JPH08237179A - ブラインド・マルチパス等化器 - Google Patents
ブラインド・マルチパス等化器Info
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- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 claims abstract description 45
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 claims description 40
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 7
- 238000012937 correction Methods 0.000 abstract description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000013481 data capture Methods 0.000 description 9
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 8
- 238000012549 training Methods 0.000 description 8
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 6
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 5
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 4
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 3
- 238000012512 characterization method Methods 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
- 101100388212 Arabidopsis thaliana DSP3 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/015—High-definition television systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
- H04L25/0307—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure using blind adaptation
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L25/03987—Equalisation for sparse channels
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
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- H04L2025/03484—Tapped delay lines time-recursive
- H04L2025/0349—Tapped delay lines time-recursive as a feedback filter
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ディジタル通信チャネル用のブラインド・マ
ルチパス等化器を提供する。 【解決手段】 このブラインド・マルチパス等化器は、
ディジタル・データ信号を含む受信信号のソースに応答
して動作し、各々のタップがタップ係数および時間的変
位に応答する複数のタップを含み、マルチパス補正され
たディジタル出力信号を出力するスパース・ディジタル
・フィルタ２４，２６を含んでいる。フィルタ制御回路
２８は受信信号に応答して、受信信号の自己相関を計算
し、その自己相関に基づいてマルチパス信号を検出し、
タップ係数と時間的変位を複数のタップの１つに与える
ことによって、その検出されたマルチパス信号をキャン
セルする。
ルチパス等化器を提供する。 【解決手段】 このブラインド・マルチパス等化器は、
ディジタル・データ信号を含む受信信号のソースに応答
して動作し、各々のタップがタップ係数および時間的変
位に応答する複数のタップを含み、マルチパス補正され
たディジタル出力信号を出力するスパース・ディジタル
・フィルタ２４，２６を含んでいる。フィルタ制御回路
２８は受信信号に応答して、受信信号の自己相関を計算
し、その自己相関に基づいてマルチパス信号を検出し、
タップ係数と時間的変位を複数のタップの１つに与える
ことによって、その検出されたマルチパス信号をキャン
セルする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アドバンスト・デ
ィジタル・テレビジョン（ＡＤＴＶ）放送あるいはケー
ブル・チャネルに必要とされるような高容量ディジタル
通信チャネルで使用される、ブラインド・マルチパスを
補正する等化器（イコライザ）に関する。
ィジタル・テレビジョン（ＡＤＴＶ）放送あるいはケー
ブル・チャネルに必要とされるような高容量ディジタル
通信チャネルで使用される、ブラインド・マルチパスを
補正する等化器（イコライザ）に関する。
【０００２】なお、本明細書の記述は本件出願の優先権
の基礎たる米国特許出願第０８／３５５，９４４号（１
９９４年１２月１４日出願）の明細書の記載に基づくも
のであって、当該米国特許出願の番号を参照することに
よって当該米国特許出願の明細書の記載内容が本明細書
の一部分を構成するものとする。
の基礎たる米国特許出願第０８／３５５，９４４号（１
９９４年１２月１４日出願）の明細書の記載に基づくも
のであって、当該米国特許出願の番号を参照することに
よって当該米国特許出願の明細書の記載内容が本明細書
の一部分を構成するものとする。
【０００３】
【従来の技術】地上(terrestrial) 高精細（高品位）テ
レビジョン(high definition television - HDTV) シス
テムは直交振幅変調 (quadrature amplitude modulatio
n - QAM)（３２ＱＡＭシステム）を使用したものが提案
されており、この振幅変調は３２シンボルのデータ点配
置(constellation) をもつものと（３２ＱＡＭシステ
ム）、将来のシステム用に提案された２５６シンボルの
データ点配置をもつもの（２５６ＱＡＭシステム）とが
ある。これとは別に、８レベル残留側波帯(vestigial s
ideband - VSB)変調方式(modulation scheme) が地上放
送ＡＤＴＶシステム用に提案され、１６レベルＶＳＢ変
調方式がケーブルＡＤＴＶシステム用に提案されてい
る。このような高容量ディジタル通信チャネルで使用さ
れている変調方式では、受信信号を高品質に再生するこ
とが要求されている。特に、未補正のマルチパス（ゴー
スト）信号は、送信されたシンボルが再現できないため
に通信が不可能になる程度まで、受信信号の品質を低下
させることがある。
レビジョン(high definition television - HDTV) シス
テムは直交振幅変調 (quadrature amplitude modulatio
n - QAM)（３２ＱＡＭシステム）を使用したものが提案
されており、この振幅変調は３２シンボルのデータ点配
置(constellation) をもつものと（３２ＱＡＭシステ
ム）、将来のシステム用に提案された２５６シンボルの
データ点配置をもつもの（２５６ＱＡＭシステム）とが
ある。これとは別に、８レベル残留側波帯(vestigial s
ideband - VSB)変調方式(modulation scheme) が地上放
送ＡＤＴＶシステム用に提案され、１６レベルＶＳＢ変
調方式がケーブルＡＤＴＶシステム用に提案されてい
る。このような高容量ディジタル通信チャネルで使用さ
れている変調方式では、受信信号を高品質に再生するこ
とが要求されている。特に、未補正のマルチパス（ゴー
スト）信号は、送信されたシンボルが再現できないため
に通信が不可能になる程度まで、受信信号の品質を低下
させることがある。
【０００４】提案されているＡＤＴＶシステムは従来の
決定フィードバック等化器(decision feedback equaliz
er - DFE) を使用して、マルチパス妨害とシンボル間妨
害(intersymbol interference)の双方の影響を除くよう
に受信信号を補正している。例えば、提案されているＤ
ＦＥは複素タップをもつ１２８タップ・フィルタを含ん
でおり、タップの複素係数は、最小平均自乗(least mea
ns square - LMS)アルゴリズムを使用して調整されてい
る。この種のフィルタは、ゴースト信号の大きさに応じ
て、最大２５秒までの時間的変位の範囲内でゴーストを
キャンセルする機能を備えている。ゴーストの大きさが
大になるほど、それを十分に減衰するために必要な遅延
が大になるので、ゴーストは、メイン信号にそれだけ時
間的に近づいていなければならない。しかし、ゴースト
信号は、提案されている１２８タップＦＩＲ ＤＦＥフ
ィルタによって補正できる以上に時間的にメイン信号か
ら大きく変位して現れることがあるので、この種のフィ
ルタを使用しても、通信チャネルで起こるマルチパス妨
害という厳しさを十分に補正することができない。考え
られる１つの解決法はＤＦＥのタップ数を増やすことで
あるが、この方法によると高価になる。さらに、ＬＭＳ
アルゴリズムは収束速度が遅い。急速に変化するゴース
ト信号（航空機フラッタなど）の存在は、ＦＩＲフィル
タのタップ数に関係なく、この種のシステムでは補正す
ることができない。
決定フィードバック等化器(decision feedback equaliz
er - DFE) を使用して、マルチパス妨害とシンボル間妨
害(intersymbol interference)の双方の影響を除くよう
に受信信号を補正している。例えば、提案されているＤ
ＦＥは複素タップをもつ１２８タップ・フィルタを含ん
でおり、タップの複素係数は、最小平均自乗(least mea
ns square - LMS)アルゴリズムを使用して調整されてい
る。この種のフィルタは、ゴースト信号の大きさに応じ
て、最大２５秒までの時間的変位の範囲内でゴーストを
キャンセルする機能を備えている。ゴーストの大きさが
大になるほど、それを十分に減衰するために必要な遅延
が大になるので、ゴーストは、メイン信号にそれだけ時
間的に近づいていなければならない。しかし、ゴースト
信号は、提案されている１２８タップＦＩＲ ＤＦＥフ
ィルタによって補正できる以上に時間的にメイン信号か
ら大きく変位して現れることがあるので、この種のフィ
ルタを使用しても、通信チャネルで起こるマルチパス妨
害という厳しさを十分に補正することができない。考え
られる１つの解決法はＤＦＥのタップ数を増やすことで
あるが、この方法によると高価になる。さらに、ＬＭＳ
アルゴリズムは収束速度が遅い。急速に変化するゴース
ト信号（航空機フラッタなど）の存在は、ＦＩＲフィル
タのタップ数に関係なく、この種のシステムでは補正す
ることができない。
【０００５】マルチパス補正を行うために、ある種の現
存するＮＴＳＣ受信装置は、上記のＤＦＥで可能とされ
る以上に時間的にメイン信号から大きく変位して現れる
ゴースト信号を補正するためのＦＩＲおよびＩＩＲフィ
ルタを含んでいる。これらの受信装置では、ゴースト信
号を特徴づけるためにトレーニング信号が使用されてい
る。例えば、垂直同期信号の一部を、トレーニング信号
として使用することが可能である。このトレーニング信
号のゴーストが受信された信号の中で検出されると、ゴ
ースト信号の時間的変位と大きさと位相が決定される。
このデータから、時間的ロケーション、およびスパース
(sparse)ＦＩＲおよび／またはＩＩＲフィルタの補正タ
ップのタップ係数が指定され、これによりゴースト信号
をキャンセルしている。この種のシステムは、メイン信
号から時間的に比較的大きく変位して現れる、比較的大
きな大きさをもつゴースト信号を補正することができ、
また迅速に応答して、急速に変化するゴースト信号をキ
ャンセルすることができる。しかし、ＡＤＴＶ信号で
は、ゴースト信号の時間的変位と大きさを決定するため
のトレーニング信号がない場合がある。
存するＮＴＳＣ受信装置は、上記のＤＦＥで可能とされ
る以上に時間的にメイン信号から大きく変位して現れる
ゴースト信号を補正するためのＦＩＲおよびＩＩＲフィ
ルタを含んでいる。これらの受信装置では、ゴースト信
号を特徴づけるためにトレーニング信号が使用されてい
る。例えば、垂直同期信号の一部を、トレーニング信号
として使用することが可能である。このトレーニング信
号のゴーストが受信された信号の中で検出されると、ゴ
ースト信号の時間的変位と大きさと位相が決定される。
このデータから、時間的ロケーション、およびスパース
(sparse)ＦＩＲおよび／またはＩＩＲフィルタの補正タ
ップのタップ係数が指定され、これによりゴースト信号
をキャンセルしている。この種のシステムは、メイン信
号から時間的に比較的大きく変位して現れる、比較的大
きな大きさをもつゴースト信号を補正することができ、
また迅速に応答して、急速に変化するゴースト信号をキ
ャンセルすることができる。しかし、ＡＤＴＶ信号で
は、ゴースト信号の時間的変位と大きさを決定するため
のトレーニング信号がない場合がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】非常に大きく高価なＤ
ＦＥフィルタ、またはトレーニング信号を必要とするこ
となく、ＡＤＴＶシステムにおいて、メイン信号から時
間的に比較的大きく変位して現れる、潜在的に急速に変
化するゴースト信号のキャンセルを可能にするマルチパ
ス・ゴースト信号キャンセル・システムが望まれてい
る。
ＦＥフィルタ、またはトレーニング信号を必要とするこ
となく、ＡＤＴＶシステムにおいて、メイン信号から時
間的に比較的大きく変位して現れる、潜在的に急速に変
化するゴースト信号のキャンセルを可能にするマルチパ
ス・ゴースト信号キャンセル・システムが望まれてい
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の原理によれば、
ディジタル通信チャネル用のブラインド・マルチパス等
化器(blind multipath equalizer) はスパース・ディジ
タル・フィルタ(sparse digital filter) を含んでい
る。このフィルタは、ディジタル・データ信号を含む受
信信号に応答して動作し、各々がタップ係数および時間
的変位に応答する複数のタップを備え、マルチパス補正
されたディジタル出力信号を出力する。フィルタ・コン
トローラは受信された信号に応答して動作し、その受信
された信号の自己相関 (autocorrelation)を計算し、そ
の自己相関に基づいてマルチパス信号を検出し、タップ
係数と時間的変位を複数のタップの１つに与えることに
より、その検出されたマルチパス信号をキャンセルす
る。
ディジタル通信チャネル用のブラインド・マルチパス等
化器(blind multipath equalizer) はスパース・ディジ
タル・フィルタ(sparse digital filter) を含んでい
る。このフィルタは、ディジタル・データ信号を含む受
信信号に応答して動作し、各々がタップ係数および時間
的変位に応答する複数のタップを備え、マルチパス補正
されたディジタル出力信号を出力する。フィルタ・コン
トローラは受信された信号に応答して動作し、その受信
された信号の自己相関 (autocorrelation)を計算し、そ
の自己相関に基づいてマルチパス信号を検出し、タップ
係数と時間的変位を複数のタップの１つに与えることに
より、その検出されたマルチパス信号をキャンセルす
る。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１は、アドバンスト・ディジタ
ル・テレビジョン受信装置のうち、本発明の原理による
ブラインド・マルチパス等化器を含んでいる部分を示す
ブロック図である。ここで開示しているブラインド・マ
ルチパス等化器は、以下では、ＱＡＭシステムに実施さ
れているものとして説明する。なお、アドバンスト・デ
ィジタル・テレビジョンおよびディジタル通信システム
設計の分野の当業者ならば、ブラインド・マルチパス等
化器がＶＳＢシステムにどのように具現化されるかは理
解しているはずである。図１において、受信装置のフロ
ントエンド（図示せず）は入力端子５に結合されてい
る。受信装置のフロントエンドはチューナおよび中間周
波数（Ｉ．Ｆ）ステージ、アナログ−ディジタル・コン
バータ、および９０o 位相シフタ（これらはいずれも図
示していない）を含んでおり、これらは公知のように結
合されて、中間周波数の同相（Ｉ）と直交位相（Ｑ）の
受信信号を出力するようになっている。受信装置のフロ
ントエンドは、タイミング基準ジェネレータとクロック
回復回路（これらの図示せず）も含んでいる場合があ
り、これらは公知のように結合されて、受信装置内の種
々回路に必要な種々のクロック信号を、受信信号と同期
して出力するようになっている。タイミング基準ジェネ
レータとクロック回復回路は、ブラインド・マルチパス
等化器のあとに置くことも可能である（これについては
後に述べる）。
ル・テレビジョン受信装置のうち、本発明の原理による
ブラインド・マルチパス等化器を含んでいる部分を示す
ブロック図である。ここで開示しているブラインド・マ
ルチパス等化器は、以下では、ＱＡＭシステムに実施さ
れているものとして説明する。なお、アドバンスト・デ
ィジタル・テレビジョンおよびディジタル通信システム
設計の分野の当業者ならば、ブラインド・マルチパス等
化器がＶＳＢシステムにどのように具現化されるかは理
解しているはずである。図１において、受信装置のフロ
ントエンド（図示せず）は入力端子５に結合されてい
る。受信装置のフロントエンドはチューナおよび中間周
波数（Ｉ．Ｆ）ステージ、アナログ−ディジタル・コン
バータ、および９０o 位相シフタ（これらはいずれも図
示していない）を含んでおり、これらは公知のように結
合されて、中間周波数の同相（Ｉ）と直交位相（Ｑ）の
受信信号を出力するようになっている。受信装置のフロ
ントエンドは、タイミング基準ジェネレータとクロック
回復回路（これらの図示せず）も含んでいる場合があ
り、これらは公知のように結合されて、受信装置内の種
々回路に必要な種々のクロック信号を、受信信号と同期
して出力するようになっている。タイミング基準ジェネ
レータとクロック回復回路は、ブラインド・マルチパス
等化器のあとに置くことも可能である（これについては
後に述べる）。
【０００９】入力端子５に含まれるＩ入力端子とＱ入力
端子は、それぞれパルス整形フィルタ１０と１２に結合
されている。フィルタ１０と１２は、公知構成の平方根
ナイキスト(square root Nyquist) フィルタである。パ
ルス整形フィルタ１０と１２は、直列に接続されたブラ
インド・マルチパス等化フィルタ２０、ＦＩＲ決定フィ
ードバック等化器３０およびビデオ・オーディオ処理回
路４０に結合されている。
端子は、それぞれパルス整形フィルタ１０と１２に結合
されている。フィルタ１０と１２は、公知構成の平方根
ナイキスト(square root Nyquist) フィルタである。パ
ルス整形フィルタ１０と１２は、直列に接続されたブラ
インド・マルチパス等化フィルタ２０、ＦＩＲ決定フィ
ードバック等化器３０およびビデオ・オーディオ処理回
路４０に結合されている。
【００１０】動作時には、パルス整形フィルタ１０と１
２は、公知特性のディジタル信号を受信装置の残り部分
に供給して、そこで処理が行なわれる。ブラインド・マ
ルチパス等化フィルタ２０はそこに入力された信号を分
析し、マルチパス・ゴースト信号をキャンセルするよう
に入力信号を処理する。マルチパス・フィルタ２０につ
いては、以下で詳しく説明する。ゴーストが除去された
信号は、次にＦＩＲ等化器３０によって処理されて、伝
送チャネルによって、場合によっては、マルチパス・フ
ィルタ２０によって引き起こされたシンボル間妨害の影
響が除去される。図には等化器が単独で示されている
が、等化器３０は１２８タップＤＦＥフィルタ（関連の
係数制御回路をもつ）、デロテータ(derotator：関連の
位相コントローラをもつ）、ローパス・フィルタ、ディ
ジタル・デモジュレータ、スライサ、デコーダ、および
スライサと係数制御回路間と位相コントローラ間に結合
されたエラー検出器を含んでおり（これらはいずれも図
示していない）、これらはすべて公知のように配置され
て、受信テレビジョン信号を表わすマルチビット・ディ
ジタル・ワードを出力する。上述したように、図示のＦ
ＩＲ等化器は、タイミング基準ジェネレータとクロック
回復回路も含んでいる場合がある。ビデオ・オーディオ
処理回路４０はＦＩＲ等化器３０からのマルチビット・
ディジタル・ワードを処理して、ビデオ・イメージ（画
像）とオーディオ・サウンド（音声）を、それぞれディ
スプレイ・スクリーンとスピーカから出力する。あるい
は、ビデオ・オーディオ処理回路４０はビデオとオーデ
ィオを表わす信号を、ビデオ・カセット・レコーダのよ
うな他の回路へ送ることも可能である。
２は、公知特性のディジタル信号を受信装置の残り部分
に供給して、そこで処理が行なわれる。ブラインド・マ
ルチパス等化フィルタ２０はそこに入力された信号を分
析し、マルチパス・ゴースト信号をキャンセルするよう
に入力信号を処理する。マルチパス・フィルタ２０につ
いては、以下で詳しく説明する。ゴーストが除去された
信号は、次にＦＩＲ等化器３０によって処理されて、伝
送チャネルによって、場合によっては、マルチパス・フ
ィルタ２０によって引き起こされたシンボル間妨害の影
響が除去される。図には等化器が単独で示されている
が、等化器３０は１２８タップＤＦＥフィルタ（関連の
係数制御回路をもつ）、デロテータ(derotator：関連の
位相コントローラをもつ）、ローパス・フィルタ、ディ
ジタル・デモジュレータ、スライサ、デコーダ、および
スライサと係数制御回路間と位相コントローラ間に結合
されたエラー検出器を含んでおり（これらはいずれも図
示していない）、これらはすべて公知のように配置され
て、受信テレビジョン信号を表わすマルチビット・ディ
ジタル・ワードを出力する。上述したように、図示のＦ
ＩＲ等化器は、タイミング基準ジェネレータとクロック
回復回路も含んでいる場合がある。ビデオ・オーディオ
処理回路４０はＦＩＲ等化器３０からのマルチビット・
ディジタル・ワードを処理して、ビデオ・イメージ（画
像）とオーディオ・サウンド（音声）を、それぞれディ
スプレイ・スクリーンとスピーカから出力する。あるい
は、ビデオ・オーディオ処理回路４０はビデオとオーデ
ィオを表わす信号を、ビデオ・カセット・レコーダのよ
うな他の回路へ送ることも可能である。
【００１１】図２は、図１に示すブラインド・マルチパ
ス等化フィルタ２０を示す詳細ブロック図である。図２
において、細線の信号ラインは複素マルチビット・ディ
ジタル・データ信号を伝達し、これらの信号は、本実施
例では、各々が１０ビットの２の補数のディジタル数に
なっている、実数成分と虚数成分からなる連続複素デー
タ・サンプルを構成している。実数成分は図１にＩ信号
として、虚数成分はＱ信号として示されている。幅広の
矢印で示す信号ラインはタップ係数値を伝達し、これら
の係数値も、図示の実施例では、各々が１０ビットの２
の補数のディジタル数になっている、実数成分と虚数成
分からなる複素値になっている。また、時間的変位値を
伝達し、これらの値は、図示の実施例では、１から１５
２までの実数の整数値になっている。図示のコンポーネ
ントは、特に断りがない限り、いずれも複素サンプルを
処理する。
ス等化フィルタ２０を示す詳細ブロック図である。図２
において、細線の信号ラインは複素マルチビット・ディ
ジタル・データ信号を伝達し、これらの信号は、本実施
例では、各々が１０ビットの２の補数のディジタル数に
なっている、実数成分と虚数成分からなる連続複素デー
タ・サンプルを構成している。実数成分は図１にＩ信号
として、虚数成分はＱ信号として示されている。幅広の
矢印で示す信号ラインはタップ係数値を伝達し、これら
の係数値も、図示の実施例では、各々が１０ビットの２
の補数のディジタル数になっている、実数成分と虚数成
分からなる複素値になっている。また、時間的変位値を
伝達し、これらの値は、図示の実施例では、１から１５
２までの実数の整数値になっている。図示のコンポーネ
ントは、特に断りがない限り、いずれも複素サンプルを
処理する。
【００１２】図２において、入力端子２５は複素加算器
２２の第１入力端子、およびフィルタ制御回路２８の第
１入力端子に結合されている。加算器２２の出力端子は
複数のフィルタ・セクション２３（ＳＥＣ１−ＳＥＣ
３）のそれぞれの入力端子に結合されている。加算器２
２とフィルタ・セクション２３を組み合わせると、スパ
ースＩＩＲフィルタ２４が作られるが、その構造は公知
のそれと同じである。加算器２２の出力端子はスパース
ＦＩＲフィルタ２６の複数のフィルタ・セクション（Ｓ
ＥＣ１−ＳＥＣ４）にも結合されており、フィルタ２６
の構造も公知のそれと同じである。複数のフィルタ・セ
クション２３の出力端子は複素加算器２２の第２入力端
子に結合されている。スパースＦＩＲフィルタ２６の出
力端子はマルチパス・フィルタ２０の出力端子およびフ
ィルタ制御回路２８の第２入力端子に結合されている。
ゼロ値の信号はスパースＩＩＲフィルタ２４の総和(sum
mation) 入力端子に結合され、オフセット（Ｏ／Ｓ）信
号（これもゼロ値信号である場合がある）はスパースＦ
ＩＲフィルタ２６の総和入力端子に結合されている。フ
ィルタ制御回路２８（これは公知のディジタル信号プロ
セッサ（ＤＳＰ）またはマイクロプロセッサ（Ｐ）（図
示せず）を含んでいる場合がある）のそれぞれのフィル
タ制御出力端子は、スパースＩＩＲフィルタ２４とスパ
ースＦＩＲフィルタ２６の制御入力端子に結合されてい
る。
２２の第１入力端子、およびフィルタ制御回路２８の第
１入力端子に結合されている。加算器２２の出力端子は
複数のフィルタ・セクション２３（ＳＥＣ１−ＳＥＣ
３）のそれぞれの入力端子に結合されている。加算器２
２とフィルタ・セクション２３を組み合わせると、スパ
ースＩＩＲフィルタ２４が作られるが、その構造は公知
のそれと同じである。加算器２２の出力端子はスパース
ＦＩＲフィルタ２６の複数のフィルタ・セクション（Ｓ
ＥＣ１−ＳＥＣ４）にも結合されており、フィルタ２６
の構造も公知のそれと同じである。複数のフィルタ・セ
クション２３の出力端子は複素加算器２２の第２入力端
子に結合されている。スパースＦＩＲフィルタ２６の出
力端子はマルチパス・フィルタ２０の出力端子およびフ
ィルタ制御回路２８の第２入力端子に結合されている。
ゼロ値の信号はスパースＩＩＲフィルタ２４の総和(sum
mation) 入力端子に結合され、オフセット（Ｏ／Ｓ）信
号（これもゼロ値信号である場合がある）はスパースＦ
ＩＲフィルタ２６の総和入力端子に結合されている。フ
ィルタ制御回路２８（これは公知のディジタル信号プロ
セッサ（ＤＳＰ）またはマイクロプロセッサ（Ｐ）（図
示せず）を含んでいる場合がある）のそれぞれのフィル
タ制御出力端子は、スパースＩＩＲフィルタ２４とスパ
ースＦＩＲフィルタ２６の制御入力端子に結合されてい
る。
【００１３】動作時には、フィルタ制御回路２８内のＤ
ＳＰは入力端子２５からの信号を分析して、マルチパス
妨害ゴースト信号を検出する。ゴースト信号の大きさと
位相、およびその時間的変位がＤＳＰによって決定され
ると、スパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲフ
ィルタ２６がゴースト信号を減衰するように条件づける
制御信号が生成される。公知のように、プリゴースト
（メイン信号の前に受信装置に到着するマルチパス信
号）は適切な時間的変位に置かれ、かつ適切なタップ係
数をもつタップをスパースＦＩＲフィルタ２６内で割り
当てることにより減衰され、ポストゴースト（これはメ
イン信号のあとに受信装置に到着する）はスパースＩＩ
Ｒフィルタ２４内のタップを同じように割り当てること
により減衰される。割り当てられたタップの適切な時間
的変位とタップ係数を、ゴースト信号の時間的変位およ
び大きさと位相から計算するためのアルゴリズムは公知
である。
ＳＰは入力端子２５からの信号を分析して、マルチパス
妨害ゴースト信号を検出する。ゴースト信号の大きさと
位相、およびその時間的変位がＤＳＰによって決定され
ると、スパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲフ
ィルタ２６がゴースト信号を減衰するように条件づける
制御信号が生成される。公知のように、プリゴースト
（メイン信号の前に受信装置に到着するマルチパス信
号）は適切な時間的変位に置かれ、かつ適切なタップ係
数をもつタップをスパースＦＩＲフィルタ２６内で割り
当てることにより減衰され、ポストゴースト（これはメ
イン信号のあとに受信装置に到着する）はスパースＩＩ
Ｒフィルタ２４内のタップを同じように割り当てること
により減衰される。割り当てられたタップの適切な時間
的変位とタップ係数を、ゴースト信号の時間的変位およ
び大きさと位相から計算するためのアルゴリズムは公知
である。
【００１４】上述したように、現行ＮＴＳＣ受信装置で
は、ゴースト信号の大きさと位相はビデオ信号の垂直同
期期間に置かれたトレーニング信号を使用することによ
って決定されている。しかし、ＡＤＴＶ信号では、ゴー
スト信号を検出するために使用できる、かかるトレーニ
ング信号がない場合がある。しかし、本出願の発明者
は、ＡＤＴＶ信号は各々があらかじめ決めた数のシンボ
ルを含んでいる、連続するデータ・ブロックからなって
いること、チャネルは高いエントロピーをもっているこ
と、つまり、ＡＤＴＶ信号はそれが表わしているデータ
が圧縮され、ディジタル化され、ハフマン符号化され、
パケット化され、リード・ソロモン符号化され、スクラ
ンブルされ、順方向誤り訂正コード化されているので、
高ランダム信号であること、およびブロックはすべてが
あらかじめ決めた固定長になっていることを認識した。
さらに、本出願の発明者は、かかる信号で自己相関を行
なうと、入力信号に存在するマルチパス・ゴースト信号
の時間的変位および大きさと位相を示すデータが得られ
ることを認識した。
は、ゴースト信号の大きさと位相はビデオ信号の垂直同
期期間に置かれたトレーニング信号を使用することによ
って決定されている。しかし、ＡＤＴＶ信号では、ゴー
スト信号を検出するために使用できる、かかるトレーニ
ング信号がない場合がある。しかし、本出願の発明者
は、ＡＤＴＶ信号は各々があらかじめ決めた数のシンボ
ルを含んでいる、連続するデータ・ブロックからなって
いること、チャネルは高いエントロピーをもっているこ
と、つまり、ＡＤＴＶ信号はそれが表わしているデータ
が圧縮され、ディジタル化され、ハフマン符号化され、
パケット化され、リード・ソロモン符号化され、スクラ
ンブルされ、順方向誤り訂正コード化されているので、
高ランダム信号であること、およびブロックはすべてが
あらかじめ決めた固定長になっていることを認識した。
さらに、本出願の発明者は、かかる信号で自己相関を行
なうと、入力信号に存在するマルチパス・ゴースト信号
の時間的変位および大きさと位相を示すデータが得られ
ることを認識した。
【００１５】図３は、図２に示すブラインド・マルチパ
ス等化器２０用のフィルタ制御回路２８を示す詳細ブロ
ック図である。図３において、第１データ入力端子２８
１はマルチパス・フィルタ２０（図２参照）の入力端子
２５からデータを受信するように結合され、第２データ
入力端子２８３はマルチパス・フィルタ２０の出力端子
２９からデータを受信するように結合されている。第１
データ入力端子２８１と第２データ入力端子は相関器(c
orrelator)２８２のそれぞれの入力端子に結合されてい
る。相関器２８２の出力端子はタップ制御信号ジェネレ
ータ２８４の入力端子に結合されている。タップ制御信
号ジェネレータ２８４の出力端子はフィルタ制御回路２
８の出力端子２８９に結合されている。出力端子２８９
からは、スパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲ
フィルタ２６のそれぞれの制御入力端子へデータが送ら
れる。このデータは、これらのフィルタ内で割り当てら
れたタップの複素タップ係数（ＣＯＥＦＳ）と時間的変
位(dime displacement：Ｎ）を定義している。制御回路
２８６はＤＰＳを含んでいる場合があり、相関器２８２
とタップ制御信号ジェネレータ２８４のそれぞれの制御
入力端子に結合されている。
ス等化器２０用のフィルタ制御回路２８を示す詳細ブロ
ック図である。図３において、第１データ入力端子２８
１はマルチパス・フィルタ２０（図２参照）の入力端子
２５からデータを受信するように結合され、第２データ
入力端子２８３はマルチパス・フィルタ２０の出力端子
２９からデータを受信するように結合されている。第１
データ入力端子２８１と第２データ入力端子は相関器(c
orrelator)２８２のそれぞれの入力端子に結合されてい
る。相関器２８２の出力端子はタップ制御信号ジェネレ
ータ２８４の入力端子に結合されている。タップ制御信
号ジェネレータ２８４の出力端子はフィルタ制御回路２
８の出力端子２８９に結合されている。出力端子２８９
からは、スパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲ
フィルタ２６のそれぞれの制御入力端子へデータが送ら
れる。このデータは、これらのフィルタ内で割り当てら
れたタップの複素タップ係数（ＣＯＥＦＳ）と時間的変
位(dime displacement：Ｎ）を定義している。制御回路
２８６はＤＰＳを含んでいる場合があり、相関器２８２
とタップ制御信号ジェネレータ２８４のそれぞれの制御
入力端子に結合されている。
【００１６】動作時には、相関器２８２は第１入力端子
２８１に現われた信号の自己相関、第２入力端子２８３
に現われた信号の自己相関、または第１入力端子２８１
に現われた信号と第２入力端子２８３に現われた信号と
の相互相関(cross correlation) を、制御回路２８６か
らの指示に従って選択的に計算することができる。例え
ば、相関器２８２が第１入力端子２８１に現われた信号
（つまり、受信信号）の自己相関を計算する場合は、こ
の相関器はメイン信号を表わすメイン・ピークをもつ出
力信号を生成する。マルチパス・ゴースト信号が受信信
号に存在していれば、出力信号には、ゴースト信号を表
わす別のピークがさらに含まれることになり、この場合
は、メイン信号ピークに対するピークの時間的変位はメ
イン信号からのゴースト信号の時間的変位を表わしてお
り、ピークの複素値はゴースト信号の大きさと位相を表
わしている。他のゴースト信号は他の対応するピークを
発生する。相関器２８２からの出力信号は、タップ制御
信号ジェネレータ２８４により処理され、そこで自己相
関結果が分析され、適切な時間的変位とタップ係数をも
つタップがスパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩ
Ｒフィルタ２６内で割り当てられる。これについては、
以下で詳しく説明する。指示されたタップを割り当てる
ようにスパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲフ
ィルタ２６を構成する信号は、タップ制御信号ジェネレ
ータ２８４によって生成される。
２８１に現われた信号の自己相関、第２入力端子２８３
に現われた信号の自己相関、または第１入力端子２８１
に現われた信号と第２入力端子２８３に現われた信号と
の相互相関(cross correlation) を、制御回路２８６か
らの指示に従って選択的に計算することができる。例え
ば、相関器２８２が第１入力端子２８１に現われた信号
（つまり、受信信号）の自己相関を計算する場合は、こ
の相関器はメイン信号を表わすメイン・ピークをもつ出
力信号を生成する。マルチパス・ゴースト信号が受信信
号に存在していれば、出力信号には、ゴースト信号を表
わす別のピークがさらに含まれることになり、この場合
は、メイン信号ピークに対するピークの時間的変位はメ
イン信号からのゴースト信号の時間的変位を表わしてお
り、ピークの複素値はゴースト信号の大きさと位相を表
わしている。他のゴースト信号は他の対応するピークを
発生する。相関器２８２からの出力信号は、タップ制御
信号ジェネレータ２８４により処理され、そこで自己相
関結果が分析され、適切な時間的変位とタップ係数をも
つタップがスパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩ
Ｒフィルタ２６内で割り当てられる。これについては、
以下で詳しく説明する。指示されたタップを割り当てる
ようにスパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲフ
ィルタ２６を構成する信号は、タップ制御信号ジェネレ
ータ２８４によって生成される。
【００１７】図４は、複素タップ係数と時間的変位を生
成するために必要なすべての計算がＤＳＰによって実行
される、フィルタ制御回路２８の実施例を示すブロック
図であり、図５は、複素タップ係数と時間的変位を計算
するプロセスを示すフローチャートである。図４におい
て、第１データ入力端子３０１はマルチパス・フィルタ
２０（図２参照）の入力端子２５からデータを受信する
ように結合されており、第２データ入力端子３０３はマ
ルチパス・フィルタ２０の出力端子２９からデータを受
信するように結合されている。第１データ入力端子３０
１と第２データ入力端子３０３はデータ・キャプチャ
（捕獲）バッファ３０２のそれぞれの入力端子に結合さ
れている。好適実施例では、データ・キャプチャ・バッ
ファ３０２は、入力端子３０１に現われた入力信号から
２０４８個の複素サンプルを抽出してストアし、これと
同時に、入力端子３０３に現われた出力信号から２０４
８個の複素サンプルを抽出してストアする容量をもって
いる。データ・キャプチャ・バッファ３０２の出力端子
はＤＳＰ３０６のデータ入力端子に結合されている。Ｄ
ＳＰ３０６のデータ出力端子は、フィルタ制御回路２８
の出力端子３０９に結合されている。出力端子３０９か
らは、スパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲフ
ィルタ２６のそれぞれの制御入力端子へデータが送ら
れ、このデータは、これらのフィルタ内で割り当てられ
たタップの複素タップ係数（ＣＯＥＦＳ）と時間的変位
（Ｎ）を定義している。ＤＳＰ３０６の制御出力端子は
データ・キャプチャ・バッファ３０２の制御入力端子に
結合され、それぞれのデータ入力端子３０１と３０３か
らのデータ・サンプルの抽出とストアを制御する。
成するために必要なすべての計算がＤＳＰによって実行
される、フィルタ制御回路２８の実施例を示すブロック
図であり、図５は、複素タップ係数と時間的変位を計算
するプロセスを示すフローチャートである。図４におい
て、第１データ入力端子３０１はマルチパス・フィルタ
２０（図２参照）の入力端子２５からデータを受信する
ように結合されており、第２データ入力端子３０３はマ
ルチパス・フィルタ２０の出力端子２９からデータを受
信するように結合されている。第１データ入力端子３０
１と第２データ入力端子３０３はデータ・キャプチャ
（捕獲）バッファ３０２のそれぞれの入力端子に結合さ
れている。好適実施例では、データ・キャプチャ・バッ
ファ３０２は、入力端子３０１に現われた入力信号から
２０４８個の複素サンプルを抽出してストアし、これと
同時に、入力端子３０３に現われた出力信号から２０４
８個の複素サンプルを抽出してストアする容量をもって
いる。データ・キャプチャ・バッファ３０２の出力端子
はＤＳＰ３０６のデータ入力端子に結合されている。Ｄ
ＳＰ３０６のデータ出力端子は、フィルタ制御回路２８
の出力端子３０９に結合されている。出力端子３０９か
らは、スパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲフ
ィルタ２６のそれぞれの制御入力端子へデータが送ら
れ、このデータは、これらのフィルタ内で割り当てられ
たタップの複素タップ係数（ＣＯＥＦＳ）と時間的変位
（Ｎ）を定義している。ＤＳＰ３０６の制御出力端子は
データ・キャプチャ・バッファ３０２の制御入力端子に
結合され、それぞれのデータ入力端子３０１と３０３か
らのデータ・サンプルの抽出とストアを制御する。
【００１８】図４に示すフィルタ制御回路の動作の理解
を容易にするために、図５を参照して説明する。数学的
演算は、特に断りがない限り、すべて複素演算である。
図５において、プロセスはステップ５０２で開始され、
そこでＤＳＰ３０６は、入力端子３０１からのマルチパ
ス等化器２０（図２参照）の入力から２０４８個の複素
サンプルを抽出して、ストアするようにデータ・キャプ
チャ・バッファ３０２に指示する。ステップ５０４にお
いて、キャプチャ（捕獲）されたばかりの入力サンプル
の自己相関が計算される。入力サンプルの自己相関の計
算は、３ステップで実行される。まず、ステップ５０６
において、ＤＳＰは、タイム・ドメイン(time domain)
入力信号ｘ（ｔ）を表わす２０４８個のキャプチャされ
た入力サンプルを、データ・キャプチャ・バッファから
取り出し、公知の方法で、これらのサンプルについて高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行なってサンプルを周波数
ドメインに変換し、２０４８個の複素サンプルを収めて
いる周波数スペクトルＸ（Ｆ）を生成する。次に、ステ
ップ５０８において、周波数スペクトルＸ（Ｆ）とその
複素共役(complex comjigate) Ｘ* （Ｆ）の積である：
Ｘ（Ｆ），Ｘ* （Ｆ）の積がＤＳＰ３０６によって計算
される。ステップ５１０において、この積はＤＳＰ３０
６によって別のＦＦＴを実行することにより逆変換され
て、周波数ドメインから時間ドメインに戻され、２０４
８個の複素時間サンプルをもつ入力信号ｘ（ｔ）の時間
自己相関ａｃ（ｔ）が得られる。
を容易にするために、図５を参照して説明する。数学的
演算は、特に断りがない限り、すべて複素演算である。
図５において、プロセスはステップ５０２で開始され、
そこでＤＳＰ３０６は、入力端子３０１からのマルチパ
ス等化器２０（図２参照）の入力から２０４８個の複素
サンプルを抽出して、ストアするようにデータ・キャプ
チャ・バッファ３０２に指示する。ステップ５０４にお
いて、キャプチャ（捕獲）されたばかりの入力サンプル
の自己相関が計算される。入力サンプルの自己相関の計
算は、３ステップで実行される。まず、ステップ５０６
において、ＤＳＰは、タイム・ドメイン(time domain)
入力信号ｘ（ｔ）を表わす２０４８個のキャプチャされ
た入力サンプルを、データ・キャプチャ・バッファから
取り出し、公知の方法で、これらのサンプルについて高
速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行なってサンプルを周波数
ドメインに変換し、２０４８個の複素サンプルを収めて
いる周波数スペクトルＸ（Ｆ）を生成する。次に、ステ
ップ５０８において、周波数スペクトルＸ（Ｆ）とその
複素共役(complex comjigate) Ｘ* （Ｆ）の積である：
Ｘ（Ｆ），Ｘ* （Ｆ）の積がＤＳＰ３０６によって計算
される。ステップ５１０において、この積はＤＳＰ３０
６によって別のＦＦＴを実行することにより逆変換され
て、周波数ドメインから時間ドメインに戻され、２０４
８個の複素時間サンプルをもつ入力信号ｘ（ｔ）の時間
自己相関ａｃ（ｔ）が得られる。
【００１９】自己相関ａｃ（ｔ）は、受信されたメイン
信号に対応するメイン・ピークを表わすサンプルを含ん
でいる。マルチパス・ゴースト信号が受信信号に存在し
ていれば、自己相関ａｃ（ｔ）は、それぞれのゴースト
信号に対応するゴースト・ピークを表わす他のサンプル
も含んでいる。メイン・ピークを表わすサンプルから
の、ゴースト・ピークを表わすサンプルの時間的変位
は、メイン信号からの対応するゴースト信号の時間的変
位を表わし、そのゴースト・ピーク・サンプルの複素値
はゴースト信号の大きさと位相を表わしている。
信号に対応するメイン・ピークを表わすサンプルを含ん
でいる。マルチパス・ゴースト信号が受信信号に存在し
ていれば、自己相関ａｃ（ｔ）は、それぞれのゴースト
信号に対応するゴースト・ピークを表わす他のサンプル
も含んでいる。メイン・ピークを表わすサンプルから
の、ゴースト・ピークを表わすサンプルの時間的変位
は、メイン信号からの対応するゴースト信号の時間的変
位を表わし、そのゴースト・ピーク・サンプルの複素値
はゴースト信号の大きさと位相を表わしている。
【００２０】ステップ５１２において、ＤＳＰ３０６
は、自己相関ａｃ（ｔ）内のゴースト・サンプルを探し
出す。ＤＳＰ３０６は、まず、自己相関ａｃ（ｔ）内の
各サンプルの大きさを、メイン・ピークを表わすサンプ
ルの大きさに正規化(normalize) する。次に、正規化さ
れた結果の大きささがしきい値を越えているサンプル
は、ゴースト信号を表わすものとして識別される。この
しきい値は、あらかじめ決めた一定値に、例えば、メイ
ン・ピークの大きさの１２ｄＢ下がった値にセットする
ことが可能である。また、このしきい値は、信号の量子
化ステップ・サイズに依存させることも可能である。言
い換えれば、しきい値は、より大きなシンボル配置(sym
bol constellation)が送信されるときは低くする必要が
ある。つまり、２５６ＱＡＭシステムは、３２ＱＡＭシ
ステムよりも低いしきい値（従って、より弱いゴースト
信号のキャンセル）を必要とする。あるいは、しきい値
を現在の信号対雑音比に応じて変化させることも可能で
ある。
は、自己相関ａｃ（ｔ）内のゴースト・サンプルを探し
出す。ＤＳＰ３０６は、まず、自己相関ａｃ（ｔ）内の
各サンプルの大きさを、メイン・ピークを表わすサンプ
ルの大きさに正規化(normalize) する。次に、正規化さ
れた結果の大きささがしきい値を越えているサンプル
は、ゴースト信号を表わすものとして識別される。この
しきい値は、あらかじめ決めた一定値に、例えば、メイ
ン・ピークの大きさの１２ｄＢ下がった値にセットする
ことが可能である。また、このしきい値は、信号の量子
化ステップ・サイズに依存させることも可能である。言
い換えれば、しきい値は、より大きなシンボル配置(sym
bol constellation)が送信されるときは低くする必要が
ある。つまり、２５６ＱＡＭシステムは、３２ＱＡＭシ
ステムよりも低いしきい値（従って、より弱いゴースト
信号のキャンセル）を必要とする。あるいは、しきい値
を現在の信号対雑音比に応じて変化させることも可能で
ある。
【００２１】ステップ５１４において、ＤＳＰ３０６
は、自己相関ａｃ（ｔ）で表わされたゴースト信号があ
るかどうかを決定する。なにもなければ、スパースＩＩ
Ｒフィルタ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６内のタッ
プの複素係数はすべてステップ５１６でゼロにセットさ
れる。そのあと、受信装置の残り部分の処理がステップ
５１８に示すように続行される。
は、自己相関ａｃ（ｔ）で表わされたゴースト信号があ
るかどうかを決定する。なにもなければ、スパースＩＩ
Ｒフィルタ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６内のタッ
プの複素係数はすべてステップ５１６でゼロにセットさ
れる。そのあと、受信装置の残り部分の処理がステップ
５１８に示すように続行される。
【００２２】自己相関ａｃ（ｔ）で表わされたゴースト
信号があれば、これらの信号は、最大の大きさをもつサ
ンプルで表わされたものから、最小の大きさをもつもの
まで順番に処理される。まだ未処理の最大のゴースト・
ピークを表わすサンプルを選択するとき、ＤＳＰ３０６
はそれがプリゴースト信号であるか、ポストゴースト信
号であるかを、まず決定しなければならない。自己相関
はメイン信号からのゴースト信号の時間的変位、および
そのゴースト信号の大きさと位相を識別できるが、他方
では、これは、ゴースト信号がプリゴースト信号である
か、ポストゴースト信号であるかを示していない。この
情報はヒューリスティック手法(heuristic method)で推
論することができる。しかし、本出願の発明者は、強い
プリゴーストは、メイン信号よりも５秒以上前に現れる
可能性がないことを認識した。従って、メイン信号から
５秒以上のピークは、ポストゴーストである可能性が最
も高い。ステップ５２０において、ＤＳＰ３０６は、ゴ
ースト・ピークがプリゴーストを表わしているか、ポス
トゴーストを表わしているかを、メイン信号からの時間
的変位に基づいて決定する。それがメイン信号から５秒
未満であれば、プリゴーストと判断される。そうでなけ
れば、ポストゴーストと判断される。ゴースト・ピーク
がプリゴーストまたはポストゴーストを表わしていると
の特徴づけがチェックされ、必要ならば、次のステップ
（下述する）で補正される。ゴースト・ピークがプリゴ
ーストまたはポストゴーストを表わしているとの特徴づ
けが得られるように、ファジー・ロジック回路(fuzzy l
ogic circuit) 、またはエキスパート・システムを設計
することも可能である。
信号があれば、これらの信号は、最大の大きさをもつサ
ンプルで表わされたものから、最小の大きさをもつもの
まで順番に処理される。まだ未処理の最大のゴースト・
ピークを表わすサンプルを選択するとき、ＤＳＰ３０６
はそれがプリゴースト信号であるか、ポストゴースト信
号であるかを、まず決定しなければならない。自己相関
はメイン信号からのゴースト信号の時間的変位、および
そのゴースト信号の大きさと位相を識別できるが、他方
では、これは、ゴースト信号がプリゴースト信号である
か、ポストゴースト信号であるかを示していない。この
情報はヒューリスティック手法(heuristic method)で推
論することができる。しかし、本出願の発明者は、強い
プリゴーストは、メイン信号よりも５秒以上前に現れる
可能性がないことを認識した。従って、メイン信号から
５秒以上のピークは、ポストゴーストである可能性が最
も高い。ステップ５２０において、ＤＳＰ３０６は、ゴ
ースト・ピークがプリゴーストを表わしているか、ポス
トゴーストを表わしているかを、メイン信号からの時間
的変位に基づいて決定する。それがメイン信号から５秒
未満であれば、プリゴーストと判断される。そうでなけ
れば、ポストゴーストと判断される。ゴースト・ピーク
がプリゴーストまたはポストゴーストを表わしていると
の特徴づけがチェックされ、必要ならば、次のステップ
（下述する）で補正される。ゴースト・ピークがプリゴ
ーストまたはポストゴーストを表わしているとの特徴づ
けが得られるように、ファジー・ロジック回路(fuzzy l
ogic circuit) 、またはエキスパート・システムを設計
することも可能である。
【００２３】ステップ５２２において、スパースＩＩＲ
フィルタ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６（図２参
照）はゴーストをキャンセルするように構成される。ゴ
ースト信号がステップ５２０でポストゴーストと特徴づ
けられていれば、ゴースト信号を表わす、自己相関ａｃ
（ｔ）内のサンプルのそれと同じ時間的変位（メイン信
号を表わすサンプルからの）をもつタップが、スパース
ＩＩＲフィルタ２４で割り当てられる。新たに割り当て
られたタップの複素タップ係数の値は、自己相関ａｃ
（ｔ）におけるゴースト信号サンプルの複素値の負にセ
ットされる。ゴースト信号がステップ５２０でプリゴー
ストと特徴づけられていれば、ゴースト信号を表わす、
自己相関ａｃ（ｔ）内のサンプルのそれと同じ時間的変
位（メイン信号を表わすサンプルからの）をもつタップ
が、スパースＦＩＲフィルタ２６で割り当てられる。新
たに割り当てられたタップの複素タップ係数の値は、自
己相関ａｃ（ｔ）におけるゴースト信号サンプルの複素
値の負にセットされる。
フィルタ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６（図２参
照）はゴーストをキャンセルするように構成される。ゴ
ースト信号がステップ５２０でポストゴーストと特徴づ
けられていれば、ゴースト信号を表わす、自己相関ａｃ
（ｔ）内のサンプルのそれと同じ時間的変位（メイン信
号を表わすサンプルからの）をもつタップが、スパース
ＩＩＲフィルタ２４で割り当てられる。新たに割り当て
られたタップの複素タップ係数の値は、自己相関ａｃ
（ｔ）におけるゴースト信号サンプルの複素値の負にセ
ットされる。ゴースト信号がステップ５２０でプリゴー
ストと特徴づけられていれば、ゴースト信号を表わす、
自己相関ａｃ（ｔ）内のサンプルのそれと同じ時間的変
位（メイン信号を表わすサンプルからの）をもつタップ
が、スパースＦＩＲフィルタ２６で割り当てられる。新
たに割り当てられたタップの複素タップ係数の値は、自
己相関ａｃ（ｔ）におけるゴースト信号サンプルの複素
値の負にセットされる。
【００２４】ステップ５２４において、自己相関ａｃ
（ｔ）内のサンプルの残りがチェックされ、しきい値を
越えている大きさがあるかどうかが決定される。もしあ
れば、ステップ５２０と５２２がまだ未処理の最大ゴー
スト・ピーク・サンプルについて上述したように繰り返
される。検出されたゴースト信号がすべて処理される
と、その結果のスパースＩＩＲフィルタ２４とスパース
ＦＩＲフィルタ２６がステップ５２６でテストされる。
（ｔ）内のサンプルの残りがチェックされ、しきい値を
越えている大きさがあるかどうかが決定される。もしあ
れば、ステップ５２０と５２２がまだ未処理の最大ゴー
スト・ピーク・サンプルについて上述したように繰り返
される。検出されたゴースト信号がすべて処理される
と、その結果のスパースＩＩＲフィルタ２４とスパース
ＦＩＲフィルタ２６がステップ５２６でテストされる。
【００２５】スパースＩＩＲフィルタ２４とスパースＦ
ＩＲフィルタ２６（図２参照）が正しく構成されていれ
ば、マルチパス等化器２０からの出力はメイン信号だけ
を含み、すべてのゴースト信号は減衰されているはずで
ある。かかる信号と入力信号との相互相関は、ゴースト
信号のロケーションにだけピークを含んでいる。しか
し、プリゴーストがポストゴーストであるかのように
（あるいはその逆に）取り扱われていれば、相互相関
は、メイン・ピークの両側に対応するピームを含むこと
になる。ステップ５２６では、この相互相関を実行し、
その結果を評価することにより、その結果のスパースＩ
ＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６がテス
トされる。
ＩＲフィルタ２６（図２参照）が正しく構成されていれ
ば、マルチパス等化器２０からの出力はメイン信号だけ
を含み、すべてのゴースト信号は減衰されているはずで
ある。かかる信号と入力信号との相互相関は、ゴースト
信号のロケーションにだけピークを含んでいる。しか
し、プリゴーストがポストゴーストであるかのように
（あるいはその逆に）取り扱われていれば、相互相関
は、メイン・ピークの両側に対応するピームを含むこと
になる。ステップ５２６では、この相互相関を実行し、
その結果を評価することにより、その結果のスパースＩ
ＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６がテス
トされる。
【００２６】ステップ５２７において、データ・キャプ
チャ・バッファ３０２（図４参照）はＤＳＰ３０６の指
示を受けて、マルチパス等化器２０（図２参照）への入
力信号に結合された入力端子３０１からの２０４８個の
サンプルを抽出してストアし、これと同時に、マルチパ
ス等化器２０からの出力信号、つまり、ゴースト信号を
キャンセルするように等化された信号を受信するように
結合された入力端子３０３からの別の２０４８個のサン
プルを抽出してストアする。次に、これらの２信号の相
互相関がＤＳＰ３０６によって計算される。相互相関は
ステップ５２８−５３２で実行されるが、これは上述し
たステップ５０６−５１０と同じである。ステップ５２
８において、フィルタｘ（ｔ）への入力信号を表わすサ
ンプルはＤＳＰ３０６がそのサンプルについてＦＦＴを
実行することにより、周波数ドメインに変換されて周波
数スペクトルＸ（Ｆ）が得られる。フィルタｙ（ｔ）か
らの出力信号を表わすサンプルは、ＤＳＰ ３０６がそ
のサンプルについてＦＦＴを実行することにより、周波
数ドメインに変換されて周波数スペクトルＹ（Ｆ）が得
られる。ステップ５３０において、入力周波数スペクト
ルＸ（Ｆ）と出力周波数スペクトルの複素共役Ｙ*
（Ｆ）の積：すなわちＸ（Ｆ）・Ｙ* （Ｆ）がＤＳＰ３
０６によって計算される。ステップ５３２において、こ
の積は、ＤＳＰ３０６がその積についてＦＦＴを実行す
ることにより時間ドメインに戻るように逆変換され、時
間相互相関ｃｃ（ｔ）が得られる。
チャ・バッファ３０２（図４参照）はＤＳＰ３０６の指
示を受けて、マルチパス等化器２０（図２参照）への入
力信号に結合された入力端子３０１からの２０４８個の
サンプルを抽出してストアし、これと同時に、マルチパ
ス等化器２０からの出力信号、つまり、ゴースト信号を
キャンセルするように等化された信号を受信するように
結合された入力端子３０３からの別の２０４８個のサン
プルを抽出してストアする。次に、これらの２信号の相
互相関がＤＳＰ３０６によって計算される。相互相関は
ステップ５２８−５３２で実行されるが、これは上述し
たステップ５０６−５１０と同じである。ステップ５２
８において、フィルタｘ（ｔ）への入力信号を表わすサ
ンプルはＤＳＰ３０６がそのサンプルについてＦＦＴを
実行することにより、周波数ドメインに変換されて周波
数スペクトルＸ（Ｆ）が得られる。フィルタｙ（ｔ）か
らの出力信号を表わすサンプルは、ＤＳＰ ３０６がそ
のサンプルについてＦＦＴを実行することにより、周波
数ドメインに変換されて周波数スペクトルＹ（Ｆ）が得
られる。ステップ５３０において、入力周波数スペクト
ルＸ（Ｆ）と出力周波数スペクトルの複素共役Ｙ*
（Ｆ）の積：すなわちＸ（Ｆ）・Ｙ* （Ｆ）がＤＳＰ３
０６によって計算される。ステップ５３２において、こ
の積は、ＤＳＰ３０６がその積についてＦＦＴを実行す
ることにより時間ドメインに戻るように逆変換され、時
間相互相関ｃｃ（ｔ）が得られる。
【００２７】ステップ５３４において、得られた相互相
関ｃｃ（ｔ）は、サンプルの大きさをメイン・ピークを
表わすサンプルの大きさに正規化することにより、ステ
ップ５１２と５１４の場合と同じようにＤＳＰ３０６に
よってチェックされる。プリゴースト信号であるか、ポ
ストゴースト信号であるかの、正しい決定がステップ５
２０で行なわれていれば、上述したように、以前に検出
されたゴースト信号の時間的変位で、メイン・ピークの
一方の側にだけゴースト・ピークが存在することにな
る。この場合には、受信装置の残り部分による処理は、
ステップ５３６に示すように続行される。以前に検出さ
れたゴースト信号の時間的変位で、メイン・ピークのど
ちらかの側にツイン・ピークが存在していれば、そのゴ
ースト信号がプリゴーストまたはポストゴーストである
との特徴づけは正しくなかったので、ステップ５３８に
おいて、割り当てられたタップは、スパースＩＩＲフィ
ルタ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６との間でＤＳＰ
３０６によって切り替えられる。スパースＩＩＲフィル
タ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６の動作は、すべて
のゴースト信号が適切にキャンセルされるまでステップ
５２６で再度テストされる。
関ｃｃ（ｔ）は、サンプルの大きさをメイン・ピークを
表わすサンプルの大きさに正規化することにより、ステ
ップ５１２と５１４の場合と同じようにＤＳＰ３０６に
よってチェックされる。プリゴースト信号であるか、ポ
ストゴースト信号であるかの、正しい決定がステップ５
２０で行なわれていれば、上述したように、以前に検出
されたゴースト信号の時間的変位で、メイン・ピークの
一方の側にだけゴースト・ピークが存在することにな
る。この場合には、受信装置の残り部分による処理は、
ステップ５３６に示すように続行される。以前に検出さ
れたゴースト信号の時間的変位で、メイン・ピークのど
ちらかの側にツイン・ピークが存在していれば、そのゴ
ースト信号がプリゴーストまたはポストゴーストである
との特徴づけは正しくなかったので、ステップ５３８に
おいて、割り当てられたタップは、スパースＩＩＲフィ
ルタ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６との間でＤＳＰ
３０６によって切り替えられる。スパースＩＩＲフィル
タ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６の動作は、すべて
のゴースト信号が適切にキャンセルされるまでステップ
５２６で再度テストされる。
【００２８】上述したように、ステップ５２０におい
て、ピーク・サンプルで表わされたゴースト信号がプリ
ゴーストであるか、ポストゴーストであるかの決定が行
なわれる。すべてのゴースト・ピーク・サンプルをポス
トゴーストであるものとして取り扱い、ゴースト信号が
プリゴーストまたはポストゴーストであるとの特徴づけ
をステップ５２６−５３８で訂正することも可能であ
る。
て、ピーク・サンプルで表わされたゴースト信号がプリ
ゴーストであるか、ポストゴーストであるかの決定が行
なわれる。すべてのゴースト・ピーク・サンプルをポス
トゴーストであるものとして取り扱い、ゴースト信号が
プリゴーストまたはポストゴーストであるとの特徴づけ
をステップ５２６−５３８で訂正することも可能であ
る。
【００２９】強いゴースト信号が存在する場合は、スパ
ースＩＩＲフィルタ２４またはパースＦＩＲフィルタ２
６で割り当てられた単一のタップが、そのようなゴース
ト信号を充分にキャンセルしないことが起こり得る。し
かし、若干改良されたフィルタ・セクションがスパース
ＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６（図
２参照）で使用されていれば、より強いゴースト信号を
より完全にキャンセルすることができる。図６は、スパ
ースＩＩＲフィルタ２４内でフィルタ・セクションＳＥ
Ｃ１−ＳＥＣ３として、および／またはスパースＦＩＲ
フィルタ２６内でフィルタ・セクションＳＥＣ１−ＳＥ
Ｃ４として使用できるフィルタ・セクション６００を示
すロジック図である。
ースＩＩＲフィルタ２４またはパースＦＩＲフィルタ２
６で割り当てられた単一のタップが、そのようなゴース
ト信号を充分にキャンセルしないことが起こり得る。し
かし、若干改良されたフィルタ・セクションがスパース
ＩＩＲフィルタ２４とスパースＦＩＲフィルタ２６（図
２参照）で使用されていれば、より強いゴースト信号を
より完全にキャンセルすることができる。図６は、スパ
ースＩＩＲフィルタ２４内でフィルタ・セクションＳＥ
Ｃ１−ＳＥＣ３として、および／またはスパースＦＩＲ
フィルタ２６内でフィルタ・セクションＳＥＣ１−ＳＥ
Ｃ４として使用できるフィルタ・セクション６００を示
すロジック図である。
【００３０】図６において、ロジック図の右側部分は標
準フィルタ・タップを示している。データ入力端子６０
２は、フィルタ処理される信号のソースに結合され、信
号は連続する複素値化されたサンプルからなっている。
入力端子６０２は複素マルチプライヤ(complex multipl
ier)６０４の第１入力端子に結合されている。このマル
チプライヤ６０４の第２入力端子は、このタップのため
のタップ係数Ｃ１のソースに結合されている。マルチプ
ライヤ６０４の出力端子は、複素加算器(complex adde
r) ６０６の第１入力端子に結合されている。総和入力
端子６０８は、前のフィルタ・タップからの総和信号(s
ummation signals) を受信する。総和入力端子６０８は
加算器６０６の第２入力端子に結合されている（以下に
述べる他のエレメントを介して）。加算器６０６の出力
端子は可変遅延エレメント６１０のデータ入力端子に結
合されている。制御入力端子６１２は、このタップのた
めの時間遅延信号Ｎのソースに結合されている。制御入
力端子６１２は可変遅延エレメント６１０の遅延制御入
力端子に結合されている。可変遅延エレメント６１０の
出力端子はフィルタ・セクション６００の出力端子６１
６に結合されている。通常の構成では、あるセクション
の出力端子（６１６）は、後続セクションの総和入力端
子（６０８）に結合されている。複数の入力端子（６０
２）は、フィルタ処理される信号のソースに共通に結合
されている。フィルタ・コントローラは、タップ係数
（Ｃ１）と時間的変位（Ｎ）をこのセクション内のタッ
プへ供給する。
準フィルタ・タップを示している。データ入力端子６０
２は、フィルタ処理される信号のソースに結合され、信
号は連続する複素値化されたサンプルからなっている。
入力端子６０２は複素マルチプライヤ(complex multipl
ier)６０４の第１入力端子に結合されている。このマル
チプライヤ６０４の第２入力端子は、このタップのため
のタップ係数Ｃ１のソースに結合されている。マルチプ
ライヤ６０４の出力端子は、複素加算器(complex adde
r) ６０６の第１入力端子に結合されている。総和入力
端子６０８は、前のフィルタ・タップからの総和信号(s
ummation signals) を受信する。総和入力端子６０８は
加算器６０６の第２入力端子に結合されている（以下に
述べる他のエレメントを介して）。加算器６０６の出力
端子は可変遅延エレメント６１０のデータ入力端子に結
合されている。制御入力端子６１２は、このタップのた
めの時間遅延信号Ｎのソースに結合されている。制御入
力端子６１２は可変遅延エレメント６１０の遅延制御入
力端子に結合されている。可変遅延エレメント６１０の
出力端子はフィルタ・セクション６００の出力端子６１
６に結合されている。通常の構成では、あるセクション
の出力端子（６１６）は、後続セクションの総和入力端
子（６０８）に結合されている。複数の入力端子（６０
２）は、フィルタ処理される信号のソースに共通に結合
されている。フィルタ・コントローラは、タップ係数
（Ｃ１）と時間的変位（Ｎ）をこのセクション内のタッ
プへ供給する。
【００３１】改良されたフィルタ・セクション６００は
マルチプライヤ６２４、加算器６２６およびシングル・
クロック遅延エレメント６３０を含む第２のタップＴ２
と、マルチプライヤ６３４、加算器６３６およびシング
ル・クロック遅延エレメント６４０を含む第３のタップ
Ｔ３をさらに含んでおり、どちらも、上述した標準フィ
ルタ・タップ（６０４、６０６、６１０）と同じように
配置されている。図６に示す３タップは１つに結合さ
れ、３タップ・フィルタ・セクション６００を構成し、
このセクションを他の同種セクションに結合すると、ス
パースＩＩＲまたはＦＩＲフィルタが構成されることに
なる。図６に示すセクション６００で構成されたＩＩＲ
および／またはＦＩＲフィルタを使用すると、強いゴー
ストも次のようにして、充分にキャンセルすることがで
きる。
マルチプライヤ６２４、加算器６２６およびシングル・
クロック遅延エレメント６３０を含む第２のタップＴ２
と、マルチプライヤ６３４、加算器６３６およびシング
ル・クロック遅延エレメント６４０を含む第３のタップ
Ｔ３をさらに含んでおり、どちらも、上述した標準フィ
ルタ・タップ（６０４、６０６、６１０）と同じように
配置されている。図６に示す３タップは１つに結合さ
れ、３タップ・フィルタ・セクション６００を構成し、
このセクションを他の同種セクションに結合すると、ス
パースＩＩＲまたはＦＩＲフィルタが構成されることに
なる。図６に示すセクション６００で構成されたＩＩＲ
および／またはＦＩＲフィルタを使用すると、強いゴー
ストも次のようにして、充分にキャンセルすることがで
きる。
【００３２】まず、図５に示したプロセスが上述したよ
うに実行される。図５のプロセスで生成された係数は、
各フィルタ・セクション６００の中間タップＴ２内のマ
ルチプライヤ６２４に係数Ｃ２として与えられ、隣接セ
クションの係数Ｃ１とＣ３は０にセットされる。各フィ
ルタ・セクション６００内の可変遅延エレメント６１０
に与えられた時間的変位は、シングル・クロック遅延エ
レメント６３０を補償(account) するように調整され
る。次に、その結果として生じるマルチパス等化器２０
（図２参照）の出力は、図５のプロセスが完了したあと
さらにチェックされる。マルチパス等化器２０からの出
力信号について自己相関が行われる。以前に検出され、
そして補正されたゴースト信号の時間的変位のすぐ隣の
時間的変位における、結果として生じた自己相関のサン
プルの大きさがチェックされる。強いゴースト信号が存
在すれば、これらの隣接サンプルの大きさはしきい値を
超えるレベルまで上昇する可能性があるので、そのゴー
ストをさらにキャンセルする必要が起こる。
うに実行される。図５のプロセスで生成された係数は、
各フィルタ・セクション６００の中間タップＴ２内のマ
ルチプライヤ６２４に係数Ｃ２として与えられ、隣接セ
クションの係数Ｃ１とＣ３は０にセットされる。各フィ
ルタ・セクション６００内の可変遅延エレメント６１０
に与えられた時間的変位は、シングル・クロック遅延エ
レメント６３０を補償(account) するように調整され
る。次に、その結果として生じるマルチパス等化器２０
（図２参照）の出力は、図５のプロセスが完了したあと
さらにチェックされる。マルチパス等化器２０からの出
力信号について自己相関が行われる。以前に検出され、
そして補正されたゴースト信号の時間的変位のすぐ隣の
時間的変位における、結果として生じた自己相関のサン
プルの大きさがチェックされる。強いゴースト信号が存
在すれば、これらの隣接サンプルの大きさはしきい値を
超えるレベルまで上昇する可能性があるので、そのゴー
ストをさらにキャンセルする必要が起こる。
【００３３】図７は、図６に示すようなフィルタ・セク
ション６００を動作せて、強いマルチパス・ゴースト信
号を減衰するプロセスを示す流れ図である。ステップ７
０２において、ＤＳＰ３０６（図４参照）は、マルチパ
ス等化器２０（図２参照）の出力端に現われた信号を受
信するように結合された入力端子３０３から２０４８個
の複素サンプルをキャプチャ（捕獲）するようにデータ
・キャプチャ・バッファ３０２に指示する。ステップ７
０４において、ＤＳＰ３０６はこれらのサンプルの自己
相関を求める。ステップ７０６において、時間ドメイン
出力サンプルｙ（ｔ）は、ＤＳＰ３０６がこれらのサン
プルについてＦＦＴを実行することにより周波数ドメイ
ンに変換されて、周波数スペクトルＹ（Ｆ）が得られ
る。ステップ７０８において、周波数スペクトルＹ
（Ｆ）とその複素共役Ｙ* （Ｆ）の積：すなわちＹ
（Ｆ）・Ｙ* （Ｆ）がＤＳＰ３０６によって計算され
る。次に、この積は、ＤＳＰ３０６がその積にＦＦＴを
実行することにより、時間自己相関ａｃ（ｔ）を生成す
るように、逆変換される。
ション６００を動作せて、強いマルチパス・ゴースト信
号を減衰するプロセスを示す流れ図である。ステップ７
０２において、ＤＳＰ３０６（図４参照）は、マルチパ
ス等化器２０（図２参照）の出力端に現われた信号を受
信するように結合された入力端子３０３から２０４８個
の複素サンプルをキャプチャ（捕獲）するようにデータ
・キャプチャ・バッファ３０２に指示する。ステップ７
０４において、ＤＳＰ３０６はこれらのサンプルの自己
相関を求める。ステップ７０６において、時間ドメイン
出力サンプルｙ（ｔ）は、ＤＳＰ３０６がこれらのサン
プルについてＦＦＴを実行することにより周波数ドメイ
ンに変換されて、周波数スペクトルＹ（Ｆ）が得られ
る。ステップ７０８において、周波数スペクトルＹ
（Ｆ）とその複素共役Ｙ* （Ｆ）の積：すなわちＹ
（Ｆ）・Ｙ* （Ｆ）がＤＳＰ３０６によって計算され
る。次に、この積は、ＤＳＰ３０６がその積にＦＦＴを
実行することにより、時間自己相関ａｃ（ｔ）を生成す
るように、逆変換される。
【００３４】ステップ７１２において、自己相関内のす
べてのサンプルの大きさは、受信されたメイン信号に対
応するメイン・ピークを表わすサンプルの大きさに正規
化される。ステップ７１４において、以前に検出され、
補正されたゴースト信号を表わすサンプルのすぐ隣の、
正規化されたサンプルがチェックされる。ステップ７１
６において、これらがしきい値を超えていれば、これら
のサンプルの複素値は係数Ｃ１およびＣ３として、対応
するフィルタ・セクション６００の適切なすぐ隣のタッ
プに与えられる。隣接するフィルタ・タップを使用する
と、強いゴースト信号はさらに減衰される。
べてのサンプルの大きさは、受信されたメイン信号に対
応するメイン・ピークを表わすサンプルの大きさに正規
化される。ステップ７１４において、以前に検出され、
補正されたゴースト信号を表わすサンプルのすぐ隣の、
正規化されたサンプルがチェックされる。ステップ７１
６において、これらがしきい値を超えていれば、これら
のサンプルの複素値は係数Ｃ１およびＣ３として、対応
するフィルタ・セクション６００の適切なすぐ隣のタッ
プに与えられる。隣接するフィルタ・タップを使用する
と、強いゴースト信号はさらに減衰される。
【００３５】
【発明の効果】上述したマルチパス等化器によれば、受
信信号のゴースト信号がメイン信号から時間的にかなり
離れて変位していても、そのゴースト信号はキャンセル
される。さらに、このマルチパス等化器は迅速に応答す
るので、航空機フラッタのように、急速に変化するゴー
スト信号をキャンセルするのに効果的である。しかも、
このマルチパス等化器はトレーニング信号や大きなＤＦ
Ｅフィルタを必要としないで、これらの機能を実行する
ことができる。
信信号のゴースト信号がメイン信号から時間的にかなり
離れて変位していても、そのゴースト信号はキャンセル
される。さらに、このマルチパス等化器は迅速に応答す
るので、航空機フラッタのように、急速に変化するゴー
スト信号をキャンセルするのに効果的である。しかも、
このマルチパス等化器はトレーニング信号や大きなＤＦ
Ｅフィルタを必要としないで、これらの機能を実行する
ことができる。
【００３６】
【図１】アドバンスト・ディジタル・テレビジョン受信
装置のうち、本発明の原理によるブラインド・マルチパ
ス等化器を含んでいる部分を示すブロック図である。
装置のうち、本発明の原理によるブラインド・マルチパ
ス等化器を含んでいる部分を示すブロック図である。
【図２】図１に示したブラインド・マルチパス等化器を
詳細に示すブロック図である。
詳細に示すブロック図である。
【図３】図２に示したブラインド・マルチパス等化器用
のフィルタ制御回路を詳細に示すブロック図である。
のフィルタ制御回路を詳細に示すブロック図である。
【図４】複素タップ係数および時間的変位を生成するた
めに必要なすべての計算がディジタル信号プロセッサに
よって実行されるフィルタ制御回路の実施例を示すブロ
ック図である。
めに必要なすべての計算がディジタル信号プロセッサに
よって実行されるフィルタ制御回路の実施例を示すブロ
ック図である。
【図５】図２に示したブラインド・マルチパス等化器の
複素タップ係数および時間的変位を計算するプロセスを
示す流れ図である。
複素タップ係数および時間的変位を計算するプロセスを
示す流れ図である。
【図６】図２に示したブラインド・マルチパス等化器で
使用されるフィルタ・セクションを示すロジック図であ
る。
使用されるフィルタ・セクションを示すロジック図であ
る。
【図７】図６に示したフィルタ・セクションを動作させ
るプロセスを示す流れ図である。
るプロセスを示す流れ図である。
１０，１２ パルス整形フィルタ ２０ ブラインド・マルチパス等化フィルタ（マルチパ
ス等化器） ２２ 複素加算器 ２３ フィルタ・セクション ２４ スパースＩＩＲフィルタ ２６ スパースＦＩＲフィルタ ２８ フィルタ制御回路 ３０ 等化器 ４０ ビデオ・オーディオ処理回路 ２８２ 相関器 ２８４ タップ制御信号ジェネレータ ２８６ 制御回路 ３０２ データ・キャプチャ・バッファ ３０６ ＤＳＰ ６００ フィルタ・セクション ６０４ 複素マルチプライヤ ６０６ 複素加算器 ６１０ 可変遅延エレメント ６２４ マルチプライヤ ６２６ 加算器 ６３０ シングル・クロック遅延エレメント ６３４ マルチプライヤ ６３６ 加算器 ６４０ シングル・クロック遅延エレメント
ス等化器） ２２ 複素加算器 ２３ フィルタ・セクション ２４ スパースＩＩＲフィルタ ２６ スパースＦＩＲフィルタ ２８ フィルタ制御回路 ３０ 等化器 ４０ ビデオ・オーディオ処理回路 ２８２ 相関器 ２８４ タップ制御信号ジェネレータ ２８６ 制御回路 ３０２ データ・キャプチャ・バッファ ３０６ ＤＳＰ ６００ フィルタ・セクション ６０４ 複素マルチプライヤ ６０６ 複素加算器 ６１０ 可変遅延エレメント ６２４ マルチプライヤ ６２６ 加算器 ６３０ シングル・クロック遅延エレメント ６３４ マルチプライヤ ６３６ 加算器 ６４０ シングル・クロック遅延エレメント
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ポール ゴサード クナットソン アメリカ合衆国 46226 インディアナ州 インディアナポリス サウス エマーソ ン アヴェニュ 148 (72)発明者 ドン−チャン シュエ アメリカ合衆国 46033 インディアナ州 カーメル ブリッジャー ノース ドラ イブ 3772
Claims (5)
- 【請求項１】 ディジタル・データ信号を含む受信信号
のソースと、 前記受信信号に応答してマルチパス等化ディジタル出力
信号を生成するスパース・ディジタル・フィルタであっ
て、複数のタップを含み、その各々がタップ係数および
時間的変位に応答するスパース・ディジタル・フィルタ
と、 前記受信信号に応答して、前記受信信号の自己相関を計
算し、マルチパス信号を該自己相関に基づいて検出し、
タップ係数および時間的変位を前記複数のタップの１つ
へ与えて、検出された該マルチパス信号をキャンセルす
るための回路を含んでいるフィルタ・コントローラとを
備えていることを特徴とするブラインド・マルチパス等
化器。 - 【請求項２】 請求項１において、前記フィルタ・コン
トローラは、 前記受信信号に応答して前記受信信号の自己相関を計算
する相関器であって、該自己相関は前記ディジタル・デ
ータ信号を表わすメイン・ピークを有する相関器と、 前記受信信号の自己相関に応答して動作するタップ制御
信号ジェネレータであって、前記メイン・ピークとは別
に、マルチパス信号を表わしているピークを自己相関内
で突き止めることによりマルチパス信号を検出する回路
であって、該マルチパス信号を表わすピークは前記メイ
ン・ピークから時間的に変位しており、ある値を有する
回路と、該マルチパス信号を表わすピークの値の負と等
しい値をもつタップ係数と前記メイン・ピークからの該
マルチパス信号を表わすピークの時間的な変位の値をも
つ時間的変位とを複数のタップの１つに与える回路とを
含んでいるタップ制御信号ジェネレータとを備えている
ことを特徴とするブラインド・マルチパス等化器。 - 【請求項３】 請求項１において、前記スパース・ディ
ジタル・フィルタは、 スパースＦＩＲフィルタであって、データ入力端子と、
マルチパス等化ディジタル信号を出力するデータ出力端
子と、各々がタップ係数と時間的変位に応答する複数の
タップを含んでいるスパースＦＩＲフィルタと、 スパースＩＩＲフィルタであって、各々がタップ係数と
時間的変位に応答する複数のタップと、受信信号ソース
に結合された第１入力端子と、複数のスパースＩＩＲフ
ィルタ・タップに応答する第２入力端子と、スパースＩ
ＩＲフィルタ・タップと前記スパースＦＩＲフィルタの
データ入力端子とに結合された出力端子とをもつ加算器
とを含んでいるスパースＩＩＲフィルタととを備えてい
ることを特徴とするブラインド・マルチパス等化器。 - 【請求項４】 請求項１において、前記フィルタ・コン
トローラはさらにマルチパス等化ディジタル出力信号に
応答して動作し、さらに、 マルチパス信号を検出したあと、検出された該マルチパ
ス信号をプリゴースト信号とポストゴースト信号の１つ
として特徴づける回路と、 プリゴースト信号に対応するタップ係数および時間的変
位を前記スパースＦＩＲフィルタ内の複数のタップの１
つに与え、ポストゴースト信号に対応するタップ係数お
よび時間的変位を前記スパースＩＩＲフィルタ内の複数
のタップの１つに与える回路と、 前記タップ係数および前記時間的変位を与えたあと、前
記受信信号と前記マルチパス等化ディジタル出力信号と
の相互相関を計算し、プリゴースト信号およびポストゴ
ースト信号の１つとして誤って特徴づけられていたマル
チパス信号を前記相互相関に基づいて検出し、誤って特
徴づけられた検出マルチパス信号を正しく特徴づけ、補
正されたプリゴースト信号に対応するタップ係数および
時間的変位を前記スパースＦＩＲフィルタに、補正され
たポストゴースト信号に対応するタップ係数および時間
的変位を前記スパースＩＩＲフィルタに正しく与える回
路とを備えていることを特徴とするブラインド・マルチ
パス等化器。 - 【請求項５】 請求項１において、前記スパース・ディ
ジタル・フィルタはそれぞれのデータ入力端子、データ
出力端子、および総和入力端子を含み、複数のタップの
各々は、 前記フィルタのデータ入力端子に結合された第１入力端
子と、タップ係数に応答する第２入力端子と、出力端子
とをもつマルチプライヤと、 前記総和入力端子に結合された第１入力端子と、前記マ
ルチプライヤの出力端子に結合された第２入力端子と、
出力端子とをもつ加算器と、 前記加算器の出力端子に結合されたデータ入力端子と、
前記フィルタのデータ出力端子に結合された出力端子
と、時間的変位に応答する遅延制御入力端子とをもつ可
変遅延エレメントとを含み、 複数のフィルタ・タップのサブセットは、複数のタップ
の連続する１つの総和入力端子に結合されたサブセット
の１つひとつのデータ出力端子とシリアルに結合されて
いることを特徴とするブラインド・マルチパス等化器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US355944 | 1994-12-14 | ||
| US08/355,944 US5526378A (en) | 1994-12-14 | 1994-12-14 | Blind multipath correction for digital communication channel |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08237179A true JPH08237179A (ja) | 1996-09-13 |
Family
ID=23399434
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7323232A Pending JPH08237179A (ja) | 1994-12-14 | 1995-12-12 | ブラインド・マルチパス等化器 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5526378A (ja) |
| EP (1) | EP0717536B1 (ja) |
| JP (1) | JPH08237179A (ja) |
| KR (2) | KR100384607B1 (ja) |
| CN (1) | CN1089524C (ja) |
| DE (1) | DE69534141T2 (ja) |
| MX (1) | MX9505203A (ja) |
| SG (1) | SG46160A1 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000091968A (ja) * | 1998-06-19 | 2000-03-31 | Motorola Semiconducteurs Sa | 無線受信機において等化を行う方法および装置 |
| JP2007028155A (ja) * | 2005-07-15 | 2007-02-01 | Mitsubishi Electric Corp | 等化器、等化方法及び受信装置 |
| JP2007300284A (ja) * | 2006-04-28 | 2007-11-15 | Mitsubishi Electric Corp | 等化装置 |
| WO2011108111A1 (ja) * | 2010-03-05 | 2011-09-09 | パイオニア株式会社 | Ｆｍ受信装置及びフィルタリング処理方法 |
| JPWO2015186628A1 (ja) * | 2014-06-02 | 2017-04-20 | 三菱電機株式会社 | 電波監視装置 |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5841484A (en) * | 1994-02-10 | 1998-11-24 | Philips Electronics North North America Corporation | Blind equalizer method and apparatus for HDTY transmission using an NTSC rejection filter for mitigating co-channel interference |
| US5828694A (en) * | 1996-07-01 | 1998-10-27 | Trimble Navigation Limited | Determination of multipath tracking error |
| US6005640A (en) * | 1996-09-27 | 1999-12-21 | Sarnoff Corporation | Multiple modulation format television signal receiver system |
| US6300984B1 (en) * | 1998-01-13 | 2001-10-09 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Ghost-cancellation reference signals using spaced PN sequences |
| JP3537674B2 (ja) * | 1998-09-30 | 2004-06-14 | パイオニア株式会社 | オーディオシステム |
| US6526093B1 (en) | 1999-03-04 | 2003-02-25 | Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc | Method and apparatus for equalizing a digital signal received via multiple transmission paths |
| US6661837B1 (en) | 1999-03-08 | 2003-12-09 | International Business Machines Corporation | Modems, methods, and computer program products for selecting an optimum data rate using error signals representing the difference between the output of an equalizer and the output of a slicer or detector |
| US6553518B1 (en) | 1999-03-08 | 2003-04-22 | International Business Machines Corporation | Severe error detectors, methods and computer program products that use constellation specific error event thresholds to detect severe error events during demodulation of a signal comprising symbols from a plurality of symbol constellations |
| US6487243B1 (en) | 1999-03-08 | 2002-11-26 | International Business Machines Corporation | Modems, methods, and computer program products for recovering from errors in a tone reversal sequence between two modems |
| US6389064B1 (en) * | 1999-03-08 | 2002-05-14 | International Business Machines Corporation | Modems, methods, and computer program products for identifying a signaling alphabet in variance with an ideal alphabet due to digital impairments |
| US6341360B1 (en) * | 1999-03-08 | 2002-01-22 | International Business Machines Corporation | Decision feedback equalizers, methods, and computer program products for detecting severe error events and preserving equalizer filter characteristics in response thereto |
| US6381267B1 (en) | 1999-03-08 | 2002-04-30 | International Business Machines Corporation | Modems, methods, and computer program products for falling back to a lower data rate protocol upon detecting abnormal line conditions during startup |
| US7003030B2 (en) | 1999-03-08 | 2006-02-21 | Lenovo (Singapore) Pte. Ltd. | Receivers, methods, and computer program products for an analog modem that receives data signals from a digital modem |
| US6661847B1 (en) | 1999-05-20 | 2003-12-09 | International Business Machines Corporation | Systems methods and computer program products for generating and optimizing signal constellations |
| US6559894B2 (en) * | 1999-10-21 | 2003-05-06 | Digeo, Inc. | Block-adaptive equalization using partial decision feedback in digital broadcast communications |
| US6980592B1 (en) * | 1999-12-23 | 2005-12-27 | Agere Systems Inc. | Digital adaptive equalizer for T1/E1 long haul transceiver |
| CN1395780A (zh) * | 2000-09-11 | 2003-02-05 | 福克斯数码公司 | 用于使用能够利用自适应信道均衡器中的目标权重矢量的稀疏性的自适应算法的设备和方法 |
| KR100405702B1 (ko) * | 2001-03-13 | 2003-11-14 | 현대자동차주식회사 | 신호 처리 시스템의 상관법을 이용한 다중 로컬 맥시마검출방법 |
| US7215939B2 (en) * | 2001-08-02 | 2007-05-08 | Thomson Licensing | Apparatus and method for detecting ripples caused by multipath propagation and controlling receiving antenna and tuner |
| ATE532300T1 (de) * | 2002-03-04 | 2011-11-15 | Glowlink Communications Technology Inc | Erkennen und messen von in einem digitalen träger enthaltenen störungen |
| KR20040021162A (ko) * | 2002-09-02 | 2004-03-10 | 삼성전자주식회사 | 등화성능을 향상시키는 등화기를 갖는 잔류측파대수신기및 그의 등화방법 |
| US8126083B2 (en) * | 2004-04-09 | 2012-02-28 | Trident Microsystems (Far East) Ltd. | Apparatus for and method of controlling a sampling frequency of a sampling device |
| JP2008507860A (ja) * | 2004-05-12 | 2008-03-13 | トムソン ライセンシング | ノイズ強度推定に基づく等化器ロック検出器 |
| WO2005114933A1 (en) * | 2004-05-12 | 2005-12-01 | Thomson Licensing | Constellation location dependent step sizes for equalizer error signals |
| US7324591B2 (en) * | 2004-08-17 | 2008-01-29 | Zenith Electronics Corporation | Adaptive equalizer |
| US7462595B2 (en) * | 2004-09-17 | 2008-12-09 | Prange Jr Arthur Jergen | Methods for treating cancer-related fatigue |
| CN100393115C (zh) * | 2005-08-05 | 2008-06-04 | 上海明波通信技术有限公司 | 一种数字电视信道自适应均衡方法 |
| CN100389551C (zh) * | 2006-03-16 | 2008-05-21 | 华为技术有限公司 | 一种信道盲检测方法 |
| JP4534174B2 (ja) * | 2008-04-23 | 2010-09-01 | ソニー株式会社 | 復調回路、復調方法、プログラム、受信装置 |
| US8532203B1 (en) * | 2008-06-02 | 2013-09-10 | Marvell International Ltd. | Communication systems and methods using blind channel estimation based on cumulants |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4698680A (en) * | 1985-12-24 | 1987-10-06 | Rca Corporation | Digital correlation apparatus as for a television deghosting system |
| IT1188626B (it) * | 1986-03-25 | 1988-01-20 | Gte Telecom Spa | Metodo e dispositivo di equalizzazione adattiva cieca |
| US5134464A (en) * | 1990-11-16 | 1992-07-28 | North American Philips Corporation | Method and apparatus for the transmission and reception of a multicarrier digital television signal |
| US5263033A (en) * | 1990-06-22 | 1993-11-16 | At&T Bell Laboratories | Joint data and channel estimation using fast blind trellis search |
| US5245587A (en) * | 1990-12-14 | 1993-09-14 | Hutson William H | Multi-dimensional signal processing and display |
| IL97345A0 (en) * | 1991-02-24 | 1992-05-25 | Univ Ramot | Method and apparatus for blind deconvolution |
| US5282225A (en) * | 1992-02-04 | 1994-01-25 | Northeastern University | Adaptive blind channel equalizer system |
| US5432816A (en) * | 1992-04-10 | 1995-07-11 | International Business Machines Corporation | System and method of robust sequence estimation in the presence of channel mismatch conditions |
| US5347541A (en) * | 1992-11-02 | 1994-09-13 | The Regents Of The Univ. Of California | Apparatus and method for utilizing a blind equalizer based on a Bayesian symbol sequence estimator for use in digital communication |
-
1994
- 1994-12-14 US US08/355,944 patent/US5526378A/en not_active Expired - Lifetime
-
1995
- 1995-12-01 EP EP95118919A patent/EP0717536B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-12-01 DE DE69534141T patent/DE69534141T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1995-12-07 SG SG1995002052A patent/SG46160A1/en unknown
- 1995-12-11 CN CN95121337A patent/CN1089524C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1995-12-11 MX MX9505203A patent/MX9505203A/es unknown
- 1995-12-12 KR KR1019950050389A patent/KR100384607B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1995-12-12 KR KR1019940050389A patent/KR960028393A/ko unknown
- 1995-12-12 JP JP7323232A patent/JPH08237179A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000091968A (ja) * | 1998-06-19 | 2000-03-31 | Motorola Semiconducteurs Sa | 無線受信機において等化を行う方法および装置 |
| JP2007028155A (ja) * | 2005-07-15 | 2007-02-01 | Mitsubishi Electric Corp | 等化器、等化方法及び受信装置 |
| JP4522919B2 (ja) * | 2005-07-15 | 2010-08-11 | 三菱電機株式会社 | 等化器及び受信装置 |
| JP2007300284A (ja) * | 2006-04-28 | 2007-11-15 | Mitsubishi Electric Corp | 等化装置 |
| JP4527079B2 (ja) * | 2006-04-28 | 2010-08-18 | 三菱電機株式会社 | 等化装置 |
| WO2011108111A1 (ja) * | 2010-03-05 | 2011-09-09 | パイオニア株式会社 | Ｆｍ受信装置及びフィルタリング処理方法 |
| US8611937B2 (en) | 2010-03-05 | 2013-12-17 | Pioneer Corporation | FM receiving device and filtering method |
| JP5412574B2 (ja) * | 2010-03-05 | 2014-02-12 | パイオニア株式会社 | Ｆｍ受信装置及びフィルタリング処理方法 |
| JPWO2015186628A1 (ja) * | 2014-06-02 | 2017-04-20 | 三菱電機株式会社 | 電波監視装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5526378A (en) | 1996-06-11 |
| KR960028393A (ko) | 1996-07-22 |
| CN1089524C (zh) | 2002-08-21 |
| DE69534141T2 (de) | 2006-01-19 |
| EP0717536A1 (en) | 1996-06-19 |
| CN1130837A (zh) | 1996-09-11 |
| MX9505203A (es) | 1997-04-30 |
| KR100384607B1 (ko) | 2003-10-30 |
| SG46160A1 (en) | 1998-02-20 |
| EP0717536B1 (en) | 2005-04-13 |
| DE69534141D1 (de) | 2005-05-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060310 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060609 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
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|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20060928 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070928 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20090213 |