JPH0793569B2 - 発振装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、基準となるパルス信号に位相同期した標本化
パルス、クロツクパルスなどの高周波パルスを形成する
のに用いて好適な発振装置に関する。

〔従来の技術〕

ビデオ機器においては、ビデオ信号の、たとえば水平同
期信号と一定の位相関係にある高周波パルス信号を用い
るものが多い。このようなビデオ機器としては、たとえ
ば、ビデオ信号のデイジタル符号化装置、電荷転送素子
を用いたビデオ信号遅延装置、固体撮像素子を用いたビ
デオカメラ装置などがあり、これらに用いられる標本化
パルスもしくはクロツクパルスは、処理されるビデオ信
号の水平同期信号と一定の位相関係に保たれる。

このようなクロツクパルスもしくは標本化パルスを生成
するための発振装置としては、従来、電圧制御発振器
（以下、VCOという）でフエーズロツクドループ（以
下、PLLという）を構成し、このVCOの出力周波数および
出力位相を水平同期信号などの基準となる信号（以下、
基準信号という）にロツクさせる方式が採用されてい
る。この一例としては、たとえば、日立民生用ICデータ
ブツク−VTR用IC（HD44007A）（昭和59年２月）p.136に
開示されているが、基本的には、VCOの出力信号を、そ
の周波数が基準信号の周波数と等しくなるように分周し
て比較信号とし、これを基準信号と位相比較し、得られ
る位相差信号でVCOを制御するものであつて、VCOから基
準信号よりも高い周波数のパルス信号を安定に得られる
ようにしている。

一般に上記のようなビデオ機器においては、クロツクパ
ルスや標本化パルスを得る手段には、基準信号周波数を
水平操作周波数ｆ_Hとし、そのＮ倍（但し、Ｎは整数）
の周波数で発振するVCOを用いた、上記の基本的なPLL構
成が採用されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、かかる従来の発振装置においては、比較信号
を基準信号と同一周波数とするための分周器が用いられ
ているために、この分周器からこの比較信号の整数倍の
周波数の分周ノイズが電圧制御発振器の出力信号に混入
し、この出力信号が分周ノイズで位相変調されるなど影
響を受ける。そして、この電圧制御発振器の出力信号を
上記のように利用する場合、ビデオ信号の帯域内に分周
ノイズが混入することになり、ビデオ信号を劣化させて
しまう。

また、使用される分周器の分周比が大きいときには、こ
の分周器は構成が複雑で大型となり、発振装置が大型と
なるという問題もあつた。

本発明の目的は、かかる問題点を解消し、分周ノイズの
影響を回避できて規模を縮小可能とした発振装置を提供
することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明は、電圧制御発振器
の出力信号のｍ（但し、ｍは１以上の整数）毎にｎ（但
し、ｎは３以上の整数）個の位相範囲を設定し、該位相
範囲を用いて基準信号に対する該電圧制御発振器の出力
信号の位相遷移を検出し、この検出結果に応じて該電圧
制御発振器の発振周波数を制御する。

〔作用〕

基準信号のエツジに対して電圧制御発振器の出力信号の
エツジが進んでいくか遅れていくかに応じて、該電圧制
御発振器の出力信号が該基準信号の周波数のＮ倍（但
し、Ｎは整数）よりも高いか低いかが判定でき、この判
定結果にもとずいて該電圧制御発振器を制御することに
より、該電圧制御発振器の発振周波数を該基準信号の周
波数のＮ倍にする。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面によつて説明する。

第１図は本発明による発振装置の一実施例を示すブロツ
ク図であつて、１は入力端子、２は位相遷移検出器、３
はLPF（ローパスフイルタ）、４はVCO、５は出力端子、
６は位相差生成器である。

同図において、入力端子１から水平同期信号などの基準
信号Ａが入力される。この基準信号Ａは位相遷移検出器
２に供給され、位相差生成回路６が出力する比較信号Ｃ
を用いて基準信号Ａに対するVCO4の出力信号Ｂの位相遷
移状態が検出される。位相遷移検出回路２の出力信号Ｄ
はLPF3で平滑され、制御信号ＥとしてVCO4に供給され
る。VCO4はこの制御信号Ｅによつて発振周波数、発振位
相が制御され、基準信号Ａに位相がロツクし、高周波の
パルス信号Ｂが得られる。ここでは、VCO4から出力され
る高周波パルス信号Ｂの周波数は基準信号Ａの周波数の
Ｎ倍（但し、Ｎは２以上の整数）とし、第２図に示すよ
うに、基準信号Ａの立下り時点（同図でP,P＋1,P＋２と
して示している）に高周波パルス信号Ｂの立上り時点を
ロツクさせるものとする。

そこで、第３図に示すように、基準信号Ａの立下りエツ
ジＰに高周波パルス信号Ｂの１番目の周期（以下、周期
１という。同様にして、一般にｉ番目の周期を周期ｉと
いう）の立上りエツジが一致し、基準信号Ａの次の立下
りエツジ（Ｐ＋１）に高周波パルス信号Ｂの周期（Ｎ＋
１）の立上りエツジが一致し、基準信号Ａのさらに次の
立下りエツジ（Ｐ＋２）が高周波パルス信号Ｂの周期
（2N＋１）の立上りエツジに一致し、以下、高周波パル
ス信号ＢのＮ個毎の周期の立上りエツジが順次基準信号
Ａの立下りエツジと一致するときには、基準信号Ａを水
平同期信号としてその周波数をｆ_H、高周波パルス信号
Ｂの周波数をｆ_VCOとすると、 ｆ_VCO＝Ｎ・ｆ_H ……（１） となる。この状態をVCO4が基準信号Ａにロツクしている
という。これに対して、VCO4から出力される高周波パル
ス信号Ｂの周波数が上式（１）で表わされるｆ_VCOより
もΔｆ_VCOだけずれているとすると、第４図に示すよう
に、基準信号Ａの立下りエツジＰに高周波パルス信号Ｂ
の周期１の立上りエツジが一致するとき、基準信号Ａの
次の立下りエツジ（Ｐ＋１）では高周波パルス信号Ｂの
周期（Ｎ＋１）の立上りエツジがΔＴだけずれ、基準信
号のさらに次の立下りエツジ（Ｐ＋２）では高周波パル
ス信号Ｂの周期（2N＋１）の立上りエツジが２ΔＴだけ
ずれ、以下、基準信号Ａの立下りエツジ毎に高周波パル
ス信号ＢのＮ個目毎の周期の立上りエツジのずれが順次
ΔＴずつ大きくなつていくことになる。この場合、高周
波パルス信号Ｂの周波数が上式（１）で表わされるｆ
_VCOよりも高い場合には、高周波パルス信号ＢのＮ個毎
の周期の立上りエツジは基準信号Ａの立下りエツジに対
して順次ΔＴずつ進んでいき、逆に、高周波パルス信号
Ｂの周波数が上式（１）で表わされるｆ_VCOよりも低い
場合には、高周波パルス信号ＢのＮ個毎の周期の立上り
エツジは基準信号Ａの立下りエツジに対して順次ΔＴず
つ遅れていく。

以上のことから、すなわち、基準信号Ａの立下りエツジ
に対して高周波パルス信号Ｂの立上りエツジが順次進ん
でいくか、遅れていくかあるいは常に一致しているかを
検出することにより、高周波パルス信号Ｂの周波数が上
記式（１）のｆ_VCOよりも高いか低いかもしくはｆ_VCOに
一致しているかを判定できる。

位相遷移検出器２はこの基準信号Ａに対する高周波パル
ス信号Ｂの関係を検出するものであり、この検出結果
（すなわち、出力信号Ｄ）に応じてVCO4が制御され、高
周波パルス信号Ｂが式（１）で表わされるｆ_VCOとなる
ようにする。このために、位相差生成器６で、第５図に
示すように、VCO4が出力する高周波パルス信号Ｂを１周
期毎にＰ₁,P₂,P₃，……,P_nとｎ個（但し、ｎは３以上の
整数）の位相範囲に等分割し、位相遷移検出器２は、基
準信号Ａの順次の立下りエツジがこれら位相範囲のいず
れにあるかを検出して、基準信号Ａの立下りエツジに対
して高周波パルス信号Ｂの立上りエツジが順次進んでい
くか、遅れていくのかを検出する。

たとえば、基準信号Ａの立下りエツジが常時高周波パル
ス信号ＢのＮ個毎の周期の位相範囲Ｐ₁にあるときに
は、基準信号Ａと高周波パルス信号Ｂの周波数ｆ_VCOは
上記式（１）の関係にある。以下、これをロツク状態と
いう。また、高周波パルス信号Ｂの周波数ｆ_VCOが上記
式（１）で表わされるNf_Hよりも高いときには、基準信
号Ａの立下りエツジＰが高周波パルス信号Ｂの周期１の
位相範囲にあるとすると、次の立下りエツジ（Ｐ＋１）
以降の立下りエツジは、これらと一致すべき高周波パル
ス信号Ｂの周期１の立上りエツジから次第にずれてい
き、ついには、位相範囲Ｐ₂内にあるようになり、順次
基準信号Ａの所定周期毎に位相範囲Ｐ₃,P₄，……とずれ
ていく。さらに、高周波パルス信号Ｂの周波数ｆ_VCOが
上記式（１）で表わされるNf_Hよりも低いときには、逆
に、基準信号Ａの立下りエツジは所定周期毎に位相範囲
Ｐ₁,P_n,P_n-1，……とずれていく。

第６図はこのような位相遷移を図式的に示したものであ
つて、破線は高周波パルス信号Ｂの周波数ｆ_VCOがNf_Hよ
りも高い場合を示し、実線は逆にNf_Hよりも低い場合を
示している。ここで、破線で示される位相遷移状態で
は、基準信号Ａの立下りエツジＰが高周波パルス信号Ｂ
の周期１の位相範囲Ｐ₁にあるとすると、基準信号Ａの
次の立下りエツジ（Ｐ＋１）は高周波パルス信号Ｂの周
期（Ｎ＋１）の位相Ｐ₁にあり、以下、「高周波パルス
信号Ｂの周期」という用語を省略し、基準信号Ａの次の
２つの立下りエツジ（Ｐ＋２），（Ｐ＋３）は位相範囲
Ｐ₂にあり、さらに基準信号Ａの次の２つの立下りエツ
ジ（Ｐ＋４），（Ｐ＋５）が位相範囲Ｐ₃にあるという
ように、順次基準信号Ａの立下りエツジが２つずつを単
位として後の位相範囲に１つずつずれていくことを示し
ている。以下、このような位相遷移状態を遅れ位相遷移
状態という。また、実線で示す位相遷移状態では、同じ
く基準信号Ａの立下りエツジが２つずつを単位として、
位相範囲が１つずつＰ₃,P₂,P₁,P_n，……と前の位相範囲
にずれていくことを示している。以下、このような位相
遷移状態を進み位相遷移状態という。

このように、位相遷移状態は高周波パルス信号Ｂを基準
とした基準信号Ａの立下りエツジの遷移を表わすものと
しており、高周波パルス信号Ｂの周波数ｆ_VCOがNf_Hより
も高いときには遅れ位相遷移状態となり、逆にこれがNf
_Hよりも低いときには進み位相遷移状態となる。

ところで、いま、遅れ位相遷移状態にあり、高周波パル
ス信号Ｂの周期をＴとし、基準信号Ａの立下りエツジＰ
が高周波パルス信号Ｂの周期１の立上りエツジに一致し
て次の立下りエツジ（Ｐ＋１）が高周波パルス信号Ｂの
周期（Ｎ＋１）の立上りエツジよりもΔＴ（但し、０＜
ΔＴ＜Ｔ）だけ遅れるとすると、基準信号Ａの周波数ｆ
_Hは、 となる。ここで、¹/Tは高周波パルス信号Ｂの周波数ｆ
_VCOであるから、式（２）は次のようになる。

（但し、ΔT/T＝ΔN,0＜ΔＮ＜1,かつΔＮ・ｆ_H＝Δｆ
_VCO） したがつて、高周波パルス信号Ｂの周波数ｆ_VCOはNf_Hよ
りもΔｆ_VCOだけ高くなる。進み位相遷移状態にあつて
同様に基準信号Ａの立下りエツジ（Ｐ＋１）がΔＴだけ
進むものとすると、高周波パルス信号Ｂの周波数ｆ_VCO
は、 ｆ_VCO＝（Ｎ−ΔＮ）ｆ_H＝Nf_H−Δｆ_VCO…… （４） となり、Nf_HよりもΔｆ_VCOだけ低くなる。

ここで、高周波パルス信号Ｂの１周期毎に設定される位
相範囲の数ｎを２とし、このときの遅れ位相遷移状態と
進み位相遷移状態とについて、第７図により説明する。

同図のＢ₁はΔT/T＝2/10とした進み位相遷移状態での高
周波パルス信号Ｂであり、基準信号Ａの立下りエツジＰ
が高周波パルス信号Ｂ₁の周期１の立上りエツジよりもT
/4だけ遅れているとすると、基準信号Ａの順次の立下り
エツジP,P＋1,P＋2,P＋3,……に対して高周波パルス信
号Ｂ₁の位相範囲は、 Ｐ₁→Ｐ₁→Ｐ₂→Ｐ₂→…… と移つていく。第７図のＢ₂は同じくΔT/T＝2/10とした
ときの遅れ位相遷移状態での高周波パルス信号Ｂであ
り、基準信号Ａの順次の立下りエツジに対して高周波パ
ルス信号Ｂ₂の位相範囲は、 Ｐ₁→Ｐ₁→Ｐ₂→Ｐ₂→…… と移つていき、進み位相遷移状態と同じになる。基準信
号Ａの立下りエツジが高周波パルス信号Ｂの周期１の立
上りエツジよりもT/4だけ進んでいる場合も同様であ
る。このことから、位相遷移状態から高周波パルス信号
Ｂの周波数ｆ_VCOがNf_Hよりも高いか低いかを判定するこ
とができない。

一般に、高周波パルス信号の１周期毎に設定される位相
範囲の数ｎを２とすると、基準信号Ａの立下りエツジは
高周波パルス信号Ｂに設定された位相範囲Ｐ₁,P₂を移る
だけであり、位相遷移状態から高周波パルス信号Ｂの周
波数ｆ_VCOがNf_Hよりも高いか低いかを判定することは困
難である。

次に、高周波パルス信号Ｂの１周期毎に設定される位相
範囲の数ｎを３とした場合について、第８図を用いて説
明する。

同図のＢ₁はΔT/T＝1/6としたときの進み位相遷移状態
での高周波パルス信号Ｂであり、基準信号Ａの立下りエ
ツジＰが高周波パルス信号Ｂ₁の周期１の立上りエツジ
よりもT/12だけ遅れているとすると、基準信号Ａの順次
の立下りエツジP,P＋1,P＋2,P＋3,……に対して、高周
波パルス信号Ｂ₁の位相範囲は、 Ｐ₁→Ｐ₃→Ｐ₃→Ｐ₂→…… と移つていく。第８図のＢ₂は同じくΔT/T＝1/6とした
ときの遅れ位相遷移状態での高周波パルス信号Ｂであ
り、基準信号Ａの順次の立下りエツジに対して高周波パ
ルス信号Ｂ₂の位相範囲は、 Ｐ₁→Ｐ₁→Ｐ₂→Ｐ₂→…… と移つていく。したがつて、進み位相遷移状態と遅れ位
相遷移状態とで位相範囲の移り順序が異なる。

第８図のＢ₃,B₄は夫々ΔT/T＝1/2としたときの進み位相
遷移状態、遅れ位相遷移状態での高周波パルス信号Ｂで
あり、いずれも基準信号Ｂ₂の位相範囲は、 Ｐ₁→Ｐ₂→Ｐ₁→Ｐ₂→…… と移つていく。このために、進み位相遷移状態か遅れ位
相遷移状態かを判定できず、高周波パルス信号Ｂの周波
数ｆ_VCOがNf_Hよりも高いか低いかを判定できない。

さらに、第８図のＢ₅はΔT/T＝5/6としたときの進み位
相遷移状態での高周波パルス信号Ｂであり、基準信号Ａ
の立下りエツジP,P＋1,P＋2,P＋3,……に対して高周波
パルス信号Ｂ₅の位相範囲は、 Ｐ₁→Ｐ₁→Ｐ₂→Ｐ₂→…… と移つていく。これは第８図Ｂ₂で示したΔT/T＝1/6と
したときの遅れ位相遷移状態での高周波パルス信号Ｂの
場合と同じである。一般に、ΔＮの遅れ位相遷移状態
（または進み位相遷移状態）と（１−ΔＮ）の進み位相
遷移状態とでは、基準信号Ａの順次の立下りエツジに対
する高周波パルス信号Ｂの位相範囲の移り順序は等しく
なる。

以上のように、ΔＮが０＜ΔＮ＜１の任意の値をとると
すると、遅れ位相遷移状態か進み位相遷移状態かの判定
が不能もしくはこれらを誤判定することになる。

これに対して、 とすると、第８図のＢ₁,B₂のように、進み位相遷移状態
と遅れ位相遷移状態での高周波パルス信号Ｂの位相範囲
の移り順序は、前者で、 Ｐ₁→……→Ｐ₃→……→Ｐ₂→……→Ｐ₁→…… のようになるのに対し、後者では、 Ｐ₁→……→Ｐ₂→……→Ｐ₃→……→Ｐ₁→…… のようになり、互いに異なるために両者の判別が可能と
なる。したがつて、高周波パルス信号Ｂの１周期に設定
される位相範囲の数ｎを３とすると、 となるようにVCO4を安定化することにより、進み位相遷
移状態か遅れ位相遷移状態かの判定が可能となる。

ここで、この条件を満足するVCO4の周波数安定度につい
て、NTSC方式カラーテレビジヨン信号を例にして説明す
る。この場合、第１図において、入力端子１に入力され
る基準信号Ａを水平同期信号とし、VCO4は色副搬送周波
数ｆ_SCの４倍の周波数の高周波パルス信号Ｂを発生する
ものとする。

水平同期信号の周波数をｆ_Hとすると、色副搬送周波数
ｆ_SCは、 であるから、VCO4が出力する高周波パルス信号Ｂの周波
数ｆ_VCOは、 ｆ_VCO＝4f_SC＝910f_H ……（５） である。このVCO4の発振周波数ｆ_VCOは上記式（３）や
式（４）で表わされるが、このときの周波数安定度は、 となる。ここで、式（５）からＮ＝910であり、ΔＮは
最大1/3まで許容されるから、 となる。一方、水晶振動子の周波数安定度は数十ppmで
あり、VCO4に水晶振動子を用いることによつて上記の条
件は満足される。

第９図は第１図における位相差生成器６の一具体例を示
す構成図であつて、７は入力端子、８はインバータ、９
〜11は出力端子である。また、第10図は第９図の各部の
信号を示す波形図であり、第９図に対応する信号には同
一符号をつけている。なお、この具体例では、VCO4（第
１図）から出力される高周波パルス信号Ｂの１周期毎に
設定される位相範囲の数ｎを３としている。

第９図および第10図において、入力端子７にはVCO4から
の高周波パルス信号Ｂが入力され、第１の比較信号Ｃ₁
として出力端子９から位相遷移検出器２（第１図）に供
給される。この高周波パルス信号Ｂは、また、所定段数
のインバータ８を通り、それらの内部遅延量によつて遅
延される。ここで、高周波パルス信号Ｂの周期をＴとす
ると、これらインバータ８の総内部遅延量はT/3に設定
され、これにより、比較信号Ｃ₁よりもT/3だけ遅れた第
２の比較信号Ｃ₂が得られ、出力端子10から位相遷移検
出器２に供給される。この第２の比較信号Ｃ₂は、ま
た、所定段数のインバータ８でT/3だけ遅延され、第３
の比較信号Ｃ₃として出力端子11から位相遷移検出器２
に供給される。

かかる比較信号Ｃ₁,C₂,C₃において、比較信号Ｃ₁の立上
りエツジから比較信号Ｃ₂の立上りエツジまでのT/3期間
が高周波パルス信号Ｂの第５図に示した位相範囲Ｐ₁で
あり、以下、比較信号Ｃ₂の立上りエツジから比較信号
Ｃ₃の立上りエツジまでが位相範囲Ｐ₂、比較信号Ｃ₃の
立上りエツジから比較信号Ｃ₁の立上りエツジまでが位
相範囲Ｐ₃である。

第11図は第１図における位相遷移検出器２の一具体例を
示す構成図であつて、12〜15は入力端子、16〜24はＤ−
FF（Ｄ型フリツプフロツプ回路）、25はノア回路、26は
出力端子、27は電源端子である。

以下、この具体例の動作を説明する。

同図において、入力端子12には基準信号Ａが入力され、
Ｄ−FF16,17,18のデータ入力Ｄ₁₆,D₁₇,D₁₈となる。入力
端子13には比較信号Ｃ₁が入力され、Ｄ−FF16のクロツ
ク入力φ₁₆となり、同様にして、入力端子14,15には比
較信号Ｃ₂,C₃が入力され、夫々Ｄ−FF17,18のクロツク
入力φ₁₇，φ₁₈となる。

Ｄ−FF16,17,18は基準信号Ａの立下りエツジが比較信号
Ｃの位相範囲Ｐ₁,P₂,P₃のいずれにあるかを判定するた
めのものであつて、夫々比較信号Ｃ₁,C₂,C₃の立上りエ
ツジで基準信号Ａをサンプルホールドする。第12図によ
つてその判定動作を説明する。

第12図（ａ）は基準信号Ａの立下りエツジが比較信号Ｃ
の位相範囲Ｐ₁にある場合であつて、この立下りエツジ
の前に比較信号Ｃ₁が立上がり、その後に比較信号Ｃ₂,C
₃の順で立上がる。このために、Ｄ−FF16,17,18の
₁₆，₁₇，₁₈出力は、₁₇ →₁₈→₁₆ の順で立上がる。第12図（ｂ）は基準信号Ａの立下りエ
ツジが比較信号Ｃの位相範囲Ｐ₂にある場合であつて、
この立下りエツジの前に比較信号Ｃ₂が立上がり、その
後に比較信号Ｃ₃,C₁の順で立上がる。このために、Ｄ−
FF16〜18の₁₆，₁₇，₁₈出力は、₁₈ →₁₆→₁₇ の順で立上がる。第12図（ｃ）は基準信号Ａの立下りエ
ツジが比較信号Ｃの位相範囲Ｐ₃にある場合であつて、
この立下りエツジの前に比較信号Ｃ₃が立上がり、その
後に比較信号Ｃ₁,C₂の順で立上がる。このために、Ｄ−
FF16〜18の₁₆，₁₇，₁₈出力は、₁₆ →₁₇→₁₈ の順で立上がる。

このようにして、基準信号Ａの立下りエツジが比較信号
Ｃの位相範囲Ｐ₁,P₂,P₃のいずれにあるかに応じてＤ−F
F16,17,18の₁₆，₁₇，₁₈出力の立上り順序が異な
る。

次に、Ｄ−FF16の₁₆出力はＤ−FF19にデータ入力Ｄ₁₉
として供給され、また、Ｄ−FF21にクロツク入力φ₂₁と
して供給される。Ｄ−FF17の₁₇出力はＤ−FF20はデー
タ入力Ｄ₂₀として供給され、また、Ｄ−FF19にクロツク
入力φ₁₉として供給される。Ｄ−FF18の₁₈出力はＤ−
FF21にデータ入力Ｄ₂₁として供給され、また、Ｄ−FF20
にクロツク入力φ₂₀として供給される。これらＤ−FF19
〜21は基準信号Ａの立下りエツジが位相範囲Ｐ₁→Ｐ₂→
Ｐ₃→Ｐ₁→……と遷移するのか、あるいはその逆方向に
遷移するのかを判定するものである。

さらに、Ｄ−FF19のＱ₁₉出力はＤ−FF22にクロツク入力
φ₂₂として供給され、また、Ｄ−FF24にリセツト入力Ｒ
₂₄として供給される。Ｄ−FF20のＱ₂₀出力はＤ−FF23に
クロツク入力φ₂₃として供給され、また、Ｄ−FF22にリ
セツト入力Ｒ₂₂として供給される。Ｄ−FF21のＱ₂₁出力
はＤ−FF24にクロツク入力φ₂₄として供給され、また、
Ｄ−FF23にリセツト入力Ｒ₂₃として供給される。これら
Ｄ−FF22,23,24には夫々電源端子27からの電源電圧が
“H"のデータ入力Ｄ₂₂,D₂₃,D₂₄として供給され、また、
これらＤ−FF22,23,24のＱ₂₂,Q₂₃,Q₂₄出力はノア回路25
に供給される。これらＤ−FF22〜24およびノア回路25
は、Ｄ−FF19〜21の判定結果にもとづいてレベルが異な
る出力信号Ｄを形成するものである。

したがつて、これらＤ−FF19〜24およびノア回路25は、
Ｄ−FF16〜18の判定結果により、高周波パルス信号Ｂ
（第１図）の周波数ｆ_VCOが遅れ位相遷移状態か進み位
相遷移状態から判定する。これらの動作を第13図および
第14図を用いて説明する。

まず、第13図を用い、基準信号Ａの立下りエツジが高周
波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₁→Ｐ₂→Ｐ₃→Ｐ₁→……の
順に移る遅れ位相遷移状態の場合について説明する。

いま、初期状態として、Ｄ−FF22,23,24のＱ₂₂,Q₂₃,Q₂₄
出力の全てが“L"であればノア回路25の出力信号Ｄは
“H"となり、これらの少なくとも１つが“H"であれば出
力信号Ｄは“L"となる。第13図では、初期状態でのノア
回路25の出力信号Ｄは“H"としている。また、Ｄ−FF16
〜21の初期状態も任意であるが、第12図の説明から明ら
かなように、入力端子12から基準信号Ａの立下りエツジ
が入力されるとＤ−FF16〜18の₁₆，₁₇，₁₈出力は
必ず“H"となり、基準信号Ａの次の立上りエツジでこれ
らは必ず“L"となる。したがつて、基準信号Ａのその次
の立下りエツジでは、第３図（ａ），（ｂ），（ｃ）で
説明したように、この立下りエツジが高周波パルス信号
Ｂ（第１図）の位相範囲Ｐ₁,P₂,P₃のいずれにあるかに
応じた順序で、Ｄ−FF16〜18の₁₆〜₁₈出力が立上が
ることになる。

そこで、第13図では、Ｄ−FF16〜18の₁₆〜₁₈出力が
“L"であり、そこに基準信号Ａの立下りエツジが高周波
パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₁にあるときからの位相遷移
を示している。

このように、基準信号Ａの立下りエツジ（時刻ｔ₀）が
高周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₁にあると、第12図
（ａ）で説明したように、Ｄ−FF16〜18の出力は
₁₇，₁₈，₁₆の順で“L"から“H"に反転する。この
ために、Ｄ−FF19〜21のＱ₁₉〜Ｑ₂₁出力が“H",“L"の
いずれであつても、Ｄ−FF19のＱ₁₉出力はＤ−FF17の
₁₇出力の立上りエツジで“L"となり、Ｄ−FF20のＱ₂₀出
力はＤ−FF18の₁₈出力の立上りエツジ（時刻ｔ_A）で
“H"となり、Ｄ−FF21のＱ₂₁出力はＤ−FF16の₁₆出力
の立上りエツジ（時刻ｔ_B）で“H"となる。

一方、Ｄ−FF22〜24の初期状態でこれらのＱ出力が全て
“L"であり、ノア回路25の出力信号Ｄが“H"だとする
と、時刻ｔ_AでＤ−FF20のＱ₂₀出力が“L"から“H"とな
ることにより、Ｄ−FF22はリセツト状態となつてそのＱ
₂₂出力は“L"のままに保持されるか、Ｄ−FF21のＱ₂₁出
力が“L"であるためにリセツト解除されているＤ−FF23
では、Ｑ₂₀出力の立上りエツジによつて“H"のデータ入
力Ｄ₂₃がサンプルホールドされ、Ｑ₂₃出力は“H"とな
る。このために、ノア回路25の出力信号Ｄは“H"から
“L"に反転する。また、このとき、Ｄ−FF19のＱ₁₉出力
が“L"であつてＤ−FF24はリセツト解除されているが、
Ｄ−FF21のＱ₂₁出力に立上りエツジがないから、Ｄ−FF
24のＱ₂₄出力は“L"に保持される。

時刻ｔ_AでＤ−FF21のＱ₂₁出力が立上がると、Ｄ−FF23
はリセツトされるためにそのＱ₂₃出力は“L"となり、ま
た、リセツト解除されているＤ−FF24では、このＱ₂₁出
力の立上りエツジで“H"のデータ入力Ｄ₂₄がサンプルホ
ールドされ、そのＱ₂₄出力は“L"から“H"に反転する。
したがつて、ノア回路25の出力信号Ｄは“L"のままに保
持される。

基準信号Ａの立下りエツジが高周波パルス信号Ｂ（第１
図）の位相範囲Ｐ₁にあるときにはＤ−FF19〜21の各Ｑ
出力はそのままの状態に保持されるが、基準信号Ａの立
下りエツジが位相範囲Ｐ₂に移ると、第12図（ｂ）で説
明したように、Ｄ−FF16〜18のＱ出力は₁₈，₁₆，
₁₇の順で“L"から“H"に反転するから、まず、₁₈出力
の立上りエツジで₁₇出力レベルがサンプルホールドさ
れてＤ−FF20のＱ₂₀出力が“H"から“L"に反転し（時刻
ｔ₁）、次に、₁₆出力の立上りエツジで₁₈出力のレ
ベルがサンプリングホールドされるが（時刻ｔ₂）、Ｄ
−FF21のＱ₂₁出力はそのまま“H"に保持される。次い
で、Ｄ−FF17の₁₇出力の立上りエツジでＤ−FF16の
₁₆出力がサンプルホールドされ（時刻ｔ₃）、Ｄ−FF19
のＱ₁₉出力は“L"から“H"に反転する。

基準信号Ａが高周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₁からＰ₂
に移る前には、初期状態により、ノア回路25の出力信号
Ｄが“H"であるように、Ｄ−FF22〜24のＱ₂₂〜Ｑ₂₄出力
は全て“L"である。また、これらＤ−FF22〜24はリセツ
ト入力Ｒ₂₂〜Ｒ₂₄が“H"のときリセツト状態にあり、Ｑ
₂₂〜Ｑ₂₄出力は“L"となる。

そこで、時刻ｔ₃にＤ−FF19のＱ₁₉出力が“L"から“H"
に反転すると、その前の時刻ｔ₁でＤ−FF20のＱ₂₀出力
が“H"から“L"に反転してＤ−FF22がリセツト解除され
ているために、このＤ−FF22ではこのＱ₁₉出力の立上り
エツジで“H"のデータ入力Ｄ₂₂がサンプルホールドさ
れ、そのＱ₂₂出力は“L"から“H"に反転する。また、Ｄ
−FF23は、リセツト入力Ｒ₂₃であるＤ−FF21のＱ₂₁出力
が“H"のままに保持されるから、リセツト状態に保持さ
れる。さらに、Ｄ−FF24は、そのクロツク入力φ₂₄であ
るＤ−FF21のＱ₂₁出力に立上りエツジが生じないから、
データ入力Ｄ₂₄のサンプルホールドを行なわず、しか
も、その後時刻ｔ₃でＤ−FF19のＱ₁₉出力が“H"となる
ことにより、リセツト状態に保持される。このようにし
てＤ−FF22のＱ₂₂出力は“L"から“H"に反転し、この時
刻ｔ₃からノア回路25の出力信号Ｄは“L"となる。

その後ある時間経過して基準信号Ａの立下りエツジが高
周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₂からＰ₃に移ると、第12
図（ｃ）で説明したように、Ｄ−FF16〜18のＱ出力は
₁₆，₁₇，₁₈の順序で“L"から“H"に反転する。そこ
で、まず、₁₆出力の立上りエツジ（時刻ｔ₄）で₁₈
出力のレベルがサンプルホールドされてＤ−FF21のＱ₂₁
出力は“H"から“L"に反転し、Ｄ−FF23がリセツト解除
される。次に、₁₇出力の立上りエツジ（時刻ｔ₅）で
₁₆出力のレベルがサンプルホールドされるが、このと
き₁₆出力は“H"であるからＤ−FF19のＱ₁₉出力はその
まま“H"に保持され、Ｄ−FF24はリセツト状態に保持さ
れる。さらに、₁₈出力の立上りエツジ（時刻ｔ₆）が
₁₇出力のレベルをサンプルホールドし、Ｄ−FF20のＱ
₂₀出力は“L"から“H"に反転する。リセツト解除された
Ｄ−FF23では、このＱ₂₀出力の立上りエツジで“H"のデ
ータ入力Ｄ₂₃がサンプルホールドされ、そのＱ₂₃出力が
“H"となる。また、これと同時に、Ｄ−FF22は、そのリ
セツト入力Ｒ₂₂であるＱ₂₀出力が“H"となることによ
り、リセツト状態となり、そのＱ₂₂出力は“H"から“L"
に反転する。したがつて、時刻ｔ₆以降では、Ｄ−FF23
のＱ₂₃出力のみが“H"となり、ノア回路25の出力信号Ｄ
は“L"のままに保持される。

そして、その後基準信号Ａの立下りエツジが高周波パル
ス信号Ｂの位相範囲Ｐ₃からＰ₁に移ると、第12図（ａ）
で説明したように、Ｄ−FF16〜18のＱ出力は₁₇，
₁₈，₁₆の順で反転するから、まず、₁₇出力の立上
りエツジ（時刻ｔ₇）で₁₆出力のレベルがサンプルホ
ールドされてＤ−FF19のＱ₁₉出力が“H"から“L"に反転
する。この結果、Ｄ−FF24がリセツト解除される。次
に、₁₈出力の立上りエツジ（時刻ｔ₈）で₁₇出力レ
ベルがサンプルホールドされるが、Ｄ−FF20のＱ₂₀出力
はそのまま“H"に保持される。このために、Ｄ−FF22は
リセツト状態に保持される。さらに、₁₆出力の立上り
エツジ（時刻ｔ₉）で₁₈出力のレベルがサンプルホー
ルドされ、Ｄ−FF21のＱ₂₁出力は“L"から“H"に反転す
る。先にリセツト解除されたＤ−FF24では、このＱ₂₁出
力の立上りエツジでデータ入力Ｄ₂₄がサンプルホールド
され、そのＱ₂₄出力は“L"から“H"に反転する。これと
同時に、Ｄ−FF23はリセツト状態となり、そのＱ₂₃出力
は“H"から“L"に反転する。したがつて、時刻ｔ₉以降
では、Ｄ−FF24のＱ₂₄出力のみが“H"となり、ノア回路
25の出力信号Ｄは“L"に保持される。これは時刻ｔ_B以
降の基準信号Ａの立下りエツジが高周波パルス信号Ｂの
位相範囲Ｐ₁にある状態と同じ状態である。

以下、基準信号Ａの立下りエツジが高周波パルス信号Ｂ
の位相範囲をＰ₁→Ｐ₂→Ｐ₃→Ｐ₁の順に移るにつれて、
Ｄ−FF22〜24のＱ出力はＱ₂₂→Ｑ₂₃→Ｑ₂₄の順に“H"と
なり、したがつて、遅れ位相遷移状態では、出力端子26
に“L"の出力信号が得られる。

なお、上記の動作では、初期状態でＤ−FF22〜24のＱ出
力を全て“L"とし、出力信号Ｄを“H"としたが、これら
のいずれかが“H"であつて出力信号Ｄが“L"の場合も同
様である。すなわち、たとえば第13図で出力信号Ｄの初
期レベルが“L"の場合、時刻ｔ₀での基準信号Ａの立下
りエツジが高周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₁にあると
すると、Ｄ−FF19〜21のＱ出力は上記と同様に変化す
る。そこで、Ｄ−FF22,23のＱ₂₂,Q₂₃出力が“H"であつ
ても、Ｄ−FF20,21のＱ₂₀,Q₂₁出力の立上り（時刻ｔ_A,t
_B）によつてともに“L"となるし、また、Ｄ−FF24のＱ
₂₄出力が“H"である場合には、Ｑ₂₁出力の立上りエツジ
で“H"のデータ入力Ｄ₂₄をサンプルホールドし、結局、
時刻ｔ_B以降は上記の出力信号Ｄが“H"の場合と同様に
なる。

次に、第14図を用い、基準信号Ａの立下りエツジが高周
波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₁→Ｐ₃→Ｐ₂→Ｐ₁→……の
順に移る進み位相遷移状態の場合について説明する。こ
の場合にも、第13図で説明した動作と同様に、初期状態
として基準信号Ａの立下りエツジ（時刻ｔ₀）が高周波
パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₁にあり、Ｄ−FF22〜24のＱ
出力は“L"であつてノア回路25の出力信号Ｄは“H"であ
るとする。

Ｄ−FF22〜24のＱ出力が全て“L"のときに基準信号Ａの
立下りエツジが高周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₁にあ
ると（時刻ｔ₀）、第13図で説明した動作と同様に、Ｄ
−FF18の₁₈出力の立上りエツジ（時刻ｔ_A）でＤ−FF2
3のＱ₂₃出力が“L"から“H"に反転してノア回路25の出
力信号Ｄは“H"から“L"に反転し、次に、Ｄ−FF16の
₁₆出力の立上りエツジ（時刻ｔ_B）でＤ−FF23のＱ₂₃出
力は“H"から“L"に反転し、Ｄ−FF24のＱ₂₄出力が“L"
から“H"に反転する。このために、ノア回路25の出力信
号Ｄは“L"のままである。

基準信号Ａの立下りエツジが高周波パルス信号Ｂの位相
範囲Ｐ₁からＰ₃に移ると、第13図と同様に、Ｄ−FF19の
Ｑ₁₉出力は“L",D−FF20,21のＱ₂₀,Q₂₁出力は“H"であ
り、Ｄ−FF16〜18の出力は₁₆，₁₇，₁₈の順に立
上がるが、まず、₁₆出力の立上りエツジで₁₈出力の
レベルがサンプルホールドされ、Ｄ−FF21のＱ₂₁出力は
“H"から“L"に反転する。しかし、Ｄ−FF19,20のＱ₁₉,
Q₂₀出力のレベルは変化しないから、Ｄ−FF22,23の
Ｑ₂₂,Q₂₃出力は“L"のままであり、ノア回路25の出力信
号Ｄは“L"である。次に、₁₇出力の立上りエツジで
₁₆出力のレベルがサンプルホールドされ（時刻ｔ₂）、
Ｄ−FF19のＱ₁₉出力は“L"から“H"に反転する。このた
めに、Ｄ−FF24はリセツトされてそのＱ₂₄出力は“H"か
ら“L"に反転し、また、このＱ₁₉出力の立上りエツジが
Ｄ−FF22に供給されるが、このＤ−FF22はＤ−FF20のＱ
₂₀出力によつてリセツトされているから、そのＱ₂₂出力
は“L"のままである。さらに、Ｄ−FF20で₁₈出力の立
上りエツジで₁₇出力のレベルがサンプルホールドされ
るが、このＤ−FF20のＱ₂₀出力は“H"のままで変化しな
い。

以上のことから、基準信号Ａの立下りエツジが高周波パ
ルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₃に移るとともに、Ｄ−FF19の
Ｑ₁₉出力のみに立上りエツジが生ずるが、これをクロツ
ク入力とするＤ−FF22はＤ−FF20のＱ₂₀出力が“H"であ
ることによつてリセツト状態にあり、このＤ−FF22のＱ
₂₂出力は“L"である。また、他のＤ−FF23,24のＱ₂₃,Q
₂₄出力は“L"に保持され、この結果、ノア回路25の出力
信号Ｄは“H"となる。

以下、説明は省略するが、上記動作と同様にして、基準
信号Ａの立下りエツジが高周波パルス信号Ｂの位相範囲
Ｐ₃からＰ₂に移るときには、Ｄ−FF21のＱ₂₁出力が“L"
から“H"に反転するが（時刻ｔ₅）、これをクロツク入
力とするＤ−FF24はＤ−FF19のＱ₁₉出力が“H"となつて
いるためにリセツト状態にあり、また、基準信号Ａの立
下りエツジが高周波パルス信号Ｂの位相範囲Ｐ₂からＰ₁
に移るときには、Ｄ−FF20のＱ₂₀出力が“L"から“H"に
反転するが（時刻ｔ₈）、これをクロツク入力とするＤ
−FF23はＤ−FF21のＱ₂₁出力が“H"となつているために
リセツト状態にある。したがつて、進み位相遷移状態で
はＤ−FF22〜24のＱ出力は全て“L"に保持され、ノア回
路25の出力信号Ｄは“H"に保持される。

以上のようにして、位相遷移検出器２（第１図）から
は、進み位相遷移状態と遅れ位相遷移状態とでレベルが
異なる出力信号Ｄが得られる。

第15図は第１図におけるLPF3とVCO4の一具体例を示す回
路図であつて、27は入力端子、28〜30は抵抗、31〜33は
コンデンサ、34は水晶振動子、35はインバータ、36は可
変容量ダイオード、37は出力端子であり、抵抗28とコン
デンサ31がLPF3を、他の部分がVCO4を夫々構成してい
る。

同図において、これらLPF3,VCO4は周知のものであり、
入力端子27に位相遷移検出器２（第１図）の出力信号Ｄ
が入力され、これをLPF3に通すことにより、この出力信
号Ｄの直流成分のレベルを表わす制御信号Ｅが得られ
る。この制御信号Ｅは、抵抗29を介し、バイアス電圧と
して可変容量ダイオード36に印加される。可変容量ダイ
オード36はバイアス電圧に応じて容量が変化し、これに
よつてVCO4の発振周波数（すなわち、高周波パルス信号
Ｂの周波数）が変化する。

第16図（ａ）は可変容量ダイオード36のバイアス電圧に
対する容量特性を表わすものであり、バイアス電圧が高
い程可変容量ダイオード36の容量は小さくなる。第16図
（ｂ）は可変容量ダイオード36の容量とVCO4の発振周波
数ｆ_VCOとの関係を示すものであつて、この容量が大き
い程VCO4の発振周波数ｆ_VCOが低くなる。したがつて、
可変容量ダイオード36のバイアス電圧が高い程VCO4の発
振周波数は高くなる。

いま、第16図（ｂ）におけるｆ₀を前記式（１）を満足
する（すなわち、基準信号Ａの周波数ｆ_HのＮ倍）VCO4
の発振周波数ｆ_VCOとすると、このときの可変容量ダイ
オード36の容量はＣ₀であり、また、この容量がＣ₀とな
るための可変容量ダイオード36に印加されたバイアス電
圧は、第16図（ａ）により、Ｖ₀である。ところで、先
にも説明したように、位相遷移検出器２の出力信号Ｄは
“H",“L"の２つのレベルのいずれかをとるものであ
り、しかも、その“H"の期間、“L"の期間は、第17図に
示すように、基準信号Ａの周期Ｔ₀の整数倍である。か
かる信号Ｄの直流レベルがLPF3で得られ、この直流レベ
ルが第16図のＶ₀であるとき、VCO4の発振周波数ｆ_VCOが
第16図（ｂ）の所望周波数ｆ₀となるのである。

そこで、いま、電源投入による起動時をみると、可変容
量ダイオード36にはバイアス電圧が印加されていなかつ
たら、第16図により、可変容量ダイオード36の容量はＣ
₀よりも充分大きく、したがつて、VCO4の発振周波数ｆ
_VCOも所望周波数ｆ₀よりも充分低い。このために、進み
位相遷移状態にある。この場合には、第14図で説明した
ように、位相遷移検出器２の出力信号Ｄは“H"であり、
この結果、第15図において、LPF3を通してVCO4の可変容
量ダイオード36に印加されるバイアス電圧Ｅは上昇して
いき、第18図に示すように、VCO4の発振周波数ｆ_VCOは
高くなつていく。

その後、バイアス電圧Ｅは第16図のＶ₀に等しくなり、V
CO4の発振周波数ｆ_VCOは所望周波数ｆ₀に等しくなる
が、このときは基準信号Ａの立下りエツジはVCO4の出力
信号Ｂの同じ位相範囲に留まることになり、位相遷移検
出器２の出力信号Ｄはこれまでのレベル、すなわち“H"
に保持される。このために、バイアス電圧ＥはＶ₀を越
えてしまう。このために、VCO4の発振周波数ｆ_VCOは所
望周波数ｆ₀よりも高くなり、進み位相遷移状態から遅
れ位相遷移状態に転換する。そこで、位相遷移検出器２
の出力信号Ｄは“H"から“L"に反転し、バイアス電圧Ｅ
は低下していき、VCO4の発振周波数ｆ_VCOは低くなつて
いく。バイアス電圧ＥがＶ₀よりも低くなつてVCO4の発
振周波数ｆ_VCOがｆ₀よりも低くなると、再び進み位相遷
移状態となり、バイアス電圧Ｅが上昇し始めてVCO4の発
振周波数ｆ_VCOも上昇し始める。

この場合、位相遷移状態の転換は基準信号Ａの立下りエ
ツジがVCO4の出力信号Ｂの他の位相範囲に移つたときに
検出されるから、この出力信号Ｂの隣あう２つの位相範
囲の境界が基準信号Ａの立下りエツジを中心として変動
するようにして、すなわち、第10図に示した比較信号Ｃ
₁,C₂,C₃のいずれかの立上りエツジが基準信号Ａの立下
りエツジを中心としてその前後にふらつくようにして、
VCO4が発振する。このときのVCO4の発振周波数ｆ_VCOの
平均周波数がｆ₀であり、この状態がロツク状態であ
る。

VCO4がこのロツク状態にあるときに、ノイズなどによつ
て可変容量ダイオード36のバイアス電圧ＥがＶ₀から変
動すると、VCO4の発振周波数ｆ_VCOも変動するが、バイ
アス電圧Ｅの変動分が除かれるような位相遷移状態にな
り、VCO4は元のロツク状態に引き込まれる。

以上のようにして、VCO4の発振周波数ｆ_VCOは所望周波
数ｆ₀となる。

以上はVCO4の出力信号Ｂの１周期を３分割し、３つの位
相範囲Ｐ₁,P₂,P₃を設定した場合であるが、一般に、ｎ
を３以上の整数とし、ｍを１以上の整数とすると、VCO4
の出力信号Ｂのｍ周期毎にｎ個の位相範囲Ｐ₁,P₂，…
…,P_nを設けるようにしてもよい。この場合には、前記
式（３）に定義づけたΔＮは、 を満足すれば進み位相遷移状態と遅れ位相遷移状態とが
判別できる。また、前記式（１）のように、VCO4の出力
信号Ｂの周波数ｆ_VCOが基準信号Ａの周波数ｆ_HのＮ倍の
ときには、このＮがｍの倍数となるように、式（６）の
ｍが設定される。これは、VCO4の発振周波数ｆ_VCOが前
記式（１）を満足するとき、基準信号Ａの順次の立下り
エツジはこのVCO4の出力信号Ｂの同じ位相範囲の境界に
ロツクしなければならないが、これを満足させるために
必要な要件である。

上記式（６）において、ｎが大きくなる程VCO4の周波数
安定度に対する条件が厳しくなるが、ｍを大きくするこ
とによつてこの条件も緩和される。

以上説明した実施例はｍ＝1,n＝３の場合であつたが、
次に、ｍ＝2,n＝４の場合の本発明による発振装置の他
の実施例を第19図〜第24図によつて説明する。なお、こ
の実施例も全体的構成は第１図と同様であり、各部を表
わす符号も第１図と同様とする。

第19図はこの実施例における位相差生成器６の一具体例
を示すブロツク図であつて、38は入力端子、39は２分周
器、40はインバータ、41はＤ−FF、42〜45は出力端子で
ある。また、第20図はこの具体例の動作を示すタイミン
グチヤートであつて、第19図に対応する信号には同一符
号をつけている。

第19図および第20図において、入力端子38には、VCO4の
出力信号である高周波パルス信号Ｂが入力される。２分
周器39はＴ型フリツプフロツプであり、高周波パルス信
号Ｂの立上りエツジでトリガーされる。これにより、２
分周器39からは高周波パルス信号Ｂが２分周されたＱ₃₉
出力とこれより高周波パルス信号Ｂの１周期遅れた₃₉
出力が得られる。また、高周波パルス信号Ｂはインバー
タ40で反転され、クロツク入力φ₄₁としてＤ−FF41に供
給される。Ｄ−FF41では、このクロツク入力φ₄₁の立上
りエツジで２分周器39のＱ₃₉出力をサンプルホールドす
る。これにより、Ｄ−FF41からは、２分周器39のＱ₃₉出
力よりも高周波パルス信号Ｂの1/2周期遅れたＱ₄₁出力
と同じ3/2周期遅れた₄₁出力とが得られる。

２分周器39のＱ₃₉出力の立上りエツジは高周波パルス信
号Ｂの２周期毎の立上りエツジに一致しており、Ｑ₄₁出
力，₃₉出力，₄₁出力は順次Ｑ₃₉出力から高周波パル
ス信号Ｂの1/2周期ずつ立上りエツジがずれている。そ
こで、Ｑ₃₉出力を比較信号Ｃ₁とし、同様に、Ｑ₄₁出
力，₃₉出力，₄₁出力を夫々比較信号Ｃ₂,C₃,C₄とす
ることにより、比較信号Ｃ₁,C₂の立上りエツジ間を高周
波パルス信号Ｂの２周期に対応して位相範囲Ｐ₁とし、
同様にして、比較信号Ｃ₂,C₃の立上りエツジ間、比較信
号Ｃ₃、₄の立上りエツジ間、比較信号Ｃ₄,C₁の立上りエ
ツジ間を夫々位相範囲Ｐ₂,P₃,P₄とすることができる。
これら比較信号Ｃ₁,C₂,C₃,C₄は出力端子42,44,43,45を
介して位相遷移検出器２（第１図）に供給される。

第21図は第19図に示した位相差生成器６から比較信号が
供給される位相遷移検出器２の一具体例を示すブロツク
図であつて、46〜50は入力端子、51〜62はＤ−FF,63は
ノア回路、64は電源端子、65は出力端子である。

この具体例は、第11図と比較して明らかなように、第11
図のＤ−FF16〜18に相当するＤ−FF51〜53にＤ−FF54を
追加し、第11図のＤ−FF19〜21に相当するＤ−FF55〜57
にＤ−FF58を追加し、第11図のＤ−FF22〜24に相当する
Ｄ−FF59〜61にＤ−FF62を追加したものであり、Ｄ−FF
51〜53,55〜57,59〜61はこれらに相当する第11図のＤ−
FF16〜24と同様の動作をなす。そして、Ｄ−FF54は比較
信号Ｃ₄の立上りエツジで基準信号Ａのレベルをサンプ
ルホールドし、Ｄ−FF58はＤ−FF51の₅₁出力の立上り
エツジでＤ−FF54の₅₄出力のレベルをサンプルホール
ドし、Ｄ−FF62はＤ−FF58のＱ₅₈出力の立上りエツジで
“H"のデータ入力Ｄ₆₂をサンプルホールドするととも
に、Ｄ−FF55のＱ₅₅が“H"のときにリセツト状態とな
る。

この具体例の動作は第11図に示した具体例の動作から明
らかであるので、まず、Ｄ−FF51〜54の動作結果を第22
図によつて説明する。

基準信号Ａの立下りエツジがVCO4の出力信号Ｂの位相範
囲Ｐ₁にあるときには、Ｄ−FF51〜54の出力は、第22
図（ａ）に示すように、₅₂ →₅₃→₅₄→₅₁ の順序で立上がり、基準信号Ａの立下りエツジが同じく
位相範囲Ｐ₂にあるときには、第22図（ｂ）に示すよう
に、₅₃ →₅₄→₅₁→₅₂ の順序で立上がる。また、基準信号Ａの立下りエツジが
同じく位相範囲Ｐ₃にあるときには、第22図（ｃ）に示
すように、₅₄ →₅₁→₅₂→₅₃ の順序で立上がり、基準信号Ａの立下りエツジが同じく
位相範囲Ｐ₄にあるときには、第22図（ｄ）に示すよう
に、₅₁ →₅₂→₅₃→₅₄ の順序で立上がる。

Ｄ−FF55〜62の動作も第11図のＤ−FF19〜24の動作から
明らかであるので、遅れ、進み位相遷移状態であること
を判別動作結果について簡単に説明する。

第23図は遅れ位相遷移状態での第21図の動作を示すもの
であつて、第13図の場合と同一の初期状態をもたせてい
る。

同図から明らかなように、遅れ位相遷移状態では、基準
信号Ａの立下りエツジがVCO4の出力信号Ｂの位相範囲を
移る毎にＱ₅₉,Q₆₀,Q₆₁,Q₆₂,Q₅₉，……出力の順にレベル
が“H"となり、したがつて、常にこれら出力のうち１つ
が“H"である。このために、これら出力が供給されるノ
ア回路63の出力信号Ｄは“L"となる。

第24図は進み位相遷移状態での第21図の動作を示すもの
であつて、第14図の場合と同一の初期状態をもたせてい
る。

同図から明らかなように、初期状態から基準信号Ａの立
下りエツジが隣りの位相範囲に移ると、Ｄ−FF59〜62は
全てリセツトされ、Ｑ₅₉〜Ｑ₆₂出力は全て“L"となつて
ノア回路63の出力信号Ｄは“H"となる。その後は時刻ｔ
₂,t₃,t₄，……毎にＤ−FF59〜62のクロツク入力φは順
番に立上がるが、これらＤ−FF59〜62のクロツク入力φ
の立上りエツジが入力されたＤ−FFは既にリセツト状態
に保持されており、これらのＱ出力は全てそのまま“L"
に保持される。したがつて、ノア回路63の出力信号Ｄは
“H"のままである。

以上のように、この具体例においても、進み位相遷移状
態と遅れ位相遷移状態とで得られる出力信号Ｄのレベル
が異なる。

以上の説明した具体例では、ｍ＝2,n＝４であるから、
前記式（６）の条件は、 となり、先に説明したｍ＝1,n＝４のときの条件、 に比べてVCO4の周波数安定度に対する条件が緩やかにな
る。

また、ｍ＝2,n＝４の場合の上記具体例では、VCO4の出
力信号Ｂを２分周し、その１周期に対して４つの位相範
囲を設けたことと同様であり、このために、先に説明し
たように、VCO4が基準信号Ａにクロツクするためには、 ｆ_VCO＝2kf_H（但し、ｋは１以上の整数） ……（７） でなければならない。しかし、 ｆ_VCO＝（2k＋１）ｆ_H ……（８） の場合にも、次に示す処理を施すことにより、比較信号
ＣがVCO4の出力信号Ｂを２分周したものとして位相遷移
状態の判定が可能である。

いま、上記式（８）の関係を満足しているときに、第19
図で示した位相差生成器６を用いたとすると、第25図に
示すように、基準信号Ａの立下りエツジが存在するVCO4
の出力信号Ｂの位相範囲が変化する。すなわち、同図に
おいて、いま、基準信号Ａの立下りエツジがVCO4の出力
信号Ｂの周期１の立上りエツジ近傍にあり、この立下り
エツジが存在する位相範囲をＰ₁とすると、基準信号Ａ
の次の立下りエツジはVCO4の出力信号Ｂの周期（2k＋
２）の立上りエツジ近傍にあり、このときの基準信号Ａ
の立下りエツジが存在する位相範囲はＰ₃となる。した
がつて、位相遷移状態と判定されてVCO4の発振周波数ｆ
_VCOは上記式（８）からずれてくる。これを防止するた
めには、VCO4がロツク状態にあるときに基準信号Ａの順
次の立下りエツジが同一位相範囲に存在するように、位
相範囲Ｐ₁〜Ｐ₄の順序をづらせばよい（第25図Ｂ′）。

第26図は前記式（８）を満足するようにした本発明によ
る発振装置のさらに他の実施例における比較信号を形成
する手段の一具体例を示すブロツク図であつて、４は第
19図に示した第１図の位相差生成器、66は切換回路、67
は入力端子、68は出力端子である。

同図において、第19図および第20図で説明したように位
相差生成器４で生成された比較信号Ｃは切換回路66に供
給され、入力端子67からの切換信号Ｓにより、比較信号
Ｃの位相がずらされて、第25図Ｂ′に示すように、位相
範囲Ｐ₁〜Ｐ₄の順序が変更される。これによる新たな比
較信号Ｃ′は第21図に示した位相遷移検出器２の入力端
子47〜50に供給される。

ここで、切換信号Ｓとして基準信号Ａの立上りエツジで
レベル反転する基準信号Ａの２分周信号とし、基準信号
Ａの立上りエツジで位相範囲Ｐ₁〜Ｐ₄の順序を変更させ
るようにした切換回路66の一具体例を第27図に示す。な
お、同図において、69〜73は入力端子、74〜81はオア回
路、82〜85はアンドゲード、86はインバータ、87〜90は
出力端子である。また、第28図は第27図に示した切換回
路66の動作を示すタイミングチヤートであつて、第27図
に対応する信号には同一符号をつけている。なお、比較
信号Ｃ₁の立上りエツジに付される数字は、基準信号の
立下りエツジにVCO4がロツクしたときのこの出力信号Ｂ
（図示せず）の立上りエツジの順序を表わし、基準信号
Ａの立下りエツジＰに一致する出力信号Ｂの立上りエツ
ジの時点を１としている。ここで、比較信号Ｃ₁〜Ｃ₄に
対しては、 比較信号Ｃ₁,C₂の立上りエツジ間→位相範囲Ｐ₁ 比較信号Ｃ₂,C₃の 〃 → 〃 Ｐ₂ 比較信号Ｃ₃,C₄の 〃 → 〃 Ｐ₃ 比較信号Ｃ₄,C₁の 〃 → 〃 Ｐ₄ であることはいうまでもない。これら比較信号Ｃ₁〜Ｃ₄
を直接位相遷移状態の判定に用いると、第25図で説明し
た動作を生じ、この判定ができなくなるのである。

第27図に示す具体例は位相遷移状態を正しく判定できる
比較信号Ｃ₁′〜Ｃ₄′を形成するものであり、以下、第
28図を用いてこの具体例を動作を説明する。

入力端子69には位相差生成器４（第26図）からの比較信
号Ｃ₁が入力され、オア回路74,79に供給される。同様に
して、比較信号Ｃ₂は入力端子70からオア回路76,81に、
比較信号Ｃ₃は入力端子71からオア回路78,75に、比較信
号Ｃ₄は入力端子72からオア回路80,77に夫々供給され
る。また、入力端子93には基準信号Ａの立上りエツジ毎
に反転する切換信号Ｓが入力され、直接オア回路74,76,
78,80に供給され、同時にインバータ86で反転されてオ
ア回路75,77,79,81に供給される。オア回路74,75の出力
信号はアンドゲート82に供給され、同様に、オア回路7
6,77の出力信号はアンドゲート83に、オア回路78,79の
出力信号はアンドゲート84に、オア回路80,81の出力信
号はアンドゲート85に夫々供給される。

そこで、いま、切換信号Ｓが“L"とすると、比較信号Ｃ
₁はオア回路74を通してアンドゲート82に供給され、同
様にして、比較信号Ｃ₂,C₃,C₄は夫々オア回路76,78,80
を通してアンドゲート83,84,85に供給される。このと
き、オア回路75,77,79,81の出力信号は全て“H"となる
から、出力端子87,88,89,90には夫々比較信号Ｃ₁,C₂,
C₃,C₄が得られ、比較信号Ｃ₁が新たな比較信号Ｃ₁′と
して、同様に、比較信号Ｃ₂,C₃,C₄が新たな比較信号
Ｃ₂′,C₃′,C₄′として夫々位相遷移検出器２（第１
図）に供給される。

次に、切換信号Ｓが“H"になると、比較信号Ｃ₁はオア
回路79を通してアンドゲート84に供給され、同様にし
て、比較信号Ｃ₂,C₃,C₄が夫々オア回路81,75,77を通し
てアンドゲート85,82,83に供給される。このとき、オア
回路74,76,78,80の出力信号は全て“H"であるから、出
力端子87,88,89,90に夫々比較信号Ｃ₃,C₄,C₁,C₂が得ら
れる。比較信号Ｃ₃は新たな比較信号Ｃ₁′として位相遷
移検出器２に供給され、同様にして、比較信号Ｃ₄,C₁,C
₂は新たな比較信号Ｃ₂′,C₃′,C₄′として夫々位相遷移
検出器２に供給される。次に切換信号Ｓが“L"になる
と、再び比較信号Ｃ₁,C₂,C₃,C₄は夫々新たな比較信号Ｃ
₁′,C₂′,C₃′,C₄′となり、以下、切換信号Ｓのレベル
が反転する毎に上記の動作を繰り返す。

そこで、切換信号ＡとVCO4の出力信号Ｂとの周波数関係
が前記式（８）を満足している場合、比較信号Ｃ₁′の
立上りエツジが基準信号の立下りエツジＰに一致してい
るとすると、その後の基準信号の立下りエツジ（Ｐ＋
１），（Ｐ＋２），……はこの比較信号Ｃ′₁の立上り
エツジに一致することになる。したがつて、位相遷移状
態の判定が可能となる。

なお、第28図では、動作説明上基準信号Ａのデユーテイ
比を50％としたが、ビデオ信号の水平同期信号のように
デユーテイ比が異なる信号であつても同様である。

第29図は前記式（８）を満足するようにした本発明によ
る発振装置のさらに他の実施例を示す要部ブロツク図で
あつて、91は分周器であり、第１図に対応する部分には
同一符号をつけている。また、第30図は第29図の動作を
示すタイミングチヤートである。

第28図の基準信号Ａと比較信号Ｃ₁〜Ｃ₄との関係から明
らかなように、前記式（８）を満足しているときには、
基準信号Ａの１つおきの立下りエツジP,（Ｐ＋２），…
…はVCO4の出力信号Ｂの同一位相範囲に入ることにな
る。この実施例は、この点に着目し、第19図で示した位
相差生成器６からの比較信号Ｃ₁〜Ｃ₄を用い、基準信号
Ａの１つおきの立下りエツジによつて位相遷移状態を判
定するものである。

第29図および第30図において、入力端子１に入力された
基準信号Ａは分周器91で２分周され、基準信号Ａ′とし
て位相遷移検出器２に供給される。位相遷移検出器２に
は、第20図で示した比較信号Ｃが供給される。また、分
周器91は、基準信号Ａの立下りエツジ毎に基準信号Ａ′
のレベルが反転するように、２分周動作を行なう。

前記式（８）を満足しているときには、基準信号Ａ′と
比較信号Ｃ₁〜Ｃ₄との位相関係は一定し、したがつて位
相遷移状態を判別できる。

なお、この実施例において、基準信号Ａがビデオ信号の
同期信号である場合には、基準信号Ａ′のエツジが帰線
期間内であるように分周器91の分周動作を帰線期間に限
定することにより、ビデオ信号の劣化を防止できる。

以下、本発明の実施例を説明したが、本発明はこれらの
みに限定されるものではない。たとえば、第19図以降に
説明した実施例はVCO4の出力信号Ｂを２周期毎に４つの
位相範囲を形成するために、VCO4の出力信号Ｂまたは基
準信号を２分周したが、一般に、VCO4の出力信号Ｂのｍ
周期毎にｎ個の位相範囲を設定するためには、比較信号
Ｃとしては、周期がVCO4の出力信号Ｂの周期の1/mであ
つて位相が互いにT/n（但し、Ｔはこの出力信号Ｂの周
期である）ずつ異なるｎ個の信号が用いられる。このよ
うな比較信号Ｃを形成する位相差生成器としては、第９
図の具体例と同様に、遅延回路で形成することができる
し、また、第19図の具体例のように、フリツプフロツプ
回路などの分周器でもつて形成することもできる。な
お、位相差生成器６に分周器を用いる場合には、前記従
来技術と同様に、VCO4の出力信号Ｂに分周ノイズが重畳
される懸念があるが、この分周器の出力信号の周波数は
基準信号Ａに比べて充分高い。このために、たとえば、
基準信号Ａがビデオ信号の水平同期信号の場合、VCO4の
出力信号Ｂに分周ノイズが重畳されることによつてビデ
オ信号に分周波ノイズが混入しても、この分周ノイズの
周波数はビデオ信号帯域よりも高くなり、容易にこの分
周ノイズを除去することができる。

また、上記実施例では、基準信号Ａの立下りエツジを用
いたが、立上りエツジを用いてもよいし、比較信号Ｃも
立下りエツジを用いるようにしてもよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、基準信号と比較
信号とからVCOの制御信号を形成するに際し、該比較信
号は該基準信号よりも充分高い周波数とすることができ
るので、該VCOの出力信号を分周して該比較信号の周波
数を該基準信号の周波数に等しくする分周器を用いる必
要なく、したがつて、分周ノイズの影響を回避すること
ができるし、回路規模も大幅に低減できるという優れた
効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第18図は本発明による発振装置の一実施例を示
すものであつて、第１図はその全体構成を示すブロツク
図、第２図〜第４図はこの実施例の動作原理を示す説明
図、第５図は第１図における電圧制御発振器の出力信号
に設定される位相範囲の一例を示す説明図、第６図は位
相遷移状態を示す説明図、第７図は電圧制御発振器の出
力信号の１周期毎に２つの位相範囲を設けた場合の問題
点を示す説明図、第８図は同じく３つの位相範囲を設け
た場合の説明図、第９図は第１図における位相差生成器
の一具体例を示す構成図、第10図はその動作を示すタイ
ミングチヤート、第11図は第１図における位相遷移検出
器の一具体例を示す構成図、第12図〜第14図はその動作
を示すタイミングチヤート、第15図は第１図に示したロ
ーパスフイルタと電圧制御発振器の一具体例を示す回路
図、第16図は第15図における電圧制御発振器の制御信号
による特性図、第17図はその動作を示すタイミングチヤ
ート、第18図は第15図における電圧制御発振器の出力周
波数を示す特性図、第19図〜第25図は本発明による発振
装置の他の実施例を示すものであつて、第19図はその位
相差生成器の一具体例を示す構成図、第20図はその動作
を示すタイミングチヤート、第21図は位相遷移検出器の
一具体例を示す構成図、第22図〜第24図はその動作を示
すタイミングチヤート、第25図〜第28図は本発明による
発振装置のさらに他の実施例を示すものであつて、第25
図はこの実施例の動作原理の説明図、第26図はその要部
を示すブロツク図、第27図は第26図における切換回路の
一具体例を示す構成図、第28図はその動作を示すタイミ
ングチヤート、第29図および第30図は本発明による発振
装置のさらに他の実施例の要部を示すものであつて、第
29図はそのブロツク図、第30図はその動作を示すタイミ
ングチヤートである。 １……基準信号の入力端子、２……位相遷移検出器、３
……ローパスフイルタ、４……電圧制御発振器、５……
出力端子、６……位相差生成器、66……切換回路、91…
…分周器。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】中心発振周波数が基準信号の規定周波数の
   Ｎ（但し、Ｎは２以上の整数）倍に設定された電圧制御
   発振器と、 該電圧制御発振器の出力信号のｍ（但し、ｍは１以上の
   整数）周期毎にｎ（但し、ｎは３以上の整数）個の位相
   範囲を規定する比較信号を生成する位相差生成器と、 該比較信号によって規定される該位相範囲をもとに該比
   較信号に対する該基準信号の位相遷移状態を検出する位
   相遷移検出器と、 該位相遷移検出器の検出出力信号から該電圧制御発振器
   の発振周波数を制御する制御信号を形成するローパスフ
   イルタと からなることを特徴とする発振装置。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 前記位相差生成器が生成する比較信号は、前記電圧制御
   発振器の出力信号の1/m倍の周期であって互いに該出力
   信号の周期の1/n倍ずつ位相が異なるｎ個の信号であ
   り、該信号の順次の立上りエツジ（もしくは立下りエツ
   ジ）間を前記位相範囲とすることを特徴とする発振装
   置。
3. 【請求項３】特許請求の範囲第１項または第２項におい
   て、 前記位相遷移検出器は、 前記基準信号の立下りエッジ（もしくは立上りエッジ）
   が存在する前記位相範囲を検出する第１の手段と、 該第１の手段の検出結果をもとに前記電圧制御発振器の
   出力信号の立上りエツジ（もしくは立下りエツジ）が前
   記基準信号に対して進むか遅れるかを判定する第２の手
   段と、 前記第２の手段の判定結果をもとにレベルの異なる信号
   を出力する第３の手段と からなることを特徴とする発振装置。