JPH08140266A - アクティブフィルタの制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 高調波電流を打ち消すアクティブフィルタの
運転時に高調波電流の拡大が生じると、それを各高調波
次数毎に検知して拡大を防止する制御回路を提供する。 【構成】 負荷電流ILの高調波成分を取り出す各次調波
演算部8aと、高調波成分合成用各次調波加算部8bとを有
する高調波検出器16にて検出した高調波電流ILhを補償
電流Iaと加算して高調波成分を打ち消すアクティブフィ
ルタの制御回路において、高調波検出器16内で固定接点
wを各次調波加算部8bに、切替え接点u、vを各次調波演算
部8a出力に直接、及び反転増幅器22a〜22dを介して接続
した三端子アナログスイッチ17a〜17dと、負荷電流ILと
補償電流Iaを加算する第２加算器18と、第２加算器出力
信号の直流変換器19と、第２加算器出力信号を２値化す
る比較器20a〜20dと、各クロック入力及び出力側を比較
器出力及びアナログスイッチ17a〜17dの制御入力Ga〜Gd
に接続した２進カウンタ21a〜21dとを具備する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、負荷電流の高調波成分
を打ち消し補償するアクティブフィルタの制御回路に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、インバータエアコンのように半導
体素子を用いた電力変換機器を有する電気製品が普及し
てきており、それに伴って高調波障害が多発している。
そのため、従来、高調波対策としてアクティブフィルタ
（能動型フィルタ）を導入するケースが増えつつあり、
その一具体例を図５（ａ）（ｂ）を参照して次に説明す
る。まず図５（ａ）において（１）は電源、（２）は系
統母線、（３）は負荷、（４）はアクティブフィルタ
（以下、ＡＦと称する。）、（５）は負荷電流検出用第
１変流器、（６）は補償電流検出用第２変流器である。
上記電源（１）は系統母線（２）を介して高調波発生源
となる負荷（３）に接続される。ＡＦ（４）は図５
（ｂ）に示す制御回路（７）及び高周波インバータ（図
示せず）を有し、負荷（３）で発生した高調波電流（IL
h）を打ち消す逆位相の補償電流（Ia）を上記インバー
タによって系統母線（２）に注入するもので、そのイン
バータ駆動を制御回路（７）によって制御する。

【０００３】制御回路（７）は、図５（ｂ）に示すよう
に、第１変流器（５）によって検出した負荷電流（IL）
（但し、母線電流と同一記号を使用する）から補償対象
となる所定複数次数の高調波電流（ILh）を検出する高
調波検出器（８）と、第２変流器（６）によって検出し
た補償電流（Ia）（但し、母線電流と同一記号を使用す
る）と高調波電流（ILh）とを加算する第１加算器
（９）と、第１加算器出力側に接続され、第１加算器出
力信号（ILh＋Ia）の正負を判別する零クロスヒステリ
シス比較器（10）と、上記比較器出力側に接続され、そ
の出力信号が正の場合は補償電流（Ia）を増加させる方
向、負の場合は補償電流（Ia）を減少させる方向にそれ
ぞれインバータを駆動制御するインバータ駆動部（11）
とを具備する。ここで、上記高調波検出器（８）は、図
５（ｃ）に示すように、負荷電流（IL）から相異なる次
数、例えば５次、７次、11次、及び13次の４個の高調波
成分を算出して取り出す各次調波演算部（8a）と、上記
演算部（8a）から取り出した複数の高調波成分を合成し
て高調波電流（ILh）を出力する各次調波加算部（8b）
とを具備し、負荷電流（IL）から所定の複数の高調波次
数を含む高調波電流（ILh）を検出する。

【０００４】又、図５（ａ）の等価回路を図５（ｄ）に
示すと、上記等価回路は電源（１）を系統インピーダン
スで表現し、負荷（３）及びＡＦ（４）をそれぞれ電流
源で表現したもので、補償電流（Ia）をＡＦ（４）から
反Ｂ方向に系統母線（２）に注入し、それによって負荷
（３）側でＡ方向に発生した高調波電流（ILh）を打ち
消して零にする構成になっている。

【０００５】次に、特に複数の負荷（３）が並列的に複
数フィーダに分岐している場合、各フィーダ線毎に変流
器を設け、Ａ方向に流れる負荷電流（IL）を直接的に検
出して合成しようとしても、例えばフィーダ線が多くな
ってくると、その作業が甚だしく困難になる。そこで、
図６（ａ）（ｂ）に示すように、直接、負荷電流（IL）
を検出する代わりに、過電流検出及び保護用として既に
電源受電端に設けられている既存の第３変流器（12）に
より検出した系統電流（Is）から補償電流（Ia）を減算
して負荷電流（IL）を間接的に検出するＡＦ（13）も知
られている。その場合、図６（ｂ）に示すように、制御
回路（14）は、ＡＦ（４）と同様の高調波検出器（８）
と第１加算器（９）と零クロスヒステリシス比較器（1
0）とインバータ駆動部（11）の他に減算器（15）を付
加する。上記減算器（15）は第３変流器（12）によって
検出した系統電流（Is）（但し、母線電流と同一記号を
使用する）から補償電流（Ia）を減算し、負荷電流（IL
=Is-Ia）を検出する。

【０００６】又、図６（ａ）の等価回路を図６（ｃ）に
示すと、上記等価回路は電源（１）を系統インピーダン
スで表現し、負荷（３）及びＡＦ（13）をそれぞれ電流
源で表現したもので、補償電流（Ia）をＡＦ（13）から
反Ｂ方向に系統母線（２）に注入し、それによって負荷
（３）側でＡ方向に発生した高調波電流（ILh）を打ち
消して零にする構成になっている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】解決しようとする課題
は、負荷側においてコンデンサ等の高調波に対して低イ
ンピーダンスとなる負荷（3a）が系統条件に加わった場
合にＡＦ（４）（13）を運転すると、負荷インピーダン
ス（-Xc）と系統インピーダンス（Xs）との間で高調波
電流（ILh）の拡大が生じ、ＡＦ（４）（13）による高
調波電流（ILh）の打ち消しが不能になる点である。即
ち、例えば図５（ｅ）及び図６（ｄ）の等価回路に示す
ように、系統インピーダンス（Xs）に負荷インピーダン
ス（-Xc）が電流源側から見て並列につながれ、且つ、
電流源｛負荷（３）｝から発生する電流を（Io）、系統
インピーダンス（Xs）及び負荷インピーダンス（-Xc）
への分流電流をそれぞれ（Isx）（Ic）、各インピーダ
ンスの図中下から上に向う電流方向を正とすると、Isx=
{-Xc/(Xs-Xc)}・Io…（イ）、Ic={Xs/(Xs-Xc)}・Io…
（ロ）となる。

【０００８】ここで、Xs＞Xcとなる場合、電流（Io）が
正方向に流れれば、分流電流（Isx）は負方向（上から
下）、分流電流（Ic）は正方向（下から上）へそれぞれ
流れる。そこで、電流（Io）として負荷（３）から高調
波電流（ILh）が正方向（Ａ方向）に流れた場合、第１
変流器（５）で検出する分流電流（Isx）は通常時と反
対極性の負方向（反Ａ方向）に流れるため、補償電流
（Ia）は図５（ｄ）及び図６（ｃ）とは逆向き（Ｂ方
向）に流れる。そうすると、補償電流（Ia）は高調波電
流（ILh）と同様、正方向に流れるため、補償電流（I
a）の系統インピーダンス（Xs）を流れる分流電流（Is
a）は、（イ）式の（Io）及び（Isx）にそれぞれ補償電
流（Ia）及び分流電流（Isa）を代入することにより負
方向、即ち分流電流（Isx）と同じ方向（反Ａ方向）に
流れる。その結果、第１変流器（５）において負方向
（反Ａ方向）の検出電流が更に増加するため、補償電流
（Ia）が益々、増加して高調波電流（ILh）が拡大し、
制御不能になる。

【０００９】上記負荷インピーダンス（-Xc）が加わる
のは稀であるが、上記のような制御不能状態が発生する
と、系統インピーダンス（Xs）及び負荷インピーダンス
（-Xc）の分流電流（Isx）（Ic）は共に大きくなり、本
来の高調波電流（ILh）の打ち消しが出来ないだけでな
く、負荷側コンデンサの加熱等の不具合を生じる。

【００１０】尚、Xs＜Xcとなる場合、電流（Io）が正方
向に流れれば、分流電流（Isx）は正方向（下から
上）、分流電流（Ic）は負方向（上から下）へそれぞれ
流れる。そこで、負荷（３）から高調波電流（ILh）が
正方向に流れた場合、第１変流器（５）において正方向
（Ａ方向）に分流電流（Isx）を検出するため、検出量
は増えるが、補償電流（Ia）は図５（ｄ）及び図６
（ｃ）と同方向（反Ｂ方向）に流れ、本来の高調波成分
の打ち消しを行なう。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、負荷電流から
相異なる次数の複数の高調波成分を算出して取り出す各
次調波演算部と、上記演算部から取り出した複数次数の
高調波成分を合成して高調波電流を出力する各次調波加
算部とを具備した高調波検出器を有し、負荷電流から上
記高調波検出器により所定の複数次数からなる高調波電
流を検出して第１加算器で高調波成分打ち消し用補償電
流と加算し、その第１加算器出力信号が零になるように
補償電流発生用インバータを駆動制御して上記高調波成
分を打ち消すアクティブフィルタの制御回路において、
上記高調波検出器内で各高調波次数毎に設けられ、各固
定接点を各次調波加算部に接続して各一対の切替え接点
の一方を各次調波演算部出力に直接、接続し、且つ、他
方を反転増幅器を介して各次調波演算部出力に接続して
なり、各切替え接点を各高調波次数毎に選択的に切替え
て各次調波演算部出力信号を所望方向に切替える複数の
三端子アナログスイッチと、上記負荷電流と補償電流と
を加算する第２加算器と、上記第２加算器出力信号を演
算し、各高調波次数毎に直流変換して出力する直流変換
器と、各高調波次数毎に独立に設けられ、各一方の入力
側に上記直流変換器出力が各高調波次数毎に入力し、各
直流変換器出力信号と所定レベルの設定値とを比較して
第２加算器出力信号を各高調波次数毎に２値化して出力
する複数の比較器と、各高調波次数毎に独立に設けら
れ、各クロック入力を上記比較器の各高調波次数毎の出
力に接続して各出力側を各高調波次数毎に上記三端子ア
ナログスイッチの各切替え制御入力に接続し、且つ、ア
クティブフィルタ運転指令信号によって動作制御される
複数の２進カウンタとを具備したことを特徴とし、又、

【００１２】負荷電流から相異なる次数の複数の高調波
成分を算出して取り出す各次調波演算部と、上記演算部
から取り出した複数の高調波成分を合成して高調波電流
を出力する各次調波加算部とを具備した高調波検出器を
有し、系統電流から減算器で高調波成分打ち消し用補償
電流を減算して負荷電流を検出し、上記負荷電流から上
記高調波検出器により所定の複数次数からなる高調波電
流を検出して第１加算器で補償電流と加算し、その第１
加算器出力信号が零になるように補償電流発生用インバ
ータを駆動制御して上記高調波成分を打ち消すアクティ
ブフィルタの制御回路において、上記高調波検出器内で
各高調波次数毎に設けられ、各固定接点を各次調波加算
部に接続して各一対の切替え接点の一方を各次調波演算
部出力に直接、接続し、且つ、他方を反転増幅器を介し
て各次調波演算部出力に接続してなり、各切替え接点を
各高調波次数毎に選択的に切替えて各次調波演算部出力
信号を所望方向に切替える複数の三端子アナログスイッ
チと、上記系統電流が入力し、それを各次調波演算して
各高調波次数毎に直流変換して出力する直流変換器と、
各高調波次数毎に独立に設けられ、各一方の入力側に上
記直流変換器出力が各高調波次数毎に入力し、各直流変
換器出力信号と所定レベルの設定値とを比較して上記系
統電流を各高調波次数毎に２値化して出力する複数の比
較器と、各高調波次数毎に独立に設けられ、各クロック
入力を上記比較器の各高調波次数毎の出力に接続して各
出力側を各高調波次数毎に上記三端子アナログスイッチ
の各切替え制御入力に接続し、且つ、アクティブフィル
タ運転指令信号によって動作制御される複数の２進カウ
ンタとを具備したことを特徴とする。

【００１３】

【作用】上記技術的手段によれば、ＡＦ運転時に高調波
電流と補償電流との加算値を補償対象となる高調波次数
毎に直流変換し、その内の特定次数の直流変換出力が所
定レベルの設定値以上になったことを検出すると、その
高調波次数に対して系統条件に低インピーダンスとなる
負荷が加わって該当次数成分の拡大が生じたと判定す
る。そして、その次数についてＡＦ出力方向を反転さ
せ、負荷側で発生した高調波電流の系統インピーダンス
及び負荷インピーダンスをそれぞれ流れる分流電流を補
償して高調波電流拡大を防止すると共に、高調波発生源
に起因する系統側を流れる高調波成分を抑制する。

【００１４】

【実施例】本発明に係るアクティブフィルタの制御回路
の実施例を図１〜図４を参照して以下に説明する。図５
及び図６に示す部分と同一部分には同一参照符号を付し
てその説明を省略する。まず図１において（16）は高調
波検出器、（17a）〜（17d）は複数の三端子アナログス
イッチ、（18）は第２加算器、（19）は直流変換器、
（20a）〜（20d）は複数の比較器、（21a）〜（21d）は
複数の２進カウンタである。上記三端子アナログスイッ
チ（17a）〜（17d）は高調波検出器（16）内にあって５
次、７次、11次、13次の各高調波次数毎に各次調波演算
部（8a）と各次調波加算部（8b）との間に設けられ、各
固定接点（ｗ）を各次調波加算部（8b）に接続して各一
対の切替え接点（ｕ）（ｖ）の一方（ｕ）を各次調波演
算部（8a）の出力に直接、接続し、且つ、他方（ｖ）を
反転増幅器（22a）〜（22d）を介して各次調波演算部
（8a）の出力に接続してなる。そして、各高調波次数毎
に選択的に制御入力信号（Ga）〜（Gd）を入力して各切
替え接点（ｕ）又は（ｖ）側に切替え制御し、各高調波
次数毎に各次調波演算部（8a）の出力信号を所望方向に
切替える。

【００１５】第２加算器（18）は第１変流器（５）によ
り検出した負荷電流（IL）と補償電流（Ia）とを加算す
る。直流変換器（19）は第２加算器（18）の出力信号
（Pt＝IL+Ia）を演算して各高調波次数毎に直流に変換
し、その各次数毎の直流信号（振幅値に比例した信号）
（Pa）〜（Pd）を出力する。比較器（20a）〜（20d）
は、各高調波次数毎に独立に設けられ、各一方の入力側
に直流変換器（19）の出力が各高調波次数毎に入力し、
各直流変換器出力である直流信号（Pa）〜（Pd）と所定
レベルの設定値（Pr）とを比較して第２加算器出力信号
（Pt）を各高調波次数毎に２値化して出力する。

【００１６】２進カウンタ（21a）〜（21d）は各高調波
次数毎に独立に設けられ、各クロック入力（CLK）を比
較器（20a）〜（20d）の各高調波次数毎の出力に接続し
て各出力側を各高調波次数毎に三端子アナログスイッチ
（17a）〜（17d）の各切替え制御入力の端子に接続し、
出力信号が三端子アナログスイッチ（17a）〜（17d）の
制御入力信号（Ga）〜（Gd）となる。そして、２進カウ
ンタ出力信号がロウの時、三端子アナログスイッチ（17
a）〜（17d）が切替え接点（ｕ）側に切替えられて各次
調波演算部（8a）側に直接、接続される。又、２進カウ
ンタ出力信号がハイの時、三端子アナログスイッチ（17
a）〜（17d）が切替え接点（ｖ）側に切替えられて反転
増幅器（22a）〜（22d）に接続され、各次調波演算部
（8a）の出力信号を極性反転する。更に、アクティブフ
ィルタ運転指令信号（Ha）がタイマ（23）を介して各ク
リア入力（CL）に入力され、タイマ（23）による一定時
間経過後、クリアを解除してＡＦ運転動作を開始する。

【００１７】上記構成に基づき本発明の動作を次に説明
する。まずＡＦ運転指令信号（Ha）をタイマ（23）によ
って決まる一定時間経過後に２進カウンタ（21a）〜（2
1d）の各クリア入力（CL）に入力すると、２進カウンタ
（21a）〜（21d）のクリアが解除となって本発明に係る
検出制御系が作動する。そこで、まず第２加算器（18）
によって負荷電流（IL）と補償電流（Ia）とを加算し、
その第２加算器出力信号（Pt＝IL＋Ia）を直流変換器
（19）において各次調波演算し、５次、７次、11次、13
次の各高調波次数毎に直流変換して直流信号（Pa）〜
（Pd）を出力する。そして、比較器（20a）〜（20d）に
おいて直流信号（Pa）〜（Pd）と設定値（Pr）とを各高
調波次数毎に比較して第２加算器出力信号（Pt）を２値
化して出力し、２進カウンタ（21a）〜（21d）のクロッ
ク入力（CLK）に入力する。

【００１８】そこで、第２加算器出力信号（Pt）の各直
流信号（Pa）〜（Pd）が設定値（Pr）以下であると、各
比較器出力信号（Pe）〜（Ph）がロウとなり、２進カウ
ンタ（21a）〜（21d）の出力も又、ロウとなる。そし
て、その２進カウンタ（21a）〜（21d）のロウ出力信号
が制御入力信号（Ga）〜（Gd）になると、三端子アナロ
グスイッチ（17a）〜（17d）が各切替え接点（ｕ）側に
切替えられて各次調波演算部（8a）の出力が各次調波加
算部（8b）に直接、接続される。それにより、通常のＡ
Ｆ運転モードになり、５次、７次、11次、13次の各高調
波次数を含む高調波電流（ILh）を各次数毎に打ち消
す。

【００１９】一方、負荷側にコンデンサ等の高調波に対
して低インピーダンスとなる負荷（3a）が加わって高調
波電流（ILh）の拡大が生じ、第２加算器出力信号（P
t）が増加して零よりも大きくなると、その拡大は特定
の周波数について生じており、例えば13次の高調波成分
で拡大が生じたとする。そうすると、13次の直流信号
（Pd）が設定値（Pr）を越えて比較器出力信号（Ph）が
ハイになり、更にその出力信号（Ph）が２進カウンタ
（21d）のクロック入力（CLK）に入力されると、その出
力がロウからハイにカウントアップされて制御入力信号
（Gd）がハイになる。それにより系統条件において高調
波電流（ILh）の内、13次成分が拡大する状態になって
いることを検知すると共に、三端子アナログスイッチ
（17d）が切替え接点（ｖ）側に切替えられて反転増幅
器（22a）に接続され、各次調波演算部（8a）の出力信
号の方向が反転する。

【００２０】そこで、高調波電流（ILh）の内、各次調
波演算部出力信号の13次成分のみ極性反転して各次調波
加算部（8b）により合成され、第１加算器（９）に入力
される。そうすると、図３に示すように、その該当次数
成分については、負荷（３）から発生した高調波電流
（ILh）が正方向（Ａ方向）とすると、それに対しＡＦ
（24）から流れる補償電流（Ia）は負方向（反Ｂ方向）
になる。そこで、補償電流（Ia）の系統インピーダンス
（Xs）を流れる分流電流（Isa）は正方向（図中下から
上）からＡ方向に流れ、補償電流（Ia）及びその分流電
流（Isa）が、高調波電流（ILh）の負荷インピーダンス
（-Xc）を流れる分流電流（Ic）及び系統インピーダン
ス（Xs）を流れる分流電流（Isx）をそれぞれ補償し
て、それらが小さくなり、該当次数の高調波拡大現象を
防止する。但し、この場合、系統インピーダンス（Xs）
を流れる分流電流（Isa）と（Isx）は反対方向に流れる
が、大きさが異なる。そのため、その加算電流は零には
ならないが、高調波発生源に起因する系統側｛インピー
ダンス（Xs）｝を流れる高調波成分を抑制出来る。又、
系統インピーダンス（Xs）を流れる電流が小さくなって
高調波拡大現象が治まると、比較器出力がロウとなって
２進カウンタ（21a）〜（21d）のクロック入力がロウと
なり、その出力は13次数成分についてハイのままで三端
子アナログスイッチ（17d）は反転増幅器（22d）側に切
り替ったままである。そして、変流器（５）の検出信号
{Isx-(Ia+Isa)}及び変流器（６）の検出信号（Ia）が釣
り合った状態で落ち着く。尚、他の５次、７次、11次の
補償対象次数については通常のＡＦ運転を継続してお
り、ＡＦによって補償可能である。

【００２１】又、この状態で系統条件が変わって高調波
拡大現象が起きなくなった場合、第１変流器（５）はＡ
方向に流れる高調波電流（ILh）を検出する一方、13次
成分については、ＡＦ出力が反転している。そのため、
第１変流器（５）の検出電流（ILh）と補償電流（Ia）
の分流電流（Isa）とが同方向（Ａ方向）に流れ、逆の
高調波電流（ILh）の拡大現象が生じる。そこで、再
び、比較器出力がハイとなり、２進カウンタ出力がカウ
ントダウンしてロウとなり、三端子アナログスイッチ
（17d）が切替え接点（ｕ）側に切替えられる。そし
て、各次調波演算部（8a）の出力が各次調波加算部（8
b）に直接、接続され、13次成分出力は再び正規のＡＦ
運転状態に戻り、高調波の補償が通常の状態で行なわれ
る。

【００２２】次に、系統電流（Is）から補償電流（Ia）
を減算して負荷電流（IL）を検出する場合、図２におい
てＡＦ（25）の制御回路を示す。図１の実施例と相違す
る点は、従来と同様、第３変流器（12）で系統電流（I
s）を検出して減算器（15）により補償電流（Ia）を減
算し、負荷電流（IL）を間接的に検出したことである。
又、高調波電流拡大の検知及びその防止動作について
は、図１に示す制御回路と同様で、まず図４に示すよう
に、高調波電流拡大が生じている該当次数成分について
負荷（３）から正方向（Ａ方向）に高調波電流（ILh）
が発生すると、それに対しＡＦ（25）から補償電流（I
a）及びその分流電流（Isa）が反Ｂ方向及びＡ方向にそ
れぞれ流れる。そうすると、それらが高調波電流（IL
h）の負荷インピーダンス（-Xc）を流れる分流電流（I
c）及び系統インピーダンス（Xs）を流れる分流電流（I
sx）をそれぞれ補償して高調波電流拡大を防止すると共
に、高調波発生源に起因する系統側を流れる高調波成分
を抑制する。

【００２３】

【発明の効果】本発明によれば、負荷側にコンデンサ等
の高調波に対して低インピーダンスとなる負荷が加わっ
て高調波電流の拡大が生じた場合、それを各高調波次数
毎に検知してＡＦ出力を反転し、高調波拡大現象を生じ
る該当次数の高調波電流を補償したから、該当次数の高
調波拡大現象を防止すると共に、高調波発生源に起因す
る系統側を流れる高調波成分を抑制出来、又、負荷側コ
ンデンサの加熱等を防止出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るアクティブフィルタの制御回路の
実施例を示すブロック図である。

【図２】本発明に係るアクティブフィルタの制御回路の
他の実施例を示すブロック図である。

【図３】図１のアクティブフィルタの制御回路の動作例
を示す等価回路図である。

【図４】図２のアクティブフィルタの制御回路の動作例
を示す等価回路図である。

【図５】（ａ）はアクティブフィルタの動作例を示すブ
ロック図である。（ｂ）は従来のアクティブフィルタの
制御回路の一例を示すブロック図である。（ｃ）は従来
の高調波検出器のブロック図である。（ｄ）は図５
（ａ）の等価回路図である。（ｅ）は本発明の課題を説
明する等価回路図である。

【図６】（ａ）はアクティブフィルタの他の動作例を示
すブロック図である。（ｂ）は従来のアクティブフィル
タの制御回路の他の一例を示すブロック図である。
（ｃ）は図６（ａ）の等価回路図である。（ｄ）は本発
明の課題を説明する等価回路図である。

【符号の説明】

8a 各次調波演算部 8b 各次調波加算部 ９ 第１加算器 15 減算器 16 高調波検出器 17a〜17d 三端子アナログスイッチ 18 第２加算器 19 直流変換器 20a〜20d 比較器 21a〜21d ２進カウンタ 22a〜22d 反転増幅器 Ha アクティブフィルタ運転指令信号

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 負荷電流から相異なる次数の複数の高調
   波成分を算出して取り出す各次調波演算部と、上記演算
   部から取り出した複数次数の高調波成分を合成して高調
   波電流を出力する各次調波加算部とを具備した高調波検
   出器を有し、負荷電流から上記高調波検出器により所定
   の複数次数からなる高調波電流を検出して第１加算器で
   高調波成分打ち消し用補償電流と加算し、その第１加算
   器出力信号が零になるように補償電流発生用インバータ
   を駆動制御して上記高調波成分を打ち消すアクティブフ
   ィルタの制御回路において、 上記高調波検出器内で各高調波次数毎に設けられ、各固
   定接点を各次調波加算部に接続して各一対の切替え接点
   の一方を各次調波演算部出力に直接、接続し、且つ、他
   方を反転増幅器を介して各次調波演算部出力に接続して
   なり、各切替え接点を各高調波次数毎に選択的に切替え
   て各次調波演算部出力信号を所望方向に切替える複数の
   三端子アナログスイッチと、上記負荷電流と補償電流と
   を加算する第２加算器と、上記第２加算器出力信号を演
   算し、各高調波次数毎に直流変換して出力する直流変換
   器と、各高調波次数毎に独立に設けられ、各一方の入力
   側に上記直流変換器出力が各高調波次数毎に入力し、各
   直流変換器出力信号と所定レベルの設定値とを比較して
   第２加算器出力信号を各高調波次数毎に２値化して出力
   する複数の比較器と、各高調波次数毎に独立に設けら
   れ、各クロック入力を上記比較器の各高調波次数毎の出
   力に接続して各出力側を各高調波次数毎に上記三端子ア
   ナログスイッチの各切替え制御入力に接続し、且つ、ア
   クティブフィルタ運転指令信号によって動作制御される
   複数の２進カウンタとを具備したことを特徴とするアク
   ティブフィルタの制御回路。
2. 【請求項２】 負荷電流から相異なる次数の複数の高調
   波成分を算出して取り出す各次調波演算部と、上記演算
   部から取り出した複数の高調波成分を合成して高調波電
   流を出力する各次調波加算部とを具備した高調波検出器
   を有し、系統電流から減算器で高調波成分打ち消し用補
   償電流を減算して負荷電流を検出し、上記負荷電流から
   上記高調波検出器により所定の複数次数からなる高調波
   電流を検出して第１加算器で補償電流と加算し、その第
   １加算器出力信号が零になるように補償電流発生用イン
   バータを駆動制御して上記高調波成分を打ち消すアクテ
   ィブフィルタの制御回路において、 上記高調波検出器内で各高調波次数毎に設けられ、各固
   定接点を各次調波加算部に接続して各一対の切替え接点
   の一方を各次調波演算部出力に直接、接続し、且つ、他
   方を反転増幅器を介して各次調波演算部出力に接続して
   なり、各切替え接点を各高調波次数毎に選択的に切替え
   て各次調波演算部出力信号を所望方向に切替える複数の
   三端子アナログスイッチと、上記系統電流が入力し、そ
   れを各次調波演算して各高調波次数毎に直流変換して出
   力する直流変換器と、各高調波次数毎に独立に設けら
   れ、各一方の入力側に上記直流変換器出力が各高調波次
   数毎に入力し、各直流変換器出力信号と所定レベルの設
   定値とを比較して上記系統電流を各高調波次数毎に２値
   化して出力する複数の比較器と、各高調波次数毎に独立
   に設けられ、各クロック入力を上記比較器の各高調波次
   数毎の出力に接続して各出力側を各高調波次数毎に上記
   三端子アナログスイッチの各切替え制御入力に接続し、
   且つ、アクティブフィルタ運転指令信号によって動作制
   御される複数の２進カウンタとを具備したことを特徴と
   するアクティブフィルタの制御回路。