JPH08138875A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】先行予熱時の動作から点灯時の動作に切り替え
るときに、過渡的に発生するスイッチング素子の過電圧
を防止することによって、耐圧の低いスイッチング素子
の利用を可能とし、安価で信頼性の高い放電灯点灯装置
を提供する。 【構成】直流電源Ｅから給電されるインバータ回路４の
トランジスタＱ１が、主共振回路Ａとそのｎ倍の共振周
波数を有するｎ倍共振回路Ｂを介して放電灯ＤＬに接続
される放電灯点灯装置であって、放電灯ＤＬの先行予熱
時にはｎ倍共振回路Ｂの共振周波数よりも高い周波数で
インバータ回路４を動作させると共に、放電灯ＤＬの点
灯時にはｎ倍共振回路Ｂの共振周波数よりも低く主共振
回路Ａの主共振周波数よりも高い動作周波数でインバー
タ回路４を動作させるように周波数を不連続的に切り替
える制御手段を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はインバータ回路を用いた
放電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１１は従来の１石式インバータ装置の
回路図である。直流電源Ｅの正極はインダクタＬ１の一
端に接続されており、インダクタＬ１の他端はトランジ
スタＱ１のコレクタに接続されている。トランジスタＱ
１のエミッタは直流電源Ｅの負極に接続されている。ト
ランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間にはダイオード
Ｄ１が逆並列接続されている。インダクタＬ１の両端に
は、コンデンサＣ１が並列接続されると共に、負荷回路
が並列接続されている。負荷回路はインダクタＬ２とコ
ンデンサＣ２の直列共振回路を含む。コンデンサＣ２の
両端には、放電灯ＤＬが並列接続されている。トランジ
スタＱ１は駆動回路１によりスイッチングされる。

【０００３】図１２は図１１の回路の動作波形図であ
る。図中、（ａ）はトランジスタＱ１の両端電圧Ｖ１、
（ｂ）はトランジスタＱ１に流れる電流Ｉ１、（ｃ）は
トランジスタＱ１の駆動信号Ｖｄ、（ｄ）はインダクタ
Ｌ２に流れる電流Ｉ２である。このインバータ回路は、
トランジスタＱ１のスイッチング損失を低減できるとい
う長所を有する。まず、トランジスタＱ１がオンすると
きには、その両端電圧Ｖ１は既にゼロであるため、ター
ン・オン時のスイッチング損失は０である。また、トラ
ンジスタＱ１のターン・オフ時には、その両端電圧Ｖ１
が緩やかに上昇するので、トランジスタＱ１の電流Ｉ１
が残っていても損失を著しく低減できる。さらに、制御
用のトランジスタＱ１が１個であるので、同一電位で駆
動回路１を構成でき、比較的低ワット（１５〜４０Ｗ）
のランプ負荷に応用できて安価である。また、インバー
タの主回路自体が約１．５〜２．０倍の昇圧作用を有す
るので、始動電圧を得やすい。

【０００４】しかしながら、この従来例では、トランジ
スタＱ１のオフ時には、インダクタＬ１とコンデンサＣ
１の並列共振回路による共振電圧がトランジスタＱ１の
コレクタ・エミッタ間に印加されるため、トランジスタ
Ｑ１としては高耐圧のものを必要とするという欠点があ
った。

【０００５】上述の欠点を改善するための従来例を図１
３に示す。この従来例は、インダクタＬ１とコンデンサ
Ｃ１の並列回路を含む主共振回路とトランジスタＱ１の
コレクタの間に、インダクタＬｎとコンデンサＣｎの並
列回路よりなる３倍共振回路を挿入したものである。主
共振回路の共振周波数がｆｘであるとき、３倍共振回路
の共振周波数はｆｙ＝３ｆｘという関係になっている。

【０００６】この回路の動作波形図を図１４に示す。図
中、（ａ）はトランジスタＱ１の両端電圧Ｖ１、（ｂ）
はトランジスタＱ１に流れる電流Ｉ１、（ｃ）はトラン
ジスタＱ１の駆動信号Ｖｄ、（ｄ）はインダクタＬ２に
流れる電流Ｉ２である。トランジスタＱ１のコレクタ側
に３倍共振回路を挿入したことにより、図１４（ａ）に
示すように、トランジスタＱ１のオフ時の印加電圧を低
減できるものである。

【０００７】図１３のインバータ装置を蛍光灯ランプ用
の放電灯点灯装置に用いる場合には、先行予熱後に点灯
する動作が要求される。具体的には、先行予熱量（フ
ィラメント加熱量）が大きいこと、先行予熱中にはラ
ンプは点灯しないこと、点灯時には始動電圧に足る充
分な電圧をランプに印加できること、点灯後の常時予
熱量（フィラメント加熱量）は小さいことが要求され
る。との条件はランプ寿命を損なわないため、の
条件はランプの不点を防止するため、の条件はランプ
寿命を損なわないため、及び回路の電力損失を低減する
ためである。

【０００８】以上の条件を実現するためには、図１５に
示すような回路において、図１６に示すように、先行予
熱時の周波数ｆ２と点灯時の周波数ｆ１を設定し、トラ
ンジスタＱ１のスイッチング周波数をｆ２からｆ１に切
り替わるように制御してやれば良い。図１５の回路にお
いて、主共振回路Ａは、インダクタＬ１とコンデンサＣ
１の並列共振回路に、直流成分カット用のコンデンサＣ
３を介して、インダクタＬ２とコンデンサＣ２の直列共
振回路を接続し、コンデンサＣ２に蛍光ランプＤＬを並
列接続したものである。蛍光ランプＤＬのフィラメント
には、３倍共振回路ＢのインダクタＬｎの２次巻線が接
続されている。図１６の実線は主共振回路Ａの共振特性
であり、ｆｘはその共振周波数である。また、図１６の
破線は３倍共振回路Ｂの共振特性であり、ｆｙはその共
振周波数である。これにより、上記〜の条件を満足
する放電灯点灯装置を実現することが可能となる。

【０００９】しかしながら、トランジスタＱ１のスイッ
チング周波数が先行予熱時の周波数ｆ２から点灯時の周
波数ｆ１に切り替わるときに、３倍共振回路Ｂの共振周
波数ｆｙを過渡的に通過するので、そのときにトランジ
スタＱ１に過渡的に大きな電圧もしくはＡＳＯストレス
が発生するという問題があった。なお、ｆｘ＜ｆ１、ｆ
ｙ＜ｆ２としているのは、動作モードを遅相モードとし
て、インバータ回路のトランジスタＱ１のストレスを低
減するためである。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、従来例の特徴を生かしながら、先行予熱時の動作か
ら点灯時の動作に切り替えるときに、過渡的に発生する
スイッチング素子の過電圧を防止することによって、耐
圧の低いスイッチング素子の利用を可能とし、安価で信
頼性の高い放電灯点灯装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図１及び図２に示すように、直
流電源Ｅから給電されるインバータ回路４を備え、この
インバータ回路４のスイッチング用のトランジスタＱ１
がＬＣ回路網を介して負荷である放電灯ＤＬに接続され
る放電灯点灯装置であって、前記ＬＣ回路網は所定の主
共振周波数ｆｘを有する主共振回路Ａと、主共振周波数
ｆｘのｎ倍（ｎは１より大きい整数）の共振周波数ｆｙ
を有する少なくとも１つのｎ倍共振回路Ｂを備え、イン
バータ回路はｎ倍共振回路Ｂの共振周波数ｆｙよりも高
い動作周波数ｆ２と、ｎ倍共振回路Ｂの共振周波数ｆｙ
よりも低く主共振回路Ａの主共振周波数ｆｘよりも高い
動作周波数ｆ１を少なくとも有し、放電灯ＤＬの先行予
熱時には動作周波数ｆ２でインバータ回路４を動作させ
ると共に、放電灯ＤＬの点灯時には動作周波数ｆ１でイ
ンバータ回路４を動作させるように周波数を不連続的に
切り替える制御手段を備えることを特徴とするものであ
る。より具体的には、スイッチング用のトランジスタＱ
１に先行予熱時の動作周波数ｆ２の駆動信号のＯＮ信号
が与えられている期間に、先行予熱時の動作周波数ｆ２
から点灯時の動作周波数ｆ１へ切り替えるものであり、
さらに好ましくは、駆動信号のＯＮ信号の立ち上がりに
同期して切り替えるものである。また、インバータ回路
４に給電する直流電源Ｅの出力電圧が周期的に脈動する
場合には、その低電圧期間において、先行予熱時の動作
周波数ｆ２から点灯時の動作周波数ｆ１へと切り替える
ものである。

【００１２】

【作用】本発明によれば、主共振回路Ａとｎ倍共振回路
Ｂを有するインバータ回路４の動作周波数を、先行予熱
時の動作周波数ｆ２から点灯時の動作周波数ｆ１に不連
続的に切り替えるようにしたので、インバータ回路４の
動作周波数が過渡的にｎ倍共振回路Ｂの共振周波数ｆｙ
を通過することがなく、スイッチング用のトランジスタ
Ｑ１の両端に過電圧が印加されることを防止できるもの
である。また、インバータ回路４に給電する直流電源Ｅ
の出力電圧が周期的に脈動する場合には、その低電圧期
間において、先行予熱時の動作周波数ｆ２から点灯時の
動作周波数ｆ１へと切り替えることにより、仮にインバ
ータ回路４の動作周波数が過渡的にｎ倍共振回路Ｂの共
振周波数ｆｙを通過したとしても、スイッチング用のト
ランジスタＱ１の両端に過電圧が印加されることは防止
できるものである。本発明のさらに詳しい構成及び作用
については、以下に述べる実施例の説明において詳述さ
れる。

【００１３】

【実施例】図１は本発明の一実施例の主回路の回路図で
ある。インバータ回路４は、主共振回路Ａと３倍共振回
路Ｂよりなる。主共振回路Ａは、インダクタＬ１とコン
デンサＣ１の並列共振回路に、直流成分カット用のコン
デンサＣ３を介して、インダクタＬ２とコンデンサＣ２
の直列共振回路を接続し、コンデンサＣ２に蛍光ランプ
ＤＬを並列接続したものである。３倍共振回路Ｂは、イ
ンダクタＬｎとコンデンサＣｎの並列回路よりなり、主
共振回路Ａの一端とトランジスタＱ１のコレクタの間に
接続されている。トランジスタＱ１のエミッタは直流電
源Ｅの負極に接続されている。直流電源Ｅの正極は主共
振回路Ａの他端に接続されている。トランジスタＱ１の
コレクタ・エミッタ間にはダイオードＤ１が逆並列接続
されている。トランジスタＱ１は駆動回路１によりスイ
ッチングされる。本実施例は、トランジスタＱ１の駆動
信号のＯＮ信号の立ち上がりに同期して先行予熱時の周
波数ｆ２から点灯時の周波数ｆ１に切り替えるものであ
る。

【００１４】図２は本実施例の制御回路の回路図であ
る。この制御回路は、発振回路２とタイマー回路３より
なる。トランジスタＱ１への駆動信号を発生する発振回
路２は、汎用のタイマーＩＣ（例えばＮＥＣ社製のμＰ
Ｃ５５５５等）よりなるタイマー回路ＴＭ及び外付けの
抵抗Ｒ１，Ｒ２とコンデンサＣ４で構成されている。タ
イマー回路ＴＭの出力端子（３番ピン）には、図３
（ａ）に示すようなクロック信号が出力される。これを
ＤフリップフロップＦＦ１で分周して、図３（ｂ）に示
すようなトランジスタＱ１への駆動信号Ｖｄを得てい
る。この駆動信号Ｖｄは、駆動回路１に入力されて、ト
ランジスタＱ１は駆動回路１の出力によりオン・オフ制
御される。

【００１５】先行予熱時から点灯時への切り替わりを制
御するタイマー回路３は、コンパレータＣＰ１とＤフリ
ップフロップＦＦ２で構成される。コンパレータＣＰ１
の正入力端子には、基準電圧Ｖｋが入力されている。ま
た、コンパレータＣＰ１の負入力端子には、コンデンサ
Ｃ５の電圧が入力されている。コンデンサＣ５は、電源
投入後、抵抗Ｒ６を介して充電されて、その電圧は徐々
に上昇する。コンデンサＣ５の電圧が基準電圧Ｖｋを越
えると、コンパレータＣＰ１の出力は、Ｈｉｇｈレベル
からＬｏｗレベルへと変化する。これにより、Ｄフリッ
プフロップＦＦ２の出力Ｑは、クロック入力端子ＣＬＫ
の立ち上がりに同期して、ＨｉｇｈレベルからＬｏｗレ
ベルに変化する。タイマー回路３の出力がＨｉｇｈレベ
ルからＬｏｗレベルに変化することにより、トランジス
タＱ２がオン状態からオフ状態へと切り替わる。トラン
ジスタＱ２がオン状態であるときには、タイマー回路Ｔ
Ｍの周波数制御端子（５番ピン）の電圧は、抵抗Ｒ３，
Ｒ４及びＲ５の分圧比で決まる低いレベルであるが、ト
ランジスタＱ２がオフ状態になると、タイマー回路ＴＭ
の周波数制御端子（５番ピン）の電圧は、抵抗Ｒ３とＲ
４の分圧比で決まる高いレベルとなる。そして、タイマ
ー回路ＴＭの周波数制御端子（５番ピン）の電圧が低い
レベルより高いレベルへと切り替わることにより、タイ
マー回路ＴＭの出力端子（３番ピン）の動作周波数ｆは
２×ｆ２より２×ｆ１に切り替わる。これにより、トラ
ンジスタＱ１の駆動信号は、先行予熱時の周波数ｆ２よ
り点灯時の周波数ｆ１へと切り替わる。

【００１６】図３は本実施例の動作波形図である。図
中、（ａ）はタイマー回路ＴＭの出力端子（３番ピン）
の電圧、（ｂ）はトランジスタＱ１の駆動信号Ｖｄ、
（ｃ）はコンパレータＣＰ１の出力信号、（ｄ）はタイ
マー回路３におけるＤフリップフロップＦＦ２の出力信
号、（ｅ）はトランジスタＱ１の両端電圧Ｖ１、（ｆ）
はトランジスタＱ１に流れる電流Ｉ１である。タイマー
回路３の出力は、フリップフロップＦＦ２により発振回
路２の出力信号と同期しているので、図３（ａ）〜
（ｄ）に示すように、タイマー回路３の出力（フリップ
フロップＦＦ２の出力）は、トランジスタＱ１の駆動信
号のＯＮ信号の立ち上がりに同期して、Ｈｉｇｈレベル
よりＬｏｗレベルへと切り替わる。即ち、トランジスタ
Ｑ１の駆動信号のＯＮ信号の立ち上がりに同期して、ト
ランジスタＱ１の駆動信号の周波数はｆ２よりｆ１へと
切り替わるようになる。この構成により、図３（ｅ），
（ｆ）に示すように、先行予熱時の動作から点灯時の動
作への切り替わりに際して、過渡的に共振回路（共振回
路Ａ及びＢ）の共振周波数を通過することがないので、
従来例で生じていたスイッチング素子への過電圧の発生
を防止できる。

【００１７】図４は本発明の第２実施例の回路図であ
る。本実施例においては、インバータ回路４ａの回路構
成が第１実施例とは異なる。インダクタＬ１の一端は直
流電源Ｅの正極に接続されており、インダクタＬ１の他
端はインダクタＬｎとコンデンサＣｎの並列回路の一端
に接続されている。インダクタＬ１はセンタータップを
有しており、このセンタータップはスイッチング用のト
ランジスタＱ１のコレクタに接続されている。トランジ
スタＱ１のエミッタは直流電源Ｅの負極に接続されてい
る。インダクタＬｎとコンデンサＣｎの並列回路は上述
の３倍共振回路を構成しており、その他端はコンデンサ
Ｃ１の一端に接続されている。コンデンサＣ１の他端
は、直流電源Ｅの負極に接続されている。コンデンサＣ
１の両端には、インダクタＬ２とコンデンサＣ３とＣ２
の直列回路が並列接続されている。コンデンサＣ２の両
端には放電灯ＤＬが並列接続されている。インダクタＬ
２とコンデンサＣ２は直列共振回路を構成しており、コ
ンデンサＣ２の両端に得られる共振電圧が放電灯ＤＬに
印加される。コンデンサＣ３は直流成分カット用のカッ
プリングコンデンサであり、共振には寄与しない。放電
灯ＤＬの両端の各フィラメントは、インダクタＬｎに設
けられた予熱巻線に接続されている。インダクタＬ１と
コンデンサＣ１は共振回路を構成しており、インダクタ
Ｌ２とコンデンサＣ２及び放電灯ＤＬと共に上述の主共
振回路を構成している。本実施例では、インダクタＬ１
をオートトランスとして動作させており、直流電源Ｅか
らインバータ回路４ａへの入力電圧が低い場合に有効で
ある。なお、インダクタＬ１は通常のトランスで構成し
ても良く、図４のインバータ回路４ａと等価的に同等の
構成であれば、どんな構成でも良い。発振回路２とタイ
マー回路３の構成は図２と同じ構成で良い。本実施例に
おいても、上述の第１実施例と同様の効果が得られる。
放電灯ＤＬは、本実施例においては１本であるが、複数
灯直列点灯でも良いし、又は、バランサーを用いた２灯
並列点灯のような構成でも良い。

【００１８】図５は本発明の第３実施例の制御回路の回
路図である。主回路の構成については、第１実施例と同
じ構成で良い。本実施例は、インバータ回路のトランジ
スタＱ１に、先行予熱時の周波数ｆ２の駆動信号のＯＮ
信号が入っている間に、点灯時の周波数ｆ１へ切り替わ
るように制御するものである。図５に示すように、本実
施例においては、タイマー回路３ａの構成が図２の実施
例とは異なり、その他の部分は、図２の実施例と同じで
ある。本実施例では、コンパレータＣＰ１の出力と発振
回路２の出力がアンド回路Ａｎに入力されており、アン
ド回路Ａｎの出力はＤフリップフロップＦＦ２のクロッ
ク入力端子ＣＬＫに入力されている。コンパレータＣＰ
１の出力はＤフリップフロップＦＦ２のリセット端子Ｒ
に入力されている。

【００１９】本実施例の動作波形図を図６に示す。図
中、（ａ）はタイマー回路ＴＭの出力端子（３番ピン）
の電圧、（ｂ）はトランジスタＱ１の駆動信号Ｖｄ、
（ｃ）はコンパレータＣＰ１の出力信号、（ｄ）はアン
ド回路Ａｎの出力信号、（ｅ）はタイマー回路３におけ
るＤフリップフロップＦＦ２の出力信号、（ｆ）はトラ
ンジスタＱ１の両端電圧Ｖ１、（ｇ）はトランジスタＱ
１の電流Ｉ１である。図５に示す回路構成により、図６
に示すように、トランジスタＱ１に先行予熱時の周波数
ｆ２の駆動信号のＯＮ信号が入っている期間Ｔｏの間
に、トランジスタＱ１のスイッチング周波数は点灯時の
周波数ｆ１へと切り替わるので、図６（ｂ）に示すよう
に、先行予熱時の動作から点灯時の動作への切り替わり
に際して、先行予熱時のトランジスタＱ１のオフ期間を
Ｔ１、点灯時のトランジスタＱ１のオフ期間をＴ２とす
ると、トランジスタＱ１のオフ期間に関しては、先行予
熱時のオフ期間Ｔ１より点灯時のオフ期間Ｔ２に、過渡
的なオフ期間Ｔ３（Ｔ１＜Ｔ３＜Ｔ２）の存在無しに切
り替わっている。

【００２０】本実施例の１石インバータの各々のオフ期
間Ｔ１とＴ２は、トランジスタＱ１のターンオン時にそ
の両端電圧がゼロになるように設定されたものであるの
で、本実施例においては、先行予熱時の周波数ｆ２から
点灯時の周波数ｆ１への切り替わり時の大きなＡＳＯス
トレスの発生を防止できると共に、トランジスタＱ１へ
の大きな過電圧の印加も防止できるものである。

【００２１】図７は本発明の第４実施例の回路図であ
る。本実施例は、上述の第３実施例において、インバー
タ回路４ａの構成を別の構成にしたものである。本構成
においても、第３実施例と同様の効果が得られる。本構
成においては、インダクタＬ１をオートトランスとして
動作させており、直流電源Ｅからインバータ回路４ａへ
の入力電圧が低い場合に有効である。なお、インダクタ
Ｌ１は通常のトランスで構成しても良く、図４のインバ
ータ回路４ａと等価的に同等の構成であれば、どんな構
成でも良い。放電灯ＤＬは、本実施例においては１本で
あるが、複数灯直列点灯でも良いし、又は、バランサー
を用いた２灯並列点灯のような構成でも良い。

【００２２】図８は本発明の第５実施例の回路図であ
る。本実施例においては、一石式インバータ回路４の直
流電源Ｅが部分平滑電源回路で構成される場合におい
て、電源電圧の最も低い期間において、インバータ回路
４の動作周波数を先行予熱時の周波数ｆ２から点灯時の
周波数ｆ１へ切り替えている。電源電圧を得るには、交
流電源ＶｓをダイオードブリッジＤＢにより全波整流し
た後、ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ４とコンデンサＣ１
０、Ｃ１１により構成される１／２倍部分平滑回路５で
平滑する。これにより、直流電源Ｅの出力電圧Ｖｏは高
電圧期間と低電圧期間が交互に繰り返される。低電圧期
間における直流電源Ｅの出力電圧Ｅ１は、高電圧期間に
おける最大電圧Ｅ２の半分となる。高電圧期間における
最大電圧Ｅ２は交流電源ＡＣの実効電圧の約１．４１倍
である。検出回路６は、直流電源Ｅの低電圧期間を検出
するための回路であり、直流電源Ｅの出力電圧Ｖｏを抵
抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧して得た電圧をコンパレータＣ
Ｐ２により基準電圧Ｖａと比較する。これにより、コン
パレータＣＰ２の出力は直流電源Ｅの低電圧期間にのみ
Ｈｉｇｈレベルとなり、高電圧期間にはＬｏｗレベルに
なる。

【００２３】図９は本実施例の動作波形図である。図
中、（ａ）は交流電源Ｖｓからの入力電圧、（ｂ）は直
流電源Ｅの出力電圧Ｖｏ、（ｃ）はコンパレータＣＰ２
の出力信号、（ｄ）はコンパレータＣＰ１の出力信号、
（ｅ）はアンド回路Ａｎの出力信号、（ｆ）はタイマー
回路３におけるＤフリップフロップＦＦ２の出力信号、
（ｇ）はトランジスタＱ１の駆動信号の周波数、（ｈ）
はトランジスタＱ１の両端電圧Ｖ１である。図９（ａ）
に示す交流電源Ｖｓからの入力電圧は、ダイオードブリ
ッジＤＢにより全波整流された後、１／２倍部分平滑回
路５で平滑されて、図９（ｂ）に示すように、周期的に
脈動する直流電圧に変換される。検出回路６のコンパレ
ータＣＰ２の出力信号は、図９（ｃ）に示すように、直
流電源Ｅの出力電圧Ｖｏの高電圧期間ではＬｏｗレベル
となり、低電圧期間ではＨｉｇｈレベルとなる。タイマ
ー回路３内のコンパレータＣＰ１の出力が時刻ｔ２、つ
まり、直流電源Ｅの出力電圧Ｖｏの低電圧期間で、図９
（ｄ）に示すように、ＬｏｗレベルよりＨｉｇｈレベル
に切り替わると、タイマー回路３のＤフリップフロップ
ＦＦ２の出力は、図９（ｆ）に示すように、Ｈｉｇｈレ
ベルよりＬｏｗレベルへと切り替わり、以後、Ｌｏｗレ
ベルを維持する。したがって、時刻ｔ２以降、発振回路
２のトランジスタＱ２はオフ状態を維持するので、時刻
ｔ２において、図９（ｇ）に示すように、先行予熱時の
周波数ｆ２から点灯時の周波数ｆ１に切り替わる。

【００２４】ここで、スイッチング用のトランジスタＱ
１の両端電圧Ｖ１は、直流電源Ｅの出力電圧Ｖｏに比例
するので、先行予熱時の周波数ｆ２から点灯時の周波数
ｆ１に切り替わる際に発生する電圧のピーク値Ｖｐを最
も小さく抑えることができ、トランジスタＱ１に過電圧
が印加されることを防止できる。例えば、高電圧期間の
ピーク点（時刻ｔ０）で切り替わる場合の約半分にピー
ク値Ｖｐを抑えている。また、時刻ｔ０、つまり高電圧
期間でコンパレータＣＰ１の出力がＬｏｗレベルからＨ
ｉｇｈレベルに切り替わる場合においても、コンパレー
タＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルに立ち上がる時刻ｔ１
以降、タイマー回路３の出力は、ＨｉｇｈレベルよりＬ
ｏｗレベルに切り替わり、Ｌｏｗレベルに維持される。
結果として、低電圧期間で先行予熱時の周波数ｆ２から
点灯時の周波数ｆ１に切り替わるので、トランジスタＱ
１のスイッチング周波数の切り替わり時に発生する過電
圧を防止できるものである。インバータ回路４や発振回
路２の構成については、図７で示した従来例と同様であ
る。

【００２５】図１０は本発明の第６実施例の回路図であ
る。本実施例は、１／３部分平滑回路を有する直流電源
Ｅに本発明を適用した例である。交流電源Ｖｓはフィル
タ回路７を介してダイオードブリッジＤＢにより全波整
流される。ダイオードブリッジＤＢの全波整流出力は、
ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６及びＤ７とコ
ンデンサＣ１０、Ｃ１１及びＣ１２により構成される１
／３倍部分平滑回路により平滑される。その他の構成に
ついては、第５実施例と同様であり、上述の実施例と同
様の効果を得ることができる。また、任意の１／ｎ倍部
分平滑回路（ｎは３より大きい整数）を有する直流電源
に本発明を適用しても同様の効果が得られる。

【００２６】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、主共振回路と
ｎ倍共振回路を備えるインバータ回路により放電灯の先
行予熱と点灯を行う装置において、先行予熱時から点灯
時への動作周波数の切り替わりを不連続的に行うように
したので、インバータ回路の動作周波数が一時的に共振
周波数を通過することがなく、過渡的に発生するスイッ
チング素子への過電圧を防止できることから、耐圧の低
いスイッチング素子の利用が可能となり、安価で且つ信
頼性の高い放電灯点灯装置を提供することができるとい
う効果がある。

【００２７】請求項２の発明によれば、ｎ倍共振回路に
より放電灯の予熱回路の一部を構成することにより、放
電灯の先行予熱量、つまり、フィラメントの加熱量を大
きくすることができ、且つ先行予熱期間中には放電灯は
放電しないので、ランプ寿命が改善されるという効果が
あり、しかも放電灯を点灯させるために十分な始動電圧
を得ることができ、点灯後の常時予熱量を小さくできる
ので、放電灯点灯装置の効率を改善できるという効果が
ある。

【００２８】請求項３の発明によれば、インバータ回路
のスイッチング素子が第１の動作周波数で駆動されてい
る場合において、スイッチング素子をオンさせる駆動信
号が発生している期間にインバータ回路の動作周波数を
切り替えており、特に、請求項４の発明によれば、スイ
ッチング素子をオンさせる駆動信号が立ち上がるタイミ
ングにインバータ回路の動作周波数を切り替えているの
で、ｎ倍共振回路が適切に設計されていれば、スイッチ
ング素子がオンするときに、スイッチング素子の両端電
圧は低くなっており、したがって、スイッチング損失が
低くなるという効果がある。

【００２９】請求項５の発明によれば、インバータ回路
に給電する直流電源の出力電圧が周期的に脈動する場合
には、その低電圧期間において、先行予熱時の動作周波
数から点灯時の動作周波数へと切り替えることにより、
仮にインバータ回路の動作周波数が過渡的にｎ倍共振回
路の共振周波数を通過したとしても、スイッチング用の
トランジスタの両端に過電圧が印加されることは防止で
きるものであり、したがって、耐圧の低いスイッチング
素子の利用が可能となり、安価で且つ信頼性の高い放電
灯点灯装置を提供することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の主回路の回路図である。

【図２】本発明の第１実施例の制御回路の回路図であ
る。

【図３】本発明の第１実施例の動作波形図である。

【図４】本発明の第２実施例の主回路の回路図である。

【図５】本発明の第３実施例の制御回路の回路図であ
る。

【図６】本発明の第３実施例の動作波形図である。

【図７】本発明の第４実施例の主回路の回路図である。

【図８】本発明の第５実施例の回路図である。

【図９】本発明の第５実施例の動作波形図である。

【図１０】本発明の第６実施例の回路図である。

【図１１】第１の従来例の回路図である。

【図１２】第１の従来例の動作波形図である。

【図１３】第２の従来例の回路図である。

【図１４】第２の従来例の動作波形図である。

【図１５】第３の従来例の回路図である。

【図１６】第３の従来例の動作説明図である。

【符号の説明】 １ 駆動回路 ２ 発振回路 ３ タイマー回路 ４ インバータ回路 Ｅ 直流電源 Ａ 主共振回路 Ｂ ３倍共振回路 Ｑ１ トランジスタ ＤＬ 放電灯

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源から給電されるインバータ回
   路を備え、このインバータ回路のスイッチング素子がＬ
   Ｃ回路網を介して負荷である放電灯に接続される放電灯
   点灯装置であって、前記ＬＣ回路網は所定の主共振周波
   数を有する主共振回路と、主共振周波数のｎ倍（ｎは１
   より大きい整数）の共振周波数を有する少なくとも１つ
   のｎ倍共振回路を備え、インバータ回路はｎ倍共振回路
   の共振周波数よりも高い第１の動作周波数と、ｎ倍共振
   回路の共振周波数よりも低く主共振回路の主共振周波数
   よりも高い第２の動作周波数を少なくとも有し、放電灯
   の先行予熱時には第１の動作周波数でインバータ回路を
   動作させると共に、放電灯の点灯時には第２の動作周波
   数でインバータ回路を動作させるように周波数を不連続
   的に切り替える制御手段を備えることを特徴とする放電
   灯点灯装置。
2. 【請求項２】 第１の動作周波数はｎ倍共振回路の共
   振周波数の近傍であり、第２の動作周波数は主共振回路
   の共振周波数の近傍であることを特徴とする請求項１記
   載の放電灯点灯装置。
3. 【請求項３】 前記制御手段が第１の動作周波数から
   第２の動作周波数に切り替える期間は、インバータ回路
   のスイッチング素子が第１の動作周波数で駆動されてい
   る場合において、スイッチング素子をオンさせる駆動信
   号が発生している期間であることを特徴とする請求項１
   又は２記載の放電灯点灯装置。
4. 【請求項４】 前記制御手段が第１の動作周波数から
   第２の動作周波数に切り替えるタイミングは、インバー
   タ回路のスイッチング素子が第１の動作周波数で駆動さ
   れている場合において、スイッチング素子をオンさせる
   駆動信号が立ち上がるタイミングであることを特徴とす
   る請求項３記載の放電灯点灯装置。
5. 【請求項５】 周期的に出力電圧が脈動する直流電源
   と、この直流電源から給電されるインバータ回路を備
   え、前記インバータ回路のスイッチング素子がＬＣ回路
   網を介して負荷である放電灯に接続される放電灯点灯装
   置であって、前記ＬＣ回路網は所定の主共振周波数を有
   する主共振回路と、主共振周波数のｎ倍（ｎは１より大
   きい整数）の共振周波数を有する少なくとも１つのｎ倍
   共振回路を備え、インバータ回路はｎ倍共振回路の共振
   周波数よりも高い第１の動作周波数と、ｎ倍共振回路の
   共振周波数よりも低く主共振回路の主共振周波数よりも
   高い第２の動作周波数を少なくとも有し、放電灯の先行
   予熱時には第１の動作周波数でインバータ回路を動作さ
   せると共に、放電灯の点灯時には第２の動作周波数でイ
   ンバータ回路を動作させるように周波数を切り替える制
   御手段を備え、前記制御手段が第１の動作周波数から第
   ２の動作周波数に切り替える期間は、直流電源の出力電
   圧が低電圧である期間に設定されていることを特徴とす
   る放電灯点灯装置。