JPH0787152A - 直交信号発生回路 - Google Patents
直交信号発生回路Info
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- JPH0787152A JPH0787152A JP5224365A JP22436593A JPH0787152A JP H0787152 A JPH0787152 A JP H0787152A JP 5224365 A JP5224365 A JP 5224365A JP 22436593 A JP22436593 A JP 22436593A JP H0787152 A JPH0787152 A JP H0787152A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L23/00—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00
- H04L23/02—Apparatus or local circuits for systems other than those covered by groups H04L15/00 - H04L21/00 adapted for orthogonal signalling
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/22—Networks for phase shifting providing two or more phase shifted output signals, e.g. n-phase output
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
Abstract
(57)【要約】
【目的】低電圧動作が可能であって、また電圧利得を十
分に確保しつつ、互いに９０°位相の異なる２つの出力
信号を高精度に得ることができる直交信号発生回路を提
供する。 【構成】入力端子１から与えられる交流入力信号によっ
て電流値が変化する可変電流源２と、この可変電流源２
と電源＋Ｖccとの間に接続された線形素子３と、この線
形素子３に対してそれぞれ並列に接続された積分器（Ｃ
１，Ｒ１）および微分器（Ｒ２，Ｃ２）により構成さ
れ、互いに９０°位相の異なる第１および第２の出力信
号を得る移相回路４とを有する。
分に確保しつつ、互いに９０°位相の異なる２つの出力
信号を高精度に得ることができる直交信号発生回路を提
供する。 【構成】入力端子１から与えられる交流入力信号によっ
て電流値が変化する可変電流源２と、この可変電流源２
と電源＋Ｖccとの間に接続された線形素子３と、この線
形素子３に対してそれぞれ並列に接続された積分器（Ｃ
１，Ｒ１）および微分器（Ｒ２，Ｃ２）により構成さ
れ、互いに９０°位相の異なる第１および第２の出力信
号を得る移相回路４とを有する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直交変調に使用される
キャリア信号のような互いに９０°位相の異なる２つの
信号を発生する直交信号発生回路に関する。
キャリア信号のような互いに９０°位相の異なる２つの
信号を発生する直交信号発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、携帯電話機、セルラーに代表され
るように、場所を選ばずに通信ができる移動通信機器の
開発が盛んに行なわれている。これらの通信機器は、例
えば人間が所持したり、自動車などに搭載されるため、
小型・軽量化が要求される。このため、機器を構成する
部品は従来のハイブリッドＩＣに代えて、小型・軽量化
に向くモノリシックＩＣ化が必須となってきた。さら
に、携帯電話などはバッテリ駆動が必須であるため、Ｉ
Ｃは低電圧・低消費電力で動作することが要求される。
るように、場所を選ばずに通信ができる移動通信機器の
開発が盛んに行なわれている。これらの通信機器は、例
えば人間が所持したり、自動車などに搭載されるため、
小型・軽量化が要求される。このため、機器を構成する
部品は従来のハイブリッドＩＣに代えて、小型・軽量化
に向くモノリシックＩＣ化が必須となってきた。さら
に、携帯電話などはバッテリ駆動が必須であるため、Ｉ
Ｃは低電圧・低消費電力で動作することが要求される。
【０００３】ところで、このような移動通信機器では、
通信方式として互いに９０°位相の異なる２つのキャリ
アに音声信号を乗せて伝送する直交変調方式が一般に採
用されている。直交変調方式を実現する場合、局部発振
器で発生される純度の高いローカル信号から互いに９０
°位相の異なる２つのキャリア信号を生成する必要があ
る。本発明では、これらの２つのキャリア信号のような
直交関係にある２つの出力信号を発生する回路を直交信
号発生回路という。
通信方式として互いに９０°位相の異なる２つのキャリ
アに音声信号を乗せて伝送する直交変調方式が一般に採
用されている。直交変調方式を実現する場合、局部発振
器で発生される純度の高いローカル信号から互いに９０
°位相の異なる２つのキャリア信号を生成する必要があ
る。本発明では、これらの２つのキャリア信号のような
直交関係にある２つの出力信号を発生する回路を直交信
号発生回路という。
【０００４】図８に、従来の直交信号発生回路の例を示
す。入力端子１００に入力されるローカル信号は、キャ
パシタ１０１を介して終端抵抗１０２で終端された後、
トランジスタ１０３と電流源１０４からなるエミッタフ
ォロワ回路を介して移相回路１０５に入力される。移相
回路１０５は、キャパシタＣ１１と抵抗Ｒ１１からなる
微分器と、抵抗Ｒ１２とキャパシタＣ１２からなる積分
器により構成され、微分器からローカル信号の位相を進
めた信号を出力し、積分器からローカル信号の位相を遅
らせた信号を出力する。微分器の出力信号はトランジス
タ１０６と電流源１０８からなるエミッタフォロワ回路
を介して出力端子１１０に出力され、積分器の出力信号
はトランジスタ１０７と電流源１０９からなるエミッタ
フォロワ回路を介して出力端子１１１に出力される。な
お、本回路はギガヘルツ帯の信号を扱うことを想定して
いるため、インピーダンス整合のための終端抵抗１０２
を備えるとともに、キャパシタ１０１によってローカル
信号の交流成分のみを移相器１０５に入力するようにし
ている。
す。入力端子１００に入力されるローカル信号は、キャ
パシタ１０１を介して終端抵抗１０２で終端された後、
トランジスタ１０３と電流源１０４からなるエミッタフ
ォロワ回路を介して移相回路１０５に入力される。移相
回路１０５は、キャパシタＣ１１と抵抗Ｒ１１からなる
微分器と、抵抗Ｒ１２とキャパシタＣ１２からなる積分
器により構成され、微分器からローカル信号の位相を進
めた信号を出力し、積分器からローカル信号の位相を遅
らせた信号を出力する。微分器の出力信号はトランジス
タ１０６と電流源１０８からなるエミッタフォロワ回路
を介して出力端子１１０に出力され、積分器の出力信号
はトランジスタ１０７と電流源１０９からなるエミッタ
フォロワ回路を介して出力端子１１１に出力される。な
お、本回路はギガヘルツ帯の信号を扱うことを想定して
いるため、インピーダンス整合のための終端抵抗１０２
を備えるとともに、キャパシタ１０１によってローカル
信号の交流成分のみを移相器１０５に入力するようにし
ている。
【０００５】この直交信号発生回路では、 Ｒ１１＝Ｒ１２，Ｃ１１＝Ｃ１２ ωｃ＊Ｃ１１＝Ｒ１１ （１） ωｃ：ローカル信号周波数 のように回路定数を定めることにより、位相が互いに９
０°異なり、かつ振幅の等しい２つの出力信号が出力端
子１１０，１１１に得られる。
０°異なり、かつ振幅の等しい２つの出力信号が出力端
子１１０，１１１に得られる。
【０００６】図９は、図８の移相器１０５の等価回路で
ある。Ｒ２０は図８のトランジスタ１０３をエミッタ側
からみた等価抵抗であり、その一端は信号源Ｖinと接続
され、他端は移相器１０５と接続される。Ｃ１１，Ｃ１
２は、トランジスタ１０６，１０７のベース・コレクタ
間容量（Ｃｕ）や、キャパシタ電極とグランド間容量な
どの寄生キャパシタを示す。
ある。Ｒ２０は図８のトランジスタ１０３をエミッタ側
からみた等価抵抗であり、その一端は信号源Ｖinと接続
され、他端は移相器１０５と接続される。Ｃ１１，Ｃ１
２は、トランジスタ１０６，１０７のベース・コレクタ
間容量（Ｃｕ）や、キャパシタ電極とグランド間容量な
どの寄生キャパシタを示す。
【０００７】寄生キャパシタＣ２１，Ｃ２２が同じであ
れば、出力端子１１０，１１１に得られる２つの出力信
号は位相誤差および振幅誤差のない信号となる。しか
し、寄生キャパシタＣ２１，Ｃ２２がトランジスタ１０
６，１０７のベース・コレクタ間電圧の違いやプロセス
上のばらつき等で異なると、２つの出力信号の位相関係
や振幅比が乱される。このため、通常はトランジスタ１
０６，１０７の寸法を小さくすることによりキャパシタ
Ｃ１１，Ｃ２１と寄生キャパシタＣ２１，Ｃ２２の比を
小さくし、寄生キャパシタＣ２１，Ｃ２２の影響を軽減
している。
れば、出力端子１１０，１１１に得られる２つの出力信
号は位相誤差および振幅誤差のない信号となる。しか
し、寄生キャパシタＣ２１，Ｃ２２がトランジスタ１０
６，１０７のベース・コレクタ間電圧の違いやプロセス
上のばらつき等で異なると、２つの出力信号の位相関係
や振幅比が乱される。このため、通常はトランジスタ１
０６，１０７の寸法を小さくすることによりキャパシタ
Ｃ１１，Ｃ２１と寄生キャパシタＣ２１，Ｃ２２の比を
小さくし、寄生キャパシタＣ２１，Ｃ２２の影響を軽減
している。
【０００８】この従来の直交信号発生回路は、ギガヘル
ツ帯まで精度を保てるという利点があるが、次の理由か
ら低電圧動作に適さないという欠点がある。図８おい
て、出力端子１１０，１１１の電位は、最大でも電源＋
Ｖccより２ＶBE（ＶBE：トランジスタのベース・エミッ
タ間電圧）低い電位となる。すなわち、出力端子１１０
の電位は＋Ｖccよりトランジスタ１０３，１０６のＶBE
の合計だけ低い電位となり、出力端子１１１の電位は＋
Ｖccよりトランジスタ１０３，１０７のＶBEの合計だけ
低い電位となる。
ツ帯まで精度を保てるという利点があるが、次の理由か
ら低電圧動作に適さないという欠点がある。図８おい
て、出力端子１１０，１１１の電位は、最大でも電源＋
Ｖccより２ＶBE（ＶBE：トランジスタのベース・エミッ
タ間電圧）低い電位となる。すなわち、出力端子１１０
の電位は＋Ｖccよりトランジスタ１０３，１０６のＶBE
の合計だけ低い電位となり、出力端子１１１の電位は＋
Ｖccよりトランジスタ１０３，１０７のＶBEの合計だけ
低い電位となる。
【０００９】ここで、出力端子１１０，１１１からの出
力信号が一般に差動増幅器で増幅されることを考慮に入
れると、差動増幅器を構成するエミッタ結合トランジス
タ対の共通エミッタ端子は、該トランジスタのＶBEだけ
さらに電位が下がるため、結果的に電源＋Ｖccに対して
３ＶBEの電圧降下が生じてしまう。携帯電話機などの電
源電圧は将来２．５［Ｖ］程度となることを予想する
と、ＶBE〜０．７［Ｖ］程度とすれば、上記共通エミッ
タ端子の電位は０．１〜０．４［Ｖ］程度となってしま
い、この共通エミッタ端子に接続される電流源を直流的
に動作させることは困難となる。
力信号が一般に差動増幅器で増幅されることを考慮に入
れると、差動増幅器を構成するエミッタ結合トランジス
タ対の共通エミッタ端子は、該トランジスタのＶBEだけ
さらに電位が下がるため、結果的に電源＋Ｖccに対して
３ＶBEの電圧降下が生じてしまう。携帯電話機などの電
源電圧は将来２．５［Ｖ］程度となることを予想する
と、ＶBE〜０．７［Ｖ］程度とすれば、上記共通エミッ
タ端子の電位は０．１〜０．４［Ｖ］程度となってしま
い、この共通エミッタ端子に接続される電流源を直流的
に動作させることは困難となる。
【００１０】この問題を回避するには、出力端子１１
０，１１１と差動増幅器の間にキャパシタを挿入するこ
とにより直流成分をカットした上で、レベルシフト回路
を用いて差動増幅器の直流レベルをシフトすればよい
が、直流カット用キャパシタを含めてレベルシフト回路
をＩＣ上に製作することは、チップ面積の増大、コスト
アップを招き、好ましくない。
０，１１１と差動増幅器の間にキャパシタを挿入するこ
とにより直流成分をカットした上で、レベルシフト回路
を用いて差動増幅器の直流レベルをシフトすればよい
が、直流カット用キャパシタを含めてレベルシフト回路
をＩＣ上に製作することは、チップ面積の増大、コスト
アップを招き、好ましくない。
【００１１】また、図８に示した直交信号発生回路では
終端抵抗１０２により入力信号Ｖinの電圧振幅が制限さ
れる構成となっているため、入力信号Ｖinのパワーによ
って直交信号発生回路の出力信号の電圧振幅が決定され
てしまい、電圧利得が十分に得られないという問題があ
る。終端抵抗１０２の値を選ぶことで電圧利得を上げる
ことは原理的には可能であるが、ギガヘルツ帯では伝送
路の特性インピーダンスなどの関係から通常、５０Ω，
７５Ωといった程度の自由度しかない。
終端抵抗１０２により入力信号Ｖinの電圧振幅が制限さ
れる構成となっているため、入力信号Ｖinのパワーによ
って直交信号発生回路の出力信号の電圧振幅が決定され
てしまい、電圧利得が十分に得られないという問題があ
る。終端抵抗１０２の値を選ぶことで電圧利得を上げる
ことは原理的には可能であるが、ギガヘルツ帯では伝送
路の特性インピーダンスなどの関係から通常、５０Ω，
７５Ωといった程度の自由度しかない。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述したように従来の
直交信号発生回路では、出力端子の電位が電源電圧より
大きく低下するため、低電圧動作に適さず、また入力側
に終端抵抗を付加する必要があることから、電圧利得が
十分に得られないという問題があった。
直交信号発生回路では、出力端子の電位が電源電圧より
大きく低下するため、低電圧動作に適さず、また入力側
に終端抵抗を付加する必要があることから、電圧利得が
十分に得られないという問題があった。
【００１３】本発明は、低電圧動作が可能であって、ま
た電圧利得を十分に確保しつつ、互いに９０°位相の異
なる２つの出力信号を高精度に得ることができる直交信
号発生回路を提供することを目的とする。
た電圧利得を十分に確保しつつ、互いに９０°位相の異
なる２つの出力信号を高精度に得ることができる直交信
号発生回路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明の直交信号発生回路は所定周波数の交流入力
信号によって電流値が変化する可変電流源と、この可変
電流源と電源との間に接続された線形素子と、この線形
素子に対してそれぞれ並列に接続された積分器および微
分器により構成され、互いに９０°位相の異なる第１お
よび第２の出力信号を得る移相回路とを備えたことを特
徴とする。
め、本発明の直交信号発生回路は所定周波数の交流入力
信号によって電流値が変化する可変電流源と、この可変
電流源と電源との間に接続された線形素子と、この線形
素子に対してそれぞれ並列に接続された積分器および微
分器により構成され、互いに９０°位相の異なる第１お
よび第２の出力信号を得る移相回路とを備えたことを特
徴とする。
【００１５】本発明の一つの態様によると、可変電流源
と電源との間にはインダクタを含む線形素子が接続され
る。移相回路を構成する積分器は線形素子に並列に接続
された第１のキャパシタと第１の抵抗との直列回路から
なり、微分器は同じく線形素子に並列に接続された第２
の抵抗と第２のキャパシタとの直列回路からなる。この
場合、線形素子として用いられるインダクタと第１およ
び第２のキャパシタとの共振周波数を交流入力信号の周
波数に合わせる構成とすることが望ましい。
と電源との間にはインダクタを含む線形素子が接続され
る。移相回路を構成する積分器は線形素子に並列に接続
された第１のキャパシタと第１の抵抗との直列回路から
なり、微分器は同じく線形素子に並列に接続された第２
の抵抗と第２のキャパシタとの直列回路からなる。この
場合、線形素子として用いられるインダクタと第１およ
び第２のキャパシタとの共振周波数を交流入力信号の周
波数に合わせる構成とすることが望ましい。
【００１６】
【作用】このように本発明の直交信号発生回路では、可
変電流源に交流入力信号に応じた大きさの電流が流れ、
これが線形素子と移相回路の積分器および微分器に入力
されることによって、積分器と微分器から互いに９０°
位相の異なる出力信号が得られる。
変電流源に交流入力信号に応じた大きさの電流が流れ、
これが線形素子と移相回路の積分器および微分器に入力
されることによって、積分器と微分器から互いに９０°
位相の異なる出力信号が得られる。
【００１７】ここで、移相回路の入力ノード、すなわち
可変電流源に接続された端子の電位は、線形素子を介し
て電源と同電位になり、従来例のようにトランジスタの
ベース・エミッタ間電圧分だけ下がることがないため、
それだけ動作電圧範囲が拡大され、低電圧動作が可能と
なる。しかも、出力側に直流カット用キャパシタを付加
する必要がないため、モノリシックＩＣ化に適した構成
となる。
可変電流源に接続された端子の電位は、線形素子を介し
て電源と同電位になり、従来例のようにトランジスタの
ベース・エミッタ間電圧分だけ下がることがないため、
それだけ動作電圧範囲が拡大され、低電圧動作が可能と
なる。しかも、出力側に直流カット用キャパシタを付加
する必要がないため、モノリシックＩＣ化に適した構成
となる。
【００１８】また、移相回路の積分器および微分器の出
力の直流電位を共に電源電位に等しくできるため、積分
器および微分器の出力側にエミッタフォロワなどのバッ
ファを配置する場合、各バッファを構成するトランジス
タの寄生キャパシタを等しくできる。これにより寄生キ
ャパシタの偏差に起因する出力信号の位相誤差、振幅誤
差が低減される。
力の直流電位を共に電源電位に等しくできるため、積分
器および微分器の出力側にエミッタフォロワなどのバッ
ファを配置する場合、各バッファを構成するトランジス
タの寄生キャパシタを等しくできる。これにより寄生キ
ャパシタの偏差に起因する出力信号の位相誤差、振幅誤
差が低減される。
【００１９】さらに、可変電流源のバイアス電流を調節
することで、入力側に終端抵抗を付加することなく、入
力インピーダンスを規定の値にすることができるので、
電圧利得を大きくとることが可能となる。
することで、入力側に終端抵抗を付加することなく、入
力インピーダンスを規定の値にすることができるので、
電圧利得を大きくとることが可能となる。
【００２０】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１に、本発明に一実施例に係る直交信号発生回
路を示す。同図において、入力端子１には所定周波数の
交流入力信号、例えば図示しない局部発振器からのロー
カル信号ＶLOが入力される。このローカル信号ＶLOは、
可変電流源２の制御入力端子に印加される。これによ
り、可変電流源２からローカル信号ＶLOに応じて電流値
が変化する電流が出力される。
する。図１に、本発明に一実施例に係る直交信号発生回
路を示す。同図において、入力端子１には所定周波数の
交流入力信号、例えば図示しない局部発振器からのロー
カル信号ＶLOが入力される。このローカル信号ＶLOは、
可変電流源２の制御入力端子に印加される。これによ
り、可変電流源２からローカル信号ＶLOに応じて電流値
が変化する電流が出力される。
【００２１】可変電流源２の一端はグランドＧＮＤに接
続され、他端（ノードＮ０）は線形素子３を介して正の
電源＋Ｖccに接続される。線形素子３は、例えばインダ
クタや抵抗のような線形の受動素子により構成される。
この線形素子３に並列に移相回路４が接続される。この
移相回路４は、第１のキャパシタＣ１と第１の抵抗Ｒ１
との直列回路からなる積分器と、第２の抵抗Ｒ２と第２
のキャパシタＣ２との直列回路からなる微分器により構
成され、ローカル信号ＶLOと同一周波数で、互いに９０
°位相の異なる第１および第２の出力信号を得る。
続され、他端（ノードＮ０）は線形素子３を介して正の
電源＋Ｖccに接続される。線形素子３は、例えばインダ
クタや抵抗のような線形の受動素子により構成される。
この線形素子３に並列に移相回路４が接続される。この
移相回路４は、第１のキャパシタＣ１と第１の抵抗Ｒ１
との直列回路からなる積分器と、第２の抵抗Ｒ２と第２
のキャパシタＣ２との直列回路からなる微分器により構
成され、ローカル信号ＶLOと同一周波数で、互いに９０
°位相の異なる第１および第２の出力信号を得る。
【００２２】移相回路４における積分器の出力ノードＮ
１（キャパシタＣ１と抵抗Ｒ１との接続点）および微分
器の出力ノードＮ２（抵抗Ｒ２とキャパシタＣ２との接
続点）は、トランジスタ５，６のベースにそれぞれ接続
される。トランジスタ５，６は、それぞれ電流源７，８
とともにエミッタフォロワ回路を構成し、移相回路４の
２つの出力信号を出力端子９，１０を介して次段に伝達
するためのバッファ回路として用いられる。すなわち、
トランジスタ５，６のコレクタは電源＋Ｖccに接続さ
れ、エミッタは電流源７，８の各一端にそれぞれ接続さ
れると共に、出力端子９，１０にそれぞれ接続される。
電流源７，８の他端はグランド端子ＧＮＤに接続され
る。
１（キャパシタＣ１と抵抗Ｒ１との接続点）および微分
器の出力ノードＮ２（抵抗Ｒ２とキャパシタＣ２との接
続点）は、トランジスタ５，６のベースにそれぞれ接続
される。トランジスタ５，６は、それぞれ電流源７，８
とともにエミッタフォロワ回路を構成し、移相回路４の
２つの出力信号を出力端子９，１０を介して次段に伝達
するためのバッファ回路として用いられる。すなわち、
トランジスタ５，６のコレクタは電源＋Ｖccに接続さ
れ、エミッタは電流源７，８の各一端にそれぞれ接続さ
れると共に、出力端子９，１０にそれぞれ接続される。
電流源７，８の他端はグランド端子ＧＮＤに接続され
る。
【００２３】次に、このように構成された直交信号発生
回路の動作を図２に示す等価回路を参照して説明する。
図２に示すように、線形素子３がインダクタンスＬのイ
ンダクタとし、またＣ１＝Ｃ２，Ｒ１＝Ｒ２と仮定す
る。可変電流源２から出力される電流のうち、ローカル
信号ＶLOに応じた交流分ＩLO（以下、これをローカル信
号電流という）は、線形素子３と積分器（Ｃ１，Ｒ１）
および微分器（Ｒ２，Ｃ２）に分配される。ここで、積
分器に流れる電流をＩint 、微分器に流れる電流をＩdi
f とすると、これらは次式で表される。
回路の動作を図２に示す等価回路を参照して説明する。
図２に示すように、線形素子３がインダクタンスＬのイ
ンダクタとし、またＣ１＝Ｃ２，Ｒ１＝Ｒ２と仮定す
る。可変電流源２から出力される電流のうち、ローカル
信号ＶLOに応じた交流分ＩLO（以下、これをローカル信
号電流という）は、線形素子３と積分器（Ｃ１，Ｒ１）
および微分器（Ｒ２，Ｃ２）に分配される。ここで、積
分器に流れる電流をＩint 、微分器に流れる電流をＩdi
f とすると、これらは次式で表される。
【００２４】 Ｉint ＝Ｉdif ＝１／（Ｒ／ｊωｃＬ−１／ω2 ＣＬ＋２）・ＩLO （２） 但し、Ｃ＝Ｃ１＝Ｃ２，Ｒ＝Ｒ１＝Ｒ２ 式（２）より、インダクタンスＬを大きくすることでロ
ーカル信号電流ＩLOは移相回路４にほぼ電流利得１で入
力される。また、ＬとＣとの共振周波数をローカル信号
周波数ｆｃに合わせれば、｜Ｉint ｜，｜Ｉdif ｜〜
０．６７となり、ローカル信号電流ＩLOと、移相回路４
の入力電流（積分器および微分器に流れる電流）との比
（電流利得）を０．５以上とすることが可能となる。
ーカル信号電流ＩLOは移相回路４にほぼ電流利得１で入
力される。また、ＬとＣとの共振周波数をローカル信号
周波数ｆｃに合わせれば、｜Ｉint ｜，｜Ｉdif ｜〜
０．６７となり、ローカル信号電流ＩLOと、移相回路４
の入力電流（積分器および微分器に流れる電流）との比
（電流利得）を０．５以上とすることが可能となる。
【００２５】こうしてローカル信号電流ＩLOが移相回路
４の積分器と微分器に入力されることにより、積分器と
微分器から直交信号、すなわち互いに移相が９０°異な
る第１および第２の出力信号が得られる。これら第１お
よび第２の出力信号は、トランジスタ５と電流源７から
なるエミッタフォロワおよびトランジスタ６と電流源８
からなるエミッタフォロワをそれぞれ介して出力端子
９，１０に導かれる。出力端子９，１０には通常、差動
増幅器が接続されるが、エミッタフォロワによって移相
回路４と差動増幅器は電気的に分離される。
４の積分器と微分器に入力されることにより、積分器と
微分器から直交信号、すなわち互いに移相が９０°異な
る第１および第２の出力信号が得られる。これら第１お
よび第２の出力信号は、トランジスタ５と電流源７から
なるエミッタフォロワおよびトランジスタ６と電流源８
からなるエミッタフォロワをそれぞれ介して出力端子
９，１０に導かれる。出力端子９，１０には通常、差動
増幅器が接続されるが、エミッタフォロワによって移相
回路４と差動増幅器は電気的に分離される。
【００２６】本実施例の直交信号発生回路では、移相回
路４の入力ノードＮ０の電位が電源＋Ｖccと同電位とな
るため、図８に示した従来例に比較して、トランジスタ
のベース・エミッタ間電圧ＶBE分だけ動作電圧範囲が拡
大される。すなわち、図８に示した従来例の回路では、
出力端子１１０，１１１の電位は＋Ｖccより２ＶBE低い
電位となるが、図１に示した本実施例の回路では、出力
端子９，１０の電位は＋ＶccよりＶBEだけ低くなるのみ
である。
路４の入力ノードＮ０の電位が電源＋Ｖccと同電位とな
るため、図８に示した従来例に比較して、トランジスタ
のベース・エミッタ間電圧ＶBE分だけ動作電圧範囲が拡
大される。すなわち、図８に示した従来例の回路では、
出力端子１１０，１１１の電位は＋Ｖccより２ＶBE低い
電位となるが、図１に示した本実施例の回路では、出力
端子９，１０の電位は＋ＶccよりＶBEだけ低くなるのみ
である。
【００２７】従って、出力端子９，１０からの出力信号
を差動増幅器に入力する場合を考えると、差動増幅器に
おけるエミッタ結合トランジスタ対の共通エミッタ端子
の電位は＋Ｖccに対して２ＶBE低下するのみであるか
ら、例えば携帯電話機などのように＋Ｖccが２．５
［Ｖ］程度まで低くなった場合でも、共通エミッタ端子
の電位は１［Ｖ］以上となり、この共通エミッタ端子に
接続される電流源を問題なく動作させることが可能とな
る。
を差動増幅器に入力する場合を考えると、差動増幅器に
おけるエミッタ結合トランジスタ対の共通エミッタ端子
の電位は＋Ｖccに対して２ＶBE低下するのみであるか
ら、例えば携帯電話機などのように＋Ｖccが２．５
［Ｖ］程度まで低くなった場合でも、共通エミッタ端子
の電位は１［Ｖ］以上となり、この共通エミッタ端子に
接続される電流源を問題なく動作させることが可能とな
る。
【００２８】また、本実施例では移相回路４における積
分器および微分器の出力ノードＮ１，Ｎ２の電位は＋Ｖ
ccに等しくなるため、直流動作点でトランジスタ５，６
のベース・コレクタ間容量（Ｃｕ）は等しくなる。すな
わち、図８に示した従来例ではトランジスタ１０６，１
０７のベース電位を等しくするのは困難であるため、各
々のＣｕを等しくすることは難しい。直流バイアスによ
るＣｕのような寄生キャパシタの偏差は、直交信号発生
回路の位相誤差および振幅誤差に影響する。従って、本
実施例の回路は従来の回路よりも位相および振幅の精度
が向上することになる。
分器および微分器の出力ノードＮ１，Ｎ２の電位は＋Ｖ
ccに等しくなるため、直流動作点でトランジスタ５，６
のベース・コレクタ間容量（Ｃｕ）は等しくなる。すな
わち、図８に示した従来例ではトランジスタ１０６，１
０７のベース電位を等しくするのは困難であるため、各
々のＣｕを等しくすることは難しい。直流バイアスによ
るＣｕのような寄生キャパシタの偏差は、直交信号発生
回路の位相誤差および振幅誤差に影響する。従って、本
実施例の回路は従来の回路よりも位相および振幅の精度
が向上することになる。
【００２９】上述の説明では、線形素子３としてインダ
クタを用いたが、図３に示すように抵抗Ｒを用いてもよ
い。この場合、抵抗Ｒに流れる電流により移相回路４の
入力ノードＮ０の電位が＋Ｖccより若干下がり、動作電
圧範囲は線形素子３としてインダクタを用いた場合に比
べて低くなる。しかし、抵抗Ｒによる電圧降下がベース
・エミッタ間電圧ＶBEより小さい値、例えば０．３
［Ｖ］程度となるように設計することは容易であり、そ
れにより従来例の回路に比較して少なくとも０．４
［Ｖ］程度動作電圧範囲を広くすることができる。ま
た、この抵抗Ｒによる電圧降下に伴い、トランジスタ
５，６のベース・コレクタ間容量が異なってくるが、そ
の差は従来例の回路のそれに比較して小さくなる。
クタを用いたが、図３に示すように抵抗Ｒを用いてもよ
い。この場合、抵抗Ｒに流れる電流により移相回路４の
入力ノードＮ０の電位が＋Ｖccより若干下がり、動作電
圧範囲は線形素子３としてインダクタを用いた場合に比
べて低くなる。しかし、抵抗Ｒによる電圧降下がベース
・エミッタ間電圧ＶBEより小さい値、例えば０．３
［Ｖ］程度となるように設計することは容易であり、そ
れにより従来例の回路に比較して少なくとも０．４
［Ｖ］程度動作電圧範囲を広くすることができる。ま
た、この抵抗Ｒによる電圧降下に伴い、トランジスタ
５，６のベース・コレクタ間容量が異なってくるが、そ
の差は従来例の回路のそれに比較して小さくなる。
【００３０】次に、可変電流源２の構成と動作について
詳しく説明する。直交信号発生回路の交流入力信号であ
るローカル信号ＶLOの周波数がギガヘルツ帯の場合を想
定すると、直交信号発生回路の入力部では局部発振器か
らのローカル信号を損失なく入力するため、局部発振器
からのローカル信号を伝送する伝送路とのインピーダン
ス整合をとる必要がある。伝送路の特性インピーダンス
は通常５０Ωであり、その場合、直交信号発生回路の入
力インピーダンスも５０Ωとする。
詳しく説明する。直交信号発生回路の交流入力信号であ
るローカル信号ＶLOの周波数がギガヘルツ帯の場合を想
定すると、直交信号発生回路の入力部では局部発振器か
らのローカル信号を損失なく入力するため、局部発振器
からのローカル信号を伝送する伝送路とのインピーダン
ス整合をとる必要がある。伝送路の特性インピーダンス
は通常５０Ωであり、その場合、直交信号発生回路の入
力インピーダンスも５０Ωとする。
【００３１】図４に、図１の直交信号発生回路の入力部
に設けられた可変電流源２の等価回路を示す。入力端子
１の入力インピーダンスは５０Ωである。可変電流源２
に流れるローカル信号電流ＩLOは、入力端子１の電位つ
まりローカル信号ＶLOの電圧と次式の関係があるものと
する。
に設けられた可変電流源２の等価回路を示す。入力端子
１の入力インピーダンスは５０Ωである。可変電流源２
に流れるローカル信号電流ＩLOは、入力端子１の電位つ
まりローカル信号ＶLOの電圧と次式の関係があるものと
する。
【００３２】 ＩLO＝ｇｍ＊ＶLO （３） 但し、ｇｍ：相互コンダクタンス このような可変電流源２によって、ローカル信号ＶLOを
線形性よくローカル信号電流ＩLOに変換できる。
線形性よくローカル信号電流ＩLOに変換できる。
【００３３】図５に、図４の等価回路を実現する可変電
流源２の具体例を示す。入力端子１はトランジスタ２１
のエミッタと接続されるとともに、電流源２２の一端に
接続される。電流源２２の他端は接地される。トランジ
スタ２１のベースは、電圧源ＶBBを介して接地される。
トランジスタ２１のコレクタは可変電流源２の電流出力
端子であり、図１のノードＮ０に相当する。この可変電
流源２の入力インピーダンスＲinは、電流源２２の電流
をＩtailとして、近似的に次式で表される。
流源２の具体例を示す。入力端子１はトランジスタ２１
のエミッタと接続されるとともに、電流源２２の一端に
接続される。電流源２２の他端は接地される。トランジ
スタ２１のベースは、電圧源ＶBBを介して接地される。
トランジスタ２１のコレクタは可変電流源２の電流出力
端子であり、図１のノードＮ０に相当する。この可変電
流源２の入力インピーダンスＲinは、電流源２２の電流
をＩtailとして、近似的に次式で表される。
【００３４】 Ｒin＝１／ｇｍ （４） 但し、ｇｍ＝Ｉtail／Ｖｔ Ｖｔ（熱電圧）＝ｋＴ／ｑ ｋ：ボルツマン定数、ｑ：電子電荷 トランジスタ２１のバイアス電流、すなわち電流源２２
の電流Ｉtailを調節することにより、入力インピーダン
スＲinを５０Ωとすることができる。従って、式
（３），（４）から、可変電流源２の電流利得は１とな
り、その出力電流ＩLOは入力端子１に入力されたローカ
ル信号ＶLOに基づく電流の交流成分と等しくなる。
の電流Ｉtailを調節することにより、入力インピーダン
スＲinを５０Ωとすることができる。従って、式
（３），（４）から、可変電流源２の電流利得は１とな
り、その出力電流ＩLOは入力端子１に入力されたローカ
ル信号ＶLOに基づく電流の交流成分と等しくなる。
【００３５】図６に、図４の等価回路を実現する可変電
流源２の他の具体例を示す。この構成は、図５における
電流源２２を抵抗２３に置き換えたものである。入力端
子１の電位は、トランジスタ２１が動作する場合、ＶBB
−０．７［Ｖ］で与えられるので、抵抗２３の値Ｒ23を
次式のように設定することで所望の電流Ｉtailが得られ
る。
流源２の他の具体例を示す。この構成は、図５における
電流源２２を抵抗２３に置き換えたものである。入力端
子１の電位は、トランジスタ２１が動作する場合、ＶBB
−０．７［Ｖ］で与えられるので、抵抗２３の値Ｒ23を
次式のように設定することで所望の電流Ｉtailが得られ
る。
【００３６】 Ｉtail＝（ＶBB−０．７）／Ｒ23 （５） この場合、入力インピーダンスＲinはトランジスタ２１
をエミッタから見たインピーダンス１／ｇｍと抵抗２３
の値Ｒ23の並列合成抵抗となるので、図５で与えたＩta
ilより小さな電流でＲin＝５０Ωが実現できる。但し、
１／Ｒ23のコンダクタンスの分だけ可変電流源２の電流
利得は下がるが、０．８以上の電流利得を得ることは容
易である。
をエミッタから見たインピーダンス１／ｇｍと抵抗２３
の値Ｒ23の並列合成抵抗となるので、図５で与えたＩta
ilより小さな電流でＲin＝５０Ωが実現できる。但し、
１／Ｒ23のコンダクタンスの分だけ可変電流源２の電流
利得は下がるが、０．８以上の電流利得を得ることは容
易である。
【００３７】次に、入力端子１に入力されるローカル信
号ＶLOと直交信号発生回路の出力信号との電圧比、すな
わち電圧利得について、図８に示した従来例の回路と比
較して検討する。仮定として、入力端子１に接続される
信号源の出力インピーダンスは５０Ωとし、信号源およ
び直交位相信号発生回路に用いられているトランジスタ
や受動素子は全て理想のものとする。
号ＶLOと直交信号発生回路の出力信号との電圧比、すな
わち電圧利得について、図８に示した従来例の回路と比
較して検討する。仮定として、入力端子１に接続される
信号源の出力インピーダンスは５０Ωとし、信号源およ
び直交位相信号発生回路に用いられているトランジスタ
や受動素子は全て理想のものとする。
【００３８】図８に示した従来の回路において、信号源
の電圧をＶinとし、終端抵抗１０２の値を５０Ωとする
と、ノードＮ１０の電位ＶN10 は次式で表される。 ＶN10 ＝Ｖin／２ （６） トランジスタ１０３と電流源１０４で構成されるエミッ
タフォロワの電圧利得が理想的には１であることから、
移相回路１０５の入力電圧はノードＮ１０の電圧と等し
い。式（１）の条件を仮定すると、移相回路１０５の出
力信号電圧Ｖ11，Ｖ12は、キャパシタや抵抗の値に関係
なく、次式で表される。
の電圧をＶinとし、終端抵抗１０２の値を５０Ωとする
と、ノードＮ１０の電位ＶN10 は次式で表される。 ＶN10 ＝Ｖin／２ （６） トランジスタ１０３と電流源１０４で構成されるエミッ
タフォロワの電圧利得が理想的には１であることから、
移相回路１０５の入力電圧はノードＮ１０の電圧と等し
い。式（１）の条件を仮定すると、移相回路１０５の出
力信号電圧Ｖ11，Ｖ12は、キャパシタや抵抗の値に関係
なく、次式で表される。
【００３９】 Ｖ11＝Ｖ12＝１／（２・２1/2 ）Ｖin （７） 従って、インピーダンス整合を考えた系に対して、従来
の回路の利得は最大１／（２・２1/2 ）である。
の回路の利得は最大１／（２・２1/2 ）である。
【００４０】これに対して、図１に示した本実施例の直
交信号発生回路においては、上述したように電流利得が
１となるので、 ＩLO＝Ｖin／１００ （８） となる。従って、例えば積分器の出力電圧Ｖ２の大きさ
は次式で表される。
交信号発生回路においては、上述したように電流利得が
１となるので、 ＩLO＝Ｖin／１００ （８） となる。従って、例えば積分器の出力電圧Ｖ２の大きさ
は次式で表される。
【００４１】 ｜Ｖ２｜＝｜１／（ｊωｃＬ−１／ω2 ＣＬ＋２）｜・Ｒ２・Ｖin／100 （９） ここで、式（９）における絶対値の項は、ＣとＬの共振
周波数に合わせることにより、０．６７程度の値が得ら
れるので、 ｜Ｖ２｜≦０．００６７＊Ｒ２＊Ｖin （１０） となる。直交信号発生回路の電圧利得を従来例のそれに
比べて高くするには、 ０．００６７＊Ｒ２＞１／（２・２1/2 ） （１１） とすればよい。式（１１）から Ｒ２＜５２Ω （１２） となる。従って、Ｒ２を５２Ω以上にすることで、電圧
利得を図１に示した従来例の回路より上げることができ
る。
周波数に合わせることにより、０．６７程度の値が得ら
れるので、 ｜Ｖ２｜≦０．００６７＊Ｒ２＊Ｖin （１０） となる。直交信号発生回路の電圧利得を従来例のそれに
比べて高くするには、 ０．００６７＊Ｒ２＞１／（２・２1/2 ） （１１） とすればよい。式（１１）から Ｒ２＜５２Ω （１２） となる。従って、Ｒ２を５２Ω以上にすることで、電圧
利得を図１に示した従来例の回路より上げることができ
る。
【００４２】具体的な数値例を示すと、ローカル信号周
波数ｆｃを２ＧＨｚとし、各部の回路定数をＣ＝Ｃ１＝
Ｃ２＝０．６ｐＦ、Ｒ１＝Ｒ２＝１４０Ω、Ｌ＝１０ｎ
Ｈとすると、式（９）から電圧利得は０．９３になり、
従来例よりも２倍程度高くなる。従来例と同等の利得を
得るためには、式（１２）の条件から、Ｃ＝Ｃ１＝Ｃ２
＝１．５ｐＦ、Ｒ＝Ｒ１＝Ｒ２＝５２Ω、Ｌ＝４．２ｎ
Ｈとすればよい。従って、寄生キャパシタによる位相誤
差を小さくするために、キャパシタＣ１，Ｃ２を大きく
する必要がある場合、１．５ｐＦまでなら従来例よりも
利得を高くすることができる。
波数ｆｃを２ＧＨｚとし、各部の回路定数をＣ＝Ｃ１＝
Ｃ２＝０．６ｐＦ、Ｒ１＝Ｒ２＝１４０Ω、Ｌ＝１０ｎ
Ｈとすると、式（９）から電圧利得は０．９３になり、
従来例よりも２倍程度高くなる。従来例と同等の利得を
得るためには、式（１２）の条件から、Ｃ＝Ｃ１＝Ｃ２
＝１．５ｐＦ、Ｒ＝Ｒ１＝Ｒ２＝５２Ω、Ｌ＝４．２ｎ
Ｈとすればよい。従って、寄生キャパシタによる位相誤
差を小さくするために、キャパシタＣ１，Ｃ２を大きく
する必要がある場合、１．５ｐＦまでなら従来例よりも
利得を高くすることができる。
【００４３】なお、以上の説明では線形素子３としてイ
ンダクタを想定したが、抵抗を用いた場合でも従来例よ
り利得を高くできることは明らかである。但し、インダ
クタと比べて、共振を利用できなくなる分だけ利得は小
さくなる。
ンダクタを想定したが、抵抗を用いた場合でも従来例よ
り利得を高くできることは明らかである。但し、インダ
クタと比べて、共振を利用できなくなる分だけ利得は小
さくなる。
【００４４】また、上記実施例ではバイポーラトランジ
スタを用いたが、ＧａＡｓＦＥＴやＭＯＳＦＥＴを用い
ても同様な結果が得られることは自明である。さらに、
図７に示すように図１の構成を基本として、直交信号発
生回路を差動型構成とすることも可能である。図７にお
いて、入力端子１ａ，１ｂには交流入力信号が差動信号
の形で与えられ、可変電流源２ａ，２ｂの制御入力端子
に印加される。可変電流源２ａと線形素子３ａおよび移
相回路４ａは第１の直交信号発生部を構成し、可変電流
源２ｂと線形素子３ｂおよび移相回路４ｂは第２の直交
信号発生部を構成している。そして、移相回路４ａ，４
ｂの積分器からの出力信号の差電圧が第１の差動増幅器
１１により増幅され、移相回路４ａ，４ｂの微分器から
の出力信号の差電圧が第２の差動増幅器１２により増幅
されることによって、両差動増幅器１１，１２から互い
に９０°位相の異なる第１および第２の出力信号が得ら
れる。本実施例によると、差動増幅器１１，１２の設計
が容易となると共に、高周波特性を改善できるという利
点がある。
スタを用いたが、ＧａＡｓＦＥＴやＭＯＳＦＥＴを用い
ても同様な結果が得られることは自明である。さらに、
図７に示すように図１の構成を基本として、直交信号発
生回路を差動型構成とすることも可能である。図７にお
いて、入力端子１ａ，１ｂには交流入力信号が差動信号
の形で与えられ、可変電流源２ａ，２ｂの制御入力端子
に印加される。可変電流源２ａと線形素子３ａおよび移
相回路４ａは第１の直交信号発生部を構成し、可変電流
源２ｂと線形素子３ｂおよび移相回路４ｂは第２の直交
信号発生部を構成している。そして、移相回路４ａ，４
ｂの積分器からの出力信号の差電圧が第１の差動増幅器
１１により増幅され、移相回路４ａ，４ｂの微分器から
の出力信号の差電圧が第２の差動増幅器１２により増幅
されることによって、両差動増幅器１１，１２から互い
に９０°位相の異なる第１および第２の出力信号が得ら
れる。本実施例によると、差動増幅器１１，１２の設計
が容易となると共に、高周波特性を改善できるという利
点がある。
【００４５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明による直交
信号発生回路は、低電圧動作が可能であり、しかも直流
カット用キャパシタが不要であるためモノリシックＩＣ
化に適しており、特に電源電圧の低い移動通信機器に好
適である。また、出力信号の位相および振幅精度が高
く、さらに高い電圧利得が得られるという利点がある。
信号発生回路は、低電圧動作が可能であり、しかも直流
カット用キャパシタが不要であるためモノリシックＩＣ
化に適しており、特に電源電圧の低い移動通信機器に好
適である。また、出力信号の位相および振幅精度が高
く、さらに高い電圧利得が得られるという利点がある。
【図１】本発明の一実施例に係る直交信号発生回路の構
成図
成図
【図２】図１における移相回路部の等価回路図
【図３】図１における移相回路部の他の等価回路図
【図４】図１における可変電流源の等価回路図
【図５】可変電流源の具体例を示す図
【図６】可変電流源の他の具体例を示す図
【図７】本発明の他の実施例に係る直交信号発生回路の
構成図
構成図
【図８】従来の直交信号発生回路の構成図
【図９】図８における移相回路部の等価回路図
１…入力端子 ２…可変電流源 ３…線形素子 ４…移相回路 ５…トランジスタ ６…トランジスタ ７…電流源 ８…電流源 ９…第１の出力端子 １０…第２の出力端子
Claims (2)
- 【請求項１】所定周波数の交流入力信号によって電流値
が変化する可変電流源と、 この可変電流源と電源との間に接続された線形素子と、 この線形素子に対してそれぞれ並列に接続された積分器
および微分器により構成され、互いに９０°位相の異な
る第１および第２の出力信号を得る移相回路とを備えた
ことを特徴とする直交信号発生回路。 - 【請求項２】所定周波数の交流入力信号によって電流値
が変化する可変電流源と、 この可変電流源と電源との間に接続されたインダクタを
含む線形素子と、 この線形素子にそれぞれ並列に接続された、第１のキャ
パシタと第１の抵抗との直列回路からなる積分器および
第２の抵抗と第２のキャパシタとの直列回路からなる微
分器により構成され、互いに９０°位相の異なる第１お
よび第２の出力信号を得る移相回路とを備え、 前記インダクタと前記第１および第２のキャパシタとの
共振周波数を前記交流入力信号の周波数に合わせたこと
を特徴とする直交信号発生回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22436593A JP3410776B2 (ja) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | 直交信号発生回路 |
| KR1019940022280A KR970007614B1 (ko) | 1993-09-09 | 1994-09-06 | 직교신호발생회로 |
| US08/303,815 US5650714A (en) | 1993-09-09 | 1994-09-09 | Orthogonal signal generation system |
| US08/625,368 US5736840A (en) | 1993-09-09 | 1996-04-01 | Phase shifter and communication system using the phase shifter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22436593A JP3410776B2 (ja) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | 直交信号発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0787152A true JPH0787152A (ja) | 1995-03-31 |
| JP3410776B2 JP3410776B2 (ja) | 2003-05-26 |
Family
ID=16812619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22436593A Expired - Fee Related JP3410776B2 (ja) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | 直交信号発生回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5650714A (ja) |
| JP (1) | JP3410776B2 (ja) |
| KR (1) | KR970007614B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100441463B1 (ko) * | 2001-12-26 | 2004-07-23 | 한국전자통신연구원 | 저역통과필터 및 고역통과필터 특성의 로드를 이용한 능동직교위상신호 발생기 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001352355A (ja) * | 2000-06-08 | 2001-12-21 | Nec Corp | ダイレクトコンバージョン受信機及び送受信機 |
| ITTO20120919A1 (it) * | 2012-10-17 | 2014-04-18 | St Microelectronics Srl | Circuito e metodo di adattamento dell'alimentazione elettrica per un sistema di raccolta di energia |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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