JPH0787753A - 交流電源装置の循環電流抑制回路 - Google Patents
交流電源装置の循環電流抑制回路Info
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- JPH0787753A JPH0787753A JP5226757A JP22675793A JPH0787753A JP H0787753 A JPH0787753 A JP H0787753A JP 5226757 A JP5226757 A JP 5226757A JP 22675793 A JP22675793 A JP 22675793A JP H0787753 A JPH0787753 A JP H0787753A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】コモンモードチョークを大形化せず、且つ接地
線も除去せずに当該交流電源装置の循環電流を抑制する
ことにある。 【構成】交流電源装置入力側の各相に挿入したリアクト
ル１１Ｕと１１Ｖの電源側に第１フィルタコンデンサ５
１Ｕと５１Ｖとを接続し、これら各フィルタコンデンサ
の他端を直流中間回路に設置した平滑コンデンサ２に接
続する。且つ交流電源装置出力側の各相に挿入したリア
クトル２１Ｕと２１Ｖの電源側に第２フィルタコンデン
サ５２Ｕと５２Ｖとを接続し、これら各フィルタコンデ
ンサの他端を直流中間回路に設置した平滑コンデンサ２
に接続する。当該交流電源装置のスイッチング動作に伴
うノイズに起因する循環電流は、これらフィルタコンデ
ンサにバイパスするので、コモンモードチョークを大形
化せずに循環電流を抑制できる。
線も除去せずに当該交流電源装置の循環電流を抑制する
ことにある。 【構成】交流電源装置入力側の各相に挿入したリアクト
ル１１Ｕと１１Ｖの電源側に第１フィルタコンデンサ５
１Ｕと５１Ｖとを接続し、これら各フィルタコンデンサ
の他端を直流中間回路に設置した平滑コンデンサ２に接
続する。且つ交流電源装置出力側の各相に挿入したリア
クトル２１Ｕと２１Ｖの電源側に第２フィルタコンデン
サ５２Ｕと５２Ｖとを接続し、これら各フィルタコンデ
ンサの他端を直流中間回路に設置した平滑コンデンサ２
に接続する。当該交流電源装置のスイッチング動作に伴
うノイズに起因する循環電流は、これらフィルタコンデ
ンサにバイパスするので、コモンモードチョークを大形
化せずに循環電流を抑制できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、コンバータとインバ
ータとで構成している交流電源装置のスイッチング動作
に対応して発生する循環電流を抑制する回路に関する。
ータとで構成している交流電源装置のスイッチング動作
に対応して発生する循環電流を抑制する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５はコンバータとインバータとで構成
した交流電源装置の従来例を示した回路図である。半導
体スイッチ素子として例えば電界効果トランジスタ（通
常はＦＥＴと略記する）があるが、このＦＥＴとダイオ
ードとを逆並列接続してスイッチング回路を形成する。
図５に図示のように、４組のこのスイッチング回路１０
Ｕ，１０Ｖ，１０Ｘ，１０Ｙをブリッジ接続して第１電
力変換手段としての第１コンバータ１０を構成して、こ
の第１コンバータ１０を交流電源に接続し、図示してい
ない制御装置からのゲート信号に従って各スイッチング
回路をオン・オフ動作させることにより、この第１コン
バータ１０は入力交流電圧を直流電圧に変換して出力す
る。ここで各スイッチング回路のオン・オフ動作周期は
入力交流の周期よりも遙かに短く（即ち交流電源の周波
数よりも高い周波数）、且つ入力交流電流波形が正弦波
形となるように制御する。このような制御は一般にパル
ス幅変調制御と呼ばれている周知の制御方法である。
した交流電源装置の従来例を示した回路図である。半導
体スイッチ素子として例えば電界効果トランジスタ（通
常はＦＥＴと略記する）があるが、このＦＥＴとダイオ
ードとを逆並列接続してスイッチング回路を形成する。
図５に図示のように、４組のこのスイッチング回路１０
Ｕ，１０Ｖ，１０Ｘ，１０Ｙをブリッジ接続して第１電
力変換手段としての第１コンバータ１０を構成して、こ
の第１コンバータ１０を交流電源に接続し、図示してい
ない制御装置からのゲート信号に従って各スイッチング
回路をオン・オフ動作させることにより、この第１コン
バータ１０は入力交流電圧を直流電圧に変換して出力す
る。ここで各スイッチング回路のオン・オフ動作周期は
入力交流の周期よりも遙かに短く（即ち交流電源の周波
数よりも高い周波数）、且つ入力交流電流波形が正弦波
形となるように制御する。このような制御は一般にパル
ス幅変調制御と呼ばれている周知の制御方法である。
【０００３】同様にＦＥＴとダイオードとの逆並列接続
でなる４組のスイッチング回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０
Ｘ，２０Ｙをブリッジ接続して、第２電力変換手段とし
ての第１インバータ２０を構成してこれをパルス幅変調
制御すれば、この第１インバータ２０は入力直流を交流
に変換することができる。そこで前記第１コンバータ１
０の直流出力側と第１インバータ２０の直流入力側とを
結合している、所謂直流中間回路に平滑コンデンサ２を
接続し、第１コンバータ１０の交流入力側と図示してい
ない交流電源との間には、入力リアクトル１１Ｕと１１
Ｖ，入力コンデンサ１２，入力側コモンモードチョーク
１３，及び入力側接地コンデンサ１４Ｕと１４Ｖとを接
続し、第１インバータ２０の交流出力側には出力リアク
トル２１Ｕと２１Ｖ，出力コンデンサ２２，出力側コモ
ンモードチョーク２３，及び出力側接地コンデンサ２４
Ｕと２４Ｖとを接続して交流電源装置を構成する。この
交流電源装置は負荷装置３へ所望の電圧と周波数の交流
を供給することができる。尚、負荷装置３はその入力端
子に負荷側接地コンデンサ４Ｕと４Ｖとを備えた負荷イ
ンピーダンス４で構成されている。
でなる４組のスイッチング回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０
Ｘ，２０Ｙをブリッジ接続して、第２電力変換手段とし
ての第１インバータ２０を構成してこれをパルス幅変調
制御すれば、この第１インバータ２０は入力直流を交流
に変換することができる。そこで前記第１コンバータ１
０の直流出力側と第１インバータ２０の直流入力側とを
結合している、所謂直流中間回路に平滑コンデンサ２を
接続し、第１コンバータ１０の交流入力側と図示してい
ない交流電源との間には、入力リアクトル１１Ｕと１１
Ｖ，入力コンデンサ１２，入力側コモンモードチョーク
１３，及び入力側接地コンデンサ１４Ｕと１４Ｖとを接
続し、第１インバータ２０の交流出力側には出力リアク
トル２１Ｕと２１Ｖ，出力コンデンサ２２，出力側コモ
ンモードチョーク２３，及び出力側接地コンデンサ２４
Ｕと２４Ｖとを接続して交流電源装置を構成する。この
交流電源装置は負荷装置３へ所望の電圧と周波数の交流
を供給することができる。尚、負荷装置３はその入力端
子に負荷側接地コンデンサ４Ｕと４Ｖとを備えた負荷イ
ンピーダンス４で構成されている。
【０００４】ここで第１コンバータ１０の交流入力側に
設けた入力リアクトル１１Ｕと１１Ｖ及び入力コンデン
サ１２と、第１インバータ２０の交流出力側に設けた出
力リアクトル２１Ｕと２１Ｖ及び出力コンデンサ２２は
フィルタ用である。更に、第１コンバータ１０と第１イ
ンバータ２０のスイッチング動作に伴ってコモンモード
のスイッチングノイズが発生するが、このコモンモード
ノイズが交流電源側へ流出するのを、入力側コモンモー
ドチョーク１３及び入力側接地コンデンサ１４Ｕと１４
Ｖとで防止しており、コモンモードノイズの負荷側への
流出を出力側コモンモードチョーク２３及び出力側接地
コンデンサ２４Ｕと２４Ｖとで防止している。更に負荷
側接地コンデンサ４Ｕと４Ｖは負荷装置３へのノイズの
流入防止用である。ここで入力側接地コンデンサ１４Ｕ
と１４Ｖ及び出力側接地コンデンサ２４Ｕと２４Ｖの一
端は接地線５を介して大地に接地され、負荷側接地コン
デンサ４Ｕと４Ｖの一端は接地線６を介して大地に接地
されている。
設けた入力リアクトル１１Ｕと１１Ｖ及び入力コンデン
サ１２と、第１インバータ２０の交流出力側に設けた出
力リアクトル２１Ｕと２１Ｖ及び出力コンデンサ２２は
フィルタ用である。更に、第１コンバータ１０と第１イ
ンバータ２０のスイッチング動作に伴ってコモンモード
のスイッチングノイズが発生するが、このコモンモード
ノイズが交流電源側へ流出するのを、入力側コモンモー
ドチョーク１３及び入力側接地コンデンサ１４Ｕと１４
Ｖとで防止しており、コモンモードノイズの負荷側への
流出を出力側コモンモードチョーク２３及び出力側接地
コンデンサ２４Ｕと２４Ｖとで防止している。更に負荷
側接地コンデンサ４Ｕと４Ｖは負荷装置３へのノイズの
流入防止用である。ここで入力側接地コンデンサ１４Ｕ
と１４Ｖ及び出力側接地コンデンサ２４Ｕと２４Ｖの一
端は接地線５を介して大地に接地され、負荷側接地コン
デンサ４Ｕと４Ｖの一端は接地線６を介して大地に接地
されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】直流中間回路に接続し
ている平滑コンデンサ２の電圧をＥ、直流中間回路の正
極側電位をＰ、負極側電位をＮとする。第１コンバータ
１０を構成しているスイッチング回路１０Ｕとスイッチ
ング回路１０Ｘとの結合点をａ点とすると、スイッチン
グ回路１０Ｕがオンでスイッチング回路１０Ｘがオフの
ときのａ点電位はＰであり、スイッチング回路１０Ｕが
オフでスイッチング回路１０Ｘがオンのときのａ点電位
はＮである。即ち第１コンバータ１０の動作に従ってａ
点電位はＰ又はＮに矩形波状に変動する。第１インバー
タ２０を構成しているスイッチング回路２０Ｕとスイッ
チング回路２０Ｘとの結合点をｃ点とすると、このｃ点
電位も第１インバータ２０の動作に従ってＰ又はＮに矩
形波状に変動する。それ故ａ点とｃ点との間に電位差を
生じる。この電位差によって、ａ点→入力リアクトル１
１Ｕ→入力側コモンモードチョーク１３→入力側接地コ
ンデンサ１４Ｕ→入力側接地コンデンサ１４Ｖ→接地線
５→出力側接地コンデンサ２４Ｖ→出力側接地コンデン
サ２４Ｕ→出力側コモンモードチョーク２３→出力リア
クトル２１Ｕ→ｃ点の経路で循環電流Ｉ1 が流れ、或い
はａ点→入力リアクトル１１Ｕ→入力側コモンモードチ
ョーク１３→入力側接地コンデンサ１４Ｕ→入力側接地
コンデンサ１４Ｖ→接地線６→負荷側接地コンデンサ４
Ｖ→負荷側接地コンデンサ４Ｕ→出力側コモンモードチ
ョーク２３→出力リアクトル２１Ｕ→ｃ点の経路で循環
電流Ｉ2 が流れる。
ている平滑コンデンサ２の電圧をＥ、直流中間回路の正
極側電位をＰ、負極側電位をＮとする。第１コンバータ
１０を構成しているスイッチング回路１０Ｕとスイッチ
ング回路１０Ｘとの結合点をａ点とすると、スイッチン
グ回路１０Ｕがオンでスイッチング回路１０Ｘがオフの
ときのａ点電位はＰであり、スイッチング回路１０Ｕが
オフでスイッチング回路１０Ｘがオンのときのａ点電位
はＮである。即ち第１コンバータ１０の動作に従ってａ
点電位はＰ又はＮに矩形波状に変動する。第１インバー
タ２０を構成しているスイッチング回路２０Ｕとスイッ
チング回路２０Ｘとの結合点をｃ点とすると、このｃ点
電位も第１インバータ２０の動作に従ってＰ又はＮに矩
形波状に変動する。それ故ａ点とｃ点との間に電位差を
生じる。この電位差によって、ａ点→入力リアクトル１
１Ｕ→入力側コモンモードチョーク１３→入力側接地コ
ンデンサ１４Ｕ→入力側接地コンデンサ１４Ｖ→接地線
５→出力側接地コンデンサ２４Ｖ→出力側接地コンデン
サ２４Ｕ→出力側コモンモードチョーク２３→出力リア
クトル２１Ｕ→ｃ点の経路で循環電流Ｉ1 が流れ、或い
はａ点→入力リアクトル１１Ｕ→入力側コモンモードチ
ョーク１３→入力側接地コンデンサ１４Ｕ→入力側接地
コンデンサ１４Ｖ→接地線６→負荷側接地コンデンサ４
Ｖ→負荷側接地コンデンサ４Ｕ→出力側コモンモードチ
ョーク２３→出力リアクトル２１Ｕ→ｃ点の経路で循環
電流Ｉ2 が流れる。
【０００６】スイッチング回路１０Ｖとスイッチング回
路１０Ｙとの結合点をｂ点とし、スイッチング回路２０
Ｖとスイッチング回路２０Ｙとの結合点をｄ点とする
と、第１コンバータ１０と第１インバータ２０が動作す
る際にｂ点とｄ点との間にも同様の電位差を生じ、この
電位差が原因で同様の循環電流が流れる。図６は図５の
従来例回路の各部の電位変動を示した動作波形図であっ
て、図６はａ点の電位変動、図６はｃ点の電位変
動、図６はａ点とｃ点との間の電位差の変化をそれぞ
れが表している。
路１０Ｙとの結合点をｂ点とし、スイッチング回路２０
Ｖとスイッチング回路２０Ｙとの結合点をｄ点とする
と、第１コンバータ１０と第１インバータ２０が動作す
る際にｂ点とｄ点との間にも同様の電位差を生じ、この
電位差が原因で同様の循環電流が流れる。図６は図５の
従来例回路の各部の電位変動を示した動作波形図であっ
て、図６はａ点の電位変動、図６はｃ点の電位変
動、図６はａ点とｃ点との間の電位差の変化をそれぞ
れが表している。
【０００７】これら接地線５と６を流れる電流Ｉ1 とＩ
2 は漏れ電流であるから、漏電ブレーカが作動して負荷
装置３を停電させたり、負荷装置３の内部を通過する際
にこの負荷装置３に障害を与える原因となるなど、各種
の不都合をひきおこす恐れがある。そこで入力側コモン
モードチョーク１３及び出力側コモンモードチョーク２
３のインダクタンスを大きくすれば、回路インピーダン
スが大になって循環電流を抑制することができるが、イ
ンダクタンスの増大に伴ってコモンモードチョークが大
形になり、当該交流電源装置を大形化・高価格化する欠
点がある。
2 は漏れ電流であるから、漏電ブレーカが作動して負荷
装置３を停電させたり、負荷装置３の内部を通過する際
にこの負荷装置３に障害を与える原因となるなど、各種
の不都合をひきおこす恐れがある。そこで入力側コモン
モードチョーク１３及び出力側コモンモードチョーク２
３のインダクタンスを大きくすれば、回路インピーダン
スが大になって循環電流を抑制することができるが、イ
ンダクタンスの増大に伴ってコモンモードチョークが大
形になり、当該交流電源装置を大形化・高価格化する欠
点がある。
【０００８】コモンモードチョークのインダクタンスを
大きくする代わりに、第１コンバータ１０と第１インバ
ータ２０のいずれか一方の接地線を除去して循環電流の
経路を断ち切る方法もあるが、図５に図示のように負荷
装置３に負荷側接地コンデンサ４Ｕと４Ｖを備えていた
り、図示していない交流電源が接地コンデンサを備えて
いる場合は、これらの接地線も除去しなければならない
し、接地線の除去により電位変動が大きくなるし、ノイ
ズ電圧の増加と共に感電の恐れを生じるなど、別の不都
合が生じてしまうから、接地線を除去することは殆ど不
可能である。
大きくする代わりに、第１コンバータ１０と第１インバ
ータ２０のいずれか一方の接地線を除去して循環電流の
経路を断ち切る方法もあるが、図５に図示のように負荷
装置３に負荷側接地コンデンサ４Ｕと４Ｖを備えていた
り、図示していない交流電源が接地コンデンサを備えて
いる場合は、これらの接地線も除去しなければならない
し、接地線の除去により電位変動が大きくなるし、ノイ
ズ電圧の増加と共に感電の恐れを生じるなど、別の不都
合が生じてしまうから、接地線を除去することは殆ど不
可能である。
【０００９】そこでこの発明の目的は、コモンモードチ
ョークを大形化せず、且つ接地線も除去せずに当該交流
電源装置の循環電流を抑制することにある。
ョークを大形化せず、且つ接地線も除去せずに当該交流
電源装置の循環電流を抑制することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めにこの発明の交流電源装置の循環電流抑制回路は、半
導体スイッチ素子で構成して入力した交流を直流に変換
する第１電力変換手段と、半導体スイッチ素子で構成し
て入力した直流を交流に変換する第２電力変換手段と、
これら第１電力変換手段の直流出力側と第２電力変換手
段の直流入力側とを結合している直流中間回路に接続し
た平滑コンデンサと、前記第１電力変換手段の交流入力
側の各相に挿入した入力リアクトルと、この交流入力側
の各相と大地との間に接続した入力側接地コンデンサ
と、前記第２電力変換手段の交流出力側の各相に挿入し
た出力リアクトルと、この交流出力側の各相と大地との
間に接続した出力側接地コンデンサとで構成している交
流電源装置において、前記第１電力変換手段の交流入力
側に挿入した入力リアクトルの電源側と前記平滑コンデ
ンサの一端との間に第１フィルタコンデンサを各相毎に
別個に接続し、前記第２電力変換手段の交流出力側に挿
入した出力リアクトルの負荷側と前記平滑コンデンサの
一端との間に第２フィルタコンデンサを各相毎に別個に
接続するものとする。
めにこの発明の交流電源装置の循環電流抑制回路は、半
導体スイッチ素子で構成して入力した交流を直流に変換
する第１電力変換手段と、半導体スイッチ素子で構成し
て入力した直流を交流に変換する第２電力変換手段と、
これら第１電力変換手段の直流出力側と第２電力変換手
段の直流入力側とを結合している直流中間回路に接続し
た平滑コンデンサと、前記第１電力変換手段の交流入力
側の各相に挿入した入力リアクトルと、この交流入力側
の各相と大地との間に接続した入力側接地コンデンサ
と、前記第２電力変換手段の交流出力側の各相に挿入し
た出力リアクトルと、この交流出力側の各相と大地との
間に接続した出力側接地コンデンサとで構成している交
流電源装置において、前記第１電力変換手段の交流入力
側に挿入した入力リアクトルの電源側と前記平滑コンデ
ンサの一端との間に第１フィルタコンデンサを各相毎に
別個に接続し、前記第２電力変換手段の交流出力側に挿
入した出力リアクトルの負荷側と前記平滑コンデンサの
一端との間に第２フィルタコンデンサを各相毎に別個に
接続するものとする。
【００１１】又は、ダイオードで構成して入力した交流
を直流に整流するダイオード整流器と、半導体スイッチ
素子のオン・オフ動作でこのダイオード整流器の出力直
流電圧を所望の直流電圧に変換するチョッパ装置とで構
成した第３電力変換手段と、半導体スイッチ素子で構成
して入力した直流を交流に変換する第２電力変換手段
と、これら第３電力変換手段の直流出力側と第２電力変
換手段の直流入力側とを結合している直流中間回路に接
続した平滑コンデンサと、前記第３電力変換手段の交流
入力側の各相と大地との間に接続した入力側接地コンデ
ンサと、前記第２電力変換手段の交流出力側の各相に挿
入した出力リアクトルと、この交流出力側の各相と大地
との間に接続した出力側接地コンデンサとで構成してい
る交流電源装置において、前記第２電力変換手段の交流
出力側に挿入した出力リアクトルの負荷側と前記平滑コ
ンデンサの一端との間に第２フィルタコンデンサを各相
毎に別個に接続するものとする。
を直流に整流するダイオード整流器と、半導体スイッチ
素子のオン・オフ動作でこのダイオード整流器の出力直
流電圧を所望の直流電圧に変換するチョッパ装置とで構
成した第３電力変換手段と、半導体スイッチ素子で構成
して入力した直流を交流に変換する第２電力変換手段
と、これら第３電力変換手段の直流出力側と第２電力変
換手段の直流入力側とを結合している直流中間回路に接
続した平滑コンデンサと、前記第３電力変換手段の交流
入力側の各相と大地との間に接続した入力側接地コンデ
ンサと、前記第２電力変換手段の交流出力側の各相に挿
入した出力リアクトルと、この交流出力側の各相と大地
との間に接続した出力側接地コンデンサとで構成してい
る交流電源装置において、前記第２電力変換手段の交流
出力側に挿入した出力リアクトルの負荷側と前記平滑コ
ンデンサの一端との間に第２フィルタコンデンサを各相
毎に別個に接続するものとする。
【００１２】
【作用】この発明は、交流電源からの交流を直流に変換
して直流中間回路へ出力する電源側電力変換手段の入力
側に挿入しているリアクトルの電源側に、前述の循環電
流をバイパスさせるためのフィルタコンデンサの一端を
接続し、このフィルタコンデンサの他端を直流中間回路
に接続している平滑コンデンサに接続する。或いはこの
直流中間回路からの直流を交流に変換して負荷装置へ出
力する負荷側電力変換手段の出力側に挿入しているリア
クトルの負荷側に、前記とは別のフィルタコンデンサの
一端を接続し、このフィルタコンデンサの他端を直流中
間回路に接続している平滑コンデンサに接続すること
で、前記と同様に循環電流をこのフィルタコンデンサへ
バイパスさせる。その結果、接地線に流れる循環電流
（即ち漏れ電流）は減少し、この漏れ電流が負荷装置内
部を流れる不都合や、漏電ブレーカが動作してしまう不
都合を回避できる。
して直流中間回路へ出力する電源側電力変換手段の入力
側に挿入しているリアクトルの電源側に、前述の循環電
流をバイパスさせるためのフィルタコンデンサの一端を
接続し、このフィルタコンデンサの他端を直流中間回路
に接続している平滑コンデンサに接続する。或いはこの
直流中間回路からの直流を交流に変換して負荷装置へ出
力する負荷側電力変換手段の出力側に挿入しているリア
クトルの負荷側に、前記とは別のフィルタコンデンサの
一端を接続し、このフィルタコンデンサの他端を直流中
間回路に接続している平滑コンデンサに接続すること
で、前記と同様に循環電流をこのフィルタコンデンサへ
バイパスさせる。その結果、接地線に流れる循環電流
（即ち漏れ電流）は減少し、この漏れ電流が負荷装置内
部を流れる不都合や、漏電ブレーカが動作してしまう不
都合を回避できる。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の第１実施例を表した回路図で
あって、請求項１に対応している。この図１に図示して
いる平滑コンデンサ２，負荷装置３とその構成要素であ
る負荷インピーダンス４と負荷側接地コンデンサ４Ｕと
４Ｖ，接地線５と６，第１電力変換手段としての第１コ
ンバータ１０とその４組のスイッチング回路１０Ｕと１
０Ｖと１０Ｘと１０Ｙ，入力リアクトル１１Ｕと１１
Ｖ，入力側コモンモードチョーク１３，入力側接地コン
デンサ１４Ｕと１４Ｖ，第２電力変換手段としての第１
インバータ２０とその４組のスイッチング回路２０Ｕと
２０Ｖと２０Ｘと２０Ｙ，出力リアクトル２１Ｕと２１
Ｖ，出力側コモンモードチョーク２３，出力側接地コン
デンサ２４Ｕと２４Ｖの名称・用途・機能は図５で既述
の従来例回路と同じであるから、これらの説明は省略す
る。
あって、請求項１に対応している。この図１に図示して
いる平滑コンデンサ２，負荷装置３とその構成要素であ
る負荷インピーダンス４と負荷側接地コンデンサ４Ｕと
４Ｖ，接地線５と６，第１電力変換手段としての第１コ
ンバータ１０とその４組のスイッチング回路１０Ｕと１
０Ｖと１０Ｘと１０Ｙ，入力リアクトル１１Ｕと１１
Ｖ，入力側コモンモードチョーク１３，入力側接地コン
デンサ１４Ｕと１４Ｖ，第２電力変換手段としての第１
インバータ２０とその４組のスイッチング回路２０Ｕと
２０Ｖと２０Ｘと２０Ｙ，出力リアクトル２１Ｕと２１
Ｖ，出力側コモンモードチョーク２３，出力側接地コン
デンサ２４Ｕと２４Ｖの名称・用途・機能は図５で既述
の従来例回路と同じであるから、これらの説明は省略す
る。
【００１４】本発明では、交流を直流に変換する第１コ
ンバータ１０の入力側に挿入している入力リアクトル１
１Ｕと１１Ｖの電源側の各相に第１フィルタコンデンサ
５１Ｕと５１Ｖとを接続し、これら各フィルタコンデン
サの他端を平滑コンデンサ２の負極側に接続し、且つ直
流を交流に変換する第１インバータ２０の出力側に挿入
している出力リアクトル２１Ｕと２１Ｖの負荷側の各相
に、第２フィルタコンデンサ５２Ｕと５２Ｖとを接続
し、これら各フィルタコンデンサの他端も平滑コンデン
サ２の負極側に接続している。
ンバータ１０の入力側に挿入している入力リアクトル１
１Ｕと１１Ｖの電源側の各相に第１フィルタコンデンサ
５１Ｕと５１Ｖとを接続し、これら各フィルタコンデン
サの他端を平滑コンデンサ２の負極側に接続し、且つ直
流を交流に変換する第１インバータ２０の出力側に挿入
している出力リアクトル２１Ｕと２１Ｖの負荷側の各相
に、第２フィルタコンデンサ５２Ｕと５２Ｖとを接続
し、これら各フィルタコンデンサの他端も平滑コンデン
サ２の負極側に接続している。
【００１５】第１コンバータ１０と第１インバータ２０
を構成している各スイッチング回路の動作は図５で既述
の従来例回路と同じである。従ってａ，ｂ，ｃ，ｄ各点
の電位変動も図５で既述の従来例回路と同じになる。こ
の電位変動に起因して流れる循環電流の大部分は第１フ
ィルタコンデンサ５１Ｕ，５１Ｖと第２フィルタコンデ
ンサ５２Ｕ，５２Ｖとにバイパスされるので、接地線５
と６には殆ど流れない。従って入力リアクトル１１Ｕと
第１フィルタコンデンサ５１Ｕとの結合点であるｅ点の
高周波電位変動は、これら入力リアクトル１１Ｕと第１
フィルタコンデンサ５１Ｕとによって抑制され、低周波
数の電位変動（図２，参照）のみが残ることにな
る。入力側接地コンデンサ１４Ｕの静電容量は第１フィ
ルタコンデンサ５１Ｕの静電容量よりも遙かに小さいの
で、低周波数の電位変動により流れる低周波電流は、こ
の入力側接地コンデンサ１４Ｕには僅かしか流れない。
このことは出力側接地コンデンサ２４Ｕや負荷側接地コ
ンデンサ４Ｕについても同様である。
を構成している各スイッチング回路の動作は図５で既述
の従来例回路と同じである。従ってａ，ｂ，ｃ，ｄ各点
の電位変動も図５で既述の従来例回路と同じになる。こ
の電位変動に起因して流れる循環電流の大部分は第１フ
ィルタコンデンサ５１Ｕ，５１Ｖと第２フィルタコンデ
ンサ５２Ｕ，５２Ｖとにバイパスされるので、接地線５
と６には殆ど流れない。従って入力リアクトル１１Ｕと
第１フィルタコンデンサ５１Ｕとの結合点であるｅ点の
高周波電位変動は、これら入力リアクトル１１Ｕと第１
フィルタコンデンサ５１Ｕとによって抑制され、低周波
数の電位変動（図２，参照）のみが残ることにな
る。入力側接地コンデンサ１４Ｕの静電容量は第１フィ
ルタコンデンサ５１Ｕの静電容量よりも遙かに小さいの
で、低周波数の電位変動により流れる低周波電流は、こ
の入力側接地コンデンサ１４Ｕには僅かしか流れない。
このことは出力側接地コンデンサ２４Ｕや負荷側接地コ
ンデンサ４Ｕについても同様である。
【００１６】図２は図１の第１実施例回路の各部の電位
変動を示した動作波形図であって、図２はａ点の電位
変動、図２はｃ点の電位変動、図２はｅ点の電位変
動、図２はｇ点（出力リアクトル２１Ｕと第２フィル
タコンデンサ５２Ｕとの結合点）の電位変動をそれぞれ
が表している。ここで入力リアクトル１１Ｕと１１Ｖ，
及び出力リアクトル２１Ｕと２１Ｖのインダクタンスが
大きく、第１フィルタコンデンサ５１Ｕと５１Ｖ，及び
第２フィルタコンデンサ５２Ｕと５２Ｖの静電容量が大
きければ、入力側コモンモードチョーク１３や出力側コ
モンモードチョーク２３を省略することも可能になる。
尚、図１は単相交流回路の場合を図示しているが、第１
コンバータ１０又は第１インバータ２０が多相交流回路
の場合でも本発明を適用できるし、各フィルタコンデン
サの他端を平滑コンデンサ２の負極側へ接続する代わり
に正極側へ接続しても同様の効果が得られるのは勿論で
ある。
変動を示した動作波形図であって、図２はａ点の電位
変動、図２はｃ点の電位変動、図２はｅ点の電位変
動、図２はｇ点（出力リアクトル２１Ｕと第２フィル
タコンデンサ５２Ｕとの結合点）の電位変動をそれぞれ
が表している。ここで入力リアクトル１１Ｕと１１Ｖ，
及び出力リアクトル２１Ｕと２１Ｖのインダクタンスが
大きく、第１フィルタコンデンサ５１Ｕと５１Ｖ，及び
第２フィルタコンデンサ５２Ｕと５２Ｖの静電容量が大
きければ、入力側コモンモードチョーク１３や出力側コ
モンモードチョーク２３を省略することも可能になる。
尚、図１は単相交流回路の場合を図示しているが、第１
コンバータ１０又は第１インバータ２０が多相交流回路
の場合でも本発明を適用できるし、各フィルタコンデン
サの他端を平滑コンデンサ２の負極側へ接続する代わり
に正極側へ接続しても同様の効果が得られるのは勿論で
ある。
【００１７】図３は本発明の第２実施例を表した回路図
であって、請求項２に対応するが、この図３に図示して
いる平滑コンデンサ２，負荷装置３とその構成要素であ
る負荷インピーダンス４と負荷側接地コンデンサ４Ｕと
４Ｖ，接地線５と６，入力コンデンサ１２，入力側コモ
ンモードチョーク１３，入力側接地コンデンサ１４Ｕと
１４Ｖ，第２電力変換手段としての第１インバータ２０
とその４組のスイッチング回路２０Ｕと２０Ｖと２０Ｘ
と２０Ｙ，出力リアクトル２１Ｕと２１Ｖ，出力側コモ
ンモードチョーク２３，出力側接地コンデンサ２４Ｕと
２４Ｖの名称・用途・機能は図５で既述の従来例回路と
同じであるから、これらの説明は省略する。
であって、請求項２に対応するが、この図３に図示して
いる平滑コンデンサ２，負荷装置３とその構成要素であ
る負荷インピーダンス４と負荷側接地コンデンサ４Ｕと
４Ｖ，接地線５と６，入力コンデンサ１２，入力側コモ
ンモードチョーク１３，入力側接地コンデンサ１４Ｕと
１４Ｖ，第２電力変換手段としての第１インバータ２０
とその４組のスイッチング回路２０Ｕと２０Ｖと２０Ｘ
と２０Ｙ，出力リアクトル２１Ｕと２１Ｖ，出力側コモ
ンモードチョーク２３，出力側接地コンデンサ２４Ｕと
２４Ｖの名称・用途・機能は図５で既述の従来例回路と
同じであるから、これらの説明は省略する。
【００１８】本発明では、４個のダイオード３０Ｕ，３
０Ｖ，３０Ｘ，３０Ｙをブリッジ接続したダイオード整
流器と、チョッパ３０Ｓとチョッパダイオード３０Ｄと
チョッパリアクトル３０Ｌとでなるチョッパ装置とで、
第３電力変換手段としての第２コンバータ３０を構成
し、図示していない交流電源からの交流をダイオード整
流器で直流に整流した後、チョッパ装置で所望電圧の直
流に変換して平滑コンデンサ２へ出力することと、第１
インバータ２０の出力側に挿入している出力リアクトル
２１Ｕと２１Ｖの負荷側の各相に第２フィルタコンデン
サ５２Ｕと５２Ｖとを接続し、この第２フィルタコンデ
ンサ５２Ｕと５２Ｖの他端を平滑コンデンサ２に接続し
ているところが、図５で既述の従来例回路とは異なって
いる。
０Ｖ，３０Ｘ，３０Ｙをブリッジ接続したダイオード整
流器と、チョッパ３０Ｓとチョッパダイオード３０Ｄと
チョッパリアクトル３０Ｌとでなるチョッパ装置とで、
第３電力変換手段としての第２コンバータ３０を構成
し、図示していない交流電源からの交流をダイオード整
流器で直流に整流した後、チョッパ装置で所望電圧の直
流に変換して平滑コンデンサ２へ出力することと、第１
インバータ２０の出力側に挿入している出力リアクトル
２１Ｕと２１Ｖの負荷側の各相に第２フィルタコンデン
サ５２Ｕと５２Ｖとを接続し、この第２フィルタコンデ
ンサ５２Ｕと５２Ｖの他端を平滑コンデンサ２に接続し
ているところが、図５で既述の従来例回路とは異なって
いる。
【００１９】図３の第２実施例回路は、入力電流が正弦
波状に制御されて連続的に流れるので、ダイオード整流
器を構成しているダイオード３０Ｘ又は３０Ｙのいずれ
か一方が、入力電圧の半サイクルにわたって導通状態と
なる。ダイオード３０Ｖとダイオード３０Ｙとの結合点
であるｂ点の電位は、ダイオード３０Ｙが導通している
ときは平滑コンデンサ２の負極側端子と同電位となる。
一方ダイオード３０Ｕとダイオード３０Ｘとの結合点で
あるａ点の電位は、ｂ点電位に交流入力電圧を加算した
値に等しい。即ちａ点とｂ点はいずれも平滑コンデンサ
２の負極側端子に対して高周波の電位変動を生じないか
ら、第２コンバータ３０のスイッチング動作に伴う循環
電流は発生しない。それ故、第１インバータ２０が図１
で既述の第１実施例回路の場合と同じ動作をするなら
ば、出力リアクトル２１Ｕと２１Ｖの負荷側に第２フィ
ルタコンデンサ５２Ｕと５２Ｖとを接続し、第２フィル
タコンデンサそれぞれの他端を平滑コンデンサ２の負極
側に接続すれば、第１インバータ２０がスイッチング動
作する際に発生して接地線５と６に流れる循環電流を抑
制することができる。
波状に制御されて連続的に流れるので、ダイオード整流
器を構成しているダイオード３０Ｘ又は３０Ｙのいずれ
か一方が、入力電圧の半サイクルにわたって導通状態と
なる。ダイオード３０Ｖとダイオード３０Ｙとの結合点
であるｂ点の電位は、ダイオード３０Ｙが導通している
ときは平滑コンデンサ２の負極側端子と同電位となる。
一方ダイオード３０Ｕとダイオード３０Ｘとの結合点で
あるａ点の電位は、ｂ点電位に交流入力電圧を加算した
値に等しい。即ちａ点とｂ点はいずれも平滑コンデンサ
２の負極側端子に対して高周波の電位変動を生じないか
ら、第２コンバータ３０のスイッチング動作に伴う循環
電流は発生しない。それ故、第１インバータ２０が図１
で既述の第１実施例回路の場合と同じ動作をするなら
ば、出力リアクトル２１Ｕと２１Ｖの負荷側に第２フィ
ルタコンデンサ５２Ｕと５２Ｖとを接続し、第２フィル
タコンデンサそれぞれの他端を平滑コンデンサ２の負極
側に接続すれば、第１インバータ２０がスイッチング動
作する際に発生して接地線５と６に流れる循環電流を抑
制することができる。
【００２０】図４は図３の第２実施例回路の各部の電位
変動を示した動作波形図であって、図４はａ点の電位
変動、図４はｂ点の電位変動、図４はｃ点（スイッ
チング回路２０Ｕとスイッチング回路２０Ｘとの結合
点）の電位変動、図４はｇ点（出力リアクトル２１Ｕ
と第２フィルタコンデンサ５２Ｕとの結合点）の電位変
動をそれぞれが表している。
変動を示した動作波形図であって、図４はａ点の電位
変動、図４はｂ点の電位変動、図４はｃ点（スイッ
チング回路２０Ｕとスイッチング回路２０Ｘとの結合
点）の電位変動、図４はｇ点（出力リアクトル２１Ｕ
と第２フィルタコンデンサ５２Ｕとの結合点）の電位変
動をそれぞれが表している。
【００２１】
【発明の効果】従来は交流電源装置を構成している第１
電力変換手段或いは第２電力変換手段のスイッチング動
作に伴って、これら各電力変換手段，負荷装置，又は電
源装置に設置した接地コンデンサを介して循環電流（漏
れ電流）が流れるが、本発明によれば、直流中間回路に
接続した平滑コンデンサと当該交流電源装置の入力側と
の間の各相にフィルタコンデンサを接続し、或いは直流
中間回路に接続した平滑コンデンサと当該交流電源装置
の出力側との間の各相にフィルタコンデンサを接続する
ことで、前述の循環電流をこのフィルタコンデンサへバ
イパスさせることにより、漏れ電流を大幅に抑制するこ
とができる。その結果、ノイズが外部へ流出するのを防
止するためにこの交流電源装置の入力側と出力側とに設
けているコモンモードチョークのインダクタンスを小さ
くできる。その結果、コモンモードチョークが小形にな
り、交流電源装置の小形・軽量化と、コスト低減の効果
が得られる。
電力変換手段或いは第２電力変換手段のスイッチング動
作に伴って、これら各電力変換手段，負荷装置，又は電
源装置に設置した接地コンデンサを介して循環電流（漏
れ電流）が流れるが、本発明によれば、直流中間回路に
接続した平滑コンデンサと当該交流電源装置の入力側と
の間の各相にフィルタコンデンサを接続し、或いは直流
中間回路に接続した平滑コンデンサと当該交流電源装置
の出力側との間の各相にフィルタコンデンサを接続する
ことで、前述の循環電流をこのフィルタコンデンサへバ
イパスさせることにより、漏れ電流を大幅に抑制するこ
とができる。その結果、ノイズが外部へ流出するのを防
止するためにこの交流電源装置の入力側と出力側とに設
けているコモンモードチョークのインダクタンスを小さ
くできる。その結果、コモンモードチョークが小形にな
り、交流電源装置の小形・軽量化と、コスト低減の効果
が得られる。
【図１】本発明の第１実施例を表した回路図
【図２】図１の第１実施例回路の各部の電位変動を示し
た動作波形図
た動作波形図
【図３】本発明の第２実施例を表した回路図
【図４】図３の第２実施例回路の各部の電位変動を示し
た動作波形図
た動作波形図
【図５】コンバータとインバータとで構成した交流電源
装置の従来例を示した回路図
装置の従来例を示した回路図
【図６】図５の従来例回路の各部の電位変動を示した動
作波形図
作波形図
２ 平滑コンデンサ ３ 負荷装置 ４Ｕ，４Ｖ 負荷側接地コンデンサ ５，６ 接地線 １０ 第１電力変換手段としての第１コンバ
ータ １１Ｕ，１１Ｖ 入力リアクトル １２ 入力コンデンサ １３ 入力側コモンモードチョーク １４Ｕ，１４Ｖ 入力側接地コンデンサ ２０ 第２電力変換手段としての第１インバ
ータ ２１Ｕ，２１Ｖ 出力リアクトル ２２ 出力コンデンサ ２３ 出力側コモンモードチョーク ２４Ｕ，２４Ｖ 出力側接地コンデンサ ３０ 第３電力変換手段としての第２コンバ
ータ ３０Ｄ チョッパダイオード ３０Ｌ チョッパリアクトル ３０Ｓ チョッパ ５１Ｕ，５１Ｖ 第１フィルタコンデンサ ５２Ｕ，５２Ｖ 第２フィルタコンデンサ ５３Ｕ，５３Ｖ 第３フィルタコンデンサ
ータ １１Ｕ，１１Ｖ 入力リアクトル １２ 入力コンデンサ １３ 入力側コモンモードチョーク １４Ｕ，１４Ｖ 入力側接地コンデンサ ２０ 第２電力変換手段としての第１インバ
ータ ２１Ｕ，２１Ｖ 出力リアクトル ２２ 出力コンデンサ ２３ 出力側コモンモードチョーク ２４Ｕ，２４Ｖ 出力側接地コンデンサ ３０ 第３電力変換手段としての第２コンバ
ータ ３０Ｄ チョッパダイオード ３０Ｌ チョッパリアクトル ３０Ｓ チョッパ ５１Ｕ，５１Ｖ 第１フィルタコンデンサ ５２Ｕ，５２Ｖ 第２フィルタコンデンサ ５３Ｕ，５３Ｖ 第３フィルタコンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】半導体スイッチ素子で構成して入力した交
流を直流に変換する第１電力変換手段と、半導体スイッ
チ素子で構成して入力した直流を交流に変換する第２電
力変換手段と、これら第１電力変換手段の直流出力側と
第２電力変換手段の直流入力側とを結合している直流中
間回路に接続した平滑コンデンサと、前記第１電力変換
手段の交流入力側の各相に挿入した入力リアクトルと、
この交流入力側の各相と大地との間に接続した入力側接
地コンデンサと、前記第２電力変換手段の交流出力側の
各相に挿入した出力リアクトルと、この交流出力側の各
相と大地との間に接続した出力側接地コンデンサとで構
成している交流電源装置において、 前記第１電力変換手段の交流入力側に挿入した入力リア
クトルの電源側と前記平滑コンデンサの一端との間に第
１フィルタコンデンサを各相毎に別個に接続し、前記第
２電力変換手段の交流出力側に挿入した出力リアクトル
の負荷側と前記平滑コンデンサの一端との間に第２フィ
ルタコンデンサを各相毎に別個に接続することを特徴と
する交流電源装置の循環電流抑制回路。 - 【請求項２】ダイオードで構成して入力した交流を直流
に整流するダイオード整流器と、半導体スイッチ素子の
オン・オフ動作でこのダイオード整流器の出力直流電圧
を所望の直流電圧に変換するチョッパ装置とで構成した
第３電力変換手段と、半導体スイッチ素子で構成して入
力した直流を交流に変換する第２電力変換手段と、これ
ら第３電力変換手段の直流出力側と第２電力変換手段の
直流入力側とを結合している直流中間回路に接続した平
滑コンデンサと、前記第３電力変換手段の交流入力側の
各相と大地との間に接続した入力側接地コンデンサと、
前記第２電力変換手段の交流出力側の各相に挿入した出
力リアクトルと、この交流出力側の各相と大地との間に
接続した出力側接地コンデンサとで構成している交流電
源装置において、 前記第２電力変換手段の交流出力側に挿入した出力リア
クトルの負荷側と前記平滑コンデンサの一端との間に第
２フィルタコンデンサを各相毎に別個に接続することを
特徴とする交流電源装置の循環電流抑制回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5226757A JPH0787753A (ja) | 1993-09-13 | 1993-09-13 | 交流電源装置の循環電流抑制回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5226757A JPH0787753A (ja) | 1993-09-13 | 1993-09-13 | 交流電源装置の循環電流抑制回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0787753A true JPH0787753A (ja) | 1995-03-31 |
Family
ID=16850141
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5226757A Pending JPH0787753A (ja) | 1993-09-13 | 1993-09-13 | 交流電源装置の循環電流抑制回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787753A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5889661A (en) * | 1996-09-10 | 1999-03-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Power conversion apparatus, control method and uninterruptible power supply equipped with the apparatus |
| JP2002369543A (ja) * | 2001-06-05 | 2002-12-20 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 太陽光発電装置 |
| JP2006020389A (ja) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Yaskawa Electric Corp | ノイズフィルタおよびそれを搭載したモータ駆動装置 |
| DE19714977B4 (de) * | 1996-04-19 | 2010-02-11 | Hitachi Metals, Ltd. | Vorrichtung mit Wechselrichter |
| WO2010055713A1 (ja) * | 2008-11-12 | 2010-05-20 | 株式会社 東芝 | 系統連系インバータ |
| JP2010154687A (ja) * | 2008-12-25 | 2010-07-08 | Canon Inc | モータ駆動装置 |
| JP2010280458A (ja) * | 2009-06-02 | 2010-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | エレベータの制御装置 |
| JP2012125055A (ja) * | 2010-12-08 | 2012-06-28 | Toshiba Corp | インバータ |
| US8472215B2 (en) | 2010-01-13 | 2013-06-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Grid-tie inverter for interconnecting AC voltage to electric power grid |
-
1993
- 1993-09-13 JP JP5226757A patent/JPH0787753A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19714977B4 (de) * | 1996-04-19 | 2010-02-11 | Hitachi Metals, Ltd. | Vorrichtung mit Wechselrichter |
| US5889661A (en) * | 1996-09-10 | 1999-03-30 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Power conversion apparatus, control method and uninterruptible power supply equipped with the apparatus |
| CN1067499C (zh) * | 1996-09-10 | 2001-06-20 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置及其控制方法以及采用它的不间断电源装置 |
| JP2002369543A (ja) * | 2001-06-05 | 2002-12-20 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 太陽光発電装置 |
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| WO2010055713A1 (ja) * | 2008-11-12 | 2010-05-20 | 株式会社 東芝 | 系統連系インバータ |
| KR101218953B1 (ko) * | 2008-11-12 | 2013-01-04 | 가부시끼가이샤 도시바 | 계통 연계 인버터 |
| US8514596B2 (en) | 2008-11-12 | 2013-08-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | System interconnection inverter with bypass path |
| JP2010154687A (ja) * | 2008-12-25 | 2010-07-08 | Canon Inc | モータ駆動装置 |
| JP2010280458A (ja) * | 2009-06-02 | 2010-12-16 | Mitsubishi Electric Corp | エレベータの制御装置 |
| US8472215B2 (en) | 2010-01-13 | 2013-06-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Grid-tie inverter for interconnecting AC voltage to electric power grid |
| JP2012125055A (ja) * | 2010-12-08 | 2012-06-28 | Toshiba Corp | インバータ |
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