JPH08251930A

JPH08251930A - Ｐｗｍ制御装置とそれを用いたシステム

Info

Publication number: JPH08251930A
Application number: JP7053959A
Authority: JP
Inventors: Yoshinao Iwaji; 善尚岩路; Toshiaki Okuyama; 俊昭奥山; Takashi Ikimi; 高志伊君; Masahiro Tobiyo; 飛世　　正博
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1995-03-14
Filing date: 1995-03-14
Publication date: 1996-09-27
Anticipated expiration: 2017-02-25
Also published as: DE69617503D1; JP3259571B2; EP0732798A1; DE69617503T2; EP0732798B1

Abstract

(57)【要約】【目的】電力変換器のＰＷＭ制御装置に関し、キャリア
周波数が指令値の周波数の数倍程度である場合にも、低
次高調波やビート現象を抑制できるＰＷＭ制御装置を提
供することにある。【構成】指令値発生器（１）からの指令値を入力とし
て、ある特定の周期毎Δｔに前記指令値に対応する幅の
パルス波を演算し出力するパルス幅変調器（３）と、そ
のパルス波により電力変換器（４）を構成する半導体ス
イッチング素子を駆動するＰＷＭ制御装置において、特
定周期期間内Δｔで前記指令値を少なくとも２回以上サ
ンプリングし、該サンプリング値に基づいてその都度Δ
ｔ期間内における前記指令値の平均値を演算する指令値
補償手段（２）を備え、該指令値補償手段からの前記指
令値の平均値を入力として前記パルス幅変調器により前
記パルス波が演算，出力されるようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ，コンバー
タ等の電力変換器をＰＷＭ（パルス幅変調）制御する装
置であって、特にスイッチング周波数の低い場合におい
て、高精度，高性能化が可能な電力変換器のＰＷＭ制御
装置とそれを用いたシステムに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から使用されているＰＷＭ制御方式
の代表例としては、三角波キャリアと指令値とを比較
し、ＰＷＭパルスを作成する三角波比較法がある。現在
では、この技術をデジタル化し、一定周期（キャリア波
の周期に相当）毎に指令値に相当するパルス幅を演算
し、ビットのオン・オフによりＰＷＭ制御を行ってい
る。これらのＰＷＭ方式には、大別して非同期ＰＷＭ制
御と同期ＰＷＭ制御の２つがある。

【０００３】キャリア周波数が指令値（本発明では、Ｐ
ＷＭ変調される指令値は、正弦波等の周期関数である）
の周波数に比べて十分高い場合には、キャリア周波数を
一定値に固定する非同期ＰＷＭ制御が用いられている。
汎用インバータ，圧延機駆動インバータ，ＦＡ用サーボ
等に用いられている。

【０００４】キャリア周波数と指令値の周波数が比較的
接近している場合には、キャリア周波数が常に指令値の
周波数の整数倍になるように設定された同期ＰＷＭ制御
が用いられている。この場合、指令値の周波数の変化に
従って、キャリア周波数とそれらの比率（整数比）を変
化させている。電気車や無効電力補償装置等、大容量の
電力変換器で使用されている（参考文献：「半導体電力
変換回路」電気学会，６章・自励式インバータ）。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】非同期ＰＷＭ制御は、
キャリア周波数が、指令値の周波数に対して、十分高い
周波数である場合にその性能を発揮する。キャリア周波
数と指令値の周波数の比は、１０数倍以上は必要である
と言われている。これ以下の比率では、低次高調波の増
加，ビート現象の発生等の問題が生じ、著しく性能が劣
化する。この状態で電動機を駆動すると、大きなトルク
脈動が発生する。

【０００６】これには指令値の周波数に対して、キャリ
ア周波数を十分高く設定すれば、これらの問題は生じな
いが、スイッチング損失が増大し効率が劣化する等、別
の問題が生じてくる。また、大容量の電力変換器では、
使用する半導体素子に限界があり、物理的にキャリア周
波数を高くすることはできない。

【０００７】また、同期ＰＷＭ制御の場合、低いキャリ
ア周波数であっても、高調波はある程度抑制され、ビー
ト現象も抑制できる。しかし、指令値の周波数に依存し
て、キャリア周波数とパルス数（キャリア周波数と指令
値周波数の比率）を切り替えなければならないため、制
御回路が複雑になる、パルス数の切り替えに伴う脈動
（切り替えショック）が発生する等が問題として残る。

【０００８】さらに、同期ＰＷＭ制御で電動機を駆動す
る場合には、瞬時トルクの制御が不可能になるため、シ
ステムの高応答は望めなくなる。電動機を開ループで駆
動するようなシステムであれば問題ないが、圧延機駆動
のように閉ループ制御により瞬時トルクを制御する必要
のあるシステムに対しては、適用は難しい。仮にそのよ
うなシステムに適用すれば、応答は非常に遅くなり、制
御性能が劣化する。一般的に、閉ループ制御系を構成
し、指令値の周波数が変化するようなシステムでは、同
期形ＰＷＭ制御の適用は困難である。

【０００９】本発明の目的は、低いキャリア周波数でも
低次高調波の増加やビート現象が生じない非同期ＰＷＭ
制御方式を提供することであり、それによって制御性能
が劣化することなく、小型高効率な電力変換器システム
を実現するものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、指令値発生器
からの指令値を入力として、ある特定の周期毎Δｔに前
記指令値に対応する幅のパルス波を演算し出力するパル
ス幅変調器と、そのパルス波により電力変換装置を構成
する半導体スイッチング素子を駆動するＰＷＭ制御装置
において、前記特定周期期間内Δｔで前記指令値を少な
くとも２回以上サンプリングし、該サンプリング値に基
づいてその都度前記Δｔ期間内における前記指令値の平
均値を演算する指令値補償手段を備え、該指令値補償手
段からの前記指令値の平均値を入力として前記パルス幅
変調器により前記パルス波が演算，出力されるようにし
たことを特徴とし、更には、同制御装置において、前記
特定周期Δｔの整数倍を周期とする三角波キャリア信号
を発生する三角波キャリア発生器を備え、前記指令値補
償手段では、前記三角波キャリア信号の半周期である正
のピークから負のピーク、あるいは負のピークから正の
ピークまでの期間内で前記指令値のサンプリング毎に該
期間内における前記指令値の平均値が演算され、前記パ
ルス幅変調器では、該平均値と前記三角波キャリア信号
とが比較され、その結果に基づいて前記パルス波が演
算，出力されるようにしたことを特徴とする。

【００１１】

【作用】三角波キャリア信号の周波数が指令値の周波数
の１０倍以下になる時、非同期ＰＷＭ制御では低次高調
波やビート現象が発生する。これは、指令値が正確にパ
ルス幅に反映されていないのが原因である。キャリア信
号と指令値の周波数比が大きな場合は、キャリア信号の
周期内で基本波はほぼ一定であるとみなすことができ
る。このため、キャリア信号と指令値がどのような位相
で接したとしても、出力されるパルス幅に大きな差はな
く、問題は起きない。

【００１２】しかし、キャリア信号と指令値の周波数が
接近すると、キャリア信号の周期内で指令値は大きく変
化するため、両者のわずかな位相差（指令値をサンプル
するタイミング）で、サンプルされる値が大きく変動
し、これが指令値の正負サイクルで非対称となり、低次
高調波やビート現象の原因となる。

【００１３】そこで、本発明の上記手段では、キャリア
信号と指令値がどのような位相差の場合でも、パルス幅
が変動しないように指令値に補償をかけるようにしてい
る。それには、パルス幅を決定するΔｔ期間における指
令値の平均値を推定し、それに応じて出力パルス幅を制
御するようにすればよい。

【００１４】以上により、キャリア信号の周波数と指令
値の周波数が接近した非同期ＰＷＭ制御においても、低
次高調波，ビート現象を抑制できるＰＷＭ制御装置が実
現できる。また、非同期形であるため、閉ループ制御系
の中にも問題なく組み込むことができる。

【００１５】

【実施例】本発明の一実施例について、図１のインバー
タ制御システムを用いて説明する。同図において、部品
番号１は、電圧指令値ｖ(ｔ)* を発生する指令値発生
器、２は該電圧指令値に補償を与える指令値補償器、３
は指令値補償器２の出力ｖ(ｔ)と三角波発生器３２の出
力ｅｔ(ｔ)を比較器３１において比較し、ＰＷＭパルス
ｐ(ｔ)を出力するパルス幅変調器、４はＰＷＭパルスｐ
(ｔ)により駆動されるインバータ等の電力変換器、５は
交流電動機等の負荷である。

【００１６】図１のシステムにおいて、指令値ｖ(ｔ)*
の周波数ｆと三角波ｅｔ(ｔ)の周波数ｆｃの比率ｎ(＝
ｆｃ／ｆ)が整数である場合を同期ＰＷＭと呼び、この
場合には、インバータ出力電流（電圧）には、不必要な
低次高調波やビート成分等が含まれず、負荷を安定に制
御できる。

【００１７】しかし、交流電動機の速度制御システムの
ように、ｆが大きく変化するシステムでは、同期ＰＷＭ
は適用が難しく、特に負荷を高応答に制御することは困
難である。

【００１８】また、ｎが整数でない場合を非同期ＰＷＭ
と呼び、この場合には、閉ループ制御系の一部に組み込
むことが容易であり、高応答のシステムが実現できる。
しかし、非同期ＰＷＭでは、ｎは１４〜１５程度以上は
必要であると言われている。それ以下になると、低次高
調波が増加し、ビート成分が発生する場合があり、制御
性能が著しく劣化する。

【００１９】図１のシステムを用いて交流電動機の高応
答な速度制御を行うような場合には、非同期ＰＷＭを使
用し、ｎはある程度（１５程度）以上の値に設定する必
要がある。汎用インバータのような小，中容量の装置の
場合には、インバータに高速スイッチング素子（ＩＧＢ
Ｔ等）の適用が可能であり、ｆｃを高く設定できるた
め、ｎを大きくできる。しかし、圧延機ドライブ，電
車，無効電力補償装置等、大容量の電力変換器を必要と
する装置では、高速スイッチング素子は使用できず、ｆ
ｃを十分高くすることはできない。また、ｆｃを高く設
定することは、スイッチング損失を増加させることにな
り、変換器効率を低下させ、装置自体の大型化を招く。

【００２０】この問題は、非同期ＰＷＭ制御により駆動
されるあらゆる構成の電力変換器に共通した課題である
が、根本的な解決策は得られていない。同期ＰＷＭ制御
は、その一つの答えではあるが、閉ループ制御系には適
さない、キャリア周波数が変化するため耳障りな騒音が
発生する、パルス数の切り替わり時にショック(脈動)が
生じる、制御回路構成（デジタル形の場合はソフト・ウ
ェア構成）が複雑になる等の問題がある。

【００２１】本発明は、これらの問題を解決するため、
指令値補償器２を付加したＰＷＭ制御方式に特徴を有す
る。

【００２２】以下に、指令値補償器２における指令値補
償法の原理を図２を用いて説明する。

【００２３】非同期ＰＷＭにおいて、ｎが十分大きな場
合、キャリア波の周期内で、電圧指令はほぼ一定である
とみなすことができる。この場合、出力されるパルス
は、電圧指令の瞬時値を正確に反映したパルスになる。
しかし、ｎが小さくなるに従って、キャリア周期内で電
圧指令は一定とはみなせなくなり、キャリア波と電圧指
令とのわずかな位相差が、出力パルスに大きな影響を及
ぼしてしまい、電圧指令がパルス幅に正確に反映されな
くなる。これが低次高調波の増加，ビート発生の原因と
なる。

【００２４】図２（ａ）には、ｎが小さい場合の従来の
三角波比較法を示す。三角波の半周期Δｔ（ｅｔ(ｔ)の
ピークからピークまでの期間）毎に、パルスのオン時
間，オフ時間が決定される。三角波ｅｔ(ｔ)は、指令値
ｖ(ｔ)* を点ｐにおいてサンプルし、その値をパルス幅
に反映させる。パルス幅変調の原理から、サンプル値は
この点ｐの存在するΔｔ期間を代表する指令値の値（例
えば平均値）である必要がある。しかし、図のようにｎ
が小さくなると、Δｔ内で指令値ｖ(ｔ)* は大きく変化
し、三角波ｅｔ(ｔ)と指令値ｖ(ｔ)* の位相関係によっ
てサンプル点ｐは変動し、必ずしも指令値のΔｔ期間を
代表する値をサンプルするとは限らない。その結果、パ
ルス幅は指令値を正確に反映したものにはならない。

【００２５】したがって、これらを防止するため、三角
波ｅｔ(ｔ)は、常に指令値ｖ(ｔ)*のΔｔ期間で代表す
る値をサンプルし、パルスを作成する必要がある。それ
には、指令値のΔｔ期間内での平均値を、指令値の瞬時
値から予見して、その値をもって新たな指令値とし、Ｐ
ＷＭ制御することで、目的は達成できる。

【００２６】図２（ｂ）は、指令値ｖ(ｔ)* と、図１の
指令値補償器２により補償された指令値ｖ(ｔ）を示し
たものである。ｖ(ｔ）は、Δｔ期間において一定であ
り、ｅｔ(ｔ)によりサンプルされる値は常にｖ(ｔ)* の
平均値を得るようにしている。

【００２７】すなわち、指令値補償器では、ｔがｔ０≦
ｔ≦ｔ０＋Δｔの時、

【００２８】

【数１】

【００２９】の計算が行われ平均値が求められる。ここ
で、指令値ｖ(ｔ)* が、

【００３０】

【数２】ｖ(ｔ)* ＝Ｖsin(ω１・ｔ＋δ） …（数２）ここに、ω１：角周波数、Ｖ：振幅、δ：位相角で表される時、数１は、

【００３１】

【数３】

【００３２】となる。

【００３３】ここで、ｖ(ｔ)* がΔｔ期間内で数２の関
係を持続する場合（開ループ制御等の場合）、ｖ(ｔ)は
Δｔ内で完全に一定値となる。しかし、閉ループ制御を
行う場合には、Δｔ期間内においてもω１やＶが変化す
るため、ｖ(ｔ)は完全に一定値にはならない。よって、
その場合に計算されるｖ(ｔ)の値は、その時刻ｔにおけ
る推定値である。

【００３４】このため、開ループ制御に比べて、閉ルー
プ制御の中で本システムを用いた場合には、若干の誤差
が生じる。しかし、Δｔという微小期間内における指令
値の変動（数２のω１，Ｖ，δ）は、過渡期を除いて極
わずかであり、ビート等が問題となる定常状態では、ほ
とんど変動がなくなるため、閉ループ制御系であっても
大きな効果が得られる。

【００３５】図３は、図１がデジタルサンプル値制御系
で構成された場合の、ｖ(ｔ)* ，ｖ(ｔ)，ｅｔ(ｔ)の波
形である。制御系のサンプル周期はΔｔｓであり、この
図の場合、

【００３６】

【数４】 Δｔ＝４Δｔｓ …（数４）の関係にある。デジタル制御系でＰＷＭ制御を行う場
合、Δｔ＝Δｔｓとするのが好ましいと言われているが
（例えば、特開平3−60381号公報）、キャリア周波数ｆ
ｃが低い場合には、Δｔ＝Δｔｓとするとむだ時間要素
が増加し、システムの高応答が望めなくなる。そのた
め、数４のように、Δｔｓ＜Δｔとして、高応答を実現
している。

【００３７】従来は、図３（ａ）のように、指令値発生
器からの出力ｖ(ｔ)* をそのままｅｔ(ｔ)と比較し、パ
ルスを作成していたが、本発明では、Δｔｓ毎に数１に
示した平均値推定を行う処理を施すため、図３（ｂ）の
ようにΔｔ期間内において、ほぼ一定値となる。完全に
一定値にならないのは、前述したように、閉ループ制御
系の中で使用しているためである。しかし、ｅｔ(ｔ)に
よるサンプル点ｐは、従来方式に比べると明らかにΔｔ
を代表する値に近づくため、大きな効果が得られる。

【００３８】また、Δｔ＝Δｔｓとする従来のデジタル
形ＰＷＭ制御方式において、Δｔ間の平均値を一つ前の
サンプル期間に演算する方式がある（例えば、特開昭60
−152270号公報）。この場合、ΔｔとΔｔｓが一致して
いるため平均値の演算は容易であるが、キャリア周波数
が低い場合には演算遅れΔｔｓ(＝Δｔ)が増加し、応答
が大きく劣化する。

【００３９】本方式は、Δｔ＝ｋΔｔｓ（ｋは１より
大、アナログではｋ＝∞）であるシステムを対象にして
おり、基本的にΔｔ期間の中で、そのΔｔ期間の平均値
を推定するため、演算遅れはΔｔｓにのみ関係し、キャ
リア周波数には依存しない。この点が従来方式と大きく
異なる点であり、この結果、応答の劣化は極めて少な
い。

【００４０】以上、本発明によるＰＷＭ制御の原理と基
本動作について説明した。説明の都合上、ＰＷＭ変調器
は三角波比較方式に基づいたアナログ方式を用いたが、
デジタル方式であっても問題はない。パルス幅を決定す
る期間Δｔの開始時間(ｔ０)と終了時間（ｔ０＋Δｔ）
がわかれば、適用することができる。また、ＰＷＭ変調
方式も、説明に用いた三角波比較方式にこだわらず、ダ
ブルキャリア方式，のこぎり波変調方式等、あらゆるＰ
ＷＭ方式に適用可能である。

【００４１】次に、図４は三相交流を扱う電力変換器を
対象とした本発明の他の実施例を示す。同図において、
部品番号３，４は図１の同じ番号のものと同一のもので
ある。１Ｂは三相インバータの電圧指令をｄｑ直交座標
軸上の電圧指令ｖｄ*，ｖｑ*で与える電圧指令発生器、
２Ｂは直流量の電圧指令ｖｄ* ，ｖｑ* を三相交流量に
変換する座標変換と、指令値のΔｔ期間における平均値
の推定を同時に行う電圧指令補償器、２１は２つの電圧
指令ｖｄ* ，ｖｑ* を位相θ０あるいはθ１に従って三
相交流量に変換する座標変換器、２２は指令値位相θと
角周波数ω１から、変換位相θ０，θ１ならびに微小位
相Δθを演算する変換位相演算器、２３は２つの座標変
換器の出力の差を計算する減算器、２４は２３の出力を
それぞれΔθで除算する除算器である。

【００４２】基本的に、数１（数３）の処理を行うこと
で、電圧指令補償を実現できるが、三相交流の制御を目
的にした電力変換器では、座標変換器を利用すること
で、簡単な演算で電圧指令補償が行える。以下にこの指
令値補償器の動作原理を説明する。

【００４３】数３の結果において、

【００４４】

【数５】

【００４５】とすると、ｖ(ｔ)は、

【００４６】

【数６】

【００４７】となる。

【００４８】ここで、位相θ０，θ１は、それぞれΔｔ
期間の開始位相と終了位相を９０度遅らせた位相であ
る。数６の第１項，第２項は、それぞれ位相をθ１，θ
０として、ｖｄ*，ｖｑ*を座標変換を行うことで求める
ことができる。よって、変換位相演算器で、位相θ０，
θ１，角度Δθを数５に従って求め、その位相でｖｄ*,
ｖｑ* を座標変換し、数６に従って演算を行えば、座標
変換と同時に指令値補償が行える。この結果、演算処理
時間を最小限に抑えることができる。

【００４９】図５は、上記本発明の指令値補償器を交流
電動機の速度制御を目的にした電動機駆動システムに適
用した本発明の他の実施例である。部品番号１Ｃは速度
制御器、負荷５には三相交流電動機、６は電動機の速度
検出器（速度センサレスのものでは速度推定器）であ
り、他のものは図４の同じ番号のものと同一のものであ
る。

【００５０】同図において、指令値発生器１Ｃには、電
動機の速度指令ωｒ* と、速度検出器６からの電動機の
回転数実測値（あるいは推定値）ωｒが読み込まれ、そ
れらを一致するように、ベクトル制御等により電圧指令
が演算される。電圧指令は、指令値補償器２Ｂによって
補償され、ＰＷＭ変調器３に送られ、パルス幅変調され
る。インバータ４は、ＰＷＭ変調器からのＰＷＭパルス
によりスイッチングを行い、交流電動機５を駆動する。

【００５１】本発明によると、ｆｃが低い場合であって
も、低次高調波の増加やビート現象の抑制が可能である
ため、トルク脈動を引き起こすことなく、電動機５をス
ムーズに駆動することができる。また、ｆｃが低い場合
であっても、非同期ＰＷＭが可能であるため、高応答が
実現できる。

【００５２】図６は、従来の非同期ＰＷＭ制御を用い
て、誘導電動機をドライブしたときの励磁電流ｉ１ｄ，
トルク電流ｉ１ｑ，誘導機のｕ相電流ｉ１ｕ，相電圧ｖ
１ｕ、ならびに三角波ｅｔ１，ｅｔ２，電圧指令ｖｕの
波形を、シミュレーションにより求めたものである。こ
こでは、インバータとして、中性点電圧接地形の３レベ
ル変換器を使用し、ＰＷＭ制御方式としてダブルキャリ
ア方式を用いている。キャリア周波数が５００Ｈｚ，電
圧指令の周波数は１５０Ｈｚであり、両者の比は３倍程
度であるため、ビート現象が発生している。したがっ
て、トルク電流i1qに大きな脈動成分が含まれており、
電動機はスムーズに回転しないことがわかる。

【００５３】図７は、図６と同じ条件で、電圧指令補償
を行った場合のシミュレーション波形である。電圧指令
ｖｕが、三角波の立ち上がり期間，立ち下がり期間毎に
一定値に保持されているのがわかる。図には、ビート現
象は見られず、本発明の有効性を示している。

【００５４】次に、本発明の指令値補償器を適用したい
くつかのシステムの実施例を以下に示す。

【００５５】図８は、三相交流電源を直流電圧に変換す
る順変換器システムの構成図である。図において、部品
番号８０は三相交流電源、８１は電源電流検出器、８２
はフィルター、８３はパルス幅変調器３のＰＷＭパルス
を受けて駆動されるコンバータ、８４はコンバータによ
って変換された直流電圧を平滑する平滑コンデンサ、８
５は直流電圧Ｅｄの検出器、８６はコンバータに接続さ
れる負荷装置（インバータ等）、８７は負荷を制御する
負荷制御装置、８８は直流電圧と入力力率に指令を与え
る直流電圧・力率指令発生器、１Ｄは直流電圧、および
入力力率を指令値に一致させるようにコンバータの入力
電圧指令を作る順変換器制御器、その他は図４の同じ番
号のものと同一のものである。

【００５６】大容量のコンバータの場合、ＰＷＭ制御に
は一般的に同期ＰＷＭ制御が使用されている。これは、
電源周波数が一定であるので、比較的容易にキャリア周
波数との同期が取れるためである。しかし、電源との同
期を取るためには、ＰＬＬ（Phase locked loop)等の回
路が必須であり、その分だけ制御回路構成は複雑にな
る。また、同じ装置を電源周波数が異なる他の地域で使
用する場合、システムの再調整，設定が必要になる。

【００５７】図８に示した実施例では、指令値補償器２
Ｂを備えているため、非同期ＰＷＭ制御においても、低
次高調波，ビート現象の抑制が可能となる。よって、図
８のシステムでは、電源周波数とキャリア周波数の同期
を取る必要がなくなる。このため、制御回路構成を簡略
化できる。

【００５８】なお、本発明を同期ＰＷＭに適用しても効
果は得られる。同期ＰＷＭ制御では、パルス数が少なく
なると、キャリア波と電圧指令波の位相差が原因で、低
次高調波が増加する場合がある。キャリア波と電源８０
の電圧とは、ＰＬＬなどを用いて、位相角を含めて容易
に同期を取ることが可能であるが、電圧指令（コンバー
タの交流入力電圧の指令）とキャリア波との位相の同期
を取ることはほとんど不可能であり、仮に実現できたと
してもかなりの制御遅れを伴うものになる。しかし、本
発明のコンバータシステムを用いて、同期ＰＷＭ制御を
行った場合には、キャリア波と電圧指令に位相差が生じ
たとしても、低次高調波が増加することはない。これ
は、キャリア波と電圧指令の位相差に関係なく、指令電
圧をパルス幅に反映できるのが、本発明のＰＷＭ方式の
特徴であるためである。

【００５９】図９は、インバータによる圧延機駆動シス
テムに、本発明による指令値補償器を適用した実施例で
ある。図９において、部品番号２Ｂ，３，４，５は、図
４の同じ番号のものと同一のものである。９０は電動機
５によって回転する圧延用ロール、９１は電動機の回転
数ωｒを検出する速度検出器、９２は電動機５の電流を
検出する電流検出器、９３は速度指令ωｒ* の発生器、
９４はωｒがωｒ* に一致するように電流指令を出力す
る速度制御器、９５は電動機電流が９４の出力に一致す
るように電圧指令を出力する電流制御器である。

【００６０】この実施例は、電動機５をベクトル制御
し、圧延用ロール９０を駆動するシステムである。現
在、鉄鋼プロセスラインには、インバータ駆動による交
流電動機が多数使われている。その中でも、圧延主機の
駆動装置には、大容量であることと同時に、圧延精度を
確保するために低トルク脈動で高応答の制御系が要求さ
れ、さらに高効率，小型化が望まれている。大容量の変
換器を構成するには、GTO等の大容量のスイッチング素
子を使う必要があるが、その場合キャリア周波数を高く
できず、低次高調波の増加やビート現象等の問題が生じ
る。また、装置自体の容量が大きいため、スイッチング
損失は無視できず、効率の低下，装置の大型化の原因と
なる。高効率を確保するためには、できるかぎり低いス
イッチング（低いキャリア周波数）による駆動が望まれ
る。

【００６１】図９に示した圧延機駆動システムは、低い
キャリア周波数でも、低次高調波，ビート現象を抑制す
ることができるため、圧延精度を確保したまま、高効率
化，小型化が実現できる。

【００６２】次に、図１０は、電車、あるいは電気自動
車の駆動システムに本発明による指令値補償器を適用し
た実施例である。

【００６３】図１０において、部品番号２Ｂ，３，４，
５，９２は、図９の同じ番号のものと同一のものであ
る。１００は電気車あるいは電気自動車の駆動部、１０
１は必要な駆動トルクに相当する電流指令を発生する電
流指令発生器、１０２は電動機電流が指令値に一致する
ように電圧を出力する電流制御器である。

【００６４】例えば電気自動車では、バッテリーをでき
るだけ長時間使用するために、高効率の変換器を使用す
る必要がある。また、軽量化のため、装置はできるだけ
小型のものが望まれる。さらに、発生トルクにビート等
の低周波の脈動が含まれると、乗り心地に悪影響を与え
るため、低トルク脈動の電動機駆動が要求される。

【００６５】図１０の実施例では、キャリア周波数を下
げることで、スイッチング損失を減少することができ、
装置の小型化が可能である。同時に、ビート現象等の低
周波のトルク脈動を抑制することができる。

【００６６】また、電車においても、電気自動車と同様
に、小型軽量化，ビート現象の抑制等の効果が得られ
る。

【００６７】ところで、電車では、圧延機駆動システム
のような高応答が要求されない分、Ｖ／Ｆ制御等の開ル
ープ制御で電動機を駆動する場合が多く、ＰＷＭ制御に
は、同期ＰＷＭ制御が使用されている。この場合、キャ
リア周波数と電圧指令の周波数の比率を切り替えてＰＷ
Ｍ制御を行っているが、このキャリア周波数の変化に伴
って発生する耳障りな電磁騒音が問題となっている。そ
の対策法としては、キャリア周波数を最も電磁騒音の減
少する点に固定し、非同期ＰＷＭ制御とするのが有効で
ある。従来の非同期ＰＷＭ制御では、ビート現象等の問
題を伴うが、本発明による電車駆動システムを用いれ
ば、ビート現象を起こさずにこの対策が実現可能であ
り、電磁騒音を減少させることができる。

【００６８】次に、図１１は、エレベータ駆動システム
に本発明による指令値補償器を適用した実施例である。
図１１において、部品番号２Ｂ，３，４，５，９１，９
４，９５は、「図９」の同じ番号のものと同一のもので
ある。１１０はエレベータの乗りかごを含めた駆動系、
１１１は乗りかごの位置指令ｘ* を出力する位置指令発
生器、１１２は乗りかごの位置ｘを検出する位置検出
器、１１３はｘがｘ* に一致するように速度指令ωｒ*
を出力する位置制御器である。

【００６９】この実施例においては、エレベータの乗り
かごの位置制御を行うために、マイナー・ループとして
電動機の速度制御，トルク電流制御を行い、最後に電圧
指令補償器２Ｂにおいて、指令値補償を行っている。

【００７０】エレベータ駆動システムにおいては、エレ
ベータの高速化に伴い変換器容量は大容量化する傾向に
ある。また、高速化に伴い、乗りかごの振動が無視でき
ないものになっている。このため、ビート現象等による
低周波成分が、できるだけ駆動系に含まれない制御系を
構成する必要がある。また、建物を有効に使うために、
駆動部はできるだけ小型のもが望まれる。

【００７１】図１１に示した本発明によるエレベータ駆
動システムは、大容量であると同時にビート現象を抑制
でき、高効率のため装置の小型化が可能である。

【００７２】次に、図１２は、ＧＴＯ等の自己消弧素子
を用いた電力系統用静止型無効電力補償システム（以下
ＳＶＣと略）に本発明による指令値補償器を適用した実
施例である。部品番号１２０は系統電源、１２１は交流
リアクトル、１２２はＧＴＯ等の自己消弧素子を用いた
ＳＶＣの主回路部、１２３は直流側のコンデンサ、１２
４は１２２の入力電圧指令を計算する指令値発生器、２
Ｂおよび３は、図４のものと同一のものである。

【００７３】このシステムでは、系統の無効電流成分を
調整するため、系統電源の位相，振幅と、流れている電
流から、適切な無効電流分ｉｓを計算し、系統へ注入す
る。ｉｓを目的の値にするため、変換器１２２の入力電
圧を制御する。この時、電圧指令に対して、２Ｂの電圧
指令補償を行う。

【００７４】ＳＶＣにおいても、図８に示した実施例と
同様に、通常は同期ＰＷＭが用いられている。しかし、
２Ｂの電圧指令補償を設けることで、非同期ＰＷＭが可
能となり、制御回路は簡略化され、さらに低いキャリア
周波数でも、高調波の少ない補償電流を注入することが
でき、高効率化，小型化が可能であり、また高応答も実
現できる。

【００７５】次に、図１３は、ＧＴＯ等の自己消弧素子
を用いた可変速揚水発電システムに本発明による指令値
補償器を適用した実施例である。部品番号１２０は系統
電源、１３０は発電電動機、１３１はポンプ水車、１３
２は系統電源から任意の振幅，周波数の交流を作るサイ
クロコンバータ、１３２１は交流から直流を作る順変換
器、１３２２は直流から任意の振幅，周波数，位相の交
流を作る逆変換器、１３３は系統の電力需要量と供給量
から、ポンプ水車の回転数やトルクを適切な値に設定
し、系統の安定に維持するためのシステムの制御装置、
２Ｂ，３は、図４のものと同一のものである。

【００７６】このシステムは、揚水発電を可変速とし、
経済的にＡＦＣ運転（AutoFrequency Control)を行うた
めに開発されたものである。大容量であるため、変換器
自体の小型化，高効率化が強く望まれている。また、系
統に流れ出る高調波成分をできるだけ少なくしたい。本
発明のＰＷＭ制御方式を用いれば、低いキャリア周波
数、すなわち低損失で、高調波発生の少ない変換器が提
供でき、さらに高応答も実現できるため、電力系統をよ
り安定したものにできる。

【００７７】以上に述べた実施例は、電力変換器として
電圧形インバータ，電圧形コンバータを用いたものにつ
いて説明を行ったが、ＰＷＭ制御される電力変換器であ
れば、正弦波の指令値に従い出力電流を制御する電流形
の変換器であっても問題なく適用できる。

【００７８】次に、図１４は、電動機を駆動するＰＷＭ
サイクロコンバータの制御装置に本発明による指令値補
償器を適用した実施例を示す。図１４において、１４１
はＰＷＭサイクロコンバータの主回路であり、９個のス
イッチはＧＴＯ等のスイッチング素子を組み合わせて作
った双方向素子を表している。１４２はフィルター回
路、１４３は電動機の回転数ならびに電源力率等を制御
するため、９個のスイッチに対して指令を与える制御
器、１４４は本発明の指令補償法に従って、指令値の各
期間内の平均値を求める指令値補償器、１４５は指令値
に基づいてパルスを出力するパルス幅変調器、５は交流
電動機、８０は三相交流電源である。

【００７９】ＰＷＭサイクロコンバータは、コンバータ
・インバータの組み合わせによるＡＣ−ＡＣ変換器に比
べ、直流部を持たないため小型化が可能であり、また総
素子数が少ないため高効率である等のメリットがある。
しかし、このシステムは、出力電圧を合成するのに、時
間的に変化する交流電源を使用するため、基本的に高速
スイッチング（高いキャリア周波数）が原則であり、大
容量の電力変換器には適さない。

【００８０】しかし、本発明による図１４のシステムで
は、指令値補償器を設けて、電源電圧の変化を考慮する
ことができるため、低スイッチング化が可能となる。こ
れによって、大容量化，高効率化が実現でき、ＰＷＭサ
イクロコンバータの適用範囲が拡大する。

【００８１】以上、本発明の実施例について述べた。主
に、指令値が正弦波である場合について実施例を挙げて
説明したが、特に正弦波に限らず、平均値さえ推定でき
る指令値であれば、どのようなものでも適用可能である
ことはもちろんである。

【００８２】

【発明の効果】本発明によれば、低いキャリア周波数に
おいても、低次高調波の増加やビート現象の発生を抑制
できるＰＷＭ制御装置が実現できる。

【００８３】また、同ＰＷＭ制御装置を用いたシステム
では、変換器のスイッチング周波数を低くすることがで
きることから効率の向上ができると共に、スイッチング
周波数の低いところでも非同期ＰＷＭ制御を行えること
から制御応答の低下を阻止できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のＰＷＭ制御装置の構成図で
ある。

【図２】本発明の原理説明図である。

【図３】本発明原理説明図である。

【図４】本発明の他の実施例のＰＷＭ制御装置の構成図
である。

【図５】本発明を交流電動機の駆動システムに用いた実
施例の構成図である。

【図６】従来方式によるＰＷＭ制御により駆動された電
動機のシミュレーション波形である。

【図７】本発明によるＰＷＭ制御により駆動された電動
機のシミュレーション波形である。

【図８】本発明を順変換器システムに用いた実施例の構
成図である。

【図９】本発明を圧延機駆動システムに用いた実施例の
構成図である。

【図１０】本発明を電車・電気自動車駆動システムに用
いた実施例の構成図である。

【図１１】本発明をエレベータ駆動システムに用いた実
施例の構成図である。

【図１２】本発明を電力系統用静止型無効電力補償シス
テムに用いた実施例の構成図である。

【図１３】本発明を可変速用水発電システムに用いた実
施例の構成図である。

【図１４】本発明をＰＷＭサイクロコンバータの誘導電
動機駆動システムに用いた実施例の構成図である。

【符号の説明】

１…指令値発生器、２…指令値補償器、３…パルス幅変
調器、４…電力変換器、５…負荷、３１…比較器、３２
…三角波発生器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者飛世正博茨城県日立市大みか町五丁目２番１号株式会社日立製作所大みか工場内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】指令値発生器からの指令値を入力として、
ある特定の周期毎Δｔに前記指令値に対応する幅のパル
ス波を演算し出力するパルス幅変調器と、そのパルス波
により電力変換装置を構成する半導体スイッチング素子
を駆動するＰＷＭ制御装置において、前記特定周期期間内Δｔで前記指令値を少なくとも２回
以上サンプリングし、該サンプリング値に基づいてその
都度前記Δｔ期間内における前記指令値の平均値を演算
する指令値補償手段を備え、該指令値補償手段からの前
記指令値の平均値を入力として前記パルス幅変調器によ
り前記パルス波が演算，出力されるようにしたことを特
徴とするＰＷＭ制御装置。
【請求項２】請求項１において、前記指令値補償手段
は、前記指令値発生器から出力される指令値の振幅及び
位相に基づいて前記Δｔ期間内における前記指令値の平
均値が演算されるようにしたことを特徴とするＰＷＭ制
御装置。
【請求項３】請求項１において、前記特定周期Δｔの整
数倍を周期とする三角波キャリア信号を発生する三角波
キャリア発生器を備え、前記指令値補償手段では、前記
三角波キャリア信号の半周期である正のピークから負の
ピーク、あるいは負のピークから正のピークまでの期間
内で前記指令値のサンプリング毎に該期間内における前
記指令値の平均値が演算され、前記パルス幅変調器で
は、該平均値と前記三角波キャリア信号とが比較され、
その結果に基づいて前記パルス波が演算，出力されるよ
うにしたことを特徴とするＰＷＭ制御装置。
【請求項４】請求項２において、前記指令値発生器から
出力される指令値の振幅及び位相を入力として交流量の
指令値に変換する座標変換器を備え、前記指令値補償手
段では、前記座標変換器の変換位相を変化させることに
より、前記各Δｔ期間内の前記交流量の指令値の平均値
が演算されるようにしたことを特徴とするＰＷＭ制御装
置。
【請求項５】請求項４において、前記指令値補償手段で
は、前記各Δｔ期間の開始時間および終了時間に対応す
る前記指令値の開始位相および終了位相を演算し、これ
ら２つの位相に対してそれぞれ９０度ずつ位相をずらし
て、該指令値を座標変換し、変換された２つ指令値の差
を、該各Δｔ期間に相当する該指令値の微小位相角で除
して得られた値を前記パルス幅変調器に入力する指令値
補償値とさせるようにしたことを特徴とするＰＷＭ制御
装置。
【請求項６】交流電動機と，該交流電動機を駆動するた
めの電力変換器と，該電力変換器を制御するためのＰＷ
Ｍ制御器と，該ＰＷＭ制御器に指令値を与える電動機制
御器からなる電動機駆動装置において、前記ＰＷＭ制御器が、請求項１〜５に記載したいずれか
のＰＷＭ制御装置よりなることを特徴とする電動機駆動
装置。
【請求項７】交流電力を出力する電力変換器と，該変換
器により駆動される交流電動機と，交流電動機の回転数
を推定あるいは検出する手段と，その回転数に指令を与
える手段と，回転数の推定値あるいは検出値が前記指令
値に一致するように前記電力変換器に指令を与える手段
と，前記指令を受けて電力変換器を制御するＰＷＭ制御
手段を備えた交流電動機ドライブシステムにおいて、前記ＰＷＭ制御手段が、請求項１〜５に記載したいずれ
かのＰＷＭ制御装置よりなることを特徴とする交流電動
機ドライブシステム。
【請求項８】交流電源を入力し、該交流電源を直流電源
に変換する電力変換器と，該電力変換器の入力力率と，
該電力変換器により変換される直流電源電圧(あるいは
電流)の少なくとも一方を制御するために指令値を与え
る手段と，前記指令値に基づいて該電力変換器を制御す
るＰＷＭ制御手段を備えた順変換装置において、前記ＰＷＭ制御手段が、請求項１〜５に記載したいずれ
かのＰＷＭ制御装置よりなることを特徴とする順変換装
置。
【請求項９】交流電力を出力する電力変換器と，該変換
器により駆動される交流電動機と，該交流電動機を動力
源として圧延用ロールを駆動する圧延機と，該電力変換
器を制御するためのＰＷＭ制御手段を備えて、前記圧延
用ロールの速度制御を行う圧延機ドライブシステムにお
いて、前記ＰＷＭ制御手段が、請求項１〜５に記載したいずれ
かのＰＷＭ制御装置よりなることを特徴とする圧延機ド
ライブシステム。
【請求項１０】交流電力を出力する電力変換器と，該変
換器により駆動される交流電動機と，該変換器を制御す
るためのＰＷＭ制御手段とを備えた電車あるいは電気自
動車システムにおいて、前記ＰＷＭ制御手段が、請求項１〜５に記載したいずれ
かのＰＷＭ制御装置よりなることを特徴とする電車ある
いは電気自動車システム。
【請求項１１】交流電力を出力する電力変換器と，該変
換器により駆動される交流電動機と，該交流電動機を動
力源とするエレベータと，前記電力変換器を制御するＰ
ＷＭ制御手段とを備えたエレベータ駆動システムにおい
て、前記ＰＷＭ制御手段が、請求項１〜５に記載したいずれ
かのＰＷＭ制御装置よりなることを特徴とするエレベー
タ駆動システム。
【請求項１２】電力系統と，該電力系統に接続され、交
流を直流に変換する電力変換器と，該電力系統の力率を
制御するために該電力変換器の指令値を計算する指令値
発生器と，該指令値に基づいて該電力変換器を制御する
ＰＷＭ制御器を備えた無効電力補償装置において、前記ＰＷＭ制御手段が、請求項１〜５に記載したいずれ
かのＰＷＭ制御装置よりなることを特徴とする無効電力
補償装置。
【請求項１３】ポンプ水車と，該ポンプ水車によって駆
動される発電電動機と，該発電電動機を交流励磁するた
めの電力変換器と，該電力変換器を制御するＰＷＭ制御
手段と，該発電電動機の回転数を制御するために該ＰＷ
Ｍ制御手段に指令を与える指令値発生器を備えた可変速
揚水発電システムにおいて、前記ＰＷＭ制御手段が、請求項１〜５に記載したいずれ
かのＰＷＭ制御装置よりなることを特徴とする該ＰＷＭ
制御手段として、請求項１〜４に記載したPWM制御装置
を使用することを特徴とした変速揚水発電システム。
【請求項１４】交流電源と，該交流電源を入力し、任意
の周波数，振幅，位相の交流に直接変換する電力変換器
において、請求項１〜５に記載したいずれかのＰＷＭ制御装置によ
り、前記周波数，振幅，位相が制御されることを特徴と
するＰＷＭサイクロコンバータシステム。