JPH08297147A - 静電容量型センサ用検出回路 - Google Patents
静電容量型センサ用検出回路Info
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- JPH08297147A JPH08297147A JP10368895A JP10368895A JPH08297147A JP H08297147 A JPH08297147 A JP H08297147A JP 10368895 A JP10368895 A JP 10368895A JP 10368895 A JP10368895 A JP 10368895A JP H08297147 A JPH08297147 A JP H08297147A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 静電容量センサにおいて、温度ドリフトに基
因する誤差を低減する。 【構成】 スイッチトキャパシタ回路１２は検出用静電
容量と基準静電容量との比を電圧に変換する。スイッチ
トキャパシタ回路に与えられる基準電位は駆動信号によ
って駆動されるスイッチングトランジスタ１０及び１１
によって切り替えられる。スイッチトキャパシタ回路の
スイッチングトランジスタは駆動信号の１／２の周波数
を有するリセット信号が与えられ、さらに、スイッチト
キャパシタ回路には駆動信号周波数と同一の周波数を有
するクロック信号が与えられる。スイッチトキャパシタ
回路の出力はクロック信号に対して位相差９０度毎にサ
ンプルホールドされ、これらサンプルホールド値は加減
算される。
因する誤差を低減する。 【構成】 スイッチトキャパシタ回路１２は検出用静電
容量と基準静電容量との比を電圧に変換する。スイッチ
トキャパシタ回路に与えられる基準電位は駆動信号によ
って駆動されるスイッチングトランジスタ１０及び１１
によって切り替えられる。スイッチトキャパシタ回路の
スイッチングトランジスタは駆動信号の１／２の周波数
を有するリセット信号が与えられ、さらに、スイッチト
キャパシタ回路には駆動信号周波数と同一の周波数を有
するクロック信号が与えられる。スイッチトキャパシタ
回路の出力はクロック信号に対して位相差９０度毎にサ
ンプルホールドされ、これらサンプルホールド値は加減
算される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、圧力等の物理量を静電
容量の変化で測定する静電容量型センサで用いられる検
出回路に関する。
容量の変化で測定する静電容量型センサで用いられる検
出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、この種の静電容量型センサ用検
出回路として、例えば、図３に示すスイッチトキャパシ
タ回路が知られている。図３を参照して、静電容量型セ
ンサはセンサ検出用容量１及び基準容量２を備えてい
る。スイッチトキャパシタ回路はスイッチングトランジ
スタ３及び演算増幅器４を備えており、スイッチトキャ
パシタ回路の帰還容量としてセンサ検出用容量１が用い
られ、入力端子４ａに接続される容量として基準容量２
が用いられる。
出回路として、例えば、図３に示すスイッチトキャパシ
タ回路が知られている。図３を参照して、静電容量型セ
ンサはセンサ検出用容量１及び基準容量２を備えてい
る。スイッチトキャパシタ回路はスイッチングトランジ
スタ３及び演算増幅器４を備えており、スイッチトキャ
パシタ回路の帰還容量としてセンサ検出用容量１が用い
られ、入力端子４ａに接続される容量として基準容量２
が用いられる。
【０００３】図４も参照して、いま、入力端子４ａにク
ロック信号φＳが与えられ、スイッチングトランジスタ
のベースにリセット信号φＧが与えられるものとする。
クロック信号φＳ及びリセット信号φＧがロウ（Ｌ）レ
ベル（負）であると、スイッチングトランジスタ３がタ
ーンオフして基準容量２に電荷が蓄積される。そして、
演算増幅器４の出力には帰還容量である検出用容量１の
逆数に比例する電圧が生じる。
ロック信号φＳが与えられ、スイッチングトランジスタ
のベースにリセット信号φＧが与えられるものとする。
クロック信号φＳ及びリセット信号φＧがロウ（Ｌ）レ
ベル（負）であると、スイッチングトランジスタ３がタ
ーンオフして基準容量２に電荷が蓄積される。そして、
演算増幅器４の出力には帰還容量である検出用容量１の
逆数に比例する電圧が生じる。
【０００４】次に、クロック信号φＳ及びリセット信号
φＧがハイ（Ｈ）レベル（正）となると、スイッチング
トランジスタ３がターンオンして、検出用容量１に蓄積
された電荷が放電される。この際、スイッチトキャパシ
タ回路の出力電圧は、演算増幅器４の非反転入力端子に
印加された基準電位Ｖr となる。そして、スイッチトキ
ャパシタ回路の出力電圧をフィルタ回路（図示せず）を
通して平均化するか又はサンプルホールド回路（図示せ
ず）でサンプルホールドして検出電圧として用いる。
φＧがハイ（Ｈ）レベル（正）となると、スイッチング
トランジスタ３がターンオンして、検出用容量１に蓄積
された電荷が放電される。この際、スイッチトキャパシ
タ回路の出力電圧は、演算増幅器４の非反転入力端子に
印加された基準電位Ｖr となる。そして、スイッチトキ
ャパシタ回路の出力電圧をフィルタ回路（図示せず）を
通して平均化するか又はサンプルホールド回路（図示せ
ず）でサンプルホールドして検出電圧として用いる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のスイ
ッチトキャパシタ回路においては、スイッチングトラン
ジスタの開閉（オンオフ）に起因する注入電荷が存在す
る。このため、従来の検出回路では、リセットの後、ス
イッチトキャパシタ回路にオフセット電圧が生じてしま
うという問題点がある。そして、このオフセット電圧は
温度に応じて変化し、温度ドリフトの原因となってしま
う。加えて、スイッチトキャパシタ回路を構成する演算
増幅器４もオフセット及び温度ドリフトの原因となると
いう問題点がある。つまり、従来の検出回路では物理量
を正確に検出することが難しいという問題点がある。
ッチトキャパシタ回路においては、スイッチングトラン
ジスタの開閉（オンオフ）に起因する注入電荷が存在す
る。このため、従来の検出回路では、リセットの後、ス
イッチトキャパシタ回路にオフセット電圧が生じてしま
うという問題点がある。そして、このオフセット電圧は
温度に応じて変化し、温度ドリフトの原因となってしま
う。加えて、スイッチトキャパシタ回路を構成する演算
増幅器４もオフセット及び温度ドリフトの原因となると
いう問題点がある。つまり、従来の検出回路では物理量
を正確に検出することが難しいという問題点がある。
【０００６】本発明の目的は、オフセット電圧及び温度
ドリフトに起因する誤差を防止して物理量を正確に検出
できる静電容量型センサ用検出回路を提供することにあ
る。
ドリフトに起因する誤差を防止して物理量を正確に検出
できる静電容量型センサ用検出回路を提供することにあ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、基準静
電容量及び印加される物理量に応じて静電容量が変化す
る検出用静電容量を備え、前記検出用静電容量の変化に
応じて前記物理量を検出する静電容量型センサに用いら
れる検出回路において、スイッチングトランジスタを備
え前記検出用静電容量と前記基準静電容量との比を基準
電圧に応じて電圧出力に変換するスイッチトキャパシタ
回路と、前記基準電圧を予め定められた周期で変化させ
る基準電圧切替手段とを有し、前記スイッチトキャパシ
タ回路には前記予め定められた周期分の１で規定される
周波数を有するクロック信号が入力され、前記スイッチ
ングトランジスタはクロック信号の周波数の１／２の周
波数を有する駆動信号で駆動制御されており、さらに、
前記クロック信号に対して位相差９０度毎に前記スイッ
チトキャパシタ回路の出力をサンプルホールドするサン
プルホールド手段と、前記サンプルホールド手段の出力
を予め定められた手法で加減算する加減算手段とを有す
ることを特徴とする静電容量型センサ用検出回路が得ら
れる。
電容量及び印加される物理量に応じて静電容量が変化す
る検出用静電容量を備え、前記検出用静電容量の変化に
応じて前記物理量を検出する静電容量型センサに用いら
れる検出回路において、スイッチングトランジスタを備
え前記検出用静電容量と前記基準静電容量との比を基準
電圧に応じて電圧出力に変換するスイッチトキャパシタ
回路と、前記基準電圧を予め定められた周期で変化させ
る基準電圧切替手段とを有し、前記スイッチトキャパシ
タ回路には前記予め定められた周期分の１で規定される
周波数を有するクロック信号が入力され、前記スイッチ
ングトランジスタはクロック信号の周波数の１／２の周
波数を有する駆動信号で駆動制御されており、さらに、
前記クロック信号に対して位相差９０度毎に前記スイッ
チトキャパシタ回路の出力をサンプルホールドするサン
プルホールド手段と、前記サンプルホールド手段の出力
を予め定められた手法で加減算する加減算手段とを有す
ることを特徴とする静電容量型センサ用検出回路が得ら
れる。
【０００８】
【作用】本発明では、スイッチトキャパシタ回路の基準
電位を変化させて、位相差９０度毎にスイッチトキャパ
シタ回路の出力をサンプルホールドするようにしてか
ら、スイッチトキャパシタ回路に入力されるクロック信
号の電圧レベルを上げてセンサ感度を大きくでき、その
結果、後段の増幅度を抑えることが可能となる。しか
も、加減算手段に用いているから、スイッチトキャパシ
タ回路のスイッチングトランジスタの開閉に起因する注
入電荷と演算増幅器によるオフセット及び温度ドリフト
を極めて小さくできる。
電位を変化させて、位相差９０度毎にスイッチトキャパ
シタ回路の出力をサンプルホールドするようにしてか
ら、スイッチトキャパシタ回路に入力されるクロック信
号の電圧レベルを上げてセンサ感度を大きくでき、その
結果、後段の増幅度を抑えることが可能となる。しか
も、加減算手段に用いているから、スイッチトキャパシ
タ回路のスイッチングトランジスタの開閉に起因する注
入電荷と演算増幅器によるオフセット及び温度ドリフト
を極めて小さくできる。
【０００９】
【実施例】以下本発明について実施例によって説明す
る。
る。
【００１０】図１を参照して、図示の検出回路は、スイ
ッチトキャパシタ回路１２を備えており、このスイッチ
トキャパシタ回路１２の出力端は複数のサンプルホール
ド回路５乃至８に接続されている。スイッチトキャパシ
タ回路１２はスイッチングトランジスタ３及び演算増幅
器４を有しており、図示の例では、検出用容量を符号で
ＣＳ、基準容量を符号Ｃr で表している。図示のよう
に、演算増幅器４の非反転入力端子にはスイッチングト
ランジスタ１０及び１１を介して後述するように基準電
位が与えられる。
ッチトキャパシタ回路１２を備えており、このスイッチ
トキャパシタ回路１２の出力端は複数のサンプルホール
ド回路５乃至８に接続されている。スイッチトキャパシ
タ回路１２はスイッチングトランジスタ３及び演算増幅
器４を有しており、図示の例では、検出用容量を符号で
ＣＳ、基準容量を符号Ｃr で表している。図示のよう
に、演算増幅器４の非反転入力端子にはスイッチングト
ランジスタ１０及び１１を介して後述するように基準電
位が与えられる。
【００１１】サンプルホールド回路５乃至８の出力は加
減算増幅器９に与えられ、後述するように加減算増幅器
９の出力から検出電圧が得られる。スイッチングトラン
ジスタ３とスイッチングトランジスタ１０及び１１とは
ロジック回路（図示せず）によって駆動制御される。
減算増幅器９に与えられ、後述するように加減算増幅器
９の出力から検出電圧が得られる。スイッチングトラン
ジスタ３とスイッチングトランジスタ１０及び１１とは
ロジック回路（図示せず）によって駆動制御される。
【００１２】ここで、図２も参照して、いま、スイッチ
ングトランジスタ３にはロジック回路からリセット信号
φＧが与えられものとする。また、スイッチングトラン
ジスタ１０にはリセット信号φＲが与えられ、スイッチ
ングトランジスタ１１にはリセット信号φＲ（バー）が
与えられるものとする。なお、φＲ（バー）はφＲの極
性を反転させた信号を表す。
ングトランジスタ３にはロジック回路からリセット信号
φＧが与えられものとする。また、スイッチングトラン
ジスタ１０にはリセット信号φＲが与えられ、スイッチ
ングトランジスタ１１にはリセット信号φＲ（バー）が
与えられるものとする。なお、φＲ（バー）はφＲの極
性を反転させた信号を表す。
【００１３】また、サンプルホールド回路５乃至８の入
力にはそれぞれスイッチングトランジスタ５ａ乃至８ａ
が備えられており、これらスイッチングトランジスタ５
ａ乃至８ａは上述のロジック回路によって駆動制御され
る。具体的には、スイッチングトランジスタ５ａ、６
ａ、７ａ、及び８ａはそれぞれリセット信号φＳ１、φ
Ｓ４、φＳ２、及びφＳ３によって駆動制御される。こ
れらリセット信号φＳ１、φＳ４、φＳ２、及びφＳ３
はクロック信号φＳ０に対して位相差９０度毎に送出さ
れる。
力にはそれぞれスイッチングトランジスタ５ａ乃至８ａ
が備えられており、これらスイッチングトランジスタ５
ａ乃至８ａは上述のロジック回路によって駆動制御され
る。具体的には、スイッチングトランジスタ５ａ、６
ａ、７ａ、及び８ａはそれぞれリセット信号φＳ１、φ
Ｓ４、φＳ２、及びφＳ３によって駆動制御される。こ
れらリセット信号φＳ１、φＳ４、φＳ２、及びφＳ３
はクロック信号φＳ０に対して位相差９０度毎に送出さ
れる。
【００１４】ｔ＝ｔ0 の際、リセット信号φＲがハイレ
ベルであるので、スイッチングトランジスタ１０がオン
となる。この結果、基準電位として第１の基準電位Ｖ１
が演算増幅器４の非反転入力端子に与えられる。この
際、リセット信号φＧがハイレベルであるから、スイッ
チングトランジスタ３もオンする。いま、入力端子４ａ
にクロック信号φＳ０が与えられているとすると、スイ
ッチトキャパシタ回路の出力Ｖsoutは、Ｖsout＝Ｖ1 ＋
Ｖoff （Ｖoff はオペアンプのオフセット電圧）とな
る。図２に示すように、リセット信号φＧがロウレベル
になる前に、リセット信号φＳ３が与えられるので（つ
まり、ハイレベルとなるので）、Ｖｓｏｕｔはサンプル
ホールド回路８で保持される。
ベルであるので、スイッチングトランジスタ１０がオン
となる。この結果、基準電位として第１の基準電位Ｖ１
が演算増幅器４の非反転入力端子に与えられる。この
際、リセット信号φＧがハイレベルであるから、スイッ
チングトランジスタ３もオンする。いま、入力端子４ａ
にクロック信号φＳ０が与えられているとすると、スイ
ッチトキャパシタ回路の出力Ｖsoutは、Ｖsout＝Ｖ1 ＋
Ｖoff （Ｖoff はオペアンプのオフセット電圧）とな
る。図２に示すように、リセット信号φＧがロウレベル
になる前に、リセット信号φＳ３が与えられるので（つ
まり、ハイレベルとなるので）、Ｖｓｏｕｔはサンプル
ホールド回路８で保持される。
【００１５】リセット信号φＧが、ハイレベルからロウ
レベルになると、スイッチングトランジスタ３はオフす
る。この際、検出用容量ＣＳに蓄積された電荷がオペア
ンプの入力側へ放出される。この結果、スイッチトキャ
パシタ回路の出力Ｖsoutは、Ｖsout＝Ｖ1 ＋Ｖoff ＋Ｖ
d となる。ただし、Ｖd は蓄積電荷に起因する電圧であ
る。
レベルになると、スイッチングトランジスタ３はオフす
る。この際、検出用容量ＣＳに蓄積された電荷がオペア
ンプの入力側へ放出される。この結果、スイッチトキャ
パシタ回路の出力Ｖsoutは、Ｖsout＝Ｖ1 ＋Ｖoff ＋Ｖ
d となる。ただし、Ｖd は蓄積電荷に起因する電圧であ
る。
【００１６】次に、ｔ＝ｔ1 の時、スイッチトキャパシ
タ回路の入力クロック信号φＳ０（振幅Ｖp ）がハイレ
ベルとなり、その結果、スイッチトキャパシタ回路出力
Ｖsoutは、Ｖsout＝−Ｃr Ｖp ／Ｃs ＋Ｖ1 ＋Ｖoff ＋
Ｖd ＝Ｖs1となる。図２に示すように、リセット信号φ
Ｇがハイレベル期間中、リセット信号φＳ１がハイレベ
ルとなるので、Ｖsoutは、つまり、Ｖs1は、サンプルホ
ールド回路５で保持される。
タ回路の入力クロック信号φＳ０（振幅Ｖp ）がハイレ
ベルとなり、その結果、スイッチトキャパシタ回路出力
Ｖsoutは、Ｖsout＝−Ｃr Ｖp ／Ｃs ＋Ｖ1 ＋Ｖoff ＋
Ｖd ＝Ｖs1となる。図２に示すように、リセット信号φ
Ｇがハイレベル期間中、リセット信号φＳ１がハイレベ
ルとなるので、Ｖsoutは、つまり、Ｖs1は、サンプルホ
ールド回路５で保持される。
【００１７】ｔ＝ｔ2 の際、リセット信号φＲがロウレ
ベルとなるので、スイッチングトランジスタ１０がオフ
する。この際、図示しないが、リセット信号φＲ（バ
ー）はハイレベルとなるで、スイッチングトランジスタ
１１がオンとなる。その結果、基準電圧として第２の基
準電位Ｖ2 が演算増幅器４の非反転入力端子に与えられ
る。この際、リセット信号φＧはハイレベルであるの
で、スイッチングトランジスタ３はオンとなり、スイッ
チトキャパシタ回路１２はリセットされる。その結果、
スイッチトキャパシタ回路出力Ｖsoutは、Ｖsout＝Ｖ2
＋Ｖoff となる。リセット信号φＧがロウレベルになる
前に、リセット信号φＳ４がハイレベルとなるので、Ｖ
ｓｏｕｔはサンプルホールド回路６によって保持され
る。
ベルとなるので、スイッチングトランジスタ１０がオフ
する。この際、図示しないが、リセット信号φＲ（バ
ー）はハイレベルとなるで、スイッチングトランジスタ
１１がオンとなる。その結果、基準電圧として第２の基
準電位Ｖ2 が演算増幅器４の非反転入力端子に与えられ
る。この際、リセット信号φＧはハイレベルであるの
で、スイッチングトランジスタ３はオンとなり、スイッ
チトキャパシタ回路１２はリセットされる。その結果、
スイッチトキャパシタ回路出力Ｖsoutは、Ｖsout＝Ｖ2
＋Ｖoff となる。リセット信号φＧがロウレベルになる
前に、リセット信号φＳ４がハイレベルとなるので、Ｖ
ｓｏｕｔはサンプルホールド回路６によって保持され
る。
【００１８】リセット信号φＧがハイレベルからロウレ
ベルになると、スイッチングトランジスタ３はオフす
る。この際、検出用容量ＣＳに蓄積された電荷がオペア
ンプの入力側へ放出される。この結果、スイッチトキャ
パシタ回路の出力ＶsoutはＶsout＝Ｖ2 ＋Ｖoff ＋Ｖd
となる。
ベルになると、スイッチングトランジスタ３はオフす
る。この際、検出用容量ＣＳに蓄積された電荷がオペア
ンプの入力側へ放出される。この結果、スイッチトキャ
パシタ回路の出力ＶsoutはＶsout＝Ｖ2 ＋Ｖoff ＋Ｖd
となる。
【００１９】ｔ＝ｔ3 の際には、入力クロック信号φＳ
０がロウレベルであるので、つまり、センサの駆動信号
がｔ＝ｔ1 の時と逆相なので、スイッチトキャパシタ回
路の出力Ｖsoutは、Ｖsout＝Ｃr Ｖp ／Ｃs ＋Ｖ2 ＋Ｖ
off ＋Ｖd ＝Ｖs2となる。図２に示すように、リセット
信号φＧがロウレベル期間中、リセット信号φＳ２がハ
イレベルとなるので、Ｖsoutは、つまり、Ｖs2はサンプ
ルホールド回路７に保持される。
０がロウレベルであるので、つまり、センサの駆動信号
がｔ＝ｔ1 の時と逆相なので、スイッチトキャパシタ回
路の出力Ｖsoutは、Ｖsout＝Ｃr Ｖp ／Ｃs ＋Ｖ2 ＋Ｖ
off ＋Ｖd ＝Ｖs2となる。図２に示すように、リセット
信号φＧがロウレベル期間中、リセット信号φＳ２がハ
イレベルとなるので、Ｖsoutは、つまり、Ｖs2はサンプ
ルホールド回路７に保持される。
【００２０】ここで、スイッチトキャパシタ回路の出力
波形の電圧幅Ｖp-p は、Ｖp-p ＝ＶS2−ＶS1＝２Ｃr Ｖ
p ／Ｃs −（Ｖ1 −Ｖ2 ）となる。この際、（Ｖ1 −Ｖ
2 ）をＣr Ｖp ／Ｃs の値とすると、スイッチトキャパ
シタ回路の出力波形の電圧幅はＣr Ｖp ／Ｃs となり、
Ｖ1 ＝Ｖ2 の時に比べて半分の値となる。
波形の電圧幅Ｖp-p は、Ｖp-p ＝ＶS2−ＶS1＝２Ｃr Ｖ
p ／Ｃs −（Ｖ1 −Ｖ2 ）となる。この際、（Ｖ1 −Ｖ
2 ）をＣr Ｖp ／Ｃs の値とすると、スイッチトキャパ
シタ回路の出力波形の電圧幅はＣr Ｖp ／Ｃs となり、
Ｖ1 ＝Ｖ2 の時に比べて半分の値となる。
【００２１】ところで、センサの感度はスイッチトキャ
パシタ回路の入力信号電圧Ｖp に比例するため、通常、
スイッチトキャパシタ回路に用いられる演算増幅器４の
ほぼ最大出力電圧に併せて設定する。つまり、図示の検
出回路では、スイッチトキャパシタ回路の出力波形電圧
幅が半分になるため、スイッチトキャパシタ回路の入力
信号電圧Ｖp を２倍まで大きくできる。その結果、同一
のセンサ感度を保ち後段の加減算回路の増幅度を半分に
できるため、この検出回路における温度ドリフトを半分
にすることができる。
パシタ回路の入力信号電圧Ｖp に比例するため、通常、
スイッチトキャパシタ回路に用いられる演算増幅器４の
ほぼ最大出力電圧に併せて設定する。つまり、図示の検
出回路では、スイッチトキャパシタ回路の出力波形電圧
幅が半分になるため、スイッチトキャパシタ回路の入力
信号電圧Ｖp を２倍まで大きくできる。その結果、同一
のセンサ感度を保ち後段の加減算回路の増幅度を半分に
できるため、この検出回路における温度ドリフトを半分
にすることができる。
【００２２】加減算増幅回路９は、サンプルホールド回
路５乃至８からの出力信号の和及び差をとるので、加減
算増幅回路９の出力電圧Ｖout は、Ｖout ＝（Ｖ1 ＋Ｖ
off）−Ｖs1−（Ｖ2 ＋Ｖoff ）＋ＶS2＝２Ｃr Ｖp ／
Ｃs となる。
路５乃至８からの出力信号の和及び差をとるので、加減
算増幅回路９の出力電圧Ｖout は、Ｖout ＝（Ｖ1 ＋Ｖ
off）−Ｖs1−（Ｖ2 ＋Ｖoff ）＋ＶS2＝２Ｃr Ｖp ／
Ｃs となる。
【００２３】以上の説明から明らかなように、図１に示
す検出回路を用いることによって、スイッチトキャパシ
タ回路を構成する演算増幅器のオフセット電圧及びスイ
ッチングトランジスタによる電荷の影響を完全に除去
し、温度ドリフトを大幅に低減することができる。
す検出回路を用いることによって、スイッチトキャパシ
タ回路を構成する演算増幅器のオフセット電圧及びスイ
ッチングトランジスタによる電荷の影響を完全に除去
し、温度ドリフトを大幅に低減することができる。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では、スイ
ッチトキャパシタ回路で発生する演算増幅器のオフセッ
トとスイッチングトランジスタによる電荷の影響を除去
することができるため、温度ドリフトの極めて少なくす
ることができ、その結果、物量を精度よく検出できると
いう効果がある。
ッチトキャパシタ回路で発生する演算増幅器のオフセッ
トとスイッチングトランジスタによる電荷の影響を除去
することができるため、温度ドリフトの極めて少なくす
ることができ、その結果、物量を精度よく検出できると
いう効果がある。
【図１】本発明による静電容量型センサ用検出回路の一
実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
【図２】図１に示す静電容量型センサ用検出回路の動作
を説明するためのタイミング図である。
を説明するためのタイミング図である。
【図３】従来の静電容量型センサ用検出回路に用いられ
るスイッチトキャパシタ回路を示す回路図である。
るスイッチトキャパシタ回路を示す回路図である。
【図４】図３に示すスイッチトキャパシタ回路の動作を
説明するためのタイミング図である。
説明するためのタイミング図である。
１，ＣＳ 検出用容量 ２，Ｃｒ 基準容量 ３，１０，１１ スイッチングトランジスタ ４ 演算増幅器 ５，６，７，８ サンプルホールド回路 ９ 加減算増幅器 １２ スイッチトキャパシタ回路
Claims (3)
- 【請求項１】 基準静電容量及び印加される物理量に応
じて静電容量が変化する検出用静電容量を備え、前記検
出用静電容量の変化に応じて前記物理量を検出する静電
容量型センサに用いられる検出回路において、スイッチ
ングトランジスタを備え前記検出用静電容量と前記基準
静電容量との比を基準電圧に応じて電圧出力に変換する
スイッチトキャパシタ回路と、前記基準電圧を予め定め
られた周期で変化させる基準電圧切替手段とを有し、前
記スイッチトキャパシタ回路には前記予め定められた周
期分の１で規定される周波数を有するクロック信号が入
力され、前記スイッチングトランジスタは前記クロック
信号の周波数の１／２の周波数を有する駆動信号で駆動
制御されており、さらに、前記クロック信号に対して位
相差９０度毎に前記スイッチトキャパシタ回路の出力を
サンプルホールドするサンプルホールド手段と、前記サ
ンプルホールド手段の出力を予め定められた手法で加減
算する加減算手段とを有することを特徴とする静電容量
型センサ用検出回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載された静電容量型センサ
用検出回路において、前記基準電圧切替手段は、第１の
基準電圧と該第１の基準電圧よりも小さい第２の基準電
圧とに前記基準電圧を切り替えることを特徴とする静電
容量型センサ用検出回路。 - 【請求項３】 請求項１に記載された静電容量型センサ
用検出回路において、前記サンプルホールド手段は、前
記位相差９０度毎にそれぞれサンプルホールドした前記
スイッチトキャパシタ回路の出力を第１乃至第４のサン
プルホールド値として出力し、前記予め定められた手法
は、（第１のサンプルホールド値）−（第２のサンプル
ホールド値）−（第３のサンプルホールド値）＋（第４
のサンプルホールド値）であることを特徴とする静電容
量型センサ用検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10368895A JPH08297147A (ja) | 1995-04-27 | 1995-04-27 | 静電容量型センサ用検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10368895A JPH08297147A (ja) | 1995-04-27 | 1995-04-27 | 静電容量型センサ用検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08297147A true JPH08297147A (ja) | 1996-11-12 |
Family
ID=14360725
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10368895A Pending JPH08297147A (ja) | 1995-04-27 | 1995-04-27 | 静電容量型センサ用検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08297147A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6529015B2 (en) | 2000-03-02 | 2003-03-04 | Denso Corporation | Signal processing apparatus |
| JP2008139324A (ja) * | 2008-01-15 | 2008-06-19 | Endress & Hauser Gmbh & Co Kg | 容量センサ用の回路構成 |
| WO2010103258A1 (en) * | 2009-03-11 | 2010-09-16 | Renishaw Plc | Apparatus and method for digitising impedance |
| JP2019049472A (ja) * | 2017-09-11 | 2019-03-28 | セイコーエプソン株式会社 | ロボット及び力センサーのオフセット補正装置 |
-
1995
- 1995-04-27 JP JP10368895A patent/JPH08297147A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6529015B2 (en) | 2000-03-02 | 2003-03-04 | Denso Corporation | Signal processing apparatus |
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| CN102348957A (zh) * | 2009-03-11 | 2012-02-08 | 瑞尼斯豪公司 | 用于将阻抗数字化的设备和方法 |
| US8890546B2 (en) | 2009-03-11 | 2014-11-18 | Renishaw Plc | Apparatus and method for digitising impedance |
| JP2019049472A (ja) * | 2017-09-11 | 2019-03-28 | セイコーエプソン株式会社 | ロボット及び力センサーのオフセット補正装置 |
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