JPH08125441A - 波形発生装置 - Google Patents
波形発生装置Info
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- JPH08125441A JPH08125441A JP25504994A JP25504994A JPH08125441A JP H08125441 A JPH08125441 A JP H08125441A JP 25504994 A JP25504994 A JP 25504994A JP 25504994 A JP25504994 A JP 25504994A JP H08125441 A JPH08125441 A JP H08125441A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】回路構成を工夫することによって、電源電圧に
対する依存性をなくし、周波数安定性の向上を図ること
を目的とする。 【構成】定電圧化された二つの電圧又は一方が定電圧化
された電圧で他方がグランド電位に相当する電圧の二つ
の電圧の間を分圧し、正極側と負極側で同一の振幅を有
する周期関数の零クロス時の位相から＋９０°又は−９
０°までの範囲の各空間角における瞬時電圧に対応する
タップ電圧を生成する電圧生成手段と、該電圧生成手段
で生成された各タップ電圧を順次に選択する第１選択手
段と、該第１選択手段の出力を所定の増幅率で増幅する
反転増幅器及び非反転増幅器と、該反転増幅器及び非反
転増幅器の出力を択一的に選択する第２選択手段と、前
記第１選択手段の選択動作が１順する度に前記第２選択
手段の選択先を切り換える制御手段と、を備えたことを
特徴とする。
対する依存性をなくし、周波数安定性の向上を図ること
を目的とする。 【構成】定電圧化された二つの電圧又は一方が定電圧化
された電圧で他方がグランド電位に相当する電圧の二つ
の電圧の間を分圧し、正極側と負極側で同一の振幅を有
する周期関数の零クロス時の位相から＋９０°又は−９
０°までの範囲の各空間角における瞬時電圧に対応する
タップ電圧を生成する電圧生成手段と、該電圧生成手段
で生成された各タップ電圧を順次に選択する第１選択手
段と、該第１選択手段の出力を所定の増幅率で増幅する
反転増幅器及び非反転増幅器と、該反転増幅器及び非反
転増幅器の出力を択一的に選択する第２選択手段と、前
記第１選択手段の選択動作が１順する度に前記第２選択
手段の選択先を切り換える制御手段と、を備えたことを
特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、波形発生装置に関し、
特に、音声帯域付近の擬似ｓｉｎ波を発生する波形発生
装置に関する。アナログ電話端末では、音声帯域の周波
数を有する各種の信号が使用されている。たとえば、４
００Ｈｚの呼出し信号や、低群周波数（６９７Ｈｚ、７
７０Ｈｚ、８５２Ｈｚ及び９４１Ｈｚ）と高群周波数
（１２０９Ｈｚ、１３３６Ｈｚ及び１４７７Ｈｚ）の組
み合わせからなるＤＴＭＦ信号などはその代表である。
あるいは、同端末に用いられるＭＳＫモデムにおいて
も、１２００Ｈｚ及び１８００Ｈｚのキャリア信号が使
用されており、これら各種信号の波形は周期関数波形で
あり、一般に正弦波（ｓｉｎ波）である。
特に、音声帯域付近の擬似ｓｉｎ波を発生する波形発生
装置に関する。アナログ電話端末では、音声帯域の周波
数を有する各種の信号が使用されている。たとえば、４
００Ｈｚの呼出し信号や、低群周波数（６９７Ｈｚ、７
７０Ｈｚ、８５２Ｈｚ及び９４１Ｈｚ）と高群周波数
（１２０９Ｈｚ、１３３６Ｈｚ及び１４７７Ｈｚ）の組
み合わせからなるＤＴＭＦ信号などはその代表である。
あるいは、同端末に用いられるＭＳＫモデムにおいて
も、１２００Ｈｚ及び１８００Ｈｚのキャリア信号が使
用されており、これら各種信号の波形は周期関数波形で
あり、一般に正弦波（ｓｉｎ波）である。
【０００２】
【従来の技術】図８は、従来の波形発生装置の概略構成
図である。図において、ＶＤＤは電源電圧、ＧＮＤはグ
ランドである。ＶＤＤとＧＮＤ間には、ｎ＋１個（ｎは
奇数）の抵抗素子Ｒ1 〜Ｒn+1 が直列に接続されてお
り、各接続点からｎ個のタップ電圧Ｖ1 〜Ｖn が取り出
されている。なお、中間の接続点から取り出されたタッ
プ電圧Ｖc （ｎ＝９とするとｃ＝５）は基準電圧ＶREF
に固定されており、この基準電圧ＶREF は、ＶＤＤとＧ
ＮＤとの間の電位差の半分の電位、すなわちＧＮＤは０
Ｖであるから、１／２ＶＤＤに相当する電位を有してい
る。
図である。図において、ＶＤＤは電源電圧、ＧＮＤはグ
ランドである。ＶＤＤとＧＮＤ間には、ｎ＋１個（ｎは
奇数）の抵抗素子Ｒ1 〜Ｒn+1 が直列に接続されてお
り、各接続点からｎ個のタップ電圧Ｖ1 〜Ｖn が取り出
されている。なお、中間の接続点から取り出されたタッ
プ電圧Ｖc （ｎ＝９とするとｃ＝５）は基準電圧ＶREF
に固定されており、この基準電圧ＶREF は、ＶＤＤとＧ
ＮＤとの間の電位差の半分の電位、すなわちＧＮＤは０
Ｖであるから、１／２ＶＤＤに相当する電位を有してい
る。
【０００３】ＶＤＤとＶREF の間のタップ電圧Ｖ1 〜Ｖ
c は、ｓｉｎ波の正の半サイクル分を生成するためのも
の、ＶREF とＧＮＤ間のタップ電圧Ｖc 〜Ｖn は、同波
の負の半サイクル分を生成するためのものであり、各タ
ップ電圧Ｖ1 〜Ｖn は、ｓｉｎ波のπ／２[rad]（＝９
０°）から１．５π[rad]（＝２７０°）までの間の各
微小空間角における瞬時電圧に対応している。
c は、ｓｉｎ波の正の半サイクル分を生成するためのも
の、ＶREF とＧＮＤ間のタップ電圧Ｖc 〜Ｖn は、同波
の負の半サイクル分を生成するためのものであり、各タ
ップ電圧Ｖ1 〜Ｖn は、ｓｉｎ波のπ／２[rad]（＝９
０°）から１．５π[rad]（＝２７０°）までの間の各
微小空間角における瞬時電圧に対応している。
【０００４】たとえば、ｎ＝９としたときの実例を図９
で説明すると、Ｖ1 は９０°に相当する第１微小空間角
Ｔ1 の電位（正のピーク電位）に対応し、……、Ｖ5 は
１８０°に相当する第５微小空間角Ｔ5 の電位（＝Ｖ
REF ）に対応し、……、Ｖ9 は２７０°に相当する第９
微小空間角Ｔ9 の電位（負のピーク電位）に対応してい
る。
で説明すると、Ｖ1 は９０°に相当する第１微小空間角
Ｔ1 の電位（正のピーク電位）に対応し、……、Ｖ5 は
１８０°に相当する第５微小空間角Ｔ5 の電位（＝Ｖ
REF ）に対応し、……、Ｖ9 は２７０°に相当する第９
微小空間角Ｔ9 の電位（負のピーク電位）に対応してい
る。
【０００５】このような電位を有する各タップ電圧Ｖ1
〜Ｖn は、次式で表すことができる。 Ｖj ＝Ｖａ・ｃｏｓ｛ｋπ／（ｎ−１）｝＋ＶREF …… ただし、Ｖj ：Ｖ1 、Ｖ2 、……、Ｖn Ｖａ：ＶREF から正負のピークまでの電位 ｋ：微小空間角の番号（１、２、３、……） π：１８０° 再び図８において、スイッチＳＷ1 は、ｎ個の接点を順
次に切り換えながら、各タップ電圧Ｖ1 〜Ｖn を選択す
るもので、その選択順序は、Ｖ1 →Ｖ2 →……Ｖc →…
…Ｖn-1 →Ｖn →……Ｖc →……Ｖ2 →Ｖ1 →Ｖ2 →…
…である。すなわち、実線矢印Ａの方向に切り換えた
後、破線矢印Ｂの方向に切り換え、この動作を繰り返し
ながら選択してゆく。各接点にとどまる時間は、各微小
空間角（図９の符号Ｔ1 、Ｔ2 、……参照）の長さに対
応する。したがって、スイッチＳＷ 1 の切り換え速度を
加減することによって、生成しようとするｓｉｎ波の周
波数を調節できる。
〜Ｖn は、次式で表すことができる。 Ｖj ＝Ｖａ・ｃｏｓ｛ｋπ／（ｎ−１）｝＋ＶREF …… ただし、Ｖj ：Ｖ1 、Ｖ2 、……、Ｖn Ｖａ：ＶREF から正負のピークまでの電位 ｋ：微小空間角の番号（１、２、３、……） π：１８０° 再び図８において、スイッチＳＷ1 は、ｎ個の接点を順
次に切り換えながら、各タップ電圧Ｖ1 〜Ｖn を選択す
るもので、その選択順序は、Ｖ1 →Ｖ2 →……Ｖc →…
…Ｖn-1 →Ｖn →……Ｖc →……Ｖ2 →Ｖ1 →Ｖ2 →…
…である。すなわち、実線矢印Ａの方向に切り換えた
後、破線矢印Ｂの方向に切り換え、この動作を繰り返し
ながら選択してゆく。各接点にとどまる時間は、各微小
空間角（図９の符号Ｔ1 、Ｔ2 、……参照）の長さに対
応する。したがって、スイッチＳＷ 1 の切り換え速度を
加減することによって、生成しようとするｓｉｎ波の周
波数を調節できる。
【０００６】図９は、スイッチＳＷ1 による選択電圧Ｖ
i の波形図であり、ｎ＝９としたときの実例である。各
微小空間角Ｔ1 、Ｔ2 、……ごとに段差のあるギザギサ
の波形であるが、ほぼｓｉｎ波に近い波形であり、この
擬似ｓｉｎ波は、図８に示すように、公知の反転増幅器
１（非反転増幅器を用いる場合もある）を通して出力さ
れるようになっている。なお、ＯＰ1 はオペアンプ、Ｒ
ｉはＯＰ1 の入力抵抗、ＲｆはＯＰ1 のフィードバック
抵抗であり、反転増幅器１のゲインＡNFは、次式で与
えられる。
i の波形図であり、ｎ＝９としたときの実例である。各
微小空間角Ｔ1 、Ｔ2 、……ごとに段差のあるギザギサ
の波形であるが、ほぼｓｉｎ波に近い波形であり、この
擬似ｓｉｎ波は、図８に示すように、公知の反転増幅器
１（非反転増幅器を用いる場合もある）を通して出力さ
れるようになっている。なお、ＯＰ1 はオペアンプ、Ｒ
ｉはＯＰ1 の入力抵抗、ＲｆはＯＰ1 のフィードバック
抵抗であり、反転増幅器１のゲインＡNFは、次式で与
えられる。
【０００７】ＡNF＝−Ｒｆ／Ｒｉ …… すなわち、図８の構成によれば、スイッチＳＷ1 によっ
て取り出された選択電圧Ｖi （図９参照）をＡNF倍した
波形が信号ＶO として出力されることになる。
て取り出された選択電圧Ｖi （図９参照）をＡNF倍した
波形が信号ＶO として出力されることになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のｎ個
のタップ電圧Ｖ1 〜Ｖn のうち、中間のタップ電圧Ｖc
は定電圧化された基準電圧ＶREF で固定されているた
め、このタップ電圧Ｖc からｎ番目のタップ電圧Ｖn ま
では安定した電位にあるが、それ以外のタップ電圧Ｖ1
〜Ｖc-1 は、定電圧化されていない電源電圧ＶＤＤによ
って作られているから、電源変動の影響を直接受けてし
まうという欠点がある。
のタップ電圧Ｖ1 〜Ｖn のうち、中間のタップ電圧Ｖc
は定電圧化された基準電圧ＶREF で固定されているた
め、このタップ電圧Ｖc からｎ番目のタップ電圧Ｖn ま
では安定した電位にあるが、それ以外のタップ電圧Ｖ1
〜Ｖc-1 は、定電圧化されていない電源電圧ＶＤＤによ
って作られているから、電源変動の影響を直接受けてし
まうという欠点がある。
【０００９】図１０は、電源電圧ＶＤＤの低下時におけ
る不具合波形図である。この図において、基準電圧Ｖ
REF の部分（Ｔ5 、Ｔ13）を含む負の半サイクル期間で
は、安定したタップ電圧Ｖ5 〜Ｖ9 によって、ＶＤＤの
低下にもかかわらず正しい振幅（Ｖａ）が得られている
が、基準電圧ＶREF の部分（Ｔ5 、Ｔ13）を除く正の半
サイクル期間では、タップ電圧Ｖ1′ 〜Ｖ4′ がＶＤＤ
と同じ割合で低下しているため、正しい振幅（Ｖａ）よ
りも低い振幅（Ｖａ′）しか得られていない。すなわ
ち、ＶＤＤが２０％低下したとすると、Ｖａ′はＶａの
０．８倍に低下してしまう。
る不具合波形図である。この図において、基準電圧Ｖ
REF の部分（Ｔ5 、Ｔ13）を含む負の半サイクル期間で
は、安定したタップ電圧Ｖ5 〜Ｖ9 によって、ＶＤＤの
低下にもかかわらず正しい振幅（Ｖａ）が得られている
が、基準電圧ＶREF の部分（Ｔ5 、Ｔ13）を除く正の半
サイクル期間では、タップ電圧Ｖ1′ 〜Ｖ4′ がＶＤＤ
と同じ割合で低下しているため、正しい振幅（Ｖａ）よ
りも低い振幅（Ｖａ′）しか得られていない。すなわ
ち、ＶＤＤが２０％低下したとすると、Ｖａ′はＶａの
０．８倍に低下してしまう。
【００１０】したがって、電源電圧ＶＤＤの変動が避け
られない用途、たとえば、バッテリ駆動のコードレス電
話機や携帯電話機に組み込んだ場合には、長時間の使用
でバッテリ電圧が下がると、呼出し信号やＤＴＭＦ信号
などの周波数が微妙にずれることがあるという解決すべ
き技術課題があった。
られない用途、たとえば、バッテリ駆動のコードレス電
話機や携帯電話機に組み込んだ場合には、長時間の使用
でバッテリ電圧が下がると、呼出し信号やＤＴＭＦ信号
などの周波数が微妙にずれることがあるという解決すべ
き技術課題があった。
【００１１】
【目的】そこで、本発明は、回路構成を工夫することに
よって、電源電圧に対する依存性をなくし、出力信号の
品質向上を図ることを目的とする。
よって、電源電圧に対する依存性をなくし、出力信号の
品質向上を図ることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
その原理構成を図１に示すように、電圧生成手段１０、
第１選択手段１１、反転増幅器１２、非反転増幅器１
３、第２選択手段１４及び制御手段１５を備えることを
特徴とする。電圧生成手段１０は、定電圧化された基準
電圧ＶREF とグランド電位ＧＮＤとの間の間を分圧する
もので、各分圧電圧（以下「タップ電圧」）は、正極側
と負極側（ただし、１／２振幅値に対する正負）で同一
の振幅を有する周期関数の零クロス時の位相から＋９０
°又は−９０°までの範囲の各空間角における瞬時電圧
に対応する電位を有している。なお、上記グランド電位
も定電圧化された電圧であってもよい。第１選択手段１
１は、各タップ電圧（便宜的にＶ1 〜Ｖ5 で表す）を順
次に選択するもので、その選択動作は、Ｖ1 →Ｖ2 →Ｖ
3 →Ｖ4 →Ｖ5 →Ｖ4 →Ｖ3 →Ｖ2 →Ｖ1 （又はＶ5→
Ｖ4 →Ｖ3 →Ｖ2 →Ｖ1 →Ｖ2 →Ｖ3 →Ｖ4 →Ｖ5 ）を
セットにして順に繰り返される。反転増幅器１２及び非
反転増幅器１３は、選択手段１１の出力Ｖi を所定の増
幅率でそれぞれ反転及び非反転増幅するものであり、反
転増幅器１２の出力はＶR で、非反転増幅器１３の出力
はＶN で示されている。なお、ここで言う増幅率とは、
入出力電圧の比、すなわちＶR ／Ｖi 及びＶN ／Ｖi の
ことである。第２選択手段１４は、ＶR 及びＶN を択一
的に選択し、信号ＶO として出力するもので、その選択
動作は制御手段１５によってコントロールされている。
具体的には、第１選択手段１１の選択動作が１順する度
に（１セットを完了する度に）ＶR からＶN に又はこの
逆に切り換わるようにコントロールされている。
その原理構成を図１に示すように、電圧生成手段１０、
第１選択手段１１、反転増幅器１２、非反転増幅器１
３、第２選択手段１４及び制御手段１５を備えることを
特徴とする。電圧生成手段１０は、定電圧化された基準
電圧ＶREF とグランド電位ＧＮＤとの間の間を分圧する
もので、各分圧電圧（以下「タップ電圧」）は、正極側
と負極側（ただし、１／２振幅値に対する正負）で同一
の振幅を有する周期関数の零クロス時の位相から＋９０
°又は−９０°までの範囲の各空間角における瞬時電圧
に対応する電位を有している。なお、上記グランド電位
も定電圧化された電圧であってもよい。第１選択手段１
１は、各タップ電圧（便宜的にＶ1 〜Ｖ5 で表す）を順
次に選択するもので、その選択動作は、Ｖ1 →Ｖ2 →Ｖ
3 →Ｖ4 →Ｖ5 →Ｖ4 →Ｖ3 →Ｖ2 →Ｖ1 （又はＶ5→
Ｖ4 →Ｖ3 →Ｖ2 →Ｖ1 →Ｖ2 →Ｖ3 →Ｖ4 →Ｖ5 ）を
セットにして順に繰り返される。反転増幅器１２及び非
反転増幅器１３は、選択手段１１の出力Ｖi を所定の増
幅率でそれぞれ反転及び非反転増幅するものであり、反
転増幅器１２の出力はＶR で、非反転増幅器１３の出力
はＶN で示されている。なお、ここで言う増幅率とは、
入出力電圧の比、すなわちＶR ／Ｖi 及びＶN ／Ｖi の
ことである。第２選択手段１４は、ＶR 及びＶN を択一
的に選択し、信号ＶO として出力するもので、その選択
動作は制御手段１５によってコントロールされている。
具体的には、第１選択手段１１の選択動作が１順する度
に（１セットを完了する度に）ＶR からＶN に又はこの
逆に切り換わるようにコントロールされている。
【００１３】請求項２記載の発明は、定電圧化された二
つの電圧又は一方が定電圧化された電圧で他方がグラン
ド電位に相当する電圧の二つの電圧の間を分圧し、正極
側と負極側（ただし、１／２振幅値に対する正負）で同
一の振幅を有する周期関数の零クロス時の位相から＋９
０°又は−９０°までの範囲の各空間角における瞬時電
圧に対応するタップ電圧を生成する電圧生成手段と、該
電圧生成手段で生成された各タップ電圧を順次に選択す
る第１選択手段と、該第１選択手段の出力を反転又は非
反転で増幅する増幅器と、前記第１選択手段の選択動作
が１順する度に前記増幅器の反転動作と非反転動作とを
切り換える制御手段と、を備えたことを特徴とする。
つの電圧又は一方が定電圧化された電圧で他方がグラン
ド電位に相当する電圧の二つの電圧の間を分圧し、正極
側と負極側（ただし、１／２振幅値に対する正負）で同
一の振幅を有する周期関数の零クロス時の位相から＋９
０°又は−９０°までの範囲の各空間角における瞬時電
圧に対応するタップ電圧を生成する電圧生成手段と、該
電圧生成手段で生成された各タップ電圧を順次に選択す
る第１選択手段と、該第１選択手段の出力を反転又は非
反転で増幅する増幅器と、前記第１選択手段の選択動作
が１順する度に前記増幅器の反転動作と非反転動作とを
切り換える制御手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１４】
【作用】図２は図１の各部波形図であり、上から、第１
選択手段１１の出力（Ｖi ）波形、反転増幅器１２の出
力（ＶR ；Ｖi をＫ倍したもの）波形、非反転増幅器１
３の出力（ＶN ；Ｖi を−Ｋ倍したもの）波形、第２選
択手段１４の切り換えコントロール（ＣRN）波形、第２
選択手段１４の出力（ＶO ）波形である。
選択手段１１の出力（Ｖi ）波形、反転増幅器１２の出
力（ＶR ；Ｖi をＫ倍したもの）波形、非反転増幅器１
３の出力（ＶN ；Ｖi を−Ｋ倍したもの）波形、第２選
択手段１４の切り換えコントロール（ＣRN）波形、第２
選択手段１４の出力（ＶO ）波形である。
【００１５】波形Ｖi は、電圧生成手段１０からのタッ
プ電圧（便宜的にＶ1 〜Ｖ5 ）を順次に選択して生成さ
れる。図では、Ｖ5 →Ｖ4 →Ｖ3 →Ｖ2 →Ｖ1 →Ｖ2 →
Ｖ3→Ｖ4 →Ｖ5 →……の順番である。いま、Ｖ5 ＝Ｖ
REF とすると、波形Ｖi の振幅はＶREF −Ｖａ（すなわ
ちＶREF −Ｖ1 ）であり、すべてのタップ電圧（ここで
はＶ5 〜Ｖ1 ）は定電圧化された基準電圧ＶREF とグラ
ンド電位（ノイズが乗らない限り変動しない）によって
作られているから、波形Ｖi の振幅Ｖａは一定で、電源
電圧に対する依存性はない。したがって、この波形Ｖi
から作り出されるＶR 、ＶN 及びＶO も同様に電源電圧
に対する依存性はない。なお、波形ＶOはＶR とＶN を
組み合わせたもので、コントロール信号ＣRNのＨレベル
期間ではＶR が、Ｌレベル期間ではＶN が組み合わされ
ている。
プ電圧（便宜的にＶ1 〜Ｖ5 ）を順次に選択して生成さ
れる。図では、Ｖ5 →Ｖ4 →Ｖ3 →Ｖ2 →Ｖ1 →Ｖ2 →
Ｖ3→Ｖ4 →Ｖ5 →……の順番である。いま、Ｖ5 ＝Ｖ
REF とすると、波形Ｖi の振幅はＶREF −Ｖａ（すなわ
ちＶREF −Ｖ1 ）であり、すべてのタップ電圧（ここで
はＶ5 〜Ｖ1 ）は定電圧化された基準電圧ＶREF とグラ
ンド電位（ノイズが乗らない限り変動しない）によって
作られているから、波形Ｖi の振幅Ｖａは一定で、電源
電圧に対する依存性はない。したがって、この波形Ｖi
から作り出されるＶR 、ＶN 及びＶO も同様に電源電圧
に対する依存性はない。なお、波形ＶOはＶR とＶN を
組み合わせたもので、コントロール信号ＣRNのＨレベル
期間ではＶR が、Ｌレベル期間ではＶN が組み合わされ
ている。
【００１６】以上のとおり、請求項１又は請求項２記載
の発明では、安定した二つの電圧からタップ電圧が作り
出されるから、タップ電圧の電源電圧に対する依存性が
なくなり、出力信号の品質向上が図られる。又は、請求
項２記載の発明では、一つの増幅器で反転増幅と非反転
増幅の双方が行なわれるから、増幅器の数が少なくて済
み、装置コストの削減が図られる。
の発明では、安定した二つの電圧からタップ電圧が作り
出されるから、タップ電圧の電源電圧に対する依存性が
なくなり、出力信号の品質向上が図られる。又は、請求
項２記載の発明では、一つの増幅器で反転増幅と非反転
増幅の双方が行なわれるから、増幅器の数が少なくて済
み、装置コストの削減が図られる。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図３〜図５は本発明に係る波形発生装置の一実施
例を示す図である。まず、構成を説明する。図３におい
て、２０は抵抗分圧回路（電圧生成手段）であり、抵抗
分圧回路２０は定電圧化された基準電圧ＶREF とグラン
ド（ＧＮＤ）との間に複数個（特に限定しないがここで
は５個）の抵抗素子２１〜２５を直列に接続し、各接続
点からタップ電圧Ｖ1 〜Ｖ5 を取り出している。タップ
電圧Ｖ1 〜Ｖ5 は、得ようとするｓｉｎ波のｘ°（零ク
ロス時の位相）からｘ＋９０°（又はｘ−９０°でもよ
い）の間の各空間角における瞬時電圧に対応する電位を
有しており、この電位は、特に限定しないが、抵抗素子
２１〜２５の値を以下のように設定することによって与
えられる。なお、零クロス時の位相（ｘ°）とは、Ｓｉ
ｎ波の２／１振幅値に相当するレベルを横切るときの位
相である。
する。図３〜図５は本発明に係る波形発生装置の一実施
例を示す図である。まず、構成を説明する。図３におい
て、２０は抵抗分圧回路（電圧生成手段）であり、抵抗
分圧回路２０は定電圧化された基準電圧ＶREF とグラン
ド（ＧＮＤ）との間に複数個（特に限定しないがここで
は５個）の抵抗素子２１〜２５を直列に接続し、各接続
点からタップ電圧Ｖ1 〜Ｖ5 を取り出している。タップ
電圧Ｖ1 〜Ｖ5 は、得ようとするｓｉｎ波のｘ°（零ク
ロス時の位相）からｘ＋９０°（又はｘ−９０°でもよ
い）の間の各空間角における瞬時電圧に対応する電位を
有しており、この電位は、特に限定しないが、抵抗素子
２１〜２５の値を以下のように設定することによって与
えられる。なお、零クロス時の位相（ｘ°）とは、Ｓｉ
ｎ波の２／１振幅値に相当するレベルを横切るときの位
相である。
【００１８】抵抗素子２１……０．９２８６×Ｒ 抵抗素子２２……０．００５７×Ｒ 抵抗素子２３……０．０１５７×Ｒ 抵抗素子２４……０．０２３８１×Ｒ 抵抗素子２５……０．０２６１９×Ｒ ただし、Ｒは後述する増幅器の入力抵抗値 ２６は第１選択手段であり、第１選択手段２６はタップ
電圧Ｖ1 〜Ｖ5 と同数のスイッチ要素２７〜３１からな
り、これらのスイッチ要素２７〜３１は常に一つがオン
（残りがオフ）するように信号Ｓａ〜Ｓｅでコントロー
ルされている。
電圧Ｖ1 〜Ｖ5 と同数のスイッチ要素２７〜３１からな
り、これらのスイッチ要素２７〜３１は常に一つがオン
（残りがオフ）するように信号Ｓａ〜Ｓｅでコントロー
ルされている。
【００１９】３２は増幅器であり、この増幅器３２は、
第１選択手段２６の出力Ｖi を所定の増幅率で反転増幅
及び非反転増幅するもので、３つの抵抗素子３３〜３
５、４つのスイッチ要素３６〜３９及び一つのオペアン
プ４０で構成されている。スイッチ要素３６〜３９の接
点が図示位置にあるとき、オペアンプ４０の反転入力
（−）には、スイッチ要素３６と抵抗素子３３を介して
第１選択手段２６の出力（Ｖi ）が与えられ、オペアン
プ４０の非反転入力（＋）にはスイッチ要素３７を介し
て基準電圧ＶREF が与えられている。さらに、オペアン
プ４０の反転入力（−）と出力との間は、抵抗素子３４
と３５によって接続されている。したがって、この場合
の増幅器３２は、抵抗素子３３を入力抵抗とし、抵抗素
子３４と３５をフィードバック抵抗とする反転増幅器を
構成する。ここで、抵抗素子３３及び３４の値をＲ、抵
抗素子３５の値を２Ｒとすると、この反転増幅器の増幅
率は、−｛（抵抗素子３４の値＋抵抗素子３５の値）／
抵抗素子３３の値｝＝−３Ｒ／Ｒ、すなわち−３倍とな
る。
第１選択手段２６の出力Ｖi を所定の増幅率で反転増幅
及び非反転増幅するもので、３つの抵抗素子３３〜３
５、４つのスイッチ要素３６〜３９及び一つのオペアン
プ４０で構成されている。スイッチ要素３６〜３９の接
点が図示位置にあるとき、オペアンプ４０の反転入力
（−）には、スイッチ要素３６と抵抗素子３３を介して
第１選択手段２６の出力（Ｖi ）が与えられ、オペアン
プ４０の非反転入力（＋）にはスイッチ要素３７を介し
て基準電圧ＶREF が与えられている。さらに、オペアン
プ４０の反転入力（−）と出力との間は、抵抗素子３４
と３５によって接続されている。したがって、この場合
の増幅器３２は、抵抗素子３３を入力抵抗とし、抵抗素
子３４と３５をフィードバック抵抗とする反転増幅器を
構成する。ここで、抵抗素子３３及び３４の値をＲ、抵
抗素子３５の値を２Ｒとすると、この反転増幅器の増幅
率は、−｛（抵抗素子３４の値＋抵抗素子３５の値）／
抵抗素子３３の値｝＝−３Ｒ／Ｒ、すなわち−３倍とな
る。
【００２０】一方、スイッチ要素３６〜３９の接点が図
示とは逆側に切り替わると、オペアンプ４０の非反転入
力（＋）には、スイッチ要素３７を介して第１選択手段
２６の出力（Ｖi ）が与えられ、オペアンプ４０の反転
入力（−）にはスイッチ要素３９、抵抗素子３４及びス
イッチ要素３８を介して基準電圧ＶREF が与えられてい
る。さらに、オペアンプ４０の反転入力（−）と出力と
の間は、抵抗素子３５によって接続されている。したが
って、この場合の増幅器３２は、抵抗素子３４を入力抵
抗とし、抵抗素子３５をフィードバック抵抗とする非反
転増幅器を構成する。ここで、上記と同様に、抵抗素子
３３及び３４の値をＲ、抵抗素子３５の値を２Ｒとする
と、この非反転増幅器の増幅率は、１＋（抵抗素子３５
の値／抵抗素子３４の値）＝１＋２Ｒ／Ｒ、すなわち３
倍となる。なお、Ｓｆは４つのスイッチを切り換えるた
めの信号である。
示とは逆側に切り替わると、オペアンプ４０の非反転入
力（＋）には、スイッチ要素３７を介して第１選択手段
２６の出力（Ｖi ）が与えられ、オペアンプ４０の反転
入力（−）にはスイッチ要素３９、抵抗素子３４及びス
イッチ要素３８を介して基準電圧ＶREF が与えられてい
る。さらに、オペアンプ４０の反転入力（−）と出力と
の間は、抵抗素子３５によって接続されている。したが
って、この場合の増幅器３２は、抵抗素子３４を入力抵
抗とし、抵抗素子３５をフィードバック抵抗とする非反
転増幅器を構成する。ここで、上記と同様に、抵抗素子
３３及び３４の値をＲ、抵抗素子３５の値を２Ｒとする
と、この非反転増幅器の増幅率は、１＋（抵抗素子３５
の値／抵抗素子３４の値）＝１＋２Ｒ／Ｒ、すなわち３
倍となる。なお、Ｓｆは４つのスイッチを切り換えるた
めの信号である。
【００２１】以上のように、本実施例の増幅器３２は、
４つのスイッチ要素３６〜３９の接点を切り換えるだけ
で、反転増幅と非反転増幅のどちらでも動作する。しか
も、その増幅率は同一（上記の例では３倍）である。ま
た、第１選択手段２６から見た増幅器３２の入力抵抗
（入力インピーダンス）は、スイッチ要素３６〜３９の
接点位置にかかわらず、常に抵抗要素３３の値（Ｒ）で
与えられるから、反転増幅と非反転増幅でタップ電圧Ｖ
1 〜Ｖ5 が変化することはない。
４つのスイッチ要素３６〜３９の接点を切り換えるだけ
で、反転増幅と非反転増幅のどちらでも動作する。しか
も、その増幅率は同一（上記の例では３倍）である。ま
た、第１選択手段２６から見た増幅器３２の入力抵抗
（入力インピーダンス）は、スイッチ要素３６〜３９の
接点位置にかかわらず、常に抵抗要素３３の値（Ｒ）で
与えられるから、反転増幅と非反転増幅でタップ電圧Ｖ
1 〜Ｖ5 が変化することはない。
【００２２】図４は、信号Ｓａ〜Ｓｆを生成するための
制御手段ＣＮＴの回路例であり、この制御手段ＣＮＴ
は、四つのフリップフロップ４１〜４４と、２個の３入
力アンドゲート４５、４６と、３個の２入力アンドゲー
ト４７〜４９と、各１個の２入力ノアゲート５０及び２
入力オアゲート５１とからなり、図５に示すタイミング
で各信号Ｓａ〜Ｓｆを生成する。すなわち、信号Ｓａ〜
Ｓｅは、信号ＲＳＴのＬレベル期間において、ＣＬＫの
１周期ごとに順次にＨレベルになる信号であり、その順
番はＳｅ→Ｓｄ→Ｓｃ→Ｓｂ→Ｓａ→Ｓｂ→Ｓｃ→Ｓｄ
である。一方、信号Ｓｆは、信号Ｓａ〜Ｓｅの一巡毎に
Ｌ／Ｈに変化する信号であり、この信号ＳｆのＬレベル
期間で増幅器３２が反転増幅し、Ｈレベル期間で非反転
増幅する。
制御手段ＣＮＴの回路例であり、この制御手段ＣＮＴ
は、四つのフリップフロップ４１〜４４と、２個の３入
力アンドゲート４５、４６と、３個の２入力アンドゲー
ト４７〜４９と、各１個の２入力ノアゲート５０及び２
入力オアゲート５１とからなり、図５に示すタイミング
で各信号Ｓａ〜Ｓｆを生成する。すなわち、信号Ｓａ〜
Ｓｅは、信号ＲＳＴのＬレベル期間において、ＣＬＫの
１周期ごとに順次にＨレベルになる信号であり、その順
番はＳｅ→Ｓｄ→Ｓｃ→Ｓｂ→Ｓａ→Ｓｂ→Ｓｃ→Ｓｄ
である。一方、信号Ｓｆは、信号Ｓａ〜Ｓｅの一巡毎に
Ｌ／Ｈに変化する信号であり、この信号ＳｆのＬレベル
期間で増幅器３２が反転増幅し、Ｈレベル期間で非反転
増幅する。
【００２３】したがって、この実施例によれば、信号Ｓ
ａ〜Ｓｅに応答して、５つのタップ電圧Ｖ1 〜Ｖ5 が順
次に選択され、その選択動作の一巡毎に増幅器３２が反
転増幅と非反転増幅を繰り返すから、結局、増幅器３２
からは、図５の最下段に示すような波形の信号ＶO が出
力される。信号ＶO の正の半サイクル分は、反転増幅に
よるものであり、第１選択手段２６の出力（Ｖi ）を−
３倍したものである。また、信号ＶO の負の半サイクル
分は、非反転増幅によるものであり、第１選択手段２６
の出力（Ｖi ）を＋３倍したものである。
ａ〜Ｓｅに応答して、５つのタップ電圧Ｖ1 〜Ｖ5 が順
次に選択され、その選択動作の一巡毎に増幅器３２が反
転増幅と非反転増幅を繰り返すから、結局、増幅器３２
からは、図５の最下段に示すような波形の信号ＶO が出
力される。信号ＶO の正の半サイクル分は、反転増幅に
よるものであり、第１選択手段２６の出力（Ｖi ）を−
３倍したものである。また、信号ＶO の負の半サイクル
分は、非反転増幅によるものであり、第１選択手段２６
の出力（Ｖi ）を＋３倍したものである。
【００２４】このように本実施例によれば、安定化され
た基準電圧ＶREF とグランド電位からタップ電圧を生成
するので、タップ電圧の電源電圧に対する依存性をなく
すことができ、振幅変動のない安定した信号ＶO を出力
することができる。さらに、１個の増幅器３２を反転増
幅と非反転増幅とに兼用できるので、回路構成を簡素化
して装置コストを削減することができる。
た基準電圧ＶREF とグランド電位からタップ電圧を生成
するので、タップ電圧の電源電圧に対する依存性をなく
すことができ、振幅変動のない安定した信号ＶO を出力
することができる。さらに、１個の増幅器３２を反転増
幅と非反転増幅とに兼用できるので、回路構成を簡素化
して装置コストを削減することができる。
【００２５】なお、増幅器の構成は、上記例示に限るも
のではない。反転増幅と非反転増幅に兼用できるととも
に、第１選択手段２６から見た入力インピーダンスが反
転増幅と非反転増幅で一定であればよく、たとえば、図
６に示すように構成してもよい。図６において、６０は
増幅器であり、増幅器６０は、オペアンプ６１と、４個
の抵抗素子６２〜６５と、２個のスイッチ要素６６、６
７とを有している。
のではない。反転増幅と非反転増幅に兼用できるととも
に、第１選択手段２６から見た入力インピーダンスが反
転増幅と非反転増幅で一定であればよく、たとえば、図
６に示すように構成してもよい。図６において、６０は
増幅器であり、増幅器６０は、オペアンプ６１と、４個
の抵抗素子６２〜６５と、２個のスイッチ要素６６、６
７とを有している。
【００２６】スイッチ要素６６、６７の接点が図示位置
にあるとき、オペアンプ６１の反転入力（−）には、抵
抗素子６４を介してＶi （第１選択手段２６の出力）が
与えられ、オペアンプ６１の非反転入力（＋）には抵抗
素子６２及び６３を介して基準電圧ＶREF が与えられ
る。さらに、オペアンプ６１の反転入力（−）と出力と
の間は抵抗素子６５を介して接続される。
にあるとき、オペアンプ６１の反転入力（−）には、抵
抗素子６４を介してＶi （第１選択手段２６の出力）が
与えられ、オペアンプ６１の非反転入力（＋）には抵抗
素子６２及び６３を介して基準電圧ＶREF が与えられ
る。さらに、オペアンプ６１の反転入力（−）と出力と
の間は抵抗素子６５を介して接続される。
【００２７】一方、スイッチ要素６６、６７の接点を図
示位置とは逆側に切り換えると、オペアンプ６１の反転
入力（−）には、抵抗素子６４を介して議準電圧ＶREF
が与えられ、オペアンプ６１の非反転入力（＋）には抵
抗素子６２を介してＶi が与えられるとともに、抵抗素
子６３を介して基準電圧ＶREF が与えられる。さらに、
オペアンプ６１の反転入力（−）と出力との間は抵抗素
子６５を介して接続される。
示位置とは逆側に切り換えると、オペアンプ６１の反転
入力（−）には、抵抗素子６４を介して議準電圧ＶREF
が与えられ、オペアンプ６１の非反転入力（＋）には抵
抗素子６２を介してＶi が与えられるとともに、抵抗素
子６３を介して基準電圧ＶREF が与えられる。さらに、
オペアンプ６１の反転入力（−）と出力との間は抵抗素
子６５を介して接続される。
【００２８】いま、抵抗素子６２及び６３の値をＲと
し、抵抗素子６４及び６５の値を２Ｒとすると、スイッ
チ要素６６、６７の接点が図示位置のときの等価回路
は、図７（ａ）のようになる。この等価回路は反転増幅
器を表しており、その増幅率は、−（抵抗素子６５の値
／抵抗素子６４の値）＝−２Ｒ／２Ｒ、すなわち−１倍
になる。
し、抵抗素子６４及び６５の値を２Ｒとすると、スイッ
チ要素６６、６７の接点が図示位置のときの等価回路
は、図７（ａ）のようになる。この等価回路は反転増幅
器を表しており、その増幅率は、−（抵抗素子６５の値
／抵抗素子６４の値）＝−２Ｒ／２Ｒ、すなわち−１倍
になる。
【００２９】一方、スイッチ要素６６、６７の接点が図
示位置とは逆側に切り換えられたときの等価回路は、図
７（ｂ）のようになる。この等価回路は非反転増幅器を
表しており、その増幅率は、１＋（抵抗素子６５の値／
抵抗素子６４の値）＝１＋２Ｒ／２Ｒ、すなわち２倍に
なるが、図７（ｂ）の場合のオペアンプ６１の入力は、
抵抗素子６２と６３で１／２に分圧されたＶi であるか
ら、この場合の実質的な増幅率（ＶO ／Ｖi ）は反転増
幅の場合と同様に１倍である。
示位置とは逆側に切り換えられたときの等価回路は、図
７（ｂ）のようになる。この等価回路は非反転増幅器を
表しており、その増幅率は、１＋（抵抗素子６５の値／
抵抗素子６４の値）＝１＋２Ｒ／２Ｒ、すなわち２倍に
なるが、図７（ｂ）の場合のオペアンプ６１の入力は、
抵抗素子６２と６３で１／２に分圧されたＶi であるか
ら、この場合の実質的な増幅率（ＶO ／Ｖi ）は反転増
幅の場合と同様に１倍である。
【００３０】また、第１選択手段２６から見た場合の入
力インピーダンスは、図７（ａ）において抵抗素子６４
の値（２Ｒ）であり、図７（ｂ）において抵抗素子６２
＋抵抗素子６３の値（Ｒ＋Ｒ）であるから、どちらも同
じ値（２Ｒ）である。しかも、本構成例によれば、反転
増幅器と非反転増幅器の双方で入力抵抗（抵抗素子６
４）とフィードバック抵抗（抵抗素子６５）を共通化し
ているので、出力信号ＶO の正負の対称性を高めること
ができるという特有のメリットがある。
力インピーダンスは、図７（ａ）において抵抗素子６４
の値（２Ｒ）であり、図７（ｂ）において抵抗素子６２
＋抵抗素子６３の値（Ｒ＋Ｒ）であるから、どちらも同
じ値（２Ｒ）である。しかも、本構成例によれば、反転
増幅器と非反転増幅器の双方で入力抵抗（抵抗素子６
４）とフィードバック抵抗（抵抗素子６５）を共通化し
ているので、出力信号ＶO の正負の対称性を高めること
ができるという特有のメリットがある。
【００３１】
【発明の効果】請求項１又は請求項２記載の発明によれ
ば、安定した二つの電圧からタップ電圧を作り出すの
で、タップ電圧の電源電圧に対する依存性をなくすこと
ができ、出力信号の品質向上を図ることができる。又
は、請求項２記載の発明では、増幅器を１個にでき、装
置コストの削減を図ることができる。
ば、安定した二つの電圧からタップ電圧を作り出すの
で、タップ電圧の電源電圧に対する依存性をなくすこと
ができ、出力信号の品質向上を図ることができる。又
は、請求項２記載の発明では、増幅器を１個にでき、装
置コストの削減を図ることができる。
【図１】請求項１記載の発明の原理図である。
【図２】図１の動作波形図である。
【図３】一実施例の全体構成図である。
【図４】一実施例の制御回路図である。
【図５】一実施例の動作波形図である。
【図６】増幅器の他の構成図である。
【図７】図６の等価回路図である。
【図８】従来例の構成図である。
【図９】図８の動作波形図である。
【図１０】電源電圧が下がった場合の動作波形図であ
る。
る。
１０：電圧生成手段 １１：第１選択手段 １２：反転増幅器 １３：非反転増幅器 １４：第２選択手段 １５：制御手段 ２０：抵抗分圧回路（電圧生成手段） ２６：第１選択手段 ３２：増幅器 ＣＮＴ：制御手段
Claims (2)
- 【請求項１】定電圧化された二つの電圧又は一方が定電
圧化された電圧で他方がグランド電位に相当する電圧の
二つの電圧の間を分圧し、正極側と負極側で同一の振幅
を有する周期関数の零クロス時の位相から＋９０°又は
−９０°までの範囲の各空間角における瞬時電圧に対応
するタップ電圧を生成する電圧生成手段と、 該電圧生成手段で生成された各タップ電圧を順次に選択
する第１選択手段と、 該第１選択手段の出力を所定の増幅率で増幅する反転増
幅器及び非反転増幅器と、 該反転増幅器及び非反転増幅器の出力を択一的に選択す
る第２選択手段と、 前記第１選択手段の選択動作が１順する度に前記第２選
択手段の選択先を切り換える制御手段と、を備えたこと
を特徴とする波形発生装置。 - 【請求項２】定電圧化された二つの電圧又は一方が定電
圧化された電圧で他方がグランド電位に相当する電圧の
二つの電圧の間を分圧し、正極側と負極側で同一の振幅
を有する周期関数の零クロス時の位相から＋９０°又は
−９０°までの範囲の各空間角における瞬時電圧に対応
するタップ電圧を生成する電圧生成手段と、 該電圧生成手段で生成された各タップ電圧を順次に選択
する第１選択手段と、 該第１選択手段の出力を反転又は非反転で増幅する増幅
器と、 前記第１選択手段の選択動作が１順する度に前記増幅器
の反転動作と非反転動作とを切り換える制御手段と、を
備えたことを特徴とする波形発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25504994A JPH08125441A (ja) | 1994-10-20 | 1994-10-20 | 波形発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25504994A JPH08125441A (ja) | 1994-10-20 | 1994-10-20 | 波形発生装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08125441A true JPH08125441A (ja) | 1996-05-17 |
Family
ID=17273454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25504994A Withdrawn JPH08125441A (ja) | 1994-10-20 | 1994-10-20 | 波形発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08125441A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004185032A (ja) * | 2004-02-05 | 2004-07-02 | Oki Electric Ind Co Ltd | 液晶表示器駆動回路 |
| JP2010232969A (ja) * | 2009-03-27 | 2010-10-14 | Fujitsu Ltd | 信号伝送装置及び信号伝送方法 |
| JP2012015932A (ja) * | 2010-07-05 | 2012-01-19 | Tamagawa Seiki Co Ltd | 正弦波発生回路 |
| JP2014126532A (ja) * | 2012-12-27 | 2014-07-07 | Waseda Univ | 電気化学システム |
-
1994
- 1994-10-20 JP JP25504994A patent/JPH08125441A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004185032A (ja) * | 2004-02-05 | 2004-07-02 | Oki Electric Ind Co Ltd | 液晶表示器駆動回路 |
| JP2010232969A (ja) * | 2009-03-27 | 2010-10-14 | Fujitsu Ltd | 信号伝送装置及び信号伝送方法 |
| US8405440B2 (en) | 2009-03-27 | 2013-03-26 | Fujitsu Limited | Signal transmission device and signal transmission method |
| JP2012015932A (ja) * | 2010-07-05 | 2012-01-19 | Tamagawa Seiki Co Ltd | 正弦波発生回路 |
| JP2014126532A (ja) * | 2012-12-27 | 2014-07-07 | Waseda Univ | 電気化学システム |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20020115 |