JPH08205279A - 電磁変換型振動子の制動インダクタンス低減回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 キャパシタンスを使うことなく電磁変換型振
動子の制動インダクタンスに基づく無効電力を等価的に
打ち消しまたは低減させ、温度、駆動電圧などの影響で
共振周波数が変化した場合においても共振点を追尾する
ことができるとともに、センサとしての検出感度の向上
と広帯域化を図る。 【構成】 本発明の電磁変換型振動子の制動インダクタ
ンス低減回路は、電磁変換型振動子１に並列に接続され
たインダクタンスＬsと、インダクタンスＬsを流れる電
流の位相を、電磁変換型振動子１に流れる電流に対して
１８０度変化させる位相変換手段５とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば、超磁歪アクチ
ュエータやスピーカ等に用いられる電磁変換型振動子の
制動インダクタンス低減回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、電磁変換型振動子として電磁
型振動子や磁気ひずみ振動子が知られている。ここでい
う電磁変換型振動子とは、例えば、スピーカのように振
動を音に変換する装置や電磁型音叉等のフィルタ装置を
さす。一方、磁気ひずみ振動子とは、超磁歪アクチュエ
ータ等の電気を入力して機械的変位を取り出す振動発生
装置やトルクセンサ等のセンサ装置をさす。上記電磁型
振動子および磁気ひずみ振動子の等価回路が同じである
ので、以後両者を磁気変換型振動子を呼ぶことにする。

【０００３】図２０は、電磁変換型振動子が共振点付近
で振動しているときの電気的な等価回路を示している。
なお、図２０に示す等価回路は、電磁変換型振動子が反
共振点付近で振動しているときの等価回路としても説明
できる。この図に示すように、電磁変換型振動子１は抵
抗Ｒn、キャパシタンスＣnおよびインダクタンスＬnか
らなる直列共振辺２と、制動インダクタンスＬdとによ
り構成される並列共振辺３と等価であると考えられる。
上記直列共振辺２は、電磁変換型振動子１の共振を等価
的に表している。

【０００４】図２１は、図２０に示す電磁変換型振動子
１の並列共振辺３のアドミタンスＹの絶対値の周波数特
性を示したものであり、ｆaおよびｆbは各々共振点（直
列共振点）の共振周波数および反共振点（並列共振点）
の反共振周波数を示している。上記構成において、電磁
変換型振動子１を駆動した時、制動インダクタンスＬd
に流れる電流は電磁変換型振動子１の振動に寄与してい
ない無効電流である。しかし、駆動電源（図示略）とし
ては電磁変換型振動子１を共振させるために必要な電力
に加え、制動インダクタンスＬdにて消費する無効電力
をも供給しなければならず、このため、大容量のものが
必要となる。

【０００５】図２２は、上記問題を解決するために用い
られる従来の電磁変換型振動子の制動インダクタンス低
減回路を示す回路図である。この制動インダクタンス低
減回路は、電磁変換型振動子を図２１に示す共振周波数
ｆaにて振動させる際に、制動インダクタンスＬdに流れ
る無効電流を等価的に打ち消すためのものであり、キャ
パシタンスＣdが電磁変換型振動子１に並列に接続され
ている。

【０００６】ここで、直列共振辺２のインピーダンスＺ
nは（数１）で示される。

【数１】 また、図２２における交流駆動電源４は定電圧源であ
り、電磁変換型振動子１とキャパシタンスＣdに印加さ
れる電圧をＶとすると、電磁変換型振動子１とキャパシ
タンスＣdに流れ込む電流Ｉは（数２）で示される。

【数２】 この（数２）における電流Ｉを最小にする条件は、（数
３）の条件を満たすときで、そのときの電流Ｉは（数
４）で示される。

【数３】

【数４】 よって、（数３）をキャパシタンスＣdについて展開し
た（数５）で示されるキャパシタンスＣdを電磁変換型
振動子１に並列に接続することで、電磁変換型振動子１
の制動インダクタンスＬdに流れる無効電流が等価的に
打ち消されることから、交流駆動電源４の電源容量をそ
の分低減することができる。

【数５】

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の電磁変換型振動子の制動インダクタンス低減回
路においては、制動インダクタンスＬdを等価的に打ち
消すＣdは（数５）に示すように（駆動周波数ｆ）² ×
（制動インダクタンスＬd）に反比例する。特に、駆動
周波数ｆに対しては２乗で効くため、温度変化等により
共振周波数が変動した場合には、駆動周波数と共振周波
数との差が大きくなるに従い、制動インダクタンスＬd
に流れる無効電流を等価的に打ち消す量が急激に減少す
るという欠点があった。

【０００８】次に、電磁変換型振動子１を共振状態にて
駆動するためには、交流駆動電源４の駆動周波数が共振
周波数ｆaまたは反共振周波数ｆbに近いことが必要であ
る。しかしながら、超磁わい合金を使用した電磁変換型
振動子などでは、外部環境の温度変化や振動子自体の発
熱により電磁変換型振動子の弾性係数などが変化し、こ
れにより、共振周波数が変動する。また、電磁変換型振
動子は、駆動電圧によってもその共振周波数が変動する
ことが知られている。従って、常に共振周波数ｆaの付
近で電磁変換型振動子を駆動するためには、電磁変換型
振動子の共振周波数を検知してその周波数で駆動する必
要がある。そこで、機械電気変換型振動子を使用した超
磁歪アクチュエータでは、電磁変換型振動子の振動状態
を検知する為の周波数センサを組み込み、該センサの出
力により共振点を追尾するようにしている。しかしなが
ら、周波数センサを用いると価格が高くなるため、周波
数センサを用いず、駆動電圧やアクチュエータの温度等
を検知して駆動周波数を制御することが行われている
が、このような方法では共振点を完全に追尾することが
困難であった。

【０００９】次に、振動状態を検出するための振動セン
サとして電磁変換型振動子を用いる場合においても、制
動インダクタンスＬdの影響により、電磁変換型振動子
から得られる検出電圧または検出電流が低減することか
ら、電磁変換型振動子の検出電圧または検出電流を高感
度に検出できない問題がある。この問題に関しても、従
来から電磁変換型振動子に並列にキャパシタンスＣdを
接続して制動インダクタンスＬdを等価的に打ち消すま
たは低減することにより、検出感度の向上を図ることが
できる。しかしながら、この方法は制動インダクタンス
ＬdおよびキャパシタンスＣdの値によって決まる特定の
周波数でのみ有効であり、センサとしては不適である。

【００１０】本発明は、このような背景の下になされた
もので、第１の目的は、キャパシタンスＣdを使うこと
なく電磁変換型振動子の制動インダクタンスＬdに基づ
く無効電力を打ち消しまたは低減させることができる電
磁変換型振動子の制動インダクタンス低減回路を提供す
ることにある。また、第２の目的は、超磁歪アクチュエ
ータのみならず、あらゆる電磁変換型振動子を駆動する
際に、温度、駆動電圧などの影響で共振周波数が変化し
た場合においても、共振点を追尾することができる電磁
変換型振動子の駆動回路を提供することを目的としてい
る。また、第３の目的は、電磁変換型振動子の制動イン
ダクタンスＬdに基づく電力を周波数に係らず、打ち消
すかまたは低減することができ、これにより検出感度の
向上と広帯域化を図ることができる振動センサを提供す
ることにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、電磁変換型振動子に並列に接続されたインダクタン
スと、前記インダクタンスを流れる電流の位相を、前記
電磁変換型振動子に流れる電流に対して１８０度変化さ
せる位相変換手段とを具備することを特徴としている。

【００１２】請求項２に記載の発明は、電磁変換型振動
子に直列に接続されたインダクタンスと、前記インダク
タンスを流れる電流の位相を、前記電磁変換型振動子に
流れる電流に対して１８０度変化させる位相変換手段と
を具備することを特徴としている。

【００１３】請求項３記載の発明は、請求項１または２
に記載の電磁変換型振動子の制動インダクタンス低減回
路において、前記位相変換手段は、演算増幅器であるこ
とを特徴としている。

【００１４】請求項４に記載の発明は、一端が電磁変換
型振動子の駆動電圧印加端子に接続され、その値が前記
電磁変換型振動子の制動インダクタンスのほぼＮ倍であ
るインダクタンスと、前記インダクタンスの他端に、前
記駆動電圧印加端子の電圧のほぼ（Ｎ＋１）倍の電圧ま
たはその近傍の電圧を印加する電圧印加手段とを具備す
ることを特徴としている。

【００１５】請求項５に記載の発明は、請求項４に記載
の電磁変換型振動子の制動インダクタンス低減回路にお
いて、前記電圧印加手段は、前記駆動電圧印加端子の電
圧を増幅して前記インダクタンスの他端へ印加する増幅
器であることを特徴としている。

【００１６】請求項６に記載の発明は、演算増幅器の反
転入力端子と接地との間に第１の抵抗が挿入され、前記
演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間には第２の
抵抗が挿入され、前記演算増幅器の非反転入力端子と出
力端子との間にインダクタンスおよび第３の抵抗が直列
に挿入され、前記演算増幅器の非反転入力端子と接地と
の間に電磁変換型振動子が挿入されていることを特徴と
している。

【００１７】請求項７に記載の発明は、電磁変換型振動
子に並列に接続された交流駆動電源と、その一端が前記
電磁変換型振動子の一端に接続され、その値が前記制動
インダクタンスのほぼＮ倍であるインダクタンスと、前
記インダクタンスの他端に前記交流駆動電源の駆動電圧
のほぼ（Ｎ＋１）倍の電圧を印加する電圧印加手段とを
有し、前記交流駆動電源は、前記電磁変換型振動子に供
給される電流および電圧の位相とを比較する位相比較手
段と、前記位相比較手段の出力に対応する周波数の交流
信号を発生する交流信号発生手段と、前記交流信号を増
幅して前記電磁変換型振動子へ印加する増幅手段とから
構成されていることを特徴としている。

【００１８】請求項８に記載の発明は、被検出物に取り
付けられた電磁変換型振動子と、前記電磁変換型振動子
の一端に生ずる電圧を検出して第１の電圧として出力す
る第１の電圧検出手段と、前記電磁変換型振動子の他端
と接地との間に挿入され、その値が前記電磁変換型振動
子の制動インダクタンスのほぼ（１／Ｎ）であるインダ
クタンスと、前記電磁変換型振動子の他端に生ずる電圧
を検出して、該電圧をほぼ（Ｎ＋１）倍に増幅して第２
の電圧として出力する第２の電圧検出手段と、前記第１
の電圧と前記第２の電圧との差を求める電圧差算出手段
とを具備することを特徴としている。

【００１９】請求項９に記載の発明は、被検出物に取り
付けられた電磁変換型振動子と、前記電磁変換型振動子
の一端の電流を検出する第１の電流／電圧変換回路と、
前記電磁変換型振動子の他端に接続されたインダクタン
スと、前記電磁変換型振動子の他端から前記インダクタ
ンスを通して流れる電流を検出する第２の電流／電圧変
換回路と、前記第１、第２の電流／電圧変換回路の出力
電圧の差を求める電圧差算出手段とを具備することを特
徴としている。

【００２０】請求項１０に記載の発明は、被検出物に取
り付けられた電磁変換型振動子と、一端が前記電磁変換
型振動子の出力端に接続され、その値が前記電磁変換型
振動子の制動インダクタンスのほぼＮ倍であるインダク
タンスと、前記インダクタンスの他端に前記電磁変換型
振動子の出力端の電圧のほぼ（Ｎ＋１）倍の電圧を印加
する電圧印加手段とを具備することを特徴としている。

【００２１】請求項１１に記載の発明は、請求項１０に
記載の振動センサにおいて、前記電圧印加手段は、前記
電磁変換型振動子の出力端の電圧を利得（ほぼＮ＋１）
で増幅する演算増幅器であることを特徴としている。

【００２２】

【作用】請求項１に記載の発明によれば、位相変換手段
の作用によって、電磁変換型振動子の制動インダクタン
スを流れる無効電流が並列接続されたインダクタンスに
流れる電流によって、等価的に打ち消される。

【００２３】請求項２に記載の発明によれば、位相変換
手段の作用によって、インダクタンスに印加される電圧
と電磁変換型振動子に印加される電圧とが逆位相とな
り、制動インダクタンスに印加される電圧が等価的に打
ち消される。

【００２４】請求項４および５に記載の発明によれば、
インダクタンスの他端には、電圧印加手段によって電磁
変換型振動子の駆動電圧印加端子の電圧のほぼ（Ｎ＋
１）倍の電圧が印加される。このとき、電磁変換型振動
子の制動インダクタンスに流れる電流が、インダクタン
スを流れる電流によって、等価的に打ち消される。

【００２５】請求項６に記載の発明によれば、第１およ
び第２の抵抗により演算増幅器の利得が設定され、第３
の抵抗およびインダクタンスにより演算増幅器の出力が
帰還される。そして、第１、２および３の抵抗、インダ
クタンス、電磁変換型振動子の抵抗分、制動インダクタ
ンス分を所定の振幅条件および周波数条件に基づいた値
とすることにより自励振する。このとき、インダクタン
スおよび第３の抵抗により電磁変換型振動子の制動イン
ダクタンスが等価的に打ち消される。

【００２６】請求項７に記載の発明によれば、インダク
タンスの他端には、電圧印加手段によって電磁変換型振
動子の駆動電圧印加端子の電圧のほぼ（Ｎ＋１）倍の電
圧が印加される。このとき、インダクタンスを流れる電
流と電磁変換型振動子の制動インダクタンスと流れる電
流とが等価的に打ち消しあうことにより制動インダクタ
ンスに流れる電流が等価的に打ち消される。一方、交流
駆動電源は、ＰＬＬ回路によって構成され、電磁変換型
振動子に印加される電圧と電流の位相差が常時０となる
ようにはたらく。

【００２７】請求項８記載の発明によれば、被検出物に
電圧が印加されると、電磁変換型振動子の両端には、電
圧が生じる。第１の電圧検出手段は電磁変換型振動子の
一端に生じる電圧を検出して第１の電圧を出力し、第２
の電圧検出手段は電磁変換型振動子の他端に生ずる電圧
を検出して第２の電圧を出力する。電圧差算出手段は第
１の電圧と第２の電圧との差を求める。このとき、制動
インダクタンスに印加される電圧は、インダクタンスに
印加される電圧によって等価的に打ち消される。

【００２８】請求項９記載の発明によれば、被検出物に
電圧が印加されると、電磁変換型振動子の両端には、電
圧が生じる。第１の電流／電圧変換回路は、電磁変換型
振動子の一端の電流を検出し電圧に変換して出力し、第
２の電流／電圧変換回路は、電磁変換型振動子の他端か
らインダクタンスを通して流れる電流を検出して電圧に
変換して出力する。電圧差算出手段は、第１および第２
の電流／電圧変換回路の出力の差を求める。この電圧差
算出手段の出力は、制動インダクタンスがインダクタン
スによって等価的に打ち消されたものである。

【００２９】請求項１０および１１記載の発明によれ
ば、被検出物に外部応力が加えられると、電磁変換型振
動子の両端には電圧が生じる。電圧印加手段は、電磁変
換型振動子の両端に生じた電圧をほぼ（Ｎ＋１）倍に増
幅してインダクタンスの他端に印加する。これにより、
インダクタンスに流れる電流と電磁変換型振動子の制動
インダクタンスに流れる電流が等価的に打ち消し合い、
電磁変換型振動子の出力をすべて取り出すことができる
ため、被検出物のセンサとしての感度が向上する。

【００３０】

【実施例】

＜第１実施例＞図１は、本発明の第１実施例による電磁
変換型振動子の制動インダクタンス低減回路を示す回路
図であり、この図において、図２２の各部に対応する部
分には、同一の符号を付け、その説明を省略する。この
図に示す制動インダクタンス低減回路においては、図２
２に示すキャパシタンスＣdに代えて位相変換手段５お
よびインダクタンスＬsが接続されている。ここで、位
相変換手段５は、インダクタンスＬsを流れる電流の位
相を交流駆動電源４の出力電流Ｉに対し１８０度変化さ
せるものである。

【００３１】上記構成において、交流駆動電源４が駆動
されると、電磁変換型振動子１およびインダクタンスＬ
sへ電流Ｉが供給され、インダクタンスＬsを流れる電流
の位相が位相変換手段５により１８０度だけ変化する。
インダクタンスＬsに流れる電流の位相が１８０度変化
すると、インダクタンスＬsと位相変換手段５との直列
回路のアドミタンスＹが−（１／ｊωＬs）となる。こ
の結果、交流駆動電源４から電磁変換型振動子１に印加
される電圧をＶとすると、電磁変換型振動子１およびイ
ンダクタンスＬsの並列回路を流れる電流Ｉは（数６）
となる。

【数６】

【００３２】（数６）に示すように、インダクタンスＬ
sが制動インダクタンスＬdとほぼ等価であるとすると、
Ｉ＝（１／Ｚｎ）Ｖとなり、交流駆動電源４からみた場
合に、制動インダクタンスＬdを流れる無効電流が等価
的に打ち消される。この場合、制動インダクタンスＬd
を打ち消す条件はＬs＝Ｌdであり、図２２に示すキャパ
シタンスＣsを用いた従来例のように、駆動周波数ｆ
（ｆ＝ω／２π）の関数とならない。

【００３３】すなわち、上述した第１実施例による電磁
変換型振動子の制動インダクタンス低減回路によれば、
Ｌs＝Ｌdの条件を満たすときには周波数依存性はなく、
すべての周波数領域で制動インダクタンスＬdを等価的
に打ち消すことができる。また、インダクタンスＬsが
制動インダクタンスＬdに完全に一致しなくても、制動
インダクタンスＬdの影響による無効電流を駆動電源の
周波数に関係なく低減することができる。なお、図２
は、位相変換手段５として、位相シフタ６を用いた場合
の回路図である。

【００３４】図３および図４は、各々図１に示す位相変
換手段５としてオペアンプを用いた電磁変換型振動子の
制動インダクタンス低減回路の具体的構成を示す図であ
り、いずれの図においても、オペアンプ７は反転増幅器
として用いられており、非反転入力端子には交流駆動電
源４から駆動電源が供給され、反転入力端子と出力端子
との間には電磁変換型振動子１が接続されている。ただ
し、図３においては、インダクタンスＬsが電磁変換型
振動子１とオペアンプ７の反転入力端子との間に挿入さ
れ、図４においては、インダクタンスＬsがオペアンプ
７の反転入力端子と接地との間に挿入されている。

【００３５】上記構成において、交流駆動電源４が駆動
されると、インダクタンスＬsを流れる電流の位相が１
８０度変化する。これにより、図１に示した回路図と同
様に電磁変換型振動子１の制動インダクタンス（図示
略）に流れる電流が打ち消され、または低減される。

【００３６】＜第２実施例＞図５は、本発明の第２実施
例による電磁変換型振動子の制動インダクタンス低減回
路を示す回路図であり、この図においては、電磁変換型
振動子１が反共振周波数ｆb（図２１参照）にて共振駆
動されるときの等価回路によって表されている。すなわ
ち、抵抗Ｒ'n、インダクタンスＬ'nおよびキャパシタン
スＣ'nの並列回路が振動子の共振を等価的に表し、イン
ダクタンスＬ'dが制動インダクタンスを表している。な
お、図５に示す等価回路は、電磁変換型振動子が共振周
波数ｆaにて共振駆動されているときの等価回路として
も説明できる。また、交流駆動電源８は定電流源であ
り、この交流駆動電源８に、インダクタンスＬs、位相
変換手段５および電磁変換型振動子１が直列接続されて
いる。位相変換手段５は、インダクタンスＬsを流れる
電流の位相を１８０度だけシフトさせものである。

【００３７】上記構成において、交流駆動電源８が駆動
されると、インダクタンスＬsを流れる電流の位相が、
位相変換手段５により１８０度シフトする。このときの
交流駆動電源８から出力される電流Ｉと電圧Ｖとの関係
は、インダクタンスＬsと位相変換手段５とが存在する
ｃ−ｄ点間のインピーダンスが−ｊωＬｓとなることか
ら、（数７）で示す通りとなる。なお、抵抗Ｒ'n、イン
ダクタンスＬ'nおよびキャパシタンスＣ'nの並列回路の
合成インピーダンスをＺ'nとする。

【数７】

【００３８】（数７）に示すように、インダクタンスＬ
sが制動インダクタンスＬ'dと等価であるとすると、電
圧Ｖは、Ｖ＝Ｚ'n・Ｉとなり、制動インダクタンスＬ'd
に印加される電圧が回路上にて等価的に打ち消され、制
動インダクタンスＬ'dによる無効電力の消費がなくな
る。また、インダクタンスＬsが制動インダクタンスＬ'
dと完全に同一でなくても、制動インダクタンスＬ'dに
かかる印加電圧が、インダクタンスＬsの値に応じた分
だけ低減される。この場合、制動インダクタンスＬ'dに
かかる電圧を打ち消しまたは低減させる条件は、インダ
クタンスＬsと制動インダクタンスＬ'dとが等しいかあ
るいは近似していることであり、駆動周波数に依存して
いない。従って、電磁変換型振動子１が必ずしも反共振
周波数ｆbにて駆動されておらず、交流駆動電源８の駆
動周波数が反共振周波数ｆbからずれていても、インダ
クタンスＬsにより、制動インダクタンスＬ'dにかかる
電圧を低減させる効果は、同様にして発揮することがで
きる。

【００３９】＜第３実施例＞図６は、本発明の第３実施
例による電磁変換型振動子の制動インダクタンス低減回
路を示す回路図であり、この図においては、電磁変換型
振動子１を、共振周波数ｆaにて共振しているときの等
価回路によって示している。なお、図６に示す等価回路
は、電磁変換型振動子１が反共振周波数ｆbで共振して
いるときの等価回路としても説明できる。この図におい
て、電磁変換型振動子１の一方の電極は、アース側に接
続され、または所定の電位に設定されている。交流駆動
電源４は一端がアース側に接続され、他端が電磁変換型
振動子１の他方の電極に接続されている。

【００４０】また、電磁変換型振動子１の他方の電極、
すなわち交流駆動電源４により電圧Ｖが印加される電極
には、インダクタンスＬsと増幅器９とが直列に接続さ
れたループ回路（帰還回路）１０が接続されている。こ
の増幅器９は、交流駆動電源４の出力電圧Ｖを増幅して
インダクタンスＬsに印加するもので、インダクタンス
Ｌsが電磁変換型振動子１の制動インダクタンスＬdのＮ
倍であるとき、増幅器９の電圧増幅度は、ほぼ（Ｎ＋
１）倍であることが好ましい。このとき、インダクタン
スＬsにかかる電圧（ｃ−ｄ間の電圧）はＮ・Ｖとな
る。

【００４１】上記構成において、交流駆動電源４からｃ
点に流れ込む電流をｉ、インダクタンスＬsからｃ点に
流れ込む電流をｉ1とする。また、電磁変換型振動子１
の直列共振辺２のインピーダンスをＺnとし、そこに流
れ込む電流をｉ2、制動インダクタンスＬdに流れる電流
をｉ3とすると、各電流ｉ1、ｉ2、ｉ3およびｉは、それ
ぞれ（数８）、（数９）、（数１０）および（数１１）
で表わされる。

【数８】

【数９】

【数１０】

【数１１】

【００４２】上記（数８）〜（数１１）を電流ｉについ
て解くと（数１２）が得られる。

【数１２】 この式において、

【数１３】 が成立するときは、電流ｉは（数１４）に示すものとな
り、この電流ｉは電流ｉ2と等しくなる。

【数１４】

【００４３】すなわち、交流駆動電源４の出力電流ｉ
は、電磁変換型振動子１の直列共振辺２のインピーダン
スＺnのみに流れ、振動に寄与しない制動インダクタン
スＬdには流れなくなる。上記の（数１４）から、電磁
変換型振動子１に流れる電流ｉの位相θを求めると、
（数１５）に示す通りとなる。

【数１５】 （数１４）および（数１５）が成立するときの、振動周
波数ｆと電流ｉの絶対値との関係を図７（Ａ）に、振動
周波数ｆと電流ｉの位相θとの関係を図７（Ｂ）に示
す。図７（Ａ）においては、共振周波数ｆaで電流ｉの
絶対値が最大となっているのが解る。また、図７（Ｂ）
においては、位相θは振動周波数ｆが共振周波数ｆaよ
り低い領域で進み位相となり、共振周波数ｆaで位相差
がなくなり、共振周波数ｆaより高い領域で遅れ位相と
なっているのが解る。

【００４４】上述した本発明の第３実施例は、制動イン
ダクタンスＬdに流れる電流を打ち消す条件が（数１
３）であり、これはインダクタンスＬsと増幅器９の増
幅度Ｎの関数で与えられ、駆動周波数ｆの関数とはなら
ない。すなわち、制動インダクタンスＬdに流れる電流
を打ち消す条件は振動周波数に依存しない。

【００４５】また、インダクタンスＬs（図６参照）を
固定して、増幅器９の増幅度（Ｎ＋１）を可変抵抗で調
整しても同様の効果が得られるため、回路の小型化を図
ることができる。なお、増幅器９の増幅度と、インダク
タンスＬsとの関係は（数１３）が厳密に成り立ってい
る必要はなく、厳密に成り立っていなくても制動インダ
クタンスＬdに流れる電流を低減させることができ、省
電力駆動の効果を得ることができる。

【００４６】また、図６に示す制動インダクタンス低減
回路の目的は、制動インダクタンスＬdに流れる電流ｉ3
を、インダクタンスＬsを流れる電流ｉ1により打消し、
または低減させる点にある。従って、例えば、増幅器９
が設けられない場合に、ｄ点に（Ｎ＋１）Ｖに等しい、
または、これと近似した電圧を与えることにより、同様
の効果を得ることができる。すなわち、制動インダクタ
ンスＬdを有するループ回路と、インダクタンスＬsにル
ープ電流を流すための電圧付与手段を設けておけば、図
６と同様の効果が得られる。

【００４７】次に、上記第３実施例による制動インダク
タンス低減回路の具体的構成について、図８を参照して
説明する。この図において、図６の各部に対応する部分
には同一の符号を付け、その説明を省略する。この図に
おいて、１１は演算増幅器、Ｒfは帰還抵抗、Ｒiは接地
抵抗である。このような構成において、インダクタンス
Ｌsが制動インダクタンスＬdのＮ倍であるとき、演算増
幅器１１の電圧増幅度（ゲイン）を（数１６）に示す通
りに設定すれば、前述のように、制動インダクタンスＬ
dに流れる電流を打ち消すことができる。

【数１６】 この場合、例えば、一方の帰還抵抗Ｒfを可変抵抗器と
すれば、同帰還抵抗Ｒfの抵抗値を可変することによ
り、容易に演算増幅器１１のゲインを（Ｎ＋１）に合わ
せることができる。

【００４８】＜第４実施例＞図９は、本発明の第４実施
例による電磁変換型振動子の発振回路を示す回路図であ
り、この図において、演算増幅器１３には、電圧増幅の
利得を設定する抵抗Ｒ3および抵抗Ｒ4で構成される回路
ブロック１４と、抵抗Ｒ1、インダクタンスＬsおよび電
磁変換型振動子１で構成される帰還回路ブロック１５と
が接続されている。帰還回路ブロック１５においては、
インダクタンスＬsと抵抗Ｒ1とが直列に接続され、演算
増幅器１３の帰還回路を構成している。

【００４９】図１０（Ａ）は、上記電磁変換型振動子１
を共振周波数ｆa（図２１参照）で駆動したときの等価
回路であり、共振周波数ｆaでは、インダクタンスＬnと
キャパシタンスＣnが直列共振となり、図１０（Ｂ）に
示す回路と等価になる。図１０（Ｂ）に示す回路での共
振周波数ｆaは（数１７）から求められる。

【数１７】

【００５０】次に、図９に示す電磁変換型振動子１を図
１０（Ｂ）に示す等価回路に置き換えて回路解析を行な
った結果を以下に示す。まず、演算増幅器１３の入力端
の電圧ｅiおよびｅ'iと出力電圧ｅoとの関係を求める
と、（数１８）になる。

【数１８】 この（数１８）において、ｅi＝ｅ'iとなることから、
（数１９）に示す関係式が得られる。

【数１９】 この（数１９）の右辺の虚数部を０とすると、振幅条件
は（数２０）にて示され、周波数条件は（数２１）に示
される。

【数２０】

【数２１】

【００５１】ここで、発振するための振幅条件および周
波数条件を満足する各パラメータ（Ｒ1、Ｒ3、Ｒ4およ
びＬd）を選ぶことにより、この図９に示す回路は自励
振発振回路となる。一方、（数２１）に示す周波数条件
は、電磁変換型振動子１の共振周波数ｆaにおいて、イ
ンダクタンスＬsおよび抵抗Ｒ1により制動インダクタン
スＬdが打ち消されていることを意味している。従っ
て、図９では、上記パラメータＲ1、Ｒ3、Ｒ4およびＬs
を振幅条件、周波数条件を満足するように選定すること
により、インダクタンスＬs、抵抗Ｒ1による制動インダ
クタンス低減回路の応用として、電磁変換型振動子１を
用いた発振回路を構成することができる。

【００５２】＜第５実施例＞図１１は、本発明の第５実
施例による電磁変換型振動子の駆動回路を示す回路図で
あり、この駆動回路は、電磁変換型振動子１を、その共
振周波数が変わった場合においても追尾して駆動するこ
とができる。この図において、電磁変換型振動子１の一
方の電極はアースに接続され、他方の電極には電圧Ｖが
印加されている。また、前記他方の電極にはインダクタ
ンスＬsと（Ｎ＋１）倍のゲインを持った増幅器９が直
列に接続されたループ回路１０が接続されている。

【００５３】ここで、電磁変換型振動子１へ供給される
電流をｉ、インダクタンスＬsに流れる電流をｉ1、Ｃ点
から電磁変換型振動子１の直列共振辺２（合成インピー
ダンスをＺnとする）へ流れ込む電流をｉ2、Ｃ点から制
動インダクタンスＬdに流れ込む電流をｉ3、Ｃ点から増
幅器９に流れ込む電流をｉ4とおく。Ｃ点に電圧Ｖが印
加されたとき、増幅器９によりＤ点の電圧は（Ｎ＋１）
Ｖとなるため、Ｄ点−Ｃ点間にはＮＶの電圧が印加さ
れ、Ｄ点−Ｃ点間のインピーダンスがｊωＬsであるか
ら電流ｉ1は（数２２）で表わされる。

【００５４】

【数２２】 同様に電流ｉ2およびｉ3は、数２３および数２４で表わ
される。

【数２３】

【数２４】 電流ｉ4は極めて微小な電流の為、これを無視すると電
流ｉは（数２５）で表わされる。

【数２５】 （数２２）、（数２３）および（数２４）を（数２５）
に代入すると（数２６）となる。

【数２６】 ここで、（数２７）が成立するとき、

【数２７】 電流ｉは（数２３）と同じ式で表され、電流ｉ2と等し
くなる。即ち、電磁変換型振動子１へ供給される電流
は、直列共振辺２のインピーダンスＺnに流れる量のみ
で、振動に寄与しない制動インダクタンスＬdの分は供
給しない。

【００５５】このとき、供給電流ｉのゲイン特性は（数
２８）となり、共振周波数ｆaは（数２９）、位相特性
は（数３０）で各々示され、また、図１２（Ａ）、
（Ｂ）で表される。図１２（Ａ）はゲインの周波数特性
であり、図１２（Ｂ）は位相の周波数特性である。

【数２８】

【数２９】

【数３０】 図１２（Ｂ）より共振周波数ｆaにおいては、電磁変換
型振動子１への供給電流の位相と、電磁変換型振動子１
の一方の電極に印加される駆動電圧の位相との位相差は
０度である。本第５実施例は、ここに着眼しており、こ
の位相差を検出することによって、共振点を追尾する電
磁変換型振動子の駆動回路を実現するものである。

【００５６】すなわち、図１１において、電磁変換型振
動子１を駆動する交流電源部は、電流位相検出手段１
８、波形整形手段１９、波形整形手段２０、位相比較器
２１、ループフィルタ２２、ＶＣＯ（電圧制御発振器）
２３および電力増幅器２４により構成される。電流位相
検出手段１８は、電磁変換型振動子１に流れる電流の位
相を検出するもので、その出力波形は波形整形手段１９
へ供給される。波形整形手段１９は、上記出力波形を整
形し、信号φ1として位相比較器２１へ供給する。 一
方、波形整形手段２０は、電磁変換型振動子１に印加さ
れる電圧Ｖの波形を波形整形し、信号φ2として位相比
較器２１へ供給する。位相比較器２１は、信号φ1とφ2
との位相差を検出し、ループフィルタ（ローパスフィル
タ）２２へ出力する。

【００５７】ループフィルタ２２は、位相比較器２１の
出力から高周波成分を除去して、出力ＶpをＶＣＯ・２３
へ供給する。ＶＣＯ・２３は、ループフィルタ２２の出
力Ｖｐに応じた周波数の交流信号を電力増幅器２４へ出
力する。このＶＣＯ・２３の出力は電力増幅器２４で増
幅されて電流位相検出手段１８を経てｃ点（電磁変換型
振動子１）へ供給される。

【００５８】ここで、信号φ1の位相（電流ｉの位相）
が信号φ2の位相（電圧Ｖの位相）より進んでいるとき
には電磁変換型振動子１に供給される駆動信号の周波数
（すなわち、ＶＣＯ・２３の出力周波数）が高くなるよ
うに作用し、逆に信号φ2の位相が信号φ1より進んでい
るときには駆動信号の周波数が低くなるように作用し、
φ1＝φ2となったときには駆動周波数が固定される。こ
のφ1＝φ2の時、電磁変換型振動子１は共振点ｆaで駆
動されている。

【００５９】また、発熱等の影響で電磁変換型振動子１
の共振点が低くなった場合は、信号φ2が信号φ1に対し
て進み位相となり、ＶＣＯ・２３の出力の周波数は低く
なり、共振点を追尾することができる。逆に共振周波数
が高くなった場合も信号φ1の位相が信号φ2より進み位
相となりＶＣＯ・２３の発振周波数が高くなり、電磁変
換型振動子１の共振点を追尾することができる。上述し
たように、本第５実施例による電磁変換型振動子の駆動
回路おいては、超磁歪アクチュエータ等あらゆる電磁変
換型振動子を駆動する際に、温度、駆動電圧などの影響
で共振周波数が変化した場合でも、共振点を追尾するこ
とができる。そして、上記第５実施例によれば、従来例
のように共振周波数を検出する為のセンサを使用せずに
電磁変換型振動子１の駆動周波数を電磁変換型振動子１
の共振周波数に固定することができる。特に、センサを
追加することが、コストバフォーマンス上またはスペー
ス上の問題でできないときは非常に有効である。

【００６０】＜第６実施例＞図１３は、本発明の第６実
施例による振動センサを示す図であり、この図におい
て、電磁変換型振動子１は、対象物を駆動する駆動用振
動子と、対象物の振動を検出する検出用振動子とからな
るもので、２５は駆動用電極、２６は共通電極、２７は
検出用電極である。そして、駆動用電極２５には一端が
接地された交流駆動電源４の他端が接続されている。交
流駆動電源４は、所定の周波数の電圧を供給する。検出
回路（イ）においては、検出用電極２７に導通する第１
の検出経路Ｌ１を介してバッファアンプ（電圧フォロ
ア）２８が設けられている。

【００６１】図１４（Ａ）は、上記電磁変換型振動子１
が共振周波数ｆa（図２１参照）の共振点付近で振動し
ているときの等価回路を示す図である。また、図１４
（Ｂ）は電磁変換型振動子１が反共振周波数ｆb（図２
１参照）の共振点付近で振動しているときの等価回路を
示し、この等価回路は、反共振周波数ｆbで決定される
並列共振回路に制動インダクタンスＬ'dが直列接続され
ている。また、図１３において、共通電極２６は、イン
ダクタンスＬsの一端に接続され、インダクタンスＬsの
他端は接地されている。なお、インダクタンスＬsの接
地側の他端が、所定の電位に設定されていてもよい。

【００６２】共通電極２６と検出用電極２７と間に位置
する検出用振動子の等価回路は、図１５に示され、イン
ダクタンスＬsは、図１５に示す等価回路の制動インダ
クタンスＬ'dにかかる電圧を打ち消しまたは低減するた
めに設けられている。従って、インダクタンスＬsは制
動インダクタンスＬdのｎ分の１に近いインダクタンス
であることが好ましい。

【００６３】第２の検出経路Ｌ２は、検出用振動子とイ
ンダクタンスＬsとの接続点から電圧を検出するもので
ある。制動インダクタンスＬ'dをインダクタンスＬsに
て等価的に打ち消すために、第２の検出経路Ｌ２には電
圧をｎ＋１倍に増幅する増幅器２９が設けられている。
そして、差動手段である差動増幅器３０により、第１の
検出経路Ｌ１を介して検出される検出電圧から第２の検
出経路Ｌ２を介して検出される検出電圧が減じられて、
出力Ｖoutが得られる。（数３１）に出力Ｖoutが得られ
る過程を示す。なお、この式において、ＶBは点Ｂの電
圧、ＶCは点Ｃの電圧、Ｉは電磁変換型振動子１および
インダクタンスＬsを流れる電流である。

【数３１】 この（数３１）から明かなように、センサ出力Ｖoutは
制動インダクタンスＬ'dの影響を受けない。

【００６４】＜第７実施例＞図１６は、本発明の第７実
施例による振動センサを示す回路図であり、この振動セ
ンサは検出用電極からの振動出力を電流値として取り出
すものである。なお、この図において、図１３の各部に
対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略す
る。図１６においては、図１３に示す第６実施例と同様
に、交流駆動電源４の駆動電力が駆動用電極２５に与え
られる。検出用振動子の検出回路（ロ）には、第１の検
出経路Ｌａに電流／電圧変換回路３１と、バッファアン
プ（電圧フォロワ）３２とが設けられている。第２の検
出経路Ｌｂは、検出用振動子からインダクタンスＬsを
介して電流を検出するものである。この第２の検出経路
Ｌｂには、インダクタンスＬsを流れる電流を電圧に変
換する電流／電圧変換回路３３およびバッファアンプ
（電圧フォロワ）３４が設けられている。そして差動手
段である差動増幅器３０により、第１の検出経路Ｌａの
検出出力（電圧）から第２の検出経路Ｌｂの検出出力
（電圧）が減算される。

【００６５】上記検出回路（ロ）では、第１の検出経路
Ｌａにより、検出用振動子が振動したときに誘電分極作
用により生じる電力のうちの電流が検出され、第２の検
出経路Ｌｂでは、インダクタンスＬsを介して電流が検
出される。従って、差動増幅器３０の差動出力は、検出
用振動子の等価回路における制動インダクタンスＬdが
インダクタンスＬsにより等価的に打ち消されまたは低
減される。

【００６６】＜第８実施例＞図１７は、本発明の第８実
施例による振動センサを示す回路図である。この図にお
ける電磁変換型振動子の等価回路４０は、電磁変換型振
動子が外部応力を受けると電圧が発生する様子を電気回
路的に表現したものであり、検出用のセンサとして電磁
変換型振動子を用いた場合の等価回路である。等価回路
４０におけるＦ部は機械的応力の発生を示し、これが等
価的トランス４１で電気的な信号に変換される。Ｅ部に
おけるＬd2は、制動インダクタンス成分を表している。

【００６７】電磁変換型振動子の等価回路４０の一方の
電極は接地され、他方の電極にはインダクタンスＬs2と
（Ｎ＋１）倍のゲインを持つ増幅器４２が直列に接続さ
れたループ回路４３が接続されている。図１７におい
て、外部応力によって発生する電流をｉ10、インダクタ
ンスＬs2を流れる電流をｉ11、制動インダクタンスＬd2
に流れる電流をｉ13、出力として取り出す電流をｉ12と
おく、なお、増幅器４２への入力電流ｉ14は極めて微小
であるため、これを無視する。

【００６８】電流ｉ11は、Ｇ点の電圧をＶとおくとＨ点
の電圧が（Ｎ＋１）Ｖであり、Ｈ点−Ｇ点間にはＮＶの
電圧が印加され、Ｈ点−Ｇ点間のインピーダンスがｊω
Ｌs2であるから（数３２）で表される。

【数３２】 制動インダクタンスＬd2には電圧Ｖが印加されるため、
電流ｉ13は（数３３）で表される。

【数３３】 （数３４）の関係を（数３２）および（数３３）へ代入
すると、（数３５）の関係式が得られる。

【数３４】

【数３５】 ここで、Ｇ点において、各電流間には（数３６）の関係
があり、（数３５）を（数３６）へ代入すると、（数３
７）関係式が得られる。

【数３６】

【数３７】

【００６９】上記（数３７）から解るように、制動イン
ダクタンスＬd2には、ループ回路４３から電流が供給さ
れ、外部応力により発生した電荷による発生電流は制動
インダクタンスＬd2に供給されずに外部にすべて取り出
せることになる。この状態を等価回路で表したものが図
１８に示す等価回路４０'であり、この図において制動
インダクタンスＬd2がある場合と比較すると、出力イン
ピーダンスＺが大きくなり、センサーとしての出力感度
が向上することがわかる。

【００７０】上記制動インダクタンスＬd2に流れる電流
を打ち消す条件は、（数３４）であるため、インダクタ
ンスＬs2と増幅器４２のゲインのＮの関数で与えられ
る、このことから、上記条件は検出電圧の周波数の関数
とはならないため、周波数依存性はない。また、インダ
クタンスＬs2を固定してゲインＮを可変抵抗で調整して
も同様の効果が得られるため、より一層の小型化を図る
ことができる。また、接続するインダクタンス分が完全
に一致しなくても制動インダクタンスＬd2の影響を低減
する効果がある事は、言うまでもない。ここで、増幅器
４２は電圧を増幅する手段であればよく、トランジス
タ、オペアンプ、トランスなどで構成される。

【００７１】図１９は、上記第８実施例による振動セン
サの具体的構成を示す回路図である。この図において、
電磁変換型振動子１の一方の電極側がアース側に接続さ
れ、他方の電極側に、インダクタンスＬsと演算増幅器
４２'が直列に接続されたループ回路４３'が接続されて
おり、この演算増幅器４２'の電圧増幅度は、接地抵抗
Ｒ1と帰還抵抗Ｒ2により設定される。インダクタンスＬ
sが制動インダクタンスＬdのＮ倍であるとき、演算増幅
器４２'の電圧増幅度（ゲイン）を（数３８）に示す通
りに設定すれば、図１７を参照して説明したように、制
動インダクタンスＬdに流れる電流を打ち消すことがで
きる。

【数３８】 なお、図１９において、例えば、帰還抵抗Ｒ2を可変抵
抗器とすれば、同帰還抵抗Ｒ2の抵抗値を可変すること
により容易に演算増幅器４２'のゲインの調整ができ
る。

【００７２】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１〜５に記
載の発明によれば、従来のようにキャパシタンスを用い
ることなく、電磁変換型振動子の制動インダクタンスを
すべての周波数領域で容易に打ち消すかまたは低減でき
る。また、制動インダクタンスを等価的に打ち消す条件
が完全に満たされない場合でも制動インダクタンスを等
価的に低減することができる。さらに、制動インダクタ
ンスを等価的に打ち消すまたは低減できることにより、
交流駆動電源から電磁変換型振動子に供給される無効電
力を大幅に低減できるため、交流駆動電源の小型化を実
現することができる。

【００７３】請求項６記載の発明によれば、電磁変換型
振動子の共振点または反共振点で発振する自励発振回路
を容易に構成することができる。

【００７４】請求項７記載の発明によれば、周波数セン
サ等を用いることなく容易に電磁変換型振動子の共振点
を追尾することができる。

【００７５】請求項８〜１１に記載の発明によれば、制
動インダクタンスが等価的に打ち消されるかまたは低減
されるため、被検出物から検出できる出力電力が増加
し、センサとしての感度が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例による電磁変換型振動子の
制動インダクタンス低減回路を示す回路図である。

【図２】図１に示す位相変換手段５として、位相シフタ
６を用いた場合の回路図である。

【図３】図１に示す位相変換手段５としてオペアンプ７
を用いた電磁変換型振動子の制動インダクタンス低減回
路の具体的構成を示す図である。

【図４】図１に示す位相変換手段５としてオペアンプ７
を用いた電磁変換型振動子の制動インダクタンス低減回
路の具体的構成を示す図である。

【図５】本発明の第２実施例による電磁変換型振動子の
制動インダクタンス低減回路を示す回路図である。

【図６】同第３実施例による電磁変換型振動子の制動イ
ンダクタンス低減回路を示す回路図である。

【図７】同第３実施例による電磁変換型振動子の制動イ
ンダクタンス低減回路における周波数ー電流特性および
位相ー周波数特性を示す図である。

【図８】同第３実施例による電磁変換型振動子の制動イ
ンダクタンス低減回路の具体的構成を示す回路図であ
る。

【図９】同第４実施例による電磁変換型振動子の発振回
路を示す回路図である。

【図１０】図９に示す電磁変換型振動子１を共振周波数
ｆaで駆動させたときの等価回路を示す図である。

【図１１】本発明の第５実施例による電磁変換型振動子
の駆動回路を示す回路図である。

【図１２】図１１に示す電磁変換型振動子の駆動回路に
おける、ゲインおよび位相の周波数特性を示す図であ
る。

【図１３】本発明の第６実施例による振動センサを示す
回路図である。

【図１４】図１３に示す電磁変換型振動子１が共振周波
数および反共振周波数の共振点付近で振動しているとき
の等価回路を示す図である。

【図１５】図１３に示す端子Ｂと端子Ｃ間に位置する電
磁変換型振動子１の等価回路を示す回路図である。

【図１６】本発明の第７実施例による振動センサを示す
回路図である。

【図１７】同第８実施例による振動センサを示す回路図
である。

【図１８】同第８実施例による振動センサにおいて、外
部応力により電磁変換型振動子に発生した電荷を電流と
して全て外部に取り出せることを説明する等価回路であ
る。

【図１９】本発明の第８実施例による振動センサの具体
的構成を示す回路図である。

【図２０】電磁変換型振動子が共振点付近で振動してい
るときの電気的な等価回路を示す図である。

【図２１】図２０に示す電磁変換型振動子１の並列共振
辺３のアドミタンスＹの絶対値の周波数特性を示す図で
ある。

【図２２】従来の電磁変換型振動子の制動インダクタン
ス低減回路を示す回路図である。

【符号の説明】

１ 電磁変換型振動子 ４,８ 交流駆動電源 ５ 位相変換手段 ６ 位相シフタ ７ オペアンプ ９,２９,４２ 増幅器 １０,４３,４３' ループ回路 １１,１３,４２' 演算増幅器 １８ 電流位相検出手段 １９,２０ 波形整形手段 ２１ 位相比較器 ２２ ループフィルタ ２３ ＶＣＯ（電圧制御発振器） ２４ 電力増幅器 ２５ 駆動用電極 ２６ 共通電極 ２７ 検出用電極 ２８,３２,３４ バッファアンプ ３０ 差動増幅器 ３１,３３ 電流／電圧変換回路 Ｌd 制動インダクタンス Ｌs インダクタンス Ｒ1,Ｒ3,Ｒ4 抵抗

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電磁変換型振動子に並列に接続されたイ
   ンダクタンスと、 前記インダクタンスを流れる電流の位相を、前記電磁変
   換型振動子に流れる電流に対して１８０度変化させる位
   相変換手段と、 を具備することを特徴とする電磁変換型振動子の制動イ
   ンダクタンス低減回路。
2. 【請求項２】 電磁変換型振動子に直列に接続されたイ
   ンダクタンスと、 前記インダクタンスを流れる電流の位相を、前記電磁変
   換型振動子に流れる電流に対して１８０度変化させる位
   相変換手段と、 を具備することを特徴とする電磁変換型振動子の制動イ
   ンダクタンス低減回路。
3. 【請求項３】 前記位相変換手段は、演算増幅器である
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電磁変換型
   振動子の制動インダクタンス低減回路。
4. 【請求項４】 一端が電磁変換型振動子の駆動電圧印加
   端子に接続され、その値が前記電磁変換型振動子の制動
   インダクタンスのほぼＮ倍であるインダクタンスと、 前記インダクタンスの他端に、前記駆動電圧印加端子の
   電圧のほぼ（Ｎ＋１）倍の電圧またはその近傍の電圧を
   印加する電圧印加手段と、 を具備することを特徴とする電磁変換型振動子の制動イ
   ンダクタンス低減回路。
5. 【請求項５】 前記電圧印加手段は、前記駆動電圧印加
   端子の電圧を増幅して前記インダクタンスの他端へ印加
   する増幅器であることを特徴とする請求項４に記載の電
   磁変換型振動子の制動インダクタンス低減回路。
6. 【請求項６】 演算増幅器の反転入力端子と接地との間
   に第１の抵抗が挿入され、 前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間には第
   ２の抵抗が挿入され、 前記演算増幅器の非反転入力端子と出力端子との間にイ
   ンダクタンスおよび第３の抵抗が直列に挿入され、 前記演算増幅器の非反転入力端子と接地との間に電磁変
   換型振動子が挿入されていることを特徴とする電磁変換
   型振動子の発振回路。
7. 【請求項７】 電磁変換型振動子に並列に接続された交
   流駆動電源と、 その一端が前記電磁変換型振動子の一端に接続され、そ
   の値が前記制動インダクタンスのほぼＮ倍であるインダ
   クタンスと、 前記インダクタンスの他端に前記交流駆動電源の駆動電
   圧のほぼ（Ｎ＋１）倍の電圧を印加する電圧印加手段と
   を有し、 前記交流駆動電源は、 前記電磁変換型振動子に供給される電流および電圧の位
   相とを比較する位相比較手段と、 前記位相比較手段の出力に対応する周波数の交流信号を
   発生する交流信号発生手段と、 前記交流信号を増幅して前記電磁変換型振動子へ印加す
   る増幅手段と、 から構成されていることを特徴とする電磁変換型振動子
   の駆動回路。
8. 【請求項８】 被検出物に取り付けられた電磁変換型振
   動子と、 前記電磁変換型振動子の一端に生ずる電圧を検出して第
   １の電圧として出力する第１の電圧検出手段と、 前記電磁変換型振動子の他端と接地との間に挿入され、
   その値が前記電磁変換型振動子の制動インダクタンスの
   ほぼ（１／Ｎ）であるインダクタンスと、 前記電磁変換型振動子の他端に生ずる電圧を検出して、
   該電圧をほぼ（Ｎ＋１）倍に増幅して第２の電圧として
   出力する第２の電圧検出手段と、 前記第１の電圧と前記第２の電圧との差を求める電圧差
   算出手段と、 を具備することを特徴とする振動センサ。
9. 【請求項９】 被検出物に取り付けられた電磁変換型振
   動子と、 前記電磁変換型振動子の一端の電流を検出する第１の電
   流／電圧変換回路と、 前記電磁変換型振動子の他端に接続されたインダクタン
   スと、 前記電磁変換型振動子の他端から前記インダクタンスを
   通して流れる電流を検出する第２の電流／電圧変換回路
   と、 前記第１、第２の電流／電圧変換回路の出力電圧の差を
   求める電圧差算出手段と、 を具備することを特徴とする振動センサ。
10. 【請求項１０】 被検出物に取り付けられた電磁変換型
    振動子と、 一端が前記電磁変換型振動子の出力端に接続され、その
    値が前記電磁変換型振動子の制動インダクタンスのほぼ
    Ｎ倍であるインダクタンスと、 前記インダクタンスの他端に前記電磁変換型振動子の出
    力端の電圧のほぼ（Ｎ＋１）倍の電圧を印加する電圧印
    加手段と、 を具備することを特徴とする振動センサ。
11. 【請求項１１】 前記電圧印加手段は、前記電磁変換型
    振動子の出力端の電圧を利得（ほぼＮ＋１）で増幅する
    演算増幅器であることを特徴とする請求項１０記載の振
    動センサ。