JPH08163863A

JPH08163863A - パルス信号生成回路およびスイッチングレギュレータ

Info

Publication number: JPH08163863A
Application number: JP29992694A
Authority: JP
Inventors: Hiroto Tanaka; 裕人田中
Original assignee: Toyoda Automatic Loom Works Ltd
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 1994-12-02
Filing date: 1994-12-02
Publication date: 1996-06-21

Abstract

(57)【要約】【目的】広い範囲の電源電圧に対して安全な動作が可
能なスイッチングレギュレータを実現する。【構成】コンパレータ１２は、三角波Ｖ_fとフィード
バック信号Ｖ_EAとを比較した結果に基づいたパルス信号
を出力する。コンパレータ１３は、三角波Ｖ_fとリミッ
ト設定信号Ｖ_LIMとを比較した結果に基づいたパルス信
号を出力する。ＮＯＲ回路１４は、コンパレータ１２お
よび１３の出力パルス信号を論理合成し、トランジスタ
をオン・オフ制御するパルス信号Ｖ_dを出力する。リミ
ット設定回路２０は、電源電圧Ｖ_CCおよび三角波Ｖ_fの
ピーク電位Ｖ_Hに基づいて、電源電圧Ｖ_CCの増加に対し
てリニアに減少するリミット設定信号Ｖ_LIMを出力す
る。この比例係数は、抵抗Ｒ₁₁〜Ｒ₁₄を用いて設定す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、パルス信号生成回路お
よびパルス幅変調方式のスイッチングレギュレータに係
わる。

【０００２】

【従来の技術】電源回路のパフォーマンスを比較する場
合、電力効率や回路の大きさ等がその検討要因に含まれ
る。電力効率や回路の大きさを考慮した場合、スイッチ
ングレギュレータが有用である。

【０００３】一般に、スイッチングレギュレータでは、
トランジスタのオン・オフ回路を用いて出力電圧を制御
し、その出力電圧によりオン・オフ回路のパルス幅を制
御する帰還回路を構成して出力電圧を安定させている。
このように、パルス幅制御によってトランジスタがオン
・オフ動作を行うため、トランジスタにおいて消費され
る損失は、スイッチング損とトランジスタのオン動作時
の電圧降下による損失だけであり、効率が良い。また、
スイッチング周波数が高いため、トランス等の部品を小
型化できる。

【０００４】図６は、スイッチングレギュレータをＤＣ
／ＤＣコンバータに利用した場合の構成図である。パル
ス信号生成回路１が出力するパルス信号Ｖ_dは、トラン
ジスタＴに入力され、トランジスタＴはそのパルス信号
Ｖ_dの電位に従ってオン・オフ動作する。トランジスタ
Ｔがオン状態のときには、コイルＬ_Pに電流Ｉ_Pが流
れ、オフ状態のときは電流Ｉ_Pは遮断される。フライバ
ックトランスとしてコイルＬ_Pと結合しているコイルＬ
_Sでは、電流Ｉ_Pに呼応して電流Ｉ_Sが流れる。電流Ｉ
_Sが流す電荷は、ダイオードＤを介してコンデンサＣに
蓄積され、平滑化された電圧（出力電圧Ｖ_0UT）が負荷
２に供給される。そして、出力電圧Ｖ_0UTは、パルス信
号生成回路１にフィードバックされる。

【０００５】図７は、パルス信号生成回路１の回路図で
ある。パルス信号生成回路１にフィードバックされた出
力電圧Ｖ_0UTは、エラーアンプ１１に供給される。エラ
ーアンプ１１は、抵抗Ｒ₁〜Ｒ₃によってきまる増幅率
で反転増幅した電圧Ｖ_EAを出力する。

【０００６】コンパレータ１２は、そのプラス端子に三
角波Ｖ_fが入力され、そのマイナス端子にエラーアンプ
１１から出力された電圧Ｖ_EAが入力される。コンパレー
タ１３は、そのプラス端子に三角波Ｖ_fが入力され、そ
のマイナス端子にリミット設定電圧Ｖ_limが入力され
る。リミット設定電圧Ｖ_limは、基準電圧Ｖ_REFを抵抗
Ｒ₄およびＲ₅を用いて分圧した固定値である。そし
て、コンパレータ１２および１３の出力パルス信号は、
ＮＯＲ回路１４に入力され、その出力がパルス信号Ｖ_d
としてトランジスタＴをオン・オフ制御する。

【０００７】次に、図８を参照しながら、図６に示すス
イッチングレギュレータを利用したＤＣ／ＤＣコンバー
タの動作を説明する。コンパレータ１２および１３に入
力される三角波Ｖ_fおよびコンパレータ１３に入力され
るリミット設定電圧Ｖ_limは固定信号である。

【０００８】エラーアンプ１１の出力電圧Ｖ_EAは、通
常、リミット設定電圧Ｖ_limよりも低い値でコンパレー
タ１２に入力される。この場合、ＮＯＲ回路１４の出力
パルス信号Ｖ_dのデューティは、コンパレータ１２の出
力パルス信号のデューティに依存（コンパレータ１２の
出力パルスの反転出力となる）する。そして、パルス信
号Ｖ_dが“Ｈ”レベルの期間、トランジスタＴがオン状
態となる。トランジスタＴがオン状態となると、コイル
Ｌ_Pに電流Ｉ_Pが流れるが、このときの電流値は時間の
経過に対してリニアに増加していく。このときの電流Ｉ
_Pの傾きは、数式(1) に示すように、電源電圧Ｖ_CCに依
存する。

【０００９】

【数１】

【００１０】電流Ｉ_Pは、パルス信号Ｖ_dが“Ｈ”レベ
ルから“Ｌ”レベルにかわる時点で最大になり、そのと
きの電流値をＩ_PPとすると、コイルＬ_P側に蓄えられる
エネルギーは、数式(2) に示す値となる。

【００１１】

【数２】

【００１２】パルス信号Ｖ_dが“Ｌ”レベルになると、
トランジスタＴはターンオフし、そのタイミングでコイ
ルＬ_Sに電流Ｉ_Sが流れるようになり、数式(2) で表さ
れるエネルギーは、コイルＬ_S側に移行されて負荷２に
供給される。このように、コイルＬ_Pに流れる最大電流
Ｉ_PPは、パルス信号Ｖ_dが“Ｈ”レベルとなる時間によ
って決定されるが、パルス信号Ｖ_dが“Ｈ”レベルとな
る時間は、出力電圧Ｖ _0UTによって決まるので、最大電
流Ｉ_PPは出力電圧Ｖ_0UTによって決まる。

【００１３】出力電圧Ｖ_0UTが上昇すると、エラーアン
プ１１の出力電圧Ｖ_EAは低下し、コンパレータ１２の出
力パルス信号は、その“Ｈ”レベル時間が長くなるよう
にデューティが変化する。この結果、ＮＯＲ回路１４の
出力パルス信号Ｖ_dは、その“Ｈ”レベル時間が短くな
るようにデューティが変化し、トランジスタＴがオン状
態となる時間が短くなることにより、負荷２へ供給され
るエネルギーが小さくなるので、出力電圧Ｖ_0UTが低下
する。上記構成のＤＣ／ＤＣコンバータでは、このよう
なフィードバック制御により出力電圧Ｖ_0UTを安定さ
せ、負荷２に流れる電流を安定させている。

【００１４】ところが、例えば、フィードバック線の断
線や、エラーアンプ１１の動作異常等によって、コンパ
レータ１２のマイナス端子の電圧（電圧Ｖ_EA）が大幅に
上昇すると、トランジスタＴがオン状態となる時間が長
くなり、コイルＬ_Pに流れる最大電流Ｉ_PPが大きくなっ
てしまう。このため、トランジスタＴ等が破壊されてし
まう危険性がある。

【００１５】コンパレータ１３は、このような破壊を回
避するために設けられている。すなわち、コンパレータ
１３のマイナス端子にリミット設定電圧Ｖ_lim（固定
値）を入力しておき、常時、所定のデューティのパルス
信号をＮＯＲ回路１４に対して出力しておく。このた
め、コンパレータ１２のマイナス端子の電圧（電圧
Ｖ_EA）が上昇し、その値がリミット設定電圧Ｖ_limを越
えると、ＮＯＲ回路１４の出力パルス信号Ｖ_dのデュー
ティは、コンパレータ１３が出力するパルス信号のデュ
ーティ（コンパレータ１３の出力パルス信号の“Ｌ”レ
ベルの幅が最大リミットとなる）によって決定される。
すなわち、コイルＬ_Pに流れる最大電流Ｉ_PPは、コンパ
レータ１３が出力するパルス信号のデューティによって
決まる値に制限される。

【００１６】このように、スイッチングレギュレータに
おいては、トランジスタのオン・オフ制御を行うための
パルス信号のデューティを制限する機能をもたせ、素子
破壊を防ぐようにしている場合が多い。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上記数式(2) に示した
ように、コイルＬ_P側からコイルＬ_S側に移行されて負
荷２に供給されるエネルギーは、最大電流Ｉ_PPの関数で
ある。したがって、負荷２を一定条件で駆動するために
は、ある一定のエネルギーをコイルＬ_S側に供給する必
要があるので、最大電流Ｉ_PPが所定の値となる必要があ
る。換言すれば、コイルＬ_Pに流れる最大電流Ｉ_PPは、
出力電圧Ｖ_0UTによって決定されるので、負荷２を一定
とすると、上記フィードバック制御が働いている状態で
は、電源電圧Ｖ_CCが変化しても最大電流Ｉ_PPは同じ値に
なる。即ち、図９に示すように、電源電圧Ｖ_CCが小さい
ときには、電流Ｉ_Pの時間変化率（傾き）が小さいの
で、トランジスタＴがオン状態となる時間（ＮＯＲ回路
１４の出力パルス信号Ｖ_dが“Ｈ”レベルとなる時間）
Ｔ₁が長くなり、電源電圧Ｖ_CCが大きいと、電流Ｉ_Pの
時間変化率（傾き）が大きいので、トランジスタＴがオ
ン状態となる時間Ｔ₂が短くなる。

【００１８】上記構成のスイッチングレギュレータにお
いて、コンパレータ１３を用いてトランジスタＴのオン
・オフ用のパスル信号のデューティを制限する場合、所
定の最大電流Ｉ_PPを得るためには、コンパレータ１３に
よって設定されるトランジスタをオン状態とするための
時間（リミット時間）を、時間Ｔ₁およびＴ₂よりも長
くする必要がある。このリミット時間は、リミット設定
電圧Ｖ_limによって決定される。

【００１９】ところで、スイッチングレギュレータは、
出来るだけ広い範囲の電源電圧Ｖ_CCに対して動作するこ
とが望まれる。このとき、リミット設定電圧Ｖ_limは、
最も低い電源電圧Ｖ_CCに合わせて設定する必要がある。
たとえば、最も低い電源電圧Ｖ_CCを印加した場合（図９
(a) とする）に所定の最大電流Ｉ_PPを得るためにトラン
ジスタＴをオン状態とする時間をＴ₁とすると、リミッ
ト設定電圧Ｖ_limによって設定されるリミット時間は、
Ｔ₁よりも大きな値（Ｔ₁＋Δｔ）にする必要がある。

【００２０】このようにリミット設定電圧Ｖ_limを設定
すれば、フィードバックが正常に働いているときには、
最大電流Ｉ_PPは安定する。そして、フィードバックが正
常に機能しなくなったときには、トランジスタＴがオン
状態となる時間はリミット設定電圧Ｖ_limによって設定
されるリミット時間となるので、電流Ｉ_Pは時間Ｔ₁＋
Δｔの間上昇し続け、そのピーク値はＩ₁まで上昇する
が、この電流Ｉ₁は通常動作状態での最大電流Ｉ_PPより
も少しだけ大きい値であるので、素子を破壊することは
ない。

【００２１】しかしながら、従来の構成においては、リ
ミット設定電圧Ｖ_limを固定値として設定していたの
で、高い電源電圧Ｖ_CCを利用した場合においても、同じ
リミット設定電圧Ｖ_limを用いなければならなかった。
この結果、高い電源電圧Ｖ_CCを利用しているときに、フ
ィードバックが正常に機能しなくなると、図９(b) に示
すように、電流Ｉ_Pは、大きな傾きで時間Ｔ₁＋Δｔの
間上昇し続け、電流Ｉ₂という非常に大きな電流値に到
達してしまう。すなわち、コンパレータ１３によるリミ
ッタ機能が働いているにもかかわらず、素子（トランジ
スタＴ）を破壊してしまう恐れがある。

【００２２】このように、従来のスイッチングレギュレ
ータにおいては、広い範囲の電源電圧に対して動作させ
ようとすると、リミッタ機能を設けているにもかかわら
ず、素子破壊の恐れがあった。換言すれば、広い範囲の
電源電圧に対して安全に動作可能なスイッチングレギュ
レータを実現することは困難であった。

【００２３】本発明は上記課題を解決するものであり、
広い範囲の電源電圧に対して安全に動作可能なスイッチ
ングレギュレータを実現することを目的とする。

【００２４】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチングレ
ギュレータは、パルス幅変調方式を前提とし、電源電圧
に基づいてパルスデューティのリミット値を設定する。

【００２５】本発明の他の態様のスイッチングレギュレ
ータは、周期的に電圧変動を繰り返す周期波を用いて生
成したパルス信号のパルス幅を変調する方式を前提と
し、電源電圧および上記周期波の最大電圧に基づいて、
上記パルス信号のデューティのリミット値を設定する。

【００２６】本発明のさらに他の態様のスイッチングレ
ギュレータは、パルス幅変調方式を前提とし、以下の構
成である。第１のコンパレータは、周期的に電圧変動を
繰り返す周期波とフィードバック信号とを比較し、その
比較結果をパルス信号として出力する。リミット設定回
路は、電源電圧および上記周期波の最大電圧に基づいて
リミット信号を生成する。第２のコンパレータは、上記
周期波と上記リミット信号とを比較し、その比較結果を
パルス信号として出力する。論理回路は、上記第１およ
び第２のコンパレータが出力するパルス信号を論理合成
する。スイッチング素子（たとえば、トランジスタ）
は、該論理回路が出力する信号に基づいてオン・オフ動
作を行う。ここで、該スイッチング素子のオン・オフ状
態に従って出力される出力信号は上記第１のコンパレー
タにフィードバックされる。

【００２７】本発明のパルス信号生成回路は、周期的に
電圧変動を繰り返す周期波を用いてパルス信号を生成す
る構成であり、電源電圧および上記周期波の最大電圧に
基づいてリミット信号を生成するリミット設定回路と、
該リミット信号と上記周期波とを比較してその比較結果
を出力するコンパレータとを有する。

【００２８】

【作用】パルス幅変調方式のスイッチングレギュレータ
では、パルス信号のデューティ値がスイッチング素子
（トランジスタ）のオン時間を決める。また、スイッチ
ングレギュレータの制御によって流れる電流は、上記ス
イッチング素子のオン時間に依存し、このオン状態の間
増加していく。そして、この電流の増加していく割合
（傾き）は、電源電圧に依存する。したがって、電源電
圧に基づいてパルス信号のデューティのリミット値を設
定すれば、所定の電源電圧に対してスイッチングレギュ
レータの制御によって流れる電流の最大値を制限するこ
とができる。

【００２９】周期的に電圧変動を繰り返す周期波を用い
て上記パルス信号を生成する場合、電源電圧に加えて、
該周期波の最大電圧に基づいてリミット値を決めると、
所定の周期波に対してより高精度に電流の最大値を制御
することができる。

【００３０】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。図１は、本願発明のスイッチングレギ
ュレータの要部回路図である。図１において用いる符号
で、図７で付したものと同じ符号は同じ部位を表す。ま
た、図１に示すスイッチングレギュレータの要部は、例
えば、図６のパルス信号生成回路１として動作する。

【００３１】図１に示すように、コンパレータ１３のマ
イナス端子には、リミット設定回路２０が出力するリミ
ット設定信号Ｖ_LIMが入力されている。リミット設定回
路２０は、アンプ２１及び抵抗Ｒ₁₁〜Ｒ₁₄から構成され
ている。アンプ２１のマイナス端子には、電源電圧Ｖ_CC
とアンプ２１の出力電圧を抵抗Ｒ₁₁およびＲ₁₂で分圧し
た電位が入力される。一方、アンプ２１のプラス端子に
は、三角波Ｖ_fのピーク電位Ｖ_H（図２参照）を抵抗Ｒ
₁₃及びＲ₁₄で分圧した電位が入力される。ここで、三角
波Ｖ_fのピーク電位Ｖ_Hは固定値である。

【００３２】リミット設定回路２０が出力するリミット
設定信号Ｖ_LIMは、数式(3) に示す値となる。

【００３３】

【数３】

【００３４】上記数式(3) において、Ｒ₁₂／Ｒ₁₁＝Ｒ₁₃
／Ｒ₁₄＝Ａとなるように各抵抗Ｒ₁₁〜Ｒ₁₄の抵抗値を決
めれば、リミット設定信号Ｖ_LIMを数式(4) のように表
すことができる。また、数式(4) から数式(5) が得られ
る。

【００３５】

【数４】

【００３６】

【数５】

【００３７】このように、三角波Ｖ_fのピーク電位Ｖ_H
とリミット設定信号Ｖ_LIMとの電位差（Ｖ_H−Ｖ_LIM）
が、電源電圧Ｖ_CCに比例（比例係数Ａ）する。即ち、こ
の実施例のスイッチングレギュレータでは、リミット設
定信号Ｖ_LIMが電源電圧Ｖ_CCに応じて変化する。

【００３８】図３(a) は、数式(4) に基づいて、電源電
圧Ｖ_CCに対するリミット設定信号Ｖ _LIMの変化を示した
図である。ここでは、Ａ＝１／１６とした場合の例を示
している。また、Ｖ_H＝３ボルト、Ｖ_L＝１ボルト（す
なわち、ΔＶ＝２ボルト）としている。同図に示すよう
に、リミット設定信号Ｖ_LIMは電源電圧Ｖ_CCが大きくな
るに従ってリニアに減少していく。

【００３９】ここで、図２を参照しながら、コンパレー
タ１３の出力パルス信号、すなわちリミット設定信号Ｖ
_LIMで三角波Ｖ_fをスライスすることによって生成した
パルス信号のパルス幅について説明する。上述したよう
に、コンパレータ１３の出力パルス信号がこのスイッチ
ングレギュレータのトランジスタＴの最大オン時間を制
限し、その結果として最大電流Ｉ_PPを制限する。コンパ
レータ１３の出力パルス信号の“Ｌ”レベルのパルス幅
をｄとすると、パルス信号の１周期の幅（時間）を１と
した場合、パルス幅ｄは以下のように表すことができ
る。

【００４０】

【数６】

【００４１】数式(6) の関係を図３(b) に示す。同図に
示すグラフは、ΔＶ／Ａ＝３２ボルトとした場合の例で
ある。同図に示すように、パルス幅ｄ（“Ｌ”レベル時
間）は、電源電圧Ｖ_CCが大きくなるに従ってリニアに減
少していく。たとえば、電源電圧Ｖ_CCが８ボルトのとき
には、パルス幅ｄ＝０．７５であり、１６ボルトのとき
には、パルス幅ｄ＝０．５となる。

【００４２】上述のように、この実施例のパルス信号生
成回路１では、電源電圧Ｖ_CCに従ってリミット設定信号
Ｖ_LIMが変化し、そのリミット設定信号Ｖ_LIMの変化に
伴って、コンパレータ１３の出力パルス信号のデューテ
ィが変化する。そして、コンパレータ１３の出力パルス
信号のデューティがトランジスタＴの最大オン時間を決
めるので、トランジスタＴの最大オン時間は電源電圧Ｖ
_CCに応じて変化することになる。この様子を図４に示
す。

【００４３】図４(a) においては、電源電圧Ｖ_CCが小さ
いので電流Ｉ_Pの傾きが小さい。このため、コイルＬ_P
に所定の最大電流Ｉ_PPが流れるようになるまでに、時間
Ｔ₁を要する。このとき、コンパレータ１３の出力パル
ス信号が“Ｌ”レベルとなる時間（トランジスタＴの最
大オン時間）がＴ₃として設定される。時間Ｔ₃は、時
間Ｔ₁よりも少し大きい値である。図４(b) では、電源
電圧Ｖ_CCが大きいので電流Ｉ_Pの傾きが大きい。このた
め、コイルＬ_Pに所定の最大電流Ｉ_PPが流れるようにな
るまでに、時間Ｔ₂（Ｔ₂＜Ｔ₁）を要する。このと
き、コンパレータ１３の出力パルス信号が“Ｌ”レベル
となる時間がＴ₄として設定される。時間Ｔ₄は、時間
Ｔ₂よりも少し大きい値である。

【００４４】上記設定において、時間Ｔ₁及びＴ₂は、
所定の負荷（負荷２）に対して数式(1) (2) から既知で
ある。従って、数式(6) の比例定数Ａ、あるいはＡ／Δ
Ｖを適当に選択することによって、時間はＴ₃およびＴ
₄をそれぞれ時間Ｔ₁およびＴ₂よりも少しだけ大きい
値に設定することができる。なお、比例定数Ａは、抵抗
Ｒ₁₁〜Ｒ₁₄によって設定する。

【００４５】コンパレータ１２に入力される電圧Ｖ_EAが
異常状態となった場合（電圧Ｖ_EAがリミット設定信号Ｖ
_LIMよりも高くなった場合）には、トランジスタＴのオ
ン時間は、コンパレータ１３の出力パルス信号が“Ｌ”
レベルとなる時間によって制限される。電源電圧Ｖ_CCが
小さい場合は、図４(a) に示すように、トランジスタＴ
のオン時間はＴ₃となり、そのとき流れる電流の最大値
はＩ₃となる。電源電圧Ｖ_CCが大きい場合には、図４
(b) に示すように、トランジスタＴのオン時間はＴ₄と
なり、そのとき流れる電流の最大値はＩ₄となる。ここ
で、時間Ｔ₃およびＴ₄は、それぞれ時間Ｔ₁およびＴ
₂よりも少しだけ大きい値に設定されているので、電流
Ｉ₃およびＩ₄は、それぞれ通常動作状態での最大電流
Ｉ_PPよりも少しだけ大きい値となる。従って、電流Ｉ₃
またはＩ₄は、素子（トランジスタＴ等）を破壊するよ
うな大電流とはならない。

【００４６】このように、この実施例のスイッチングレ
ギュレータでは、電圧Ｖ_EAの異常等によってコンパレー
タ１３のリミッタ機能が働く場合、電源電圧Ｖ_CCが大き
い場合においても、コイルＬ_Pを流れる電流Ｉ_Pは、素
子破壊をするほどには大きくならない。すなわち、広い
範囲の電源電圧に対して、安全に動作を行うスイッチン
グレギュレータが実現される。

【００４７】上記実施例においては、電源電圧Ｖ_CCとリ
ミット設定信号Ｖ_LIMとの関係を、数式(4) または図３
に示すような比例関係としたが、本発明はこれに限定さ
れるものではなく、負の相関関係を有するようにすれば
よい。

【００４８】たとえば、リミット設定信号Ｖ_LIMを、電
源電圧Ｖ_CCの上昇に伴って階段状に減少させるようにし
てもよい。この構成は、例えば、リミット設定回路２０
にＡ／Ｄコンバータを設けることによって実現可能であ
る。また、リミット設定回路２０は、電源電圧Ｖ_CCおよ
び三角波Ｖ_fのピーク電位Ｖ_Hに基づいてリミット設定
信号Ｖ_LIMを設定しているが、上記ピーク電位Ｖ_Hに依
存することなく、電源電圧Ｖ_CCのみからリミット設定信
号Ｖ_LIMを決定するようにしてもよい。

【００４９】さらに、上記実施例においては、パルス信
号生成回路として図１に示す構成を説明したが、本発明
はこの構成に限定されるものではなく、例えば図５に示
す構成にも適用可能である。

【００５０】図５において、コンパレータ１２，１３の
出力は、ＡＮＤ回路３３によって論理合成される。した
がって、コンパレータ１２，１３の出力信号が共に
“Ｈ”レベルの期間のみＡＮＤ回路３３の出力が“Ｈ”
レベルとなり、トランジスタＴがオン状態となって電流
Ｉ_Pが流れる。また、コンパレータ１２のマイナス端子
には、非反転アンプ３２の出力電圧Ｖ_Aが入力される。
コンパレータ１３のマイナス端子には、リミット設定回
路３１が出力するリミット設定信号Ｖ_LMが入力される。
ここで、リミット設定回路３１は、電源電圧Ｖ_CCの上昇
に従ってリミット設定信号Ｖ_LMも大きくなるように制御
する。

【００５１】なお、上記実施例においては、パルス信号
を生成するための信号として三角波を用いているが、周
期的に電圧変動を繰り返す周期波であれば他の信号であ
ってもよい。そのような周期波の例としては、サイン
波、のこぎり波などがある。

【００５２】

【発明の効果】本発明によれば、スイッチングレギュレ
ータのパルス幅の最大リミットの制御を電源電圧に基づ
いて行うようにしたので、広い範囲の電源電圧に対し
て、有効にリミッタ機能を働かせることができる。この
結果、広い範囲の電源電圧に対して、素子破壊を防ぐ安
全な動作が保証されるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のスイッチングレギュレータ
の要部（パルス信号発生部）の回路図である。

【図２】上記実施例において、リミット設定信号によっ
て生成されるパルスを説明する図である。

【図３】上記実施例において、電源電圧に対するリミッ
ト設定信号及びパルス幅の変化を示す図である。

【図４】上記実施例において、電源電圧の変化に対する
電流値を示す図である。

【図５】本発明の他の実施例のスイッチングレギュレー
タの要部（パルス信号発生部）の回路図である。

【図６】スイッチングレギュレータを利用した一般的な
ＤＣ／ＤＣコンバータの構成図である。

【図７】従来のスイッチングレギュレータの要部（パル
ス信号発生部）の回路図である。

【図８】スイッチングレギュレータにおけるパルス信号
と電流の関係を説明する図である。

【図９】従来のスイッチングレギュレータを利用したＤ
Ｃ／ＤＣコンバータにおいて、電源電圧の変化に対する
電流値を示す図である。

【符号の説明】

１パルス信号生成回路２負荷１１エラーアンプ１２コンパレータ１３コンパレータ１４ＮＯＲ回路２０リミット設定回路２１アンプ３１リミット設定回路３２非反転アンプ３３ＡＮＤ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】パルス幅変調方式のスイッチングレギュ
レータにおいて、電源電圧に基づいてパルスデューティのリミット値を設
定することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】周期的に電圧変動を繰り返す周期波を用
いて生成したパルス信号のパルス幅を変調する方式のス
イッチングレギュレータにおいて、電源電圧および上記周期波の最大電圧に基づいて、上記
パルス信号のデューティのリミット値を設定することを
特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項３】パルス幅変調方式のスイッチングレギュ
レータにおいて、周期的に電圧変動を繰り返す周期波とフィードバック信
号とを比較し、その比較結果をパルス信号として出力す
る第１のコンパレータと、電源電圧および上記周期波の最大電圧に基づいてリミッ
ト信号を生成するリミット設定回路と、上記周期波と上記リミット信号とを比較し、その比較結
果をパルス信号として出力する第２のコンパレータと、上記第１および第２のコンパレータが出力するパルス信
号を論理合成する論理回路と、該論理回路が出力する信号に基づいてオン・オフ動作を
行うスイッチング素子とを有し、該スイッチング素子のオン・オフ状態に従って出力され
る出力信号を上記第１のコンパレータにフィードバック
することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項４】周期的に電圧変動を繰り返す周期波を用
いてパルス信号を生成するパルス信号生成回路におい
て、電源電圧および上記周期波の最大電圧に基づいてリミッ
ト信号を生成するリミット設定回路と、該リミット信号と上記周期波とを比較し、その比較結果
を出力するコンパレータとを有することを特徴とするパ
ルス信号生成回路。