JPH08204465A - 電力増幅器段 - Google Patents
電力増幅器段Info
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- JPH08204465A JPH08204465A JP7267216A JP26721695A JPH08204465A JP H08204465 A JPH08204465 A JP H08204465A JP 7267216 A JP7267216 A JP 7267216A JP 26721695 A JP26721695 A JP 26721695A JP H08204465 A JPH08204465 A JP H08204465A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3081—Duplicated single-ended push-pull arrangements, i.e. bridge circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 構造が簡単で、経済的に集積化でき、主とし
て容量性である負荷を駆動するのに適した電力増幅器段
を提供する。 【解決手段】 第１対のトランジスタＴ１，Ｔ２が交互
にエミッタホロワとして動作し、第２対のトランジスタ
Ｔ３，Ｔ４が交互に負荷Ｌの回路を閉じるブリッジ型の
増幅器により、主として容量性のものとしうるこの負荷
Ｌの両端間に方形信号を生ぜしめる電力増幅器段であっ
て、負荷Ｌの回路のインピーダンスを直流電流に対し最
小にするためにブリッジ型の増幅器の４つのトランジス
タＴ１〜Ｔ４をそれぞれ同一の４つの電流源３１〜３４
により駆動し、第２対のトランジスタＴ３，Ｔ４は交互
にダイオードとして接続し、信号の振幅を制御するため
に、電圧発生器１２により２ＶBEに等しい一定成分と信
号の所望振幅に相当する可変成分との合計に相当する値
の制御電圧ＶＡを生ぜしめる。
て容量性である負荷を駆動するのに適した電力増幅器段
を提供する。 【解決手段】 第１対のトランジスタＴ１，Ｔ２が交互
にエミッタホロワとして動作し、第２対のトランジスタ
Ｔ３，Ｔ４が交互に負荷Ｌの回路を閉じるブリッジ型の
増幅器により、主として容量性のものとしうるこの負荷
Ｌの両端間に方形信号を生ぜしめる電力増幅器段であっ
て、負荷Ｌの回路のインピーダンスを直流電流に対し最
小にするためにブリッジ型の増幅器の４つのトランジス
タＴ１〜Ｔ４をそれぞれ同一の４つの電流源３１〜３４
により駆動し、第２対のトランジスタＴ３，Ｔ４は交互
にダイオードとして接続し、信号の振幅を制御するため
に、電圧発生器１２により２ＶBEに等しい一定成分と信
号の所望振幅に相当する可変成分との合計に相当する値
の制御電圧ＶＡを生ぜしめる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同じ導電型の２対
のバイポーラトランジスタであって、第１対のトランジ
スタのエミッタが負荷の両端子にそれぞれ接続されてい
るとともに第２対のトランジスタのコレクタにそれぞれ
接続されているこれら２対のバイポーラトランジスタ
と、第１対のトランジスタのベースに振幅制御電圧をそ
れぞれ交互に供給するとともにこれと同期して第２対の
トランジスタのベースバイアスを変更する複数個のスイ
ッチング装置とを具えるブリッジ型の増幅器により負荷
の両端間に方形信号を生ぜしめる電力増幅器段に関する
ものである。
のバイポーラトランジスタであって、第１対のトランジ
スタのエミッタが負荷の両端子にそれぞれ接続されてい
るとともに第２対のトランジスタのコレクタにそれぞれ
接続されているこれら２対のバイポーラトランジスタ
と、第１対のトランジスタのベースに振幅制御電圧をそ
れぞれ交互に供給するとともにこれと同期して第２対の
トランジスタのベースバイアスを変更する複数個のスイ
ッチング装置とを具えるブリッジ型の増幅器により負荷
の両端間に方形信号を生ぜしめる電力増幅器段に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】上述した種類の電力増幅器段は欧州特許
出願公開第ＥＰ−Ａ−０，５８７，９４５号明細書に開
示されており既知である。この欧州特許出願公開明細書
によれば、４つのスイッチを互いに同相で動作させ、他
の４つのスイッチをこれと逆相で動作させる合計で８つ
のスイッチにより負荷の両端間に方形信号を発生させて
いる。負荷の両端間に得られる信号の振幅は、キャパシ
タンスを２つの切換スイッチにより負荷の両端間に及び
基準電圧との比較のための帰還増幅器の入力端に交互に
接続するようにこのキャパシタンスをスイッチングする
ことにより調整される。
出願公開第ＥＰ−Ａ−０，５８７，９４５号明細書に開
示されており既知である。この欧州特許出願公開明細書
によれば、４つのスイッチを互いに同相で動作させ、他
の４つのスイッチをこれと逆相で動作させる合計で８つ
のスイッチにより負荷の両端間に方形信号を発生させて
いる。負荷の両端間に得られる信号の振幅は、キャパシ
タンスを２つの切換スイッチにより負荷の両端間に及び
基準電圧との比較のための帰還増幅器の入力端に交互に
接続するようにこのキャパシタンスをスイッチングする
ことにより調整される。
【０００３】この既知の増幅器段は、インピーダンスが
抵抗性、場合によっては誘導性としうる負荷を、増幅器
の負帰還及び回路の寄生容量による不安定性を回避する
よう駆動するように設計されている。これは、音声（音
響）信号を発生する圧電変換器の場合のようにインピー
ダンスが主として容量性である負荷を駆動するのにあま
り適していない。この種の負荷には直流電流が流れない
為、既知の増幅器段により得られる電圧信号が著しくひ
ずみ、信号の高調波が可成り損失される。この種類の変
換器の音響効率を改善するには、特に、例えば電話器に
おけるような呼出し信号の場合に高調波を発生させる必
要がある。
抵抗性、場合によっては誘導性としうる負荷を、増幅器
の負帰還及び回路の寄生容量による不安定性を回避する
よう駆動するように設計されている。これは、音声（音
響）信号を発生する圧電変換器の場合のようにインピー
ダンスが主として容量性である負荷を駆動するのにあま
り適していない。この種の負荷には直流電流が流れない
為、既知の増幅器段により得られる電圧信号が著しくひ
ずみ、信号の高調波が可成り損失される。この種類の変
換器の音響効率を改善するには、特に、例えば電話器に
おけるような呼出し信号の場合に高調波を発生させる必
要がある。
【０００４】更に、前記の欧州特許出願公開明細書に開
示されている既知の増幅器段は、特に負荷の両端間に方
形パルス信号を発生させるのに用いるスイッチの個数が
多い点で比較的複雑になるということが確かめられてい
る。
示されている既知の増幅器段は、特に負荷の両端間に方
形パルス信号を発生させるのに用いるスイッチの個数が
多い点で比較的複雑になるということが確かめられてい
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、構造
が簡単で従って経済的に集積化でき、圧電変換器のよう
な主として容量性である負荷を駆動するのに適した電力
増幅器段を提供せんとするにある。本発明の他の目的
は、電話受話器に用いるための、集積回路によって実現
した種々の機能のうちとりわけ呼出し機能を実行でき、
呼出し音を、呼出しの音質を変えることなく低レベルを
含むユーザ所望のいかなるレベルにも調整しうる電力増
幅器段を提供せんとするにある。
が簡単で従って経済的に集積化でき、圧電変換器のよう
な主として容量性である負荷を駆動するのに適した電力
増幅器段を提供せんとするにある。本発明の他の目的
は、電話受話器に用いるための、集積回路によって実現
した種々の機能のうちとりわけ呼出し機能を実行でき、
呼出し音を、呼出しの音質を変えることなく低レベルを
含むユーザ所望のいかなるレベルにも調整しうる電力増
幅器段を提供せんとするにある。
【０００６】本発明は特に、負荷の端子に印加される電
圧を直流電流に対し充分低いインピーダンスの電源によ
り発生させれば、方形のスイッチング信号が容量性負荷
に正しく供給されるという認識に基づいて成したもので
ある。
圧を直流電流に対し充分低いインピーダンスの電源によ
り発生させれば、方形のスイッチング信号が容量性負荷
に正しく供給されるという認識に基づいて成したもので
ある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、同じ導電型の
２対のバイポーラトランジスタであって、第１対のトラ
ンジスタのエミッタが負荷の両端子にそれぞれ接続され
ているとともに第２対のトランジスタのコレクタにそれ
ぞれ接続されているこれら２対のバイポーラトランジス
タと、第１対のトランジスタのベースに振幅制御電圧を
それぞれ交互に供給するとともにこれと同期して第２対
のトランジスタのベースバイアスを変更する複数個のス
イッチング装置とを具えるブリッジ型の増幅器により負
荷の両端間に方形信号を生ぜしめる電力増幅器段におい
て、増幅器の４つのトランジスタのベースが、ほぼ等し
い電流を生じる４つの電流源にそれぞれ結合され、第２
対のトランジスタが前記のスイッチング装置のうちの２
つのスイッチング装置により交互にダイオードとして接
続されるようになっていることを特徴とする。
２対のバイポーラトランジスタであって、第１対のトラ
ンジスタのエミッタが負荷の両端子にそれぞれ接続され
ているとともに第２対のトランジスタのコレクタにそれ
ぞれ接続されているこれら２対のバイポーラトランジス
タと、第１対のトランジスタのベースに振幅制御電圧を
それぞれ交互に供給するとともにこれと同期して第２対
のトランジスタのベースバイアスを変更する複数個のス
イッチング装置とを具えるブリッジ型の増幅器により負
荷の両端間に方形信号を生ぜしめる電力増幅器段におい
て、増幅器の４つのトランジスタのベースが、ほぼ等し
い電流を生じる４つの電流源にそれぞれ結合され、第２
対のトランジスタが前記のスイッチング装置のうちの２
つのスイッチング装置により交互にダイオードとして接
続されるようになっていることを特徴とする。
【０００８】従来の増幅器段では単にブリッジ増幅器を
駆動するのに８つのスイッチを用いているのに対し、本
発明ではブリッジ増幅器を駆動するのに４つのスイッチ
ング装置を用いるだけですむ。
駆動するのに８つのスイッチを用いているのに対し、本
発明ではブリッジ増幅器を駆動するのに４つのスイッチ
ング装置を用いるだけですむ。
【０００９】増幅器の４つのトランジスタの各々にはベ
ース電流が常時維持されている為、負荷の端子には、直
流電流に対する最大値が一定のインピーダンスにより発
生される電圧がいかなる瞬時にも供給される。この値
は、例えば、ベース電流源により供給される電流を適切
に選択し、この電流により信号の立上り時間を一定にす
ることにより、所定の負荷の公称キャパシタンスに容易
に適合させることができる。
ース電流が常時維持されている為、負荷の端子には、直
流電流に対する最大値が一定のインピーダンスにより発
生される電圧がいかなる瞬時にも供給される。この値
は、例えば、ベース電流源により供給される電流を適切
に選択し、この電流により信号の立上り時間を一定にす
ることにより、所定の負荷の公称キャパシタンスに容易
に適合させることができる。
【００１０】本発明による増幅器段では負帰還を用いて
おらず、負荷を主として容量性とした際にこの負帰還に
関連して生じる不安定性の問題を回避しうる。しかも、
この増幅器段によれば出力信号電圧を急速に切換えるこ
とができるとともに、この信号の振幅を１／10Ｖピーク
程度の低レベルにおいてさえも正確に制御しうる。
おらず、負荷を主として容量性とした際にこの負帰還に
関連して生じる不安定性の問題を回避しうる。しかも、
この増幅器段によれば出力信号電圧を急速に切換えるこ
とができるとともに、この信号の振幅を１／10Ｖピーク
程度の低レベルにおいてさえも正確に制御しうる。
【００１１】ベースを駆動する前記の電流源が、互いに
対を成す４つの出力端と、第１及び第２対のトランジス
タと同じ導電型の第５トランジスタのベース電流を受け
る入力端とを有する電流ミラーを以って構成され、前記
の第５トランジスタのエミッタが基準電流源により駆動
されるようになっている本発明の例では、電力増幅器段
の動作特性をトランジスタの利得の変動（製造処理の結
果としての変動）や温度変動に殆ど依存しないようにし
うる。この場合、エミッタ電流が安定な基準電流源によ
り一定にされている第５トランジスタのベース電流と４
つのベース電流とが比較される。この場合、電流ミラー
の出力電流対入力電流の比が１に等しいかそれよりも大
きいかに応じて、ブリッジ型の増幅器を構成する４つの
トランジスタのエミッタ電流が第５トランジスタの電流
にほぼ等しくなるかこの電流の倍数にほぼ等しくなる。
対を成す４つの出力端と、第１及び第２対のトランジス
タと同じ導電型の第５トランジスタのベース電流を受け
る入力端とを有する電流ミラーを以って構成され、前記
の第５トランジスタのエミッタが基準電流源により駆動
されるようになっている本発明の例では、電力増幅器段
の動作特性をトランジスタの利得の変動（製造処理の結
果としての変動）や温度変動に殆ど依存しないようにし
うる。この場合、エミッタ電流が安定な基準電流源によ
り一定にされている第５トランジスタのベース電流と４
つのベース電流とが比較される。この場合、電流ミラー
の出力電流対入力電流の比が１に等しいかそれよりも大
きいかに応じて、ブリッジ型の増幅器を構成する４つの
トランジスタのエミッタ電流が第５トランジスタの電流
にほぼ等しくなるかこの電流の倍数にほぼ等しくなる。
【００１２】負荷が、音量を広い値の範囲で調整しうる
のが望ましい電話の呼出し音のような音声信号を生じる
場合に適用するには、本発明により前記の振幅制御電圧
は電圧発生器から得られ、この電圧発生器は当該電圧発
生器の入力端に供給されるデジタル制御信号を変換する
デジタル−アナログ変換器を有しているようにするのが
有利である。
のが望ましい電話の呼出し音のような音声信号を生じる
場合に適用するには、本発明により前記の振幅制御電圧
は電圧発生器から得られ、この電圧発生器は当該電圧発
生器の入力端に供給されるデジタル制御信号を変換する
デジタル−アナログ変換器を有しているようにするのが
有利である。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は本発明による電力増幅器段
１１を示す。この電力増幅器段は、２対のバイポーラＮ
ＰＮ型のトランジスタを有する“ブリッジ”型の増幅器
を具えており、第１対のトランジスタＴ１，Ｔ２のエミ
ッタはそれぞれ負荷Ｌの両端子に且つ第２対のトランジ
スタＴ３，Ｔ４のコレクタに接続され、トランジスタＴ
３，Ｔ４のエミッタは電圧基準端子として作用する電源
電圧Ｖ１の端子に結合されている。第１対の２つのトラ
ンジスタＴ１，Ｔ２のコレクタは正の電源電圧Ｖ２の端
子に接続されている。電圧発生器１２は調整可能な制御
電圧ＶＡを生じ、この制御電圧をスイッチＳ１及びＳ２
によりトランジスタＴ１及びＴ２のベースに交互に供給
する。第２対のトランジスタＴ３及びＴ４は２つのスイ
ッチング装置Ｓ３，Ｓ４により交互にダイオードとして
接続される。スイッチング装置Ｓ１〜Ｓ４はスイッチン
グ信号発生器１３により制御され、これにより負荷Ｌに
供給すべき方形信号の周波数及びデューティーサイクル
を決定する。このスイッチング信号発生器は、スイッチ
ング装置Ｓ１及びＳ３が同時に閉じ、スイッチング装置
Ｓ２及びＳ４が逆相で動作するように構成する。スイッ
チング装置はＭＯＳ型の電界効果トランジスタを以って
構成することができる。
１１を示す。この電力増幅器段は、２対のバイポーラＮ
ＰＮ型のトランジスタを有する“ブリッジ”型の増幅器
を具えており、第１対のトランジスタＴ１，Ｔ２のエミ
ッタはそれぞれ負荷Ｌの両端子に且つ第２対のトランジ
スタＴ３，Ｔ４のコレクタに接続され、トランジスタＴ
３，Ｔ４のエミッタは電圧基準端子として作用する電源
電圧Ｖ１の端子に結合されている。第１対の２つのトラ
ンジスタＴ１，Ｔ２のコレクタは正の電源電圧Ｖ２の端
子に接続されている。電圧発生器１２は調整可能な制御
電圧ＶＡを生じ、この制御電圧をスイッチＳ１及びＳ２
によりトランジスタＴ１及びＴ２のベースに交互に供給
する。第２対のトランジスタＴ３及びＴ４は２つのスイ
ッチング装置Ｓ３，Ｓ４により交互にダイオードとして
接続される。スイッチング装置Ｓ１〜Ｓ４はスイッチン
グ信号発生器１３により制御され、これにより負荷Ｌに
供給すべき方形信号の周波数及びデューティーサイクル
を決定する。このスイッチング信号発生器は、スイッチ
ング装置Ｓ１及びＳ３が同時に閉じ、スイッチング装置
Ｓ２及びＳ４が逆相で動作するように構成する。スイッ
チング装置はＭＯＳ型の電界効果トランジスタを以って
構成することができる。
【００１４】ブリッジ型の増幅器の４つのトランジスタ
Ｔ１〜Ｔ４のベースは４つの電流源３１，３３，３２，
３４にそれぞれ接続されており、これら電流源は電源電
圧Ｖ２からほぼ同一の電流を取出す。この構成の電力増
幅器段は、圧電変換器の場合のように殆ど容量性のイン
ピーダンスを有する負荷Ｌを駆動するのに極めて適して
いる。
Ｔ１〜Ｔ４のベースは４つの電流源３１，３３，３２，
３４にそれぞれ接続されており、これら電流源は電源電
圧Ｖ２からほぼ同一の電流を取出す。この構成の電力増
幅器段は、圧電変換器の場合のように殆ど容量性のイン
ピーダンスを有する負荷Ｌを駆動するのに極めて適して
いる。
【００１５】図１は、方形信号の２つの可能な状態のう
ちの一方の状態に対応するスイッチング装置の状態を示
している。
ちの一方の状態に対応するスイッチング装置の状態を示
している。
【００１６】この状態では、スイッチング信号発生器１
３が、スイッチング装置Ｓ２及びＳ４を開放状態に制御
する信号Ａと、この信号Ａの反転信号でありスイッチン
グ装置Ｓ１及びＳ３を閉成状態に制御する信号Ｂとを生
じている。振幅制御電圧ＶＡがトランジスタＴ１のベー
スに供給され、このトランジスタがエミッタホロワとし
て動作してこの電圧から１ベース−エミッタ電圧降下分
を引いた値の電圧を負荷Ｌの端子Ｎ１に供給する。負荷
Ｌのこの端子Ｎ１にコレクタが接続されているトランジ
スタＴ４はベース電流源３４から供給される電流のβ倍
に等しい電流を流す（βはトランジスタの電流利得の値
である）。
３が、スイッチング装置Ｓ２及びＳ４を開放状態に制御
する信号Ａと、この信号Ａの反転信号でありスイッチン
グ装置Ｓ１及びＳ３を閉成状態に制御する信号Ｂとを生
じている。振幅制御電圧ＶＡがトランジスタＴ１のベー
スに供給され、このトランジスタがエミッタホロワとし
て動作してこの電圧から１ベース−エミッタ電圧降下分
を引いた値の電圧を負荷Ｌの端子Ｎ１に供給する。負荷
Ｌのこの端子Ｎ１にコレクタが接続されているトランジ
スタＴ４はベース電流源３４から供給される電流のβ倍
に等しい電流を流す（βはトランジスタの電流利得の値
である）。
【００１７】トランジスタＴ１のエミッタに流れるこの
電流は、信号の切換わりに対応する遷移期間の外部でト
ランジスタＴ１のベース−エミッタ電圧降下（ＶBE) の
値に制限を課する。このような電流が無い場合には、Ｖ
BEの値は時間の経過とともに徐々に低下する速度で減少
し続ける。
電流は、信号の切換わりに対応する遷移期間の外部でト
ランジスタＴ１のベース−エミッタ電圧降下（ＶBE) の
値に制限を課する。このような電流が無い場合には、Ｖ
BEの値は時間の経過とともに徐々に低下する速度で減少
し続ける。
【００１８】ダイオード接続されたトランジスタＴ３は
負荷Ｌの端子Ｎ２から電源電圧Ｖ１の端子に過渡電流を
流すための低インピーダンスを形成し、このインピーダ
ンスには、トランジスタＴ２のベースに供給される電流
源３３の電流の（β＋１）倍に等しいトランジスタＴ２
のエミッタ電流により上限が課せられる。
負荷Ｌの端子Ｎ２から電源電圧Ｖ１の端子に過渡電流を
流すための低インピーダンスを形成し、このインピーダ
ンスには、トランジスタＴ２のベースに供給される電流
源３３の電流の（β＋１）倍に等しいトランジスタＴ２
のエミッタ電流により上限が課せられる。
【００１９】信号の他の半サイクルでは、スイッチング
装置が上述したのと逆のパターンで開放したり閉成した
りすること明らかである。
装置が上述したのと逆のパターンで開放したり閉成した
りすること明らかである。
【００２０】負荷に供給される信号に対する一方の半サ
イクルから他方の半サイクルへの遷移瞬時には、この負
荷に可成り大きな過渡電流が流れる。その理由は、この
負荷のキャパシタンスがこの遷移の直前とは逆の態様で
バイアスされていた為である。
イクルから他方の半サイクルへの遷移瞬時には、この負
荷に可成り大きな過渡電流が流れる。その理由は、この
負荷のキャパシタンスがこの遷移の直前とは逆の態様で
バイアスされていた為である。
【００２１】この場合に生じる遷移期間中、エミッタホ
ロワとして動作する第１対のうちの一方のトランジスタ
のベース−エミッタ電圧が時間の経過とともに減少する
ということが分る。その理由は、負荷Ｌを流れる電流も
減少する為である。ダイオードとして接続されているた
めにこの瞬時に回路を閉じるトランジスタでは、電圧降
下が時間の経過とともに減少する。その理由は、このダ
イオードを流れる電流が減少する為である。これらの２
つのＶBEの限界値は、ベース電流源３１〜３４による影
響の下でトランジスタにより供給される直流電流により
決定される。従って、トランジスタにより供給される直
流電流の値を選択することにより、負荷Ｌに発生さすべ
き方形信号の振幅レベルの立上り時間を所望値に設定す
ることができる。
ロワとして動作する第１対のうちの一方のトランジスタ
のベース−エミッタ電圧が時間の経過とともに減少する
ということが分る。その理由は、負荷Ｌを流れる電流も
減少する為である。ダイオードとして接続されているた
めにこの瞬時に回路を閉じるトランジスタでは、電圧降
下が時間の経過とともに減少する。その理由は、このダ
イオードを流れる電流が減少する為である。これらの２
つのＶBEの限界値は、ベース電流源３１〜３４による影
響の下でトランジスタにより供給される直流電流により
決定される。従って、トランジスタにより供給される直
流電流の値を選択することにより、負荷Ｌに発生さすべ
き方形信号の振幅レベルの立上り時間を所望値に設定す
ることができる。
【００２２】図２は、図１に示す増幅器段の出力信号の
波形を、時間ｔ中にトランジスタＴ１〜Ｔ４を流れる直
流電流の種々の値に対し示している。負荷Ｌは８０ｎＦ
のキャパシタンスを有する。
波形を、時間ｔ中にトランジスタＴ１〜Ｔ４を流れる直
流電流の種々の値に対し示している。負荷Ｌは８０ｎＦ
のキャパシタンスを有する。
【００２３】この図２は０．１Ｖのピーク電圧の場合の
負荷Ｌの両端間の電圧Ｖｓを示す。図示のパラメータＩ
はトランジスタＴ１〜Ｔ４に供給される直流電流の値、
すなわち電流源３１〜３４の電流のβ倍である。
負荷Ｌの両端間の電圧Ｖｓを示す。図示のパラメータＩ
はトランジスタＴ１〜Ｔ４に供給される直流電流の値、
すなわち電流源３１〜３４の電流のβ倍である。
【００２４】振幅が０．１Ｖ程度と低い場合には、得ら
れる信号波形はほぼ選択した電流Ｉの関数として変化
し、電流Ｉが増大すればする程方形信号に類似するよう
になること明らかである。この種類の変換器により音声
信号を発生させるには１５０μＡ程度の電流値が極めて
適していることを確かめた。
れる信号波形はほぼ選択した電流Ｉの関数として変化
し、電流Ｉが増大すればする程方形信号に類似するよう
になること明らかである。この種類の変換器により音声
信号を発生させるには１５０μＡ程度の電流値が極めて
適していることを確かめた。
【００２５】図３は図１の電流源３１〜３４を構成する
のに特に適したベース電流発生器を示す回路図である。
このベース電流発生器は、ＰＮＰ型の５つのトランジス
タ、すなわち１つの入力トランジスタＴ３０と４つの出
力トランジスタＴ３１〜Ｔ３４とより成る電流ミラー２
０を有する。トランジスタＴ３１〜Ｔ３４はそれぞれの
コレクタ４１〜４４から生ぜしめられる電流が互いに等
しくなるように対になっている。再現性のある結果を、
製造処理中に生じるおそれのある変化の関数として且つ
動作温度の変化の関数として得る他の方法は、電流ミラ
ー２０の入力トランジスタＴ３０に、基準電流源４０に
より供給される基準電流Ｉref １を受けるエミッタを有
するＮＰＮトランジスタＴ２０のベース電流を供給する
方法である。基準電流Ｉref １は当業者にとって既知の
手段により温度に依存しないようにすることができる。
本発明による増幅器段を形成する処理に当たってＮＰＮ
トランジスタの利得の変動が生じる場合には、ブリッジ
型の増幅器のトランジスタＴ１〜Ｔ４により供給される
電流がトランジスタＴ２０により供給される電流に等し
くなるように制御される。電流ミラー２０には１とは相
違する入力／出力電流比、特に入力電流よりも大きな出
力電流を与えることもできる。この場合、トランジスタ
Ｔ２０によって供給される電流を減少させることにより
電流消費量を減少させることができる。この場合、トラ
ンジスタＴ３１及びＴ３４によって供給される電流はト
ランジスタＴ２０のベース電流に比例し、トランジスタ
Ｔ１〜Ｔ４のエミッタ／コレクタ電流自体は基準電流Ｉ
ref １に比例する。
のに特に適したベース電流発生器を示す回路図である。
このベース電流発生器は、ＰＮＰ型の５つのトランジス
タ、すなわち１つの入力トランジスタＴ３０と４つの出
力トランジスタＴ３１〜Ｔ３４とより成る電流ミラー２
０を有する。トランジスタＴ３１〜Ｔ３４はそれぞれの
コレクタ４１〜４４から生ぜしめられる電流が互いに等
しくなるように対になっている。再現性のある結果を、
製造処理中に生じるおそれのある変化の関数として且つ
動作温度の変化の関数として得る他の方法は、電流ミラ
ー２０の入力トランジスタＴ３０に、基準電流源４０に
より供給される基準電流Ｉref １を受けるエミッタを有
するＮＰＮトランジスタＴ２０のベース電流を供給する
方法である。基準電流Ｉref １は当業者にとって既知の
手段により温度に依存しないようにすることができる。
本発明による増幅器段を形成する処理に当たってＮＰＮ
トランジスタの利得の変動が生じる場合には、ブリッジ
型の増幅器のトランジスタＴ１〜Ｔ４により供給される
電流がトランジスタＴ２０により供給される電流に等し
くなるように制御される。電流ミラー２０には１とは相
違する入力／出力電流比、特に入力電流よりも大きな出
力電流を与えることもできる。この場合、トランジスタ
Ｔ２０によって供給される電流を減少させることにより
電流消費量を減少させることができる。この場合、トラ
ンジスタＴ３１及びＴ３４によって供給される電流はト
ランジスタＴ２０のベース電流に比例し、トランジスタ
Ｔ１〜Ｔ４のエミッタ／コレクタ電流自体は基準電流Ｉ
ref １に比例する。
【００２６】負荷Ｌに生じる信号の振幅に関する限り、
この振幅は電圧発生器１２（図１）から生ぜしめられる
電圧ＶＡから順方向バイアスダイオードの両端間の電圧
降下の２倍を引いた値に関連する。従って、振幅制御電
圧発生器１２が２ＶBEに等しい一定成分と所望通りに変
化する成分とを有する電圧ＶＡを生じるようにするのが
有利である。負荷Ｌを音声信号発生用の圧電変換器とす
る場合には、制御電圧のこの可変成分の変化が直線変化
よりも急速に進行して、この変化が人の耳の感度に近似
するとともに可変成分が例えば等比数列に応じて変化す
るようにするのが望ましい。
この振幅は電圧発生器１２（図１）から生ぜしめられる
電圧ＶＡから順方向バイアスダイオードの両端間の電圧
降下の２倍を引いた値に関連する。従って、振幅制御電
圧発生器１２が２ＶBEに等しい一定成分と所望通りに変
化する成分とを有する電圧ＶＡを生じるようにするのが
有利である。負荷Ｌを音声信号発生用の圧電変換器とす
る場合には、制御電圧のこの可変成分の変化が直線変化
よりも急速に進行して、この変化が人の耳の感度に近似
するとともに可変成分が例えば等比数列に応じて変化す
るようにするのが望ましい。
【００２７】図４は振幅制御電圧発生器の一実施例を示
す回路図である。この電圧発生器１２は、正の電源電圧
Ｖ２から取出した基準電流Ｉref ２を、エミッタが基準
電源電圧Ｖ１の端子に結合されているダイオード接続ト
ランジスタ５１に供給する基準電流源５０を有してい
る。基準電流Ｉref ２のためにダイオード５１の両端間
に生じる電圧降下が利得１の増幅器５２の入力端に供給
される。この増幅器の出力端５３は入力電圧に等しい電
圧にあるも、そのインピーダンスは低い。
す回路図である。この電圧発生器１２は、正の電源電圧
Ｖ２から取出した基準電流Ｉref ２を、エミッタが基準
電源電圧Ｖ１の端子に結合されているダイオード接続ト
ランジスタ５１に供給する基準電流源５０を有してい
る。基準電流Ｉref ２のためにダイオード５１の両端間
に生じる電圧降下が利得１の増幅器５２の入力端に供給
される。この増幅器の出力端５３は入力電圧に等しい電
圧にあるも、そのインピーダンスは低い。
【００２８】電圧発生器１２は更に、デジタル入力信号
Ｃｄをアナログ電流Ｉａに変換するデジタル−アナログ
変換器５６を有し、アナログ電流Ｉａは抵抗５４の一端
に供給され、この抵抗の他端は増幅器５２の出力端５３
に接続されている。
Ｃｄをアナログ電流Ｉａに変換するデジタル−アナログ
変換器５６を有し、アナログ電流Ｉａは抵抗５４の一端
に供給され、この抵抗の他端は増幅器５２の出力端５３
に接続されている。
【００２９】入力信号Ｃｄが例えば３ビットのフォーマ
ットで供給される場合には、変換器５６は１μＡと１２
８μＡとの間の範囲で順次の値を２倍づつ異ならせた一
連の８つの電流値Ｉａを生じるように構成しうる。従っ
て、抵抗５４の端部５８は制御電圧の可変成分を表わす
電流Ｉａに比例する電圧の部分と、ダイオード５１の両
端間の電圧降下を表わす部分とを有する。この端部５８
は他の増幅器６０の入力端に結合され、この増幅器の電
圧利得は図４にＲで示す２つの等しい抵抗を介する負帰
還により２に設定される。この増幅器６０はその出力端
に、ブリッジ型の増幅器により生ぜしめる信号の振幅を
制御するのに用いる電圧ＶＡを生じる。
ットで供給される場合には、変換器５６は１μＡと１２
８μＡとの間の範囲で順次の値を２倍づつ異ならせた一
連の８つの電流値Ｉａを生じるように構成しうる。従っ
て、抵抗５４の端部５８は制御電圧の可変成分を表わす
電流Ｉａに比例する電圧の部分と、ダイオード５１の両
端間の電圧降下を表わす部分とを有する。この端部５８
は他の増幅器６０の入力端に結合され、この増幅器の電
圧利得は図４にＲで示す２つの等しい抵抗を介する負帰
還により２に設定される。この増幅器６０はその出力端
に、ブリッジ型の増幅器により生ぜしめる信号の振幅を
制御するのに用いる電圧ＶＡを生じる。
【００３０】従って、制御信号ＶＡはトランジスタ５１
における電圧降下の２倍に相当する一定成分を有し、従
って、制御信号ＶＡの可変成分に等しい振幅を負荷Ｌの
両端間に得るようにしうる。
における電圧降下の２倍に相当する一定成分を有し、従
って、制御信号ＶＡの可変成分に等しい振幅を負荷Ｌの
両端間に得るようにしうる。
【００３１】電流ミラー２０（図３）及び図１に示すブ
リッジ型増幅器の双方に用いるトランジスタの面積比を
考慮して、電流源５０の電流Ｉref ２を図３に示す電流
源４０の電流Ｉref １と適切な関係にすることにより、
正確なＶBE補償を達成することができる。
リッジ型増幅器の双方に用いるトランジスタの面積比を
考慮して、電流源５０の電流Ｉref ２を図３に示す電流
源４０の電流Ｉref １と適切な関係にすることにより、
正確なＶBE補償を達成することができる。
【図１】本発明による電力増幅器の一実施例を示す回路
図である。
図である。
【図２】図１の回路の出力信号の波形をトランジスタの
種々の直流バイアス値に対して示す波形図である。
種々の直流バイアス値に対して示す波形図である。
【図３】本発明による増幅器段に用いる４出力のベース
電流発生器の好適例を示す回路図である。
電流発生器の好適例を示す回路図である。
【図４】図１の増幅器段を制御する振幅制御電圧発生器
を示す回路図である。
を示す回路図である。
１１ 電力増幅器段 １２ 電圧発生器 １３ スイッチング信号発生器 ２０ 電流ミラー ３１〜３４ 電流源 Ｔ１〜Ｔ４ トランジスタ Ｓ１〜Ｓ４ スイッチング装置 Ｌ 負荷
Claims (3)
- 【請求項１】 同じ導電型の２対のバイポーラトランジ
スタであって、第１対のトランジスタのエミッタが負荷
の両端子にそれぞれ接続されているとともに第２対のト
ランジスタのコレクタにそれぞれ接続されているこれら
２対のバイポーラトランジスタと、 第１対のトランジスタのベースに振幅制御電圧をそれぞ
れ交互に供給するとともにこれと同期して第２対のトラ
ンジスタのベースバイアスを変更する複数個のスイッチ
ング装置とを具えるブリッジ型の増幅器により負荷の両
端間に方形信号を生ぜしめる電力増幅器段において、 増幅器の４つのトランジスタのベースが、ほぼ等しい電
流を生じる４つの電流源にそれぞれ結合され、第２対の
トランジスタが前記のスイッチング装置のうちの２つの
スイッチング装置により交互にダイオードとして接続さ
れるようになっていることを特徴とする電力増幅器段。 - 【請求項２】 請求項１に記載の電力増幅器段におい
て、ベースを駆動する前記の電流源が、互いに対を成す
４つの出力端と、第１及び第２対のトランジスタと同じ
導電型の第５トランジスタのベース電流を受ける入力端
とを有する電流ミラーを以って構成され、前記の第５ト
ランジスタのエミッタが基準電流源により駆動されるよ
うになっていることを特徴とする電力増幅器段。 - 【請求項３】 請求項２に記載の電力増幅器段におい
て、前記の振幅制御電圧は電圧発生器から得られ、この
電圧発生器は当該電圧発生器の入力端に供給されるデジ
タル制御信号を変換するデジタル−アナログ変換器を有
していることを特徴とする電力増幅器段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9412489A FR2726138A1 (fr) | 1994-10-19 | 1994-10-19 | Etage amplificateur de puissance delivrant un signal rectangulaire d'amplitude controlee |
| FR9412489 | 1994-10-19 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08204465A true JPH08204465A (ja) | 1996-08-09 |
| JP3562885B2 JP3562885B2 (ja) | 2004-09-08 |
Family
ID=9468007
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26721695A Expired - Lifetime JP3562885B2 (ja) | 1994-10-19 | 1995-10-16 | 電力増幅器段 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5631605A (ja) |
| EP (1) | EP0708525B1 (ja) |
| JP (1) | JP3562885B2 (ja) |
| DE (1) | DE69501492T2 (ja) |
| FR (1) | FR2726138A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20000016379A (ko) * | 1997-04-07 | 2000-03-25 | 롤페스 요하네스 게라투스 알베르투스 | 브릿지 구동 증폭기 및 전기 통신 장치_ |
| US5990739A (en) * | 1998-01-22 | 1999-11-23 | Lam; Peter Ar-Fu | Analog signal amplifier |
| DE19837439C2 (de) * | 1998-08-18 | 2000-07-13 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zum Erzeugen von Ansteuersignalen für eine Leistungsendstufe und Leistungsendstufe |
| GB9911505D0 (en) * | 1999-05-19 | 1999-07-14 | New Transducers Ltd | Transducer driver |
| IT1318881B1 (it) * | 2000-09-19 | 2003-09-10 | St Microelectronics Srl | Circuito di pilotaggio ad alta efficienza per carichi capacitivi. |
| US10153795B1 (en) * | 2018-02-20 | 2018-12-11 | Nxp B.V. | Switching amplifier circuit with amplitude control |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU581568A1 (ru) * | 1975-10-21 | 1977-11-25 | Ленинградский Ордена Ленина Электротехнический Институт Им.В.И.Ульянова (Ленина) | Мостовой усилитель мощности |
| JPS5694994A (en) * | 1979-12-28 | 1981-07-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Output circuit |
| US4638260A (en) * | 1984-09-21 | 1987-01-20 | Hamley James P | Audio amplifier |
| JPH03240013A (ja) * | 1990-02-19 | 1991-10-25 | Nikon Corp | コンパクトな広角ズームレンズ |
| ES2090788T3 (es) * | 1992-07-07 | 1996-10-16 | Siemens Ag | Circuito excitador integrable para una carga reactiva. |
| EP0587945A1 (en) * | 1992-09-18 | 1994-03-23 | Mietec Alcatel | Amplitude regulation circuit |
| US5382915A (en) * | 1993-07-06 | 1995-01-17 | Motorola, Inc. | Pulsewidth-modulated amplifier having analog mode |
| FR2712126B1 (fr) * | 1993-11-05 | 1995-12-01 | Thomson Csf | Amplificateur de puissance du type pont en H et ses moyens de blocage et dispositif amplificateur de puissance comportant de tels amplificateurs. |
-
1994
- 1994-10-19 FR FR9412489A patent/FR2726138A1/fr not_active Withdrawn
-
1995
- 1995-10-10 EP EP95202722A patent/EP0708525B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1995-10-10 DE DE69501492T patent/DE69501492T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-10-16 JP JP26721695A patent/JP3562885B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1995-10-18 US US08/544,504 patent/US5631605A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0708525B1 (fr) | 1998-01-21 |
| DE69501492T2 (de) | 1998-07-23 |
| JP3562885B2 (ja) | 2004-09-08 |
| FR2726138A1 (fr) | 1996-04-26 |
| US5631605A (en) | 1997-05-20 |
| EP0708525A1 (fr) | 1996-04-24 |
| DE69501492D1 (de) | 1998-02-26 |
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