御された名目上の９０゜位相シフタ３６を通じて同相キャリアと して同相ビデオ検波器１８に印加される。このようなＶＣＯ３４，３５及び第１ （ＰＩＸ）ＩＦ増幅器１７に対する応答からの発振は、リミッタ３７及び３８の それぞれに提供され、リミッタ３７及び３８での矩形波応答は、位相検波器３９ に提供される。この位相検波器３９は、電圧制御形発振器３４及び３５に対する 自動周波数位相制御電圧（ＡＦＰＣ）を発生する。集積回路２０の外部に位置し たＡＦＰＣフィルタ４０は、前記ＡＦＰＣ電圧を平滑に提供する。 同相ビデオ検波器１８によって検出されたビデオ信号は、集積回路２０の外部 に位置した4.5ＭＨｚ音声ＩＦトラップフィルタ４１を通じて通過される。音声 ＩＦトラップフィルタ４１のビデオ信号 応答は、第１（ＰＩＸ）ＩＦ増幅器１７，第２ＩＦ（インタキャリア）増幅器２ １に適用するための自動利得制御（ＡＧＣ）信号を出力するＩＦ−ＡＧＣ回路４ ２に提供され、ＲＦ増幅器１１に遅延した自動利得制御信号を出力するための遅 延されたＡＧＣ回路４３に提供される。集積回路の外部に位置するキャパシタ４ ４は、ＩＦ−ＡＧＣ回路４２によって出力されたＩＦ−ＡＧＣ信号を低域通過フ ィルタリングする部分としてＩＦ−ＡＧＣ回路４２の任意の地点から接地基準電 位の間に接続される。 また、音声ＩＦトラップフィルタ４１のビデオ信号応答は、ＶＣＯ３４及び３ ５からの発振がＰＩＸ ＩＦ増幅器１７から出力される信号での画像キャリアの 周波数及び位相に固定されているかの可否を検出するＶＣＯ固定検出器４５に提 供される。ＶＣＯ３４及び３５からの発振がＰＩＸ ＩＦ増幅器１７から出力さ れる信号での画像キャリアに固定されている場合、ビデオ変調に対する検波は、 基底線の電圧値から規定される方向に存在する。本発明の目的に特に関連する図 １の実施例において、もしも、ビデオＩＦ増幅器１７からの信号がインパルス雑 音により伴われないと、ＶＣＯ３４及び３５が固定されている場合に基底線の伝 達値＋２Ｖからシンクチップ上の電圧＋１Ｖに下向延長する陰の偏位（ｅｘｃｕ ｒｓｉｏｎ）を現すビデオ信号は、同相同期ビデオ検波器１８によって同期的に 検波される。ＶＣＯ３４及び３５が固定されていない場合に、同相ビデオ検波器 １８の動作は非同期的に遂行され、検波器の応答はＶＣＯ３４及び３５の発振及 びビデオＩＦ増幅器１７から出力される信号での画像キャリアの間の位相偏差に 対応して陽と陰で交番的に振動する。ＶＣＯ固定検出器４５は、基底線の電圧値 ＋２Ｖに対して約１／２以上の電圧の位相ビデオ検波器１８の振動される幅を検 出し、ＶＣＯ３４及び３５の発振とビデオＩＦ増幅器１７から出力される信号で の画像キャリアの間の固定が不足であることを表示する。ビデオＩＦ増幅器１７ から出力される信号にインパルス雑音が伴われる場合に、同相ビデオ検波器１８ の動作は非同期的に遂行さ れる。もしも、このようなインパルス雑音がフィルタリングされないと、検波器 の応答は、ＶＣＯ３４及び３５の発振とインパルス雑音が現われるＳＡＷフィル タ１５での応答が有する振動との間の位相偏差に対応して陽及び陰で交番的に振 動するのであろうし、このような振動が降下する時まで続けられる。チップ外部 のキャパシタ４６は、インパルス雑音に応答して発生する固定が不足差の表示を 抑制する低域通過フィルタリングの一部として、ＶＣＯ固定検出器４５のある地 点から接地基準電位に接続される。ＶＣＯ固定検出器４５は、維持された固定が 不足差に応答して位相検波器３９で表示を提供するが、前記位相検波器３９は、 ＶＣＯ３４及び３５のためのＡＦＰＣ電圧を発生する。固定状態の間にかなり高 い値を有する位相検波器３９の利得は、固定状態ではない間に持続される固定が 不足差の表示に応答して減少する。位相検波器３９の利得がこのように減少する につれ、ＶＣＯ３４及び３５が固定されることのできる周波数の範囲は拡張され る。 同相ビデオ検波器１８により検波され、4.5ＭＨｚ音声ＩＦトラップフィルタ ４１を通過するビデオ信号は、チップ外部で使用される増幅された同相ビデオ応 答を提供するビデオ増幅器４７に直接的に提供されることができる。例えば、増 幅された同相ビデオ応答は、集積回路２０に反対に提供される水平ゲーティング パルスを発生するための水平同期分離器及びパルス整形器に提供される。 図１は、ビデオ信号が同相ビデオ検波器１８より検波され、4.5ＭＨｚ音声Ｉ Ｆトラップフィルタ４１を通過した後、インパルス雑音除去回路５０を通じてビ デオ増幅器４７に提供されることを示す。インパルス雑音除去回路５０は、Ｊａ ｃｋ Ｒｕｄｏｌｐｈ Ｈａｒｆｏｒｄによって１９９２年６月１２日付で出願 され、三星電子に譲渡された米国特許第０７／８９７，８１２号の発明の名称“ テレビジョン受像機用の雑音減少装置及び方法（ＮＯＩＳＥ ＲＥＤＵＣＩＮＧ ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ ＡＮＤ ＭＥＴＨＯＤＳ ＦＯＲ ＴＥＬＥＶＩＳＩＯ Ｎ ＲＥＣＥＩＶＥＲＳ）”に詳細に開示 されており、特許請求の範囲にある回路である。インパルス雑音除去回路５０は 、遅延線５１，雑音検出器５２，パルス伸長器５３及びトラック及びホールド回 路５４を少なくとも含む。雑音検出器５２は、音声ＩＦトラップフィルタ４１か ら出力されるビデオ信号で以前の基準黒レベルに振動する黒向（ｂｌａｃｋ−ｇ ｏｉｎｇ）状態インパルス雑音を検出したり、又は通常的なビデオ信号が振動す るように基底線の基準電圧に対して、反対に振動する白向（ｗｈｉｔｅ−ｇｏｉ ｎｇ）状態インパルス雑音を検出する。このようなインパルス雑音の状態に対し て論理和演算された応答はパルス伸長器５３により微細に伸長され、所定の信号 としてトラック及びホールド回路５４に供給され、このトラック及びホールド回 路５４は、その出力信号の最後値を維持する。そうではないと、トラック及びホ ールド回路５４の出力信号は、遅延線５１によって供給された音声ＩＦトラップ フィルタ４１からのビデオ信号に対する所定の遅延された応答である入力信号を 追跡する。遅延線５１は、雑音検出器５２及びパルス伸長器５３の機能が行なわ れる時招かれた遅延を補償する。連続するビデオ信号値により再配置されるイン パルス雑音を有するトラック及びホールド回路５４からのビデオ信号は、図１に 示したようにビデオ増幅器４７の入力信号に印加される。 図４は、図１に示した装置中に第２ＩＦ増幅器２１での利得制御第１電圧増幅 段に対する詳細な構成図である。端子Ｔ１及びＴ２は、駆動電圧の電源装置の陽 及び陰端子に接続される。モノリシックＩＣの下層は端子Ｔ２に“接地”されて おり、動作中にＩＣ上のすべての電位は、端子Ｔ１のＢ＋電位に対して陽の値を 有する。 エミッタベースオフセット電圧Ｖ_BEの3.5倍の直流電圧は、陽の駆動電源装置 Ｂ＋の端子から抵抗Ｒ１を通じてＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２，及びＱ３への 電流の流れに応答する直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２，及びＱ３ のエミッタコレクタ経路を通過して出力される。トランジスタＱ１及びＱ２は、 コレクタベースの直接接続により自己バイアスされ、それを通じた電流の流れに 応答するエミッタコレクタ経路を通じて個々のオフセット電圧Ｖ_BEを出力する。 そして、抵抗Ｒ２及びＲ３は、ＮＰＮトランジスタＱ３に直結合された縮退コレ クタベース帰還を提供する抵抗性電位分配器を形成するが、それを通じた電流の 流れに応答するエミッタコレクタ経路を通じて1.5Ｖのオフセット電圧Ｖ_BEが現 われる。 抵抗Ｒ４は、ノードＮ１に現われる集積回路の接地からの結果的な3.5Ｖ_BEの オフセット電圧をＳＡＷフィルタ１６の応答で受信し、ＮＰＮトランジスタＱ４ のベースに接続される入力端子Ｔ３に印加する。抵抗Ｒ５は、オフセット電圧3. 5Ｖ_BEを又他のＮＰＮトランジスタＱ５のベースに印加する。抵抗Ｒ６及びＲ７ は、ＮＰＮトランジスタＱ４及びＱ５に対するそれぞれのエミッタ抵抗を提供す るが、このＮＰＮトランジスタＱ４及びＱ５は、トランジスタＱ６及びＱ７のベ ースをそれぞれ駆動するための共通コレクタ増幅器（又はエミッタフォロワー） として接続される。トランジスタＱ６及びＱ７はノードＮ２に接続されたそれぞ れのエミッタ縮退抵抗Ｒ８及びＲ９を有するエミッタ結合差動増幅器に接続され るが、ＮＰＮトランジスタＱ８及びＱ９のコレクタ電流は前記ノードから引き出 される。ＮＰＮトランジスタＱ８及びＱ９はそれぞれのエミッタ抵抗Ｒ１０及び Ｒ１１を有し、それらのベースは直流バイアス電位を受信し、ＮＰＮトランジス タＱ８及びＱ９が、ノードＮ２からの電流を引き出せしめる一定の電流発生器と して作用するように設定するためノードＮ３に接続される。 トランジスタＱ６及びＱ７は平衡増幅された応答を現わすコレクタ電流を入力 端子Ｔ３に印加されたシングルエンデッドＳＡＷフィルタ１６の応答に提供する 。このようなコレクタ電流は、トランジスタＱ６及びＱ７の接続されたエミッタ 結合差動増幅器の構成の自動利得制御回路（ＡＧＣ）で使用されるそれぞれの電 流スプリッタに提供される。ＮＰＮトランジスタＱ１０及びＱ１１は、ＮＰＮト ランジスタＱ６のコレクタ電流に対する電流スプリッタとして接続されるが、Ｎ ＰＮトランジスタＱ１０のエミッタは、ＮＰＮトラン ジスタＱ６のコレクタに直接に接続され、ＮＰＮトランジスタＱ１１のエミッタ は、抵抗Ｒ１２を通じてＮＰＮトランジスタＱ６のコレクタに接続される。ＮＰ ＮトランジスタＱ１２及びＱ１３は、トランジスタＱ７のコレクタ電流に対する 電流スプリッタとして接続されるが、トランジスタＱ１２のエミッタはトランジ スタＱ７のコレクタに直接に接続され、ＮＰＮトランジスタＱ１３のエミッタは 、抵抗Ｒ１３を通じてトランジスタＱ７のコレクタに接続される。トランジスタ Ｑ１０及びＱ１２のベースは、陽の直流バイアス電位を受信するためのＮＰＮト ランジスタＱ１４のエミッタに接続され、ＮＰＮトランジスタＱ１１及びＱ１３ のベースは、利得制御電圧を受信するためのＮＰＮトランジスタＱ１５のエミッ タに接続される。トランジスタＱ１０及びＱ１２のコレクタのそれぞれはノード Ｎ４及びＮ５に接続され、このノードＮ４及びＮ５は抵抗Ｒ１４及びＲ１５のそ れぞれを通じてノードＮ６に接続される。直列接続の降下抵抗Ｒ１６は、Ｂ＋端 子Ｔ１とノードＮ６との間を接続するが、この降下抵抗Ｒ１６は、ＡＣ信号に対 する“仮想接地"である。 トランジスタＱ６及びＱ７の接続されたエミッタ結合差動増幅器の構成のＡＧ Ｃを実現するために、電気的に制御可能な伝導はノードＮ４及びＮ５の間で提供 される。ＮＰＮトランジスタＱ１０のコレクタのみならず、ＮＰＮトランジスタ Ｑ１６の結合されたコレクタ及びベースもノードＮ４に接続される。トランジス タＱ１２のコレクタのみならず、ＮＰＮトランジスタＱ１７の結合されたコレク タ及びベースもノードＮ５に接続される。ＮＰＮトランジスタＱ１６及びＱ１７ のエミッタ及びＮＰＮトランジスタＱ１１及びＱ１３のコレクタは、すべて抵抗 Ｒ１７を通じてノードＮ６が接続されているノードＮ７に伝導的に結合される。 動作上に、差動増幅器トランジスタＱ６のコレクタ出力電流は、電流スプリッタ として作用する差動対トランジスタＱ１０及びＱ１１のテール（ｔａｉｌ）電流 を構成する。ＮＰＮトランジスタＱ１５のエミッタでの制御信号レベルに依存し 、差動増幅器トランジスタＱ６のコレクタ出力電流 は、トランジスタＱ１０又はトランジスタＱ１１を通じ、そして、そこからダイ オード接続されたトランジスタＱ１６を通じ、又は、トランジスタＱ１０及びＱ １１のそれぞれを通じて部分的に流れることができる。対称的に差動増幅器トラ ンジスタＱ７のコレクタ出力電流はトランジスタＱ１２又はトランジスタＱ１３ を通じ、そして、そこからダイオード接続されたトランジスタＱ１７を通じ、又 はトランジスタＱ１２及びＱ１３のそれぞれを通じて部分的に流れることができ る。 全体的にトランジスタＱ１１及びＱ１３を通じて流れる電流の流れは、トラン ジスタＱ６及びＱ７の差動変化分を含むトランジスタＱ６及びＱ７の全コレクタ 電流をノードＮ７に印加するが、前記差動変化分は、一方の出力をＡＣに対する 他方の“仮想接地”で相互相殺する。トランジスタＱ１１及びＱ１３を通じて流 れるトランジスタＱ１０及びＱ１２１のコレクタ電流の構成要素はなく、そして このコレクタ電流の差動変化分は、負荷抵抗Ｒ１４及びＲ１５の両端に相応する 平衡信号の電圧を発生させるために、負荷抵抗Ｒ１４及びＲ１５のそれぞれへ流 れることができる。トランジスタＱ６及びＱ７のコレクタ電流の共通モードＤＣ の成分は、ダイオード接続されたトランジスタＱ１６及びＱ１７を通過する結合 された流れで、この成分は、トランジスタＱ１６及びＱｌ７のコンダクタンスを 負荷抵抗Ｒ１４及びＲ１５のコンダクタンスに対して相対的に小さくする。並列 接続され且つ低い値を有するダイオード接続されたトランジスタＱ１６及びＱ１ ７の分路抵抗値は、抵抗Ｒ１４及びＲ１５の抵抗値に反する比を有するので、エ ミッタ結合差動増幅器接続のトランジスタＱ６及びＱ７の電圧利得を決定する。 トランジスタＱ６及びＱ７の結合されたコレクタ電流がダイオード接続されたト ランジスタＱ１６及びＱ１７を通じて流れる場合に、利得はその利得の最低レベ ル上に位置するであろう。 全体的にトランジスタＱ１０及びＱ１２を通じて流れる電流の流れは、トラン ジスタＱ６及びＱ７の差動変化分を含むトランジスタ Ｑ６及びＱ７の全コレクタ電流を負荷抵抗Ｒ１４及びＲ１５のそれぞれに印加す る。トランジスタＱ１１及びＱｌ３と別個の付加的な電流の流れは、ダイオード 接続されたトランジスタＱ１６及びＱ１７を通じて流れる何の電流も発生させて いなく、そこで、トランジスタＱ１６及びＱ１７のコンダクタンスは結果的にか なり低いので、負荷抵抗Ｒ１４及びＲ１５は、ちっとも分路されない。そこで、 エミッタ結合差動増幅器接続のトランジスタＱ６及びＱ７の電圧利得は最大レベ ルとなる。 ただ、トランジスタＱ１０及びＱ１２を通じて流れる部分的なトランジスタＱ ６及びＱ７のコレクタ電流の流れは、トランジスタＱ６及びＱ７のコレクタ電流 の差動変化分の微小部分のみを負荷抵抗Ｒ１４及びＲ１５に印加することによっ て利得を減少させ、これにより、抵抗Ｒ１４及びＲ１５の両端の相応する信号電 圧をトランジスタＱ１４のエミッタでの直流バイアス電位からトランジスタＱ１ ５のエミッタでの利得制御電位の離脱量により制御された程度で減少させる。さ らに、この時、トランジスタＱ１１及びＱ１３を通じて流れる部分的なトランジ スタＱ６及びＱ７のコレクタ電流の流れは、コレクタ電流の共通モードの成分が ダイオード接続されたトランジスタＱ１６及びＱ１７を通じて流れることによっ て利得を減少させ、これにより、トランジスタＱ１４のエミッタでの直流バイア ス電位からトランジスタＱ１５のエミッタでの利得制御電位の離脱量により制御 された程度でトランジスタＱ１６及びＱ１７のコンダクタンスは、また負荷抵抗 Ｒ１４及びＲ１５を分路する。 どんな場合でも、抵抗Ｒ１４での全体電流はトランジスタＱ６のコレクタ出力 電流と常に同一であるので、利得制御の過程の間で変化しなく、また、抵抗Ｒ１ ５での全電流もトランジスタＱ７のコレクタ出力電流に常に同一であるので、利 得制御の過程の間には変化しない。従って、トランジスタがよくマッチングする と、利得が変化しても、ノードＮ４及びＮ５でのＤＣ状態に対する妨害はないの であろう。 図４は又ノードＮ３でのバイアス電圧を約ＩＶ程度で調節するために使用され る回路を示す。ＮＰＮトランジスタＱ１８は、ノードＮ３から接続されるベース と、抵抗Ｒ１８を通じて接地電位の任意のある地点に接続されるエミッタとを有 する。共通コレクタ増幅器ＮＰＮトランジスタＱ１９は、トランジスタＱ１８の コレクタに接続されるベースと、ノードＮ３に接続されるエミッタとを有する。 トランジスタＱ１９のエミッタフォロワー動作は、直結合されたコレクタベース 帰還をトランジスタＱ１８に提供するが、この帰還は、トランジスタＱ１８がコ レクタ電流を要求せしめる。コレクタ電流に対するこのような要求は、端子Ｂ＋ に接続された陽の動作電圧電源からの電流の流れにより得られるが、この電流の 流れは、直列接続された抵抗Ｒ２０，Ｒ２１及びＲ２２と、順方向ダイオード接 続されたＮＰＮトランジスタＱ２０及び抵抗Ｒ２３を通じて形成される。このよ うな一連の直列接続内での各地点は、図４及び図５に示す回路の多様な部分とし て直流電圧バイアスを提供するように使用される。 抵抗Ｒ２１及びＲ２２が相互接続された一端での直流電位は、抵抗Ｒ２２の他 端が接続されたノードＮ８での直流電位より多少正の値を有する。トランジスタ Ｑ２０のコレクタ及びベースがそれぞれ接続されたノードＮ８での直流電位は、 トランジスタＱ１４のベースをバイアスする。共通コレクタ増幅器トランジスタ Ｑ１４及びＱ１５は、それらのエミッタを接地電位の地点に接続するそれぞれの エミッタ負荷抵抗Ｒ２４及びＲ２５を有する。トランジスタＱ１５は、ノードＮ ９に接続されるベースを有する。トランジスタＱ２０のエミッタでの直流電位は 、コレクタが接地されたＰＮＰトランジスタＱ２１のベースに印加されてノード Ｎ８の電位を追跡し、ノードＮ９に印加される直流バイアス電位をトランジスタ Ｑ２１のエミッタに出力する。 抵抗Ｒ２７やＲ２８を通じてノードＮ９に流入される正（十）の電流の流れが ないと、トランジスタＱ１５のベース電位は、トラン ジスタＱ１４のベース電位より正の値を有しない。このとき、トランジスタＱ１ ５のエミッタ電位は、トランジスタＱ１４のエミッタ電位より正の値を有しなく 、これは、トランジスタＱ１１及びＱ１３の導通を遮断する。これにより、トラ ンジスタＱ１０及びＱ１２は、エミッタ結合差動増幅器トランジスタＱ６及びＱ ７の全体のコレクタ電流をそれらの各コレクタ負荷抵抗Ｒ１４及びＲ１５に印加 するように導通し、最大の電圧利得を提供する。抵抗Ｒ２２の両端の電圧降下は 、第２ＩＦ増幅器の第１制御電圧利得段に遅延したＡＧＣを提供し、この利得は 、優先的に第２１Ｆ増幅器の第２制御電圧利得段で減少する。 端子Ｔ４は、図１に示したＩＦ−ＡＧＣ回路４２からＡＧＣ信号の電圧を受信 するが、このＡＧＣ信号電圧は、エミッタ負荷抵抗Ｒ２９を通じてＢ＋端子Ｔ１ 及び共通コレクタ増幅器ＮＰＮトランジスタＱ２３のベースに印加され、また、 接続されるエミッタを有する共通コレクタ増幅器ＰＮＰトランジスタＱ２２のベ ースに印加される。トランジスタＱ２２及びＱ２３を含む縦続接続共通コレクタ 増幅器は、端子Ｔ４から受信されたＡＧＣ信号電圧をその一端がノードＮ９に接 続された抵抗Ｒ２７の他端に印加するためのゼロオフセット電圧フォロワーを形 成する。抵抗Ｒ２６及びＲ２７は、端子Ｔ４から受信されたＡＧＣ信号電圧の一 部をトランジスタＱ１５のベースに印加するための抵抗性電位分配器を形成する 。端子Ｔ４から受信されるＡＧＣ信号電圧が更に陽の値になるにつれ、電流スプ リッタトランジスタＱ１１及びＱ１３は増加された導電量でバイアスされる。こ れにより、共通ベース増幅器トランジスタＱ１０及びＱ１２を通じて流れるエミ ッタ電流の量を持ち出し、ダイオード接続されたトランジスタＱ１６及びＱ１７ の伝導量を増加させるが、このような二つの動作は、トランジスタＱ６及びＱ７ の各コレクタ負荷抵抗Ｒｌ４及びＲ１５を通じて平衡コレクタ電流を引き出せし めるエミッタ結合されたトランジスタ０６及び０７を少なくとも含む差動増幅器 の電圧利得を減少させる。 端子Ｔ５は、本明細書上の全般にわたって記述された観点において、図８に示 す回路によって発生され、共通コレクタ増幅器ＮＰＮトランジスタＱ２４のベー スに印加される過負荷ＡＧＣ信号電圧を受信する。トランジスタＱ２４のエミッ タは、その一端がノードＮ９に接続された抵抗Ｒ２８の他端に接続される。抵抗 Ｒ２６及びＲ２８は、端子Ｔ５から受信された過負荷ＡＧＣ信号電圧の一部をエ ミッタフォロワートランジスタＱ２４のエミッタベースオフセット電圧Ｖ_BEによ る定常偏差であって、トランジスタＱ１５のベースに印加するための抵抗性電位 分配器を形成する。端子Ｔ５から受信された過負荷ＡＧＣ信号電圧がさらに陽の 値になるにつれ、電流スプリッタトランジスタＱ１１及びＱ１３は増加された導 電量でバイアスされる。これにより、共通ベース増幅器トランジスタＱ１０及び Ｑ１２を通じて流れるエミッタ電流の量を持ち出し、ダイオード接続されたトラ ンジスタＱ１６及びＱ１７の伝導量を増加させるが、このような二つの動作は、 トランジスタＱ６及びＱ７の各コレクタ負荷抵抗Ｒ１４及びＲ１５を通じて流れ る平衡コレクタ電流を同一にするエミッタ結合されたトランジスタＱ６及びＱ７ を少なくとも含む差動増幅器の電圧利得を減少させる。 抵抗Ｒ２０及びＲ２１の相互接続での電位は、図５に示す第３電圧増幅段に対 する動作電位を決定するように使用される。抵抗Ｒ２０及びＲ２１の相互接続で の電位は共通コレクタ増幅器ＰＮＰトランジスタＱ２５のベースに印加され、こ のトランジスタＱ２５のエミッタは、エミッタ負荷抵抗Ｒ３０を通じてＢ＋端子 Ｔ１に接続され、また、共通コレクタ増幅器ＮＰＮトランジスタＱ２６のベース に接続される。トランジスタＱ２５及びＱ２６を含む縦続接続共通コレクタ増幅 器は、図５に示す第３電圧増幅段に対する動作電位を供給するためのゼロオフセ ット電圧フォロワーを形成する。 図５は、図１に示した第２中間周波増幅器２１での利得制御第２電圧増幅段、 固定利得第３電圧増幅段、及び直結合差動モード帰還回路を示したものである。 ノードＮ４及びＮ５で有用し、トランジ スタＱ６及びＱ７を含むエミッタ結合差動増幅器の自動利得制御された平衡応答 は、共通コレクタ増幅器トランジスタＱ３１及びＱ３２のエミッタフォロワー動 作によってＮＰＮトランジスタＱ３３及びＱ３４のベースに結合される。 トランジスタＱ３３及びＱ３４は、後続するエミッタ結合差動増幅器でのエミ ッタ結合対として、この増幅器に印加されるＡＧＣをさらに備え、利得制御され た第２電圧増幅段内に含まれる。このような後続するエミッタ結合差動増幅器の ＡＧＣ回路は、先行するエミッタ結合差動増幅器のＡＧＣとは相違する。なぜな らば、制御される信号レベルは、先行するエミッタ結合差動増幅器のＡＧＣのよ うに広いダイナミック領域にわたって変わらないからである。前記後続するエミ ッタ結合差動増幅器は、強い信号上の過負荷に露出しないので、トランジスタＱ ３３及びＱ３４のエミッタ縮退は不要で、トランジスタＱ３３及びＱ３４のエミ ッタは、テール接続として使用されたノードＮ１１に直接接続される。これは、 変化するトランジスタＱ３３及びＱ３４のエミッタ電流に応答するトランジスタ Ｑ３３及びＱ３４の伝達コンダクタンスの制御を通じて少なくとも一部分では、 ＡＧＣが順方向に遂行されるようにする。これは、トランジスタＱ３３及びＱ３ ４が結合され、テール電流としてノードＮ１１から引き出されるエミッタ電流を 制御することにより遂行されることができる。 ＮＰＮトランジスタＱ３５は、直流バイアス電位を受信するためにノードＮ３ に接続されるベースを有し、抵抗Ｒ３１を通じて端子Ｔ２に接続されるエミッタ を有するが、この接続は、トランジスタＱ３５がノードＮ１２から一定コレクタ 電流を要求せしめる。ＮＰＮトランジスタＱ３６及びＱ３７は、ノードＮ１２に 直接的に接続されるトランジスタＱ３６のエミッタ及び抵抗Ｒ３２を通じてノー ドＮ１２に接続されるエミッタを有する電流スプリッタを形成する。トランジス タＱ３６及びＱ３７は、ノードＮ１１に接続されてノードＮ１１からテール電流 を引き出せしめるトランジスタＱ３６のコ レクタ及びノードＮ１３からの電流を抑制するため、ノードＮ１３に接続される トランジスタＱ３７のコレクタを有する電流スプリッタを形成する。 それぞれのコレクタ負荷抵抗Ｒ３３及びＲ３４は、ノードＮ１４からエミッタ 結合差動増幅器対トランジスタＱ３３及びＱ３４のコレクタがそれぞれ接続され ているノードＮ１５及びＮ１６に接続される。ノードＮ１４は、減結合抵抗Ｒ３ ５を通じてＢ＋端子Ｔ１に接続される。ダイオード接続されたＮＰＮトランジス タＱ３８の結合されたコレクタ及びベースは、ノードＮ１５に直接的に接続され 、トランジスタＱ３８のエミッタはノードＮ１３に直接的に接続される。ダイオ ード接続されたＮＰＮトランジスタＱ３９の結合されたコレクタ及びベースは、 ノードＮ１６に直接的に接続され、トランジスタＱ３９のエミッタはノードＮ１ ３に直接的に接続される。ＡＣに対する“仮想接地”ノードＮ１３は、プルアッ プ抵抗Ｒ３６によってノードＮ１４に接続されるが、このノードＮ１４もやはり ＡＣに対する“仮想接地”である。ダイオード接続されたトランジスタＱ３８及 びＱ３９は、ノードＮ１５及びＮ１６の間に電子的に制御可能なコンダクタンス を提供するが、このコンダクタンスは、トランジスタＱ３７の指数関数的なコレ クタ電流によって制御される。 図４に示すバイアス回路のノードＮ８から出力された直流バイアス電位は、ト ランジスタＱ３６のベースに適用されることができるように、ＮＰＮトランジス タＱ４０及びＱ４１の結合されたエミッタベースオフセット電圧によって低電位 に変わる。トランジスタＱ４０及びＱ４１は、それらエミッタを接地端子Ｔ２に 接続するそれぞれのエミッタ負荷抵抗Ｒ３７及びＲ３８を有する縦続共通コレク タ増幅器、又はエミッタフォロワーに接続される。図４に示すＡＧＣ回路のノー ドＮ９から出力された分割ＡＧＣ電位は、トランジスタＱ３７のベースに適用さ れるようにＮＰＮトランジスタＱ４２及びＱ４３の結合されたエミッタベースオ フセット電圧によって低電位に変わる。トランジスタＱ４２及びＱ４３は、それ らエミッタを 接地端子Ｔ２に接続するそれぞれのエミッタ負荷抵抗Ｒ３７及びＲ３８を有する 縦続共通コレクタ増幅器、又はエミッタフォロワーとして接続される。 第２制御電圧利得ＩＦ増幅器の動作において、トランジスタＱ３５からのコレ クタ電流は、一方では、差動増幅器トランジスタＱ３３及びＱ３４に対するテー ル電流を提供し、他方では、ダイオード接続されたトランジスタＱ３８及びＱ３ ９に対するバイアス電流を提供するトランジスタ対Ｑ３６及びＱ３７により流れ るようになる。ダイオード接続されたトランジスタＱ３８及びＱ３９になんの電 流も流れないとき、利得は、最大テール電流及びコレクタ負荷抵抗Ｒ３３及びＲ ３４によって決定される最大値を有する。トランジスタＱ３７のベースでの変換 された分割されたＡＧＣ電位がトランジスタＱ３７を導電させるほど十分な程度 で正のバイアスであれば、ダイオード接続されたトランジスタＱ３８及びＱ３９ は導通し、これにより、トランジスタＱ３３及びＱ３４のコレクタ抵抗Ｒ３３及 びＲ３４に分路してトランジスタＱ３３及びＱ３４の利得を減少させる。同様に 、トランジスタＱ３７の導通によりトランジスタＱ３６を通じて流れ、トランジ スタＱ３３及びＱ３４のテール有用電流としての電流を減少させる。減少したテ ール電流は、減少された伝達コンダクタンスでトランジスタＱ３３及びＱ３４を 動作させ、その結果、その利得をより一層減少させる。どんな場合でも、抵抗Ｒ ３３及びＲ３４のそれぞれを通じるＤＣは、利得制御の動作によって妨げられな い。しかしながら、差動増幅器対に対する動作テール電流の半分以上がダイオー ド接続されたトランジスタＱ３８及びＱ３９内へ流れるとき、雑音性能は減衰し 始めるのであろう。これは、トランジスタＱ３３及びＱ３４の内部エミッタ抵抗 値としてのトランジスタＱ３３及びＱ３４のよくない雑音指数が、トランジスタ Ｑ３６の主要な導電経路によって減少する電流の導電量に応答して増加するから である。結果的に、ダイオード接続されたトランジスタＱ３８及びＱ３９により コレクタ負荷抵抗Ｒ３３及びＲ３４を分路 して段の利得を減少させることは、トランジスタＱ３３及びＱ３４のテール電流 を不足にするトランジスタＱ３３及びＱ３４に対する伝達コンダクタンスを減少 させることより、主に利得減少のためのメカニズムに依存する。通常的な利得制 御の範囲は、約０dBから上方へ２６dB程度までである。 ＮＰＮトランジスタＱ４４及びＱ４５は、ノードＮ１５及びＮ１６での平衡信 号を第３電圧利得段に印加するための共通コレクタ増幅器、またはエミッタフォ ロワーとして構成される。トランジスタＱ４４及びＱ４５のそれぞれのエミッタ は、抵抗Ｒ４１及びＲ４２の一端に接続され、抵抗Ｒ４１及びＲ４２の他端は接 地端Ｔ２に接続される。エミッタフォロワートランジスタＱ４４及びＱ４５のエ ミッタで利得制御され、増幅された平衡ＩＦ信号はＮＰＮトランジスタＱ４６及 びＱ４７のベースに印加されるが、このトランジスタＱ４６及びＱ４７は、ノー ドＮ１７に接続されたそれぞれのエミッタを有する差動増幅器対である。また他 のＮＰＮトランジスタＱ４８は、ノードＮ３に接続されて直流バイアス電位を受 信するためのベースを有し、抵抗Ｒ４３を通じて集積回路の接地に接続されるエ ミッタを有するが、この接続は、トランジスタＱ４８がノードＮ１７から一定の コレクタ電流を要求せしめる。トランジスタＱ４６及びＱ４７のコレクタは、抵 抗Ｒ４４及びＲ４５のそれぞれを通じてノードＮＩＯに接続され、図４に示した バイアス回路は、Ｂ＋端子Ｔ１に印加された電圧から減少された量の駆動電源電 圧を前記ノードＮ１０に印加する。 トランジスタＱ４６及びＱ４７のコレクタでの平衡されたＩＦ出力信号が重な っている直流バイアス電位は、差動モード直結合ＤＣ帰還ループにより自動的に 調節される。トランジスタＱ４６及びＱ４７のコレクタで平衡ＩＦ出力信号は、 四個の端の低域通過フィルタに提供される。抵抗Ｒ４６，Ｒ４７，Ｒ４８，及び Ｒ４９及びキャパシタンスＣ１，Ｃ２，Ｃ３，及びＣ４は、このような四端の低 域通過フィルタに含まれるが、このフィルタは、共通コレクタ増 幅器ＮＰＮトランジスタＱ４８及びＱ４のベースに平衡応答を提供する。トラン ジスタＱ４８及びＱ４９は、それらエミッタを接地電位の一つの地点に接続する それぞれのエミッタ負荷抵抗Ｒ５０及びＲ５１を有する。 トランジスタＱ４８及びＱ４９のベースに印加された平衡応答は、平衡ＩＦ出 力信号が重なっている直流バイアス電位を備えなければならないし、トランジス タＱ４８及びＱ４９は、エミッタ結合差動増幅器の構成に接続されたＮＰＮトラ ンジスタＱ５０とＱ５１のベースとの間にこのような直流電位差を印加するため のエミッタフォロワー類型の電圧フォロワーとして作用する。トランジスタＱ５ ０及びＱ５１のエミッタが相互接続されているノードＮ１８には、ＮＰＮトラン ジスタＱ５２のコレクタが接続される。トランジスタＱ５２は、直流バイアス電 位を受信するためにノードＮ３に接続されるベースを有し、抵抗Ｒ５２を通じて 接地端子Ｔ２に接続されるエミッタを有するが、この接続は、トランジスタＱ５ ２がノードＮ１８から一定コレクタ電流を要求せしめる。トランジスタＱ５０及 びＱ５１のコレクタは、トランジスタＱ４６及びＱ４７のコレクタでの直流電位 の間の差に応答し、前述したエミッタフォロワートランジスタＱ３１及びＱ３２ のエミッタから平衡電流が引き出されるように接続される。このような接続は、 こんな直流バイアス電位の間のある実質的な差を除去するように使用される直結 合、差動モードＤＣ帰還ループを形成する。 ＮＰＮトランジスタＱ５３及びＱ５４は、エミッタフォロワー類型の電圧フォ ロワーとして構成され、出力バッファ段として作用する。トランジスタＱ５３及 びＱ５４のベースはトランジスタＱ４６及びＱ４７のコレクタにそれぞれ接続さ れ、トランジスタＱ５３及びＱ５４のコレクタはＢ＋端子Ｔ１に接続される。ト ランジスタＱ５３及びＱ５４のエミッタは、負荷抵抗Ｒ５３及びＲ５４のそれぞ れの一端に接続され、抵抗Ｒ５３及びＲ５４の他端は接地に接続される。トラン ジスタＱ５３及びＱ５４のエミッタは、ノードＮ１９ 及びＮ２０で４００ｍＶで利得制御され、増幅された平衡ＩＦ信号を4.5ＭＨｚ インタキャリア音声中間周波数を発生するための図１に示したインタキャリア検 波器２２，及びＩＦに変わった画像キャリアを制限するためのリミッタ２８に適 用されるように提供する。 図６はＩＦに変わった画像キャリアを制限し、受信されたテレビジョン信号が 下向周波数変換されるとき、受信されたテレビジョン信号をヘテロダインするた めの信号として使用された局部発振器の周波数を制御するためのＡＦＴ信号を、 前記制限された画像キャリアを出力する図１に示した装置の一部分に対する詳細 な構成図である。このＡＦＴ信号は、直流バイアス電圧及び電流を図６に示す回 路の他の部分に提供するための回路をより詳細に考慮した後に記述されるように 直角位相検波器により出力される。 三個の一定電流シンクは、ＮＰＮトランジスタＱ５５，Ｑ５６及びＱ５７のそ れぞれのコレクタから提供されるが、このトランジスタは、ＮＰＮトランジスタ Ｑ５８を主トランジスタにする多数の出力を有する電流ミラー増幅器の従属トラ ンジスタである。トランジスタＱ５５，Ｑ５６，Ｑ５７及びＱ５８は、それらエ ミッタを接地端子Ｔ２に接続するそれぞれのエミッタ縮退抵抗Ｒ５５，Ｒ５６， Ｒ５７及びＲ５８を有する。ＮＰＮトランジスタＱ５９は、直結合コレクタベー ス帰還をトランジスタＱ５８に提供するための一個の共通コレクタ増幅器として 接続される。トランジスタＱ５９は、そのエミッタから接地端子Ｔ２に接続され るエミッタ負荷抵抗Ｒ５９を有し、トランジスタＱ５９のエミッタ電位は、トラ ンジスタＱ５５，Ｑ５６，及びＱ５７のベースに直接的に印加される。トランジ スタＱ５５，Ｑ５６，Ｑ５７，Ｑ５８，及びＱ５９とそれら各エミッタ抵抗Ｒ５ ５，Ｒ５６，Ｒ５７，Ｒ５８，及びＲ５９とを少なくとも含む電流ミラー増幅器 への入力電流は、Ｂ＋端子Ｔ１から直列接続された抵抗Ｒ６０及びＲ６１を通じ て流れる電流の流れによって調節される。抵抗Ｒ６０及びＲ６１が相互接続され た一端に現れる直流バイアス電位は、ＮＰＮトランジスタＱ６０のベースに 印加されるが、このトランジスタＱ６０は、そのエミッタで所定の中間動作供給 電圧をエミッタフォロワー動作により提供するために、前記直流バイアス電位に 応答する。減結合抵抗Ｒ６１は、トランジスタＱ６０のコレクタをＢ＋端子Ｔ１ に接続し、キャパシタＣ５は、トランジスタＱ６０のコレクタから接地端子Ｔ２ を接続する。 ＮＰＮトランジスタＱ６１及びＱ６２は、図５に示した回路がノードＮ１９及 びＮ２０から提供される増幅された平衡ＩＦ信号に対する共通コレクタ増幅器、 又はエミッタフォロワーとして構成される。トランジスタＱ６１及びＱ６２のエ ミッタのそれぞれは、抵抗Ｒ６２及びＲ６３の一端にそれぞれ接続され、抵抗Ｒ ６２及びＲ６３の他端は接地端子Ｔ２に接続される。 エミッタフォロワートランジスタＱ６１及びＱ６２のエミッタで利得制御され 、増幅された平衡ＩＦ信号は、ＮＰＮトランジスタＱ６３及びＱ６４のベースに 印加され、相互接続されたトランジスタＱ６３及びＱ６４のエミッタは、トラン ジスタＱ５５のコレクタから提供される電流シンクに接続される。トランジスタ Ｑ６３及びＱ６４のコレクタは、それぞれの抵抗Ｒ６４及びＲ６５を通じてトラ ンジスタＱ６０のエミッタに接続されるが、このトランジスタＱ６０は、トラン ジスタＱ６３及びＱ６４に陽の動作電位を提供する。トランジスタＱ６３及びＱ ６４のベース電極の間に提供された信号は、約４００ｍＶｐ−ｐの振動を有する が、この振動は、トランジスタＱ６３及びＱ６４の導通を交番的に切り換える。 平均値の軸から第１極性感知への偏位間にトランジスタＱ６３は導通し、電流シ ンクトランジスタＱ５５の一定コレクタ電流要求は、抵抗Ｒ６４を通じて流れる 電流の流れにより充足される。第１極性感知とは反対に、平均値の軸から第２極 性感知への偏位間にトランジスタＱ６４が導通し、電流シンクトランジスタＱ５ ５の一定コレクタ電流要求は、抵抗Ｒ６５を通じて流れる電流の流れによって充 足される。 ＮＰＮトランジスタＱ６５及びＱ６６は、共通コレクタ増幅器又はエミッタフ ォロワーとして構成され、これによりトランジスタＱ ６３及びＱ６４のコレクタでは、平衡され対称的にクリップされた“矩形”波形 が出力される。トランジスタＱ６５及びＱ６６のエミッタは抵抗Ｒ６６及びＲ６ ７の一端にそれぞれ接続され、抵抗Ｒ６６及びＲ６７の他端は接地端Ｔ２に接続 される。電流シンクトランジスタＱ５５，エミッタ結合差動増幅器トランジスタ Ｑ６３及びＱ６４，コレクタ負荷抵抗Ｒ６４及びＲ６５，及びエミッタフォロワ ー接続トランジスタＱ６５及びＱ６６は、図１に示したリミッタ２８を提供する 。 図１に示したキャパシタ２９及び３０は、図６に示すキャパシタＣ６及びＣ７ に相応するが、このキャパシタ２９及び３０は、トランジスタＱ６５及びＱ６６ のエミッタをそれぞれ端子Ｔ６及びＴ７に接続する。チップ外部に位置するＡＦ Ｔコイル３１の一端は、図４に示す端子Ｔ６及びＴ７に接続される。チップ外部 に位置するＡＦＴコイル３１はキャパシタ２９及び３０に反して同調し、図４に 示した端子Ｔ６及びＴ７で名目上に直角位相分離されたビデオキャリアを発生す る。端子Ｔ６及ひＴ７は、抵抗Ｒ６８及びＲ６９の第１端を接続し、抵抗Ｒ６８ 及びＲ６９の第２端は、ノードＮ２１に接続される。抵抗Ｒ６８及びＲ６９は同 調回路の選択度を減少させ、これにより、同調回路の位相応答はＩＦに変わった 画像キャリアの周辺でかなり急激に変化しない。同調回路は、トランジスタＱ６ ５及びＱ６６のエミッタで平衡して対称的にクリップされた“矩形”波形からＩ Ｆに変わった画像キャリアを分離させ、ＩＦに変わった音声キャリアを抑制する ための付加的な補捉比率を提供するために、必要とした付加的なリミッタ段の数 を減少させることのできる周波数応答の選択度を提供する。この同調回路によっ てフィルタリングされる平衡的かつ対称的にクリップされた“矩形”波形を出力 するために、単一のリミッタ段を使用することは、フィルタリングされる信号の 高調波の値を減少させ、減少された高調波の値は、4.5ＭＨｚ音声ＩＦ信号での スプリアスビットを発生させる傾向を減少させる。 ＮＰＮトランジスタＱ６７及びＱ６８は、端子Ｔ６及びＴ７での直角位相分離 されたビデオキャリアに対する共通コレクタ増幅器、又はエミッタフォロワーと して構成される。トランジスタＱ６７及びＱ６８のエミッタは、抵抗Ｒ７０及び Ｒ７１の一端にそれぞれ接続され、抵抗Ｒ７０及びＲ７１の他端は接地端Ｔ２に 接続される。エミッタフォロワートランジスタＱ６７及びＱ６８のエミッタでの 直角位相分離されたビデオキャリアは、エミッタ結合差動増幅器ＮＰＮトランジ スタＱ６９及びＱ７０のベースに印加され、相互接続されたトランジスタＱ６９ 及びＱ７０のエミッタは、その一端が接地端Ｔ２に接続されたテール抵抗Ｒ７２ の他端に接続される。トランジスタＱ６９及びＱ７０のコレクタは、ノードＮ２ ２及びＮ２３のそれぞれに接続され、接続されたトランジスタＱ６９及びＱ７０ のコレクタは、各コレクタ負荷抵抗Ｒ７３及びＲ７４を通じてノードＮ２１に接 続される。ノードＮ２１は、減結合抵抗Ｒ７５を通じてＢ＋端子Ｔ１に接続され る。ノードＮ２１及び接地端Ｔ２にそれぞれ接続された電極を有するキャパシタ Ｃ８は、ノードＮ２１での高周波数をバイパスする。ノードＮ２２及ひＮ２３の それぞれに接続された電極を有するキャパシタＣ９は、コレクタ負荷抵抗Ｒ７３ 及ひＲ７４と協力して増幅され、直角位相分離されたビデオキャリアに付加的な 位相シフタを提供する。トランジスタＱ６７及びＱ６８のエミッタフォロワーの 接続及びトランジスタＱ６９及びＱ７０のエミッタ結合差動増幅器の接続は、図 １に示した増幅器３２を提供する。 トランジスタＱ６５及びＱ６６のエミッタでの平衡され対称的にクリップされ た“矩形”波形は、エミッタ結合差動増幅器のＮＰＮトランジスタＱ７１及びＱ ７２のベースに印加され、このトランジスタＱ７１及びＱ７２の相互接続された エミッタは、トランジスタＱ５６のコレクタから提供された電流シンクに接続さ れる。トランジスタＱ７１及びＱ７２のコレクタは、それぞれの抵抗Ｒ７６及び Ｒ７７を通じてトランジスタＱ６０のエミッタに接続されるが、こ のトランジスタＱ６０は、トランジスタＱ７１及びＱ７２に対して陽の動作電位 を提供する。トランジスタＱ７１及びＱ７２のベース電極の間に提供された信号 は約３００ｍＶｐ−ｐの振動を有し、この振動は、トランジスタＱ７１及びＱ７ ２の導通を交番的に切り換える。平均値の軸から第１極性感知への偏位間にトラ ンジスタＱ７１は導通し、電流シンクトランジスタＱ５６の一定コレクタ電流要 求は、抵抗Ｒ７６を通じて流れる電流の流れにより充足される。第１極性感知と は反対に、平均値の軸から第２極性感知への偏位間にはトランジスタＱ７２が導 通し、電流シンクトランジスタＱ５６の一定コレクタ電流要求は、抵抗Ｒ７７を 通じて流れる電流の流れにより充足される。ＮＰＮトランジスタＱ７３及びＱ７ ４は、トランジスタＱ７１及びＱ７２のコレクタから出力される平衡の矩形波形 に対する共通コレクタ増幅器、又はエミッタフォロワーとして構成される。トラ ンジスタＱ７３及びＱ７４のエミッタのそれぞれは、抵抗Ｒ７８及びＲ７９の一 端に接続され、抵抗Ｒ７８及びＲ７９の他端は接地端Ｔ２に接続される。電流シ ンクトランジスタＱ５６，エミッタ結合差動増幅器トランジスタＱ７１及びＱ７ ２，コレクタ負荷抵抗Ｒ７６及びＲ７７，エミッタフォロワー接続トランジスタ Ｑ７３及びＱ７４は、ＩＦに変わった画像キャリアの振幅変調波を“ストリッピ ングオフ（ｓｔｒｉｐｐｉｎｇ ｏｆｆ）”するまた他のリミッタ段を提供する が、ＩＦに変わった画像キャリアに対する補捉比率を増加させるようにＩＦに変 わった音声キャリアを前記リミッタ段により抑制する。 図６に示す回路の残りの部分は、図１に示したＡＦＴ生成検波器と関連して考 慮すべきであろう。トランジスタＱ７３及びＱ７４のエミッタでの平衡矩形波形 は、エミッタ結合差動増幅器のＮＰＮトランジスタＱ７５及びＱ７６のベースに 印加され、このトランジスタＱ７５及びＱ７６の相互接続されたエミッタは、ト ランジスタＱ５７のコレクタから提供された電流シンクに接続される。長いテー ル対接続のＮＰＮトランジスタＱ７５及びＱ７６は、トランジスタ Ｑ７５及びＱ７６のコレクタで要求される同相分離されたビデオキャリアに相応 する平衡の矩形波の電流をやはりさらに制限するように提供される。トランジス タＱ７５のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＱ７７及びＱ７８の結合されたエミ ッタに接続され、トランジスタＱ７６のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＱ７９ 及びＱ８０の結合されたエミッタに接続される。トランジスタＱ７７及びＱ７９ のベースはノードＮ２２に接続され、トランジスタＱ７８及びＱ８０のベースは ノードＮ２３に接続される。トランジスタＱ７７及びＱ８０のコレクタは、抵抗 Ｒ８０を通じて、ノードＮ２５に接続されるノードＮ２４に接続され、このノー ドＮ２５は、平衡対シングルエンデッド変換器の一方の入力回路を通じてＢ＋端 子Ｔ１に接続される。そして、トランジスタＱ７８及びＱ７９のコレクタは、抵 抗Ｒ８１を通じてノードＮ２７に接続されるノードＮ２６に接続され、このノー ドＮ２７は、平衡対シングルエンデッド変換器の他方の入力回路を通じてＢ＋端 子Ｔ１に接続される。 キャパシタＣ１０は抵抗Ｒ８０及びＲ８１と結合し、トランジスタＱ７７，Ｑ ７８，Ｑ７９，及びＱ８０の接続により分割され、再結合されるトランジスタＱ ７５及びＱ７６のコレクタ電流の差動モード成分に対する低域通過フィルタを提 供する。キャパシタＣ１１及びＣ１２は抵抗Ｒ８０及びＲ８１のそれぞれと結合 し、トランジスタＱ７７，Ｑ７８，Ｑ７９，及びＱ８０の接続により分割され再 結合されるトランジスタＱ７５及びＱ７６のコレクタ電流の共通モード成分に対 する低域通過フィルタを提供する。この低域通過フィルタリングの動作は、中間 周波数及びその高調波を抑制する。 ノードＮ２５及びＮ２７の平衡入力接続及び端子Ｔ８で出力接続を有する平衡 対シングルエンデッド変換器は、ノードＮ２５での入力接続、Ｂ＋端子Ｔ１への 共通接続及びノードＮ２８での出力接続を有する第１電流ミラー増幅器と、ノー ドＮ２７での入力接続、Ｂ＋端子Ｔ１への共通接続及び端子Ｔ８への出力接続を 有する第２電流ミラー増幅器と、ノードＮ２８での入力接続、接地端子Ｔ２への 共通接続及び端子Ｔ８への出力接続を有する第３電流ミラー増幅器とを少なくと も含む。 第１電流ミラ一増幅器は、主トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ８２を備 えるＰＮＰトランジスタＱ８１と、ＰＮＰトランジスタＱ８１に直結合コレクタ ベース帰還を提供するエミッタフォロワーとして接続され、エミッタ負荷抵抗Ｒ ８３を備えるＰＮＰ接合トランジスタＱ８２と、従属トランジスタとしてエミッ タ縮退抵抗Ｒ８４を備えるＰＮＰトランジスタＱ８３とを少なくとも含む。第２ 電流ミラー増幅器は、主トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ８５を備えるＰ ＮＰトランジスタＱ８４と、ＰＮＰトランジスタＱ８４に直結合コレクタベース 帰還を提供するエミッタフォロワーとして接続され、エミッタ負荷抵抗Ｒ８６を 備えるＰＮＰ接合トランジスタＱ８５と、従属トランジスタとしてエミッタ縮退 抵抗Ｒ８７を備えるＰＮＰトランジスタＱ８６とを少なくとも含む。第３電流ミ ラー増幅器は、主トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ８８を備えるＮＰＮト ランジスタＱ８７と、ＮＰＮトランジスタＱ８７に直結合コレクタベース帰還を 提供するエミッタフォロワーとして接続されたＮＰＮトランジスタＱ８８と、従 属トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ８９を備えるＮＰＮトランジスタＱ８ ９とを少なくとも含む。 図７は、4.5ＭＨｚインタキャリア音声ＩＦを発生するために図１で使用され た、そして、第２１Ｆ増幅器２１の後に接続されたインタキャリア検波器２２を 示す詳細な構成図である。音声ＩＦ信号は、混合器として使用された生成検波器 により出力されるが、この混合器は、図７に示す他の部分に直流バイアス電圧及 び電流を提供する回路を詳細に考慮した後に記述される。六個の一定電流シンク は、ＮＰＮトランジスタＱ９０，Ｑ９１，Ｑ９２，Ｑ９３，Ｑ９４及びＱ９５の それぞれのコレクタから提供されるが、このトランジスタは、主トランジスタと してＮＰＮトランジスタＱ９６を備える多数の出力を有する電流ミラー増幅器の 従属トランジスタである。 トランジスタＱ９０，Ｑ９１，Ｑ９２，Ｑ９３，Ｑ９４，Ｑ９５及びＱ９６は、 それらエミッタを接地端Ｔ２に接続するそれぞれのエミッタ縮退抵抗Ｒ９０，Ｒ ９１，Ｒ９２，Ｒ９３，Ｒ９４，Ｒ９５，及びＲ９６を備える。ＮＰＮトランジ スタＱ９７は、ＮＰＮトランジスタＱ９６に直結合コレクタベース帰還を提供す る共通コレクタ増幅器として接続される。トランジスタＱ９７は、そのエミッタ から接地端Ｔ２に接続されたエミッタ負荷抵抗Ｒ９７を備え、そのエミッタ電位 は、直接的にトランジスタＱ９０，Ｑ９１，Ｑ９２，Ｑ９３，Ｑ９４，Ｑ９５， 及ひＱ９６のベースに印加される。トランジスタＱ９０，Ｑ９１，Ｑ９２，Ｑ９ ３，Ｑ９４，Ｑ９５，Ｑ９６，及びＱ９７と、このトランジスタの個々のエミッ タ抵抗Ｒ９０，Ｒ９１，Ｒ９２，Ｒ９３，Ｒ９４，Ｒ９５，Ｒ９６，及びＲ９７ とを少なくとも含む電流ミラー増幅器構成への入力電流は、Ｂ＋端子Ｔ１から直 列接続された抵抗Ｒ９８及びＲ９９を通じて流れる電流の流れによって調節され る。抵抗Ｒ９８及びＲ９９の相互接続された一端で現れる直流バイアス電位は、 ＮＰＮトランジスタＱ９８のベースに印加されるが、このトランジスタＱ９８は 、エミッタフォロワーの動作によりそのエミッタで所定の中間動作の供給電圧を 提供するために、直流バイアス電位に応答する。 ＮＰＮトランジスタＱ９９及びＱ１００は、図５に示したＩＦ増幅器回路のノ ードＮ１９及びＮ２０から提供される増幅された平衡ＩＦ信号に対する共通コレ クタ増幅器、又はエミッタフォロワーとして構成される。ＮＰＮトランジスタＱ １０１及びＱ１０２は、図６に示したＩＦ増幅器回路のノードＮ２２及びＮ２３ から提供されるＩＦに変わった平衡増幅された直角位相画像キャリアに対する共 通コレクタ増幅器、又はエミッタフォロワーとして構成される。トランジスタＱ ９９，Ｑ１００，Ｑ１０１，及びＱ１０２のエミッタは、電流シンクトランジス タＱ９０，Ｑ９１，Ｑ９２，及びＱ９３のコレクタにそれぞれ接続される。 トランジスタＱ９９及びＱ１００のエミッタは、増幅された平衡 ＩＦ信号をＮＰＮトランジスタＱ１０３及びＱ１０４のベースにそれぞれ印加で きるように接続される。トランジスタＱ１０３及びＱ１０４は、それらエミッタ が抵抗Ｒ１００及びＲ１０１のそれぞれを通じて電流シンクトランジスタＱ９４ のコレクタに接続されるエミッタ結合差動増幅器トランジスタである。抵抗Ｒ１ ００及びＲ１０１によって提供されるエミッタ縮退は、エミッタ結合差動増幅器 接続トランジスタＱ１０３及びＱ１０４を線形化する。トランジスタＱ１０３の コレクタは、ＮＰＮトランジスタＱ１０５及びＱ１０６の結合されたエミッタに 接続される。トランジスタＱ１０４のコレクタは、ＮＰＮトランジスタＱ１０７ 及びＱ１０８の結合されたエミッタに接続される。トランジスタＱ１０５及びＱ １０７のベースはトランジスタＱ１０１のエミッタに接続され、トランジスタＱ １０６及びＱ１０８のベースは、トランジスタＱ１０２のエミッタに接続される 。トランジスタＱ１０１及びＱ１０２は、図６に示す回路のノードＮ２２及びＮ ２３から提供されるＩＦに変わった増幅された平衡直角位相が画像キャリアに対 するエミッタフォロワーである。トランジスタＱ１０５及びＱ１０８のコレクタ は、抵抗Ｒ１０２を通じてノードＮ３０に接続されるノードＮ２９に接続され、 このノードＮ３０は、平衡対シングルエンデッド変換器のいずれか一方の入力回 路を通じてＢ＋端子Ｔ１に接続される。そして、トランジスタＱ１０６及びＱ１ ０７のコレクタは、抵抗Ｒ１０３を通じてノードＮ３２に接続されるノードＮ３ １に接続され、このノードＮ３２は、平衡対シングルエンデッド変換器の他方の 入力回路を通じてＢ＋端子Ｔ１に接続される。 キャパシタＣ１３は抵抗Ｒ１０２及びＲ１０３と結合し、トランジスタＱ１０ ５，Ｑ１０６，Ｑ１０７及びＱ１０８の接続により分割されて再結合されるトラ ンジスタＱ１０３及びＱ１０４のコレクタ電流の差動モード成分に対する低域通 過フィルタを提供する。キャパシタＣ１４及びＣ１５は、抵抗Ｒ１０２及びＲ１ ０３のそれぞれと結合し、トランジスタＱｌ０５，Ｑ１０６，Ｑｌ０７及びＱ １０８の接続により分割され、再結合されるトランジスタＱ１０３及びＱ１０４ のコレクタ電流の共通モード成分に対する低域通過フィルタを提供する。こんな 低域通過フィルタリングの動作は、４０＋ＭＨｚ周波数及びその高調波を抑制す る。 ノードＮ３０及びＮ３２で平衡入力接続を有して、ノードＮ３３に出力接続さ れる平衡対シングルエンデッド変換器は、ノードＮ３０で入力接続を有してＢ＋ 端子Ｔ１への共通接続を有し、ノードＮ３３で出力接続を有する第１電流ミラー 増幅器と、ノードＮ３２で入力接続を有し、Ｂ＋端子Ｔ１への共通接続及びノー ドＮ３４での出力接続を有する第２電流ミラー増幅器と、ノードＮ３４で入力接 続を有して接地端Ｔ２で共通接続を有し、ノードＮ３３で出力接続を有する第３ 電流ミラー増幅器とを少なくとも含む。 第１電流ミラー増幅器は、主トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ１０４を 備えるＰＮＰトランジスタＱ１０９と、ＰＮＰトランジスタＱ１０９に直結合コ レクタベース帰還を提供するためのエミッタフォロワーとして接続され、エミッ タ負荷抵抗Ｒ１０５を備えるＰＮＰ接合トランジスタＱ１１０と、従属トランジ スタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ１０６を備えるＰＮＰトランジスタＱ１１１とを 少なくとも含む。第２電流ミラー増幅器は、主トランジスタとしてエミッタ縮退 抵抗Ｒ１０７を備えるＰＮＰトランジスタＱ１１２と、ＰＮＰトランジスタＱ１ １２に直結合コレクタベース帰還を提供するためのエミッタフォロワーとして接 続され、エミッタ負荷抵抗Ｒ１０８を備えるＰＮＰ接合トランジスタＱ１１３と 、従属トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ１０９を備えるＰＮＰトランジス タＱ１１４とを少なくとも含む。第３電流ミラー増幅器は、主トランジスタとし てエミッタ縮退抵抗Ｒ１１０を備えるＮＰＮトランジスタＱ１１５と、ＮＰＮト ランジスタＱ１１５に直結合コレクタベース帰還を提供するためのエミッタフォ ロワーとして接続され、エミッタ負荷抵抗Ｒ１１１を備えるＮＰＮトランジスタ Ｑ１１６と、従属トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗１１２を備えるＮＰＮト ランジスタＱ１１７とを少なくとも含む。 抵抗Ｒ１１３は、ノードＮ３３を実質にＢ＋電位のなかばにバイアスするため のトランジスタＱ９８のエミッタからノードＮ３３に接続される。並列キャパシ タＣ１６，直列抵抗Ｒ１１４及び並列キャパシタＣ１７を少なくとも含むＲＣパ イ部は、ノードＮ３３でそれら映像周波数から音声ＩＦ信号を分離するための低 域通過フィルタを提供する。したがって、分離された音声ＩＦ信号は、ＮＰＮト ランジスタＱ１１８を含む共通コレクタ増幅器と、ＮＰＮトランジスタＱ１１９ を含む共通ベース増幅器と、ＮＰＮトランジスタＱ１２０を含む共通コレクタ増 幅器との縦続接続を少なくとも含む電圧増幅器に印加される。そして、この増幅 器により結果的に増幅された音声ＩＦ信号は、図１に示したような4.5ＭＨｚ帯 域通過フィルタ２４に印加するための端子Ｔ９に接続される。特に、共通コレク タ増幅器トランジスタＱ１１８のエミッタは、抵抗Ｒ１１５を通じて共通ベース 増幅器トランジスタＱ１１９のエミッタを駆動する。共通ベース増幅器トランジ スタＱ１１９のコレクタは、コレクタ負荷抵抗Ｒ１１６を通じてＢ＋端子Ｔ１に 接続され、抵抗値Ｒ１１５により分配される抵抗値Ｒ１１６の指数に等価的な電 圧利得を提供する。共通コレクタ増幅器トランジスタＱ１２０のエミッタ電位は 、抵抗Ｒ１１７及びＲ１１８を少なくとも含む抵抗性電位分配器によって分配さ れ、直列抵抗Ｒ１１９及び並列キャパシタＣ１８を少なくとも含むＲＣ部により 低域通過フィルタリングされ、そして、共通ベース増幅器トランジスタＱ１１９ のバイアシング静的動作点を決定する負帰還ループを形成するトランジスタＱ１ １９のベースに印加される。小さいキャパシタＣ１９は、エミッタフォロワート ランジスタＱ１２０のベースと接地端を並列接続し、映像周波数の成分をさらに 微細に調整する。抵抗Ｒ１２０は、トランジスタＱ１１９のエミッタから接地端 Ｔ２に接続されて電流を引き出し、これによりトランジスタＱ１１９は、エミッ タフォロワートランジスタＱ１１８のエミッタで音声ＩＦ信号の正の偏位により 遮断されない であろう。 図８は、図１に示した装置の中に図４に示す第２中間周波増幅器に対する過負 荷ＡＧＣ検出器を示す詳細な構成図である。図５に示した回路は、ノードＮ１９ 及びＮ２０で図８に示す過負荷ＡＧＣ検出器に増幅された平衡ＩＦ信号を提供す る。直列抵抗Ｒ１２１及び並列キャパシタＣ２０を少なくとも含むＲＣ部は、ノ ードＮ１９での信号を低域通過フィルタリングしてＮＰＮトランジスタＱ１２１ のベースに印加するための直流バイアス電位を抽出する。トランジスタＱ１２１ は共通コレクタ増幅器として接続されてそのベースでの直流バイアス電位から１ Ｖ_BEほどのオフセット電圧をそのエミッタに供給するためのエミッタフォロワー として作用する。トランジスタＱ１２１のエミッタ電位は、それらエミッタを接 地端Ｔ２にそれぞれ接続するエミッタ負荷抵抗Ｒ１２２及びＲ１２３を備える共 通コレクタ増幅器として接続されたＮＰＮトランジスタＱ１２２及ひＱ１２３の ベースに直接的に印加される。抵抗Ｒ１２４は、トランジスタＱ１２１のエミッ タをトランジスタＱ１２２のエミッタに接続する。そして、トランジスタＱ１２ ２のベースとエミッタとの間での１Ｖ_BEオフセット電圧は、トランジスタＱ１２ １から実質的に一定のエミッタ流れにより支持される抵抗Ｒ１２４を通じた電流 の流れを発生させるが、この電流の流れは、トランジスタＱ１２１のエミッタか ら提供されるソースインピーダンスを適切に低く維持する。トランジスタＱ１２ １のエミッタ電位は、バイアス静的動作点の電位として、抵抗Ｒ１２５を通じて ＮＰＮトランジスタＱ１２４のベースに印加される。抵抗Ｒ１２６は、トランジ スタＱ１２４のエミッタをトランジスタＱｌ２２のエミッタに接続し、抵抗Ｒ１ ２６の両端に現れる１Ｖ_BEバイアス動作点の電位は、実質にトランジスタＱ１２ ４から一定に流れるエミッタの流れにより支持される電流の流れを発生させる。 トランジスタＱ１２２及びＱ１２３のエミッタ電位は、ＰＮＰトランジスタＱ１ ２５及びＱ１２６のベースに印加される。トランジスタＱ１２５及びＱ１２６は 、抵抗Ｒ１２ ７を通じてノードＮ３５に接続されたり、実質的にインピーダンスのない直結合 を通じてノードＮ３５にそれぞれ接続されるエミッタを備え、ノードＮ３６及び Ｎ３７のそれぞれに接続されるコレクタを備えた長いテール対である。テール抵 抗Ｒ１２８はノードＮ３５をＢ＋端子Ｔ１に接続する。 トランジスタＱ１２５及びＱ１２６に対するコレクタ負荷は、ノードＮ３６及 びＮ３７で平衡入力接続を有し、ノードＮ３８で出力接続を有する平衡対シング ルエンデッド変換器であって、ノードＮ３６での入力接続を備えて接地端Ｔ２へ の共通接続を備え、ノードＮ３９での出力接続を備える第１電流ミラー増幅器と 、ノードＮ３７での入力接続を備えて接地端Ｔ２への共通接続を備え、ノードＮ ３８への出力接続を備える第２電流ミラー増幅器と、ノードＮ３９での入力接続 を備えてＢ＋端子Ｔ１への共通接続を備え、ノードＮ３８への出力接続を備える 第３電流ミラー増幅器とを少なくとも含む。 第１電流ミラー増幅器は、主トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ１２９を 備え、直結合コレクタベース帰還接続を備えるＮＰＮトランジスタＱ１２７と、 従属トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ１３０を備えるＮＰＮトランジスタ Ｑ１２８とを少なくとも含む。第２電流ミラー増幅器は、主トランジスタとして エミッタ縮退抵抗Ｒ１３１を備え、直結合コレクタベース帰還接続を備えるＮＰ ＮトランジスタＱｌ２９と、従属トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ１３２ を備えるＮＰＮトランジスタＱ１３０とを少なくとも含む。第３電流ミラー増幅 器は、主トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗Ｒ１３３を備えるＰＮＰトランジ スタＱ１３１と、ＰＮＰトランジスタＱ１３１に直結合コレクタベース帰還を提 供するエミッタフォロワーとして接続され、エミッタ負荷抵抗Ｒ１３４を備える ＰＮＰ接合トランジスタＱ１３２と、従属トランジスタとしてエミッタ縮退抵抗 Ｒ１３５を備えるＰＮＰトランジスタＱ１３３とを少なくとも含む。 ノードＮ３５での電圧は、共通コレクタ増幅器ＰＮＰトランジスタＱ１３４の ベースをバイアスし、エミッタフォロワー動作に従いトランジスタＱ１３４のエ ミッタに現れる電圧は、抵抗Ｒ１３６を通じてノードＮ３８に印加されてトラン ジスタＱ１３４の静的動作点の電位を決定する。ノードＮ３８での電位は、共通 コレクタ増幅器ＮＰＮトランジスタＱ１３５のベースに印加され、エミッタフォ ロワー動作に従ってトランジスタＱ１３５のエミッタで現れる電圧は、抵抗Ｒ１ ３７を通じて端子Ｔ５に印加される。端子Ｔ５は、図１に示したチップ外部に位 置するキャパシタ２３によって並列で接地される。 Ｂ＋端子Ｔ１に接続されたコレクタを有するＮＰＮトランジスタＱ１３６は、 図５に示した回路がノードＮ１９に提供され、このトランジスタＱ１３６のベー スに印加される静的電圧上に重なる増幅されたＩＦ信号を有する。トランジスタ Ｑ１３６は、キャパシタＣ２１の第１電極に接続されるエミッタを有し、このキ ャパシタＣ２１の第２電極は、図５に示したノードＮ２０から提供された静的電 圧上に重なる増幅されたＩＦ信号に対する共通コレクタ増幅器として構成された ＮＰＮトランジスタＱ１３７のエミッタに接続される。トランジスタＱ１３７は 、そのエミッタから接地端Ｔ２に接続されるエミッタ負荷抵抗Ｒ１３８を有する 。トランジスタＱ１３７の平均値の軸からノードＮ１９電圧の陽の偏位間に、ト ランジスタＱ１３６のエミッタフォロワー動作はキャパシタＣ２１を充電する。 トランジスタＱ１３７の平均値の軸からノードＮ２０の電圧の陰の偏位間に、抵 抗Ｒ１３８は十分に大きい値のコンダクタンスであるので、トランジスタＱ１３ ７はエミッタフォロワー動作を遂行する。従って、キャパシタＣ２１には、図５ に示した回路がノードＮ１９及びＮ２０から提供される増幅された平衡ＩＦ信号 のピーク対ピーク偏位に同等な電圧が充電される。後続してトランジスタＱ１３ ７の平均値の軸からノードＮ２０の電圧の陽の偏位間に、キャパシタＣ２１の第 １電極上での電圧は、トランジスタＱ１２１のエミッタ 電圧の平均値の軸以上に増加するが、それは、トランジスタＱ１３７のエミッタ がある電位に振動するとき、平均値の軸からノードＮ２０の電圧に対する陽の偏 位の1.5倍ピーク振幅の値により増加する。トランジスタＱ１２４のベース電圧 のこのような増加は、トランジスタＱ１２４のエミッタと接地端Ｔ２との間に接 続されたキャパシタＣ２２を充電することにより検出されるピークである。 ノードＮ１９及びＮ２０での増幅された平衡ＩＦ信号のピーク対ピーク振幅が 増加することに従い、キャパシタＣ２２の両端に検出される電圧は増加し、トラ ンジスタＱ１２５に対するトランジスタＱ１２６の伝導性は減少する。トランジ スタＱ１２５及びＱ１２６のコレクタ電流に対する平衡対シングルエンデッド変 換器は、その出力ノードＮ３８をそれ以上の陽の電位に引き付けるように応答す る。抵抗Ｒ１３７を通じて動作するエミッタフォロワ一トランジスタＱ１３５は 、端子Ｔ５で電位を上に押し出す。図４及び図５で言い及んだように、端子Ｔ５ で電位が十分に上昇することは制御電圧利得ＩＦ段の利得を減少させる。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 波増幅器の応答からインタキャリア検波回路は、インタ キャリア音声中間周波数の応答を検出するが、この応答 はインタキャリア音声中間周波増幅器によって増幅さ れ、このときＦＭ音声検波器により検出される。第２中 間周波増幅器の応答に応じ、自動微同調検出器は、下向 周波数変換器が含む局部発振器により発生された発振周 波数を制御するように使用されるＡＦＴ信号を発生す る。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．テレビジョンセット又はビデオレコーダに合体するに適合なテレビジョン 信号受像機において、 下向周波数変換された音声キャリアと下向周波数変換された画像キャリアとを 含む中間周波数をそれぞれ含む第１及び第２出力信号を供給するために選択され たテレビジョン信号に応答し、自動微同調信号に応答して制御された周波数から 発振を発生する局部発振器を含む下向周波数変換器と、 この下向周波数変換器により供給された前記第１出力信号に応答して第１中間 周波増幅器の応答を現し、結果的に、下向周波数変換された画像キャリア用にて 前記第１中間周波増幅器の応答が減少する第１隣接チャネル音声キャリアトラッ プとイン（ｉｎ）チャネル音声キャリアトラップとを含む第１中間周波増幅器と 、 前記第１中間周波増幅器の応答に応じる合成ビデオ信号を発生するビデオ検波 器と、 前記下向周波数変換器により供給された前記第２出力信号に応答して、前記イ ンチャネル音声キャリアがこれからトラップされない第２中間周波増幅器の応答 を現し、前記第１中間周波増幅器の応答が、前記第１隣接チャネル音声キャリア トラップにより前記下向周波数変換された画像キャリア用にて減少するほど、前 記第２中間周波増幅器の応答が前記下向周波数変換された画像キャリア用にて減 少しない第２隣接チャネル音声キャリアトラップを含む第２中間周波増幅器と、 前記第２中間周波増幅器の応答からインタキャリア音声中間周波数応答を検波 インタキャリア検波回路と、 前記インタキャリア音声中間周波数の応答を増幅し、増幅されたインタキャリ ア音声中間周波数信号を供給するインタキャリア音声中間周波増幅器と、 前記増幅されたインタキャリア音声中間周波数信号に応答して音声信号を発生 する音声検波器と、 前記第２中間周波増幅器の応答に応じて前記自動微同調信号を発生する自動微 同調検出器とを少なくとも含んで構成されることを特徴とする装置。 ２．前記インタキャリア検波回路は、 前記第２中間周波増幅器の応答の他の部分より、かえって中間周波数に変わっ た画像キャリアを描写する前記第２中間周波増幅器の応答の一部分に応答して発 生する混合信号を前記第２中間周波増幅器の応答に選択的に応答して発生する手 段と、 前記混合信号に前記第２中間周波増幅器の応答を混合し、これにより、前記イ ンタキャリア音声中間周波数の応答及びその映像周波数を少なくとも含む第１生 成信号を発生する第１生成検出器と、 前記インタキャリア音声中間周波増幅器に入力信号として印加されるような映 像周波数から前記インタキャリア音声中間周波数の応答を分離するフィルタとを 少なくとも含んで構成されることを特徴とする請求項１記載の装置。 ３．前記混合信号発生手段は、 制限増幅器によって入力信号として受信された前記第２中間周波増幅器の応答 の平均軸の交差に応答する第１及び第２レベルの間を切り換えるリミッタ応答を 発生する前記制限増幅器と、 中間周波数に変わった前記画像キャリアを前記リミッタ応答から選択する周波 数選択フィルタと、 この周波数選択フィルタによって選択された中間周波数に変わった前記画像キ ャリアを前記混合信号として印加する手段とを含んで構成されることを特徴とす る請求項２記載の装置。 ４．前記リミッタ応答から中間周波数に変わった前記画像キャリアを選択する 前記周波数選択フィルタは、位相応答に対する直角位相の移動を有することを特 徴とする請求項３記載の装置。 ５．前記第２中間周波増幅器の応答に応じて前記自動微同調信号を発生する前 記自動微同調検出器は、 前記混合信号に前記リミッタ応答を混合し、これにより第２生成 信号を発生する第２生成検出器と、 前記自動微同調信号を供給するために前記第２生成信号に応答する低域通過フ ィルタとを少なくとも含んでなることを特徴とする請求項３記載の装置。 ６．前記第２中間周波増幅器の周波数の応答は、前記下向周波数変換された音 声キャリア及び前記下向周波数変換された画像キャリアの領域の間の領域におけ る周波数に対して減少した応答を現すことを特徴とする請求項１記載の装置。 ７．前記第２中間周波増幅器の周波数の応答は、前記下向周波数変換された音 声キャリア及び前記下向周波数変換された画像キャリアの領域の間の領域におい て実質に平坦なことを特徴とする請求項１記載の装置。