JPH0779569A - インバータ装置 - Google Patents
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- JPH0779569A JPH0779569A JP6027416A JP2741694A JPH0779569A JP H0779569 A JPH0779569 A JP H0779569A JP 6027416 A JP6027416 A JP 6027416A JP 2741694 A JP2741694 A JP 2741694A JP H0779569 A JPH0779569 A JP H0779569A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】スイッチング速度が高く，耐圧の低い安価な一
般産業用のスイッチング素子を用いて、直流電源から安
定した動作の低圧三相交流電力が得られ、小形でしかも
低騒音のインバータ装置を安価に提供することにある。 【構成】スイッチング素子と分配器８およびＰＷＭ信号
発生器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗで構成されて一定電圧，一定周
波数の単相交流電力を発生するとともに直流電源１に直
列接続された複数の単相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ
と、この複数の単相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの単相
交流出力を入力とする三相交流変圧器６を設け、前記複
数の単相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ間の電圧位相差を
一定に制御することにより、三相交流変圧器６から三相
交流電力を出力するものであり、また、相間電力送電回
路10UV，10VW，10WUにより負荷の不平衡に対し安定な動
作にするものである。
般産業用のスイッチング素子を用いて、直流電源から安
定した動作の低圧三相交流電力が得られ、小形でしかも
低騒音のインバータ装置を安価に提供することにある。 【構成】スイッチング素子と分配器８およびＰＷＭ信号
発生器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗで構成されて一定電圧，一定周
波数の単相交流電力を発生するとともに直流電源１に直
列接続された複数の単相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ
と、この複数の単相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの単相
交流出力を入力とする三相交流変圧器６を設け、前記複
数の単相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ間の電圧位相差を
一定に制御することにより、三相交流変圧器６から三相
交流電力を出力するものであり、また、相間電力送電回
路10UV，10VW，10WUにより負荷の不平衡に対し安定な動
作にするものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、高圧架線の直
流電源から低圧三相交流電力を出力し、鉄道車両用の補
助電源などに用いられるインバータ装置に関するもので
ある。
流電源から低圧三相交流電力を出力し、鉄道車両用の補
助電源などに用いられるインバータ装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】鉄道車両において、蛍光灯や冷暖房装置
用の補助電源として安定した低圧三相交流電力を必要と
している。そのため大巾に電圧変動する高圧架線の直流
電源を安定した低圧三相交流電力に変換するインバータ
装置が普及している。かかるインバータ装置の一例とし
て、特開平 3−82364 に示されているごとく昇降圧チョ
ッパ装置を用いたものがある。それは、高圧架線の直流
電源は、定格1500V に対して 900V から1800V 以上に変
動するのが一般である。そのため前記昇降圧チョッパ装
置を用いて一旦安定した直流電圧1200V の定電圧に変換
し、その後、三相ＰＷＭインバータ、交流フィルタ、三
相変圧器を介して低圧三相交流電力得るという電力変換
手段が用いられていた。
用の補助電源として安定した低圧三相交流電力を必要と
している。そのため大巾に電圧変動する高圧架線の直流
電源を安定した低圧三相交流電力に変換するインバータ
装置が普及している。かかるインバータ装置の一例とし
て、特開平 3−82364 に示されているごとく昇降圧チョ
ッパ装置を用いたものがある。それは、高圧架線の直流
電源は、定格1500V に対して 900V から1800V 以上に変
動するのが一般である。そのため前記昇降圧チョッパ装
置を用いて一旦安定した直流電圧1200V の定電圧に変換
し、その後、三相ＰＷＭインバータ、交流フィルタ、三
相変圧器を介して低圧三相交流電力得るという電力変換
手段が用いられていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述のごとき電力変換
手段において、一般に、高圧架線の直流電源の電圧は定
格1500V であり、補助電源装置の容量は定格100 〜210K
VAと高電圧，大容量である。このような電力変換手段に
使用するスイッチング素子は高耐圧，大電流素子を採用
せざるを得ず、自づから鉄道車両専用素子である高価な
ＧＴＯを使用することになり、装置は大型で高価になっ
ていた。また、これら大電力スイッチング素子は低速ス
イッチング素子であるため、その回路構成要素である磁
性体より磁気音が発生し、乗客や沿線地域住民に不快感
を与え、これが顕在化してきており、機器の低騒音化が
求められている。
手段において、一般に、高圧架線の直流電源の電圧は定
格1500V であり、補助電源装置の容量は定格100 〜210K
VAと高電圧，大容量である。このような電力変換手段に
使用するスイッチング素子は高耐圧，大電流素子を採用
せざるを得ず、自づから鉄道車両専用素子である高価な
ＧＴＯを使用することになり、装置は大型で高価になっ
ていた。また、これら大電力スイッチング素子は低速ス
イッチング素子であるため、その回路構成要素である磁
性体より磁気音が発生し、乗客や沿線地域住民に不快感
を与え、これが顕在化してきており、機器の低騒音化が
求められている。
【０００４】さらに、鉄道車両用補助電源装置の各種負
荷は車両の設計段階で定まるので、その時点で各相の負
荷が略平衡する様に設計されるが車両就役状況により負
荷状況が変化したり、また、負荷の過渡変動等において
各相負荷状況に不平衡が生じることがあった。
荷は車両の設計段階で定まるので、その時点で各相の負
荷が略平衡する様に設計されるが車両就役状況により負
荷状況が変化したり、また、負荷の過渡変動等において
各相負荷状況に不平衡が生じることがあった。
【０００５】従って、負荷不平衡が大きくなるとスイッ
チング素子の使用条件に悪影響が生じたり、装置として
の機能が果せないことがあり、安定した動作の装置が求
められている。本発明は、上述した点に鑑みて創案され
たものでその目的とするところは、スイッチング速度が
高く、端圧の低い安価な一般産業用のスイッチング素子
を用いて、直流電源から安定した低圧三相交流電力が得
られ、小形でしかも低騒音のインバータ装置を安価に提
供することにある。
チング素子の使用条件に悪影響が生じたり、装置として
の機能が果せないことがあり、安定した動作の装置が求
められている。本発明は、上述した点に鑑みて創案され
たものでその目的とするところは、スイッチング速度が
高く、端圧の低い安価な一般産業用のスイッチング素子
を用いて、直流電源から安定した低圧三相交流電力が得
られ、小形でしかも低騒音のインバータ装置を安価に提
供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の手段は、第１に、スイッチング素子と分配器およびＰ
ＷＭ信号発生器出構成されて一定電圧，一定周波数の単
相交流電力を発生するとともに直流電源に直列接続され
た複数の単相インバータと、この複数の単相インバータ
の単相交流電力を入力とする多相交流変圧器を設け、前
記複数の単相インバータ間の電圧位相差を一定に制御す
ることにより、前記多相交流変圧器から多相交流電力を
出力するものである。
の手段は、第１に、スイッチング素子と分配器およびＰ
ＷＭ信号発生器出構成されて一定電圧，一定周波数の単
相交流電力を発生するとともに直流電源に直列接続され
た複数の単相インバータと、この複数の単相インバータ
の単相交流電力を入力とする多相交流変圧器を設け、前
記複数の単相インバータ間の電圧位相差を一定に制御す
ることにより、前記多相交流変圧器から多相交流電力を
出力するものである。
【０００７】第２に、スイッチング素子と分配器および
ＰＷＭ信号発生器で構成されて一定電圧，一定周波数の
単相交流電力を発生するとともに直流電源に直列接続さ
れた複数の単相インバータを設け、この複数の各単相イ
ンバータ直流入力端に並列にフィルタコンデンサと、こ
のフィルタコンデンサを充電する整流回路とを接続し、
この整流回路交流入力端と他相の単相インバターのＰＷ
Ｍ出力端間に絶縁トランスを備えたもので、二組の単相
インバータ間で電力を一方向に送電するものであり、こ
の手段を各単相インバータに一巡して配置するものであ
る。すなわち、相不平衡負荷状況下で複数の単相インバ
ータの直流電圧の分担率を平衡するために、直流分担率
の高い単相インバータ部より直流分担率の低い単相イン
バータ部へ、不平衡の間、電力を送電するものである。
ＰＷＭ信号発生器で構成されて一定電圧，一定周波数の
単相交流電力を発生するとともに直流電源に直列接続さ
れた複数の単相インバータを設け、この複数の各単相イ
ンバータ直流入力端に並列にフィルタコンデンサと、こ
のフィルタコンデンサを充電する整流回路とを接続し、
この整流回路交流入力端と他相の単相インバターのＰＷ
Ｍ出力端間に絶縁トランスを備えたもので、二組の単相
インバータ間で電力を一方向に送電するものであり、こ
の手段を各単相インバータに一巡して配置するものであ
る。すなわち、相不平衡負荷状況下で複数の単相インバ
ータの直流電圧の分担率を平衡するために、直流分担率
の高い単相インバータ部より直流分担率の低い単相イン
バータ部へ、不平衡の間、電力を送電するものである。
【０００８】
【作用】上述の構成おいて、第１に一定電圧，一定周波
数の単相交流電力を発生する複数の単相インバータを直
流電源に直列に接続することにより、複数の単相インバ
ータは直流電圧を分圧して負担することになる。この複
数ｎ組のインバータ間の位相差を360 度／ｎに設定し、
制御することにより得たｎ組の単相交流電力をｎ相変圧
器を介して出力することにより、ｎ相交流電力に変換す
るインバータ装置として作用する。
数の単相交流電力を発生する複数の単相インバータを直
流電源に直列に接続することにより、複数の単相インバ
ータは直流電圧を分圧して負担することになる。この複
数ｎ組のインバータ間の位相差を360 度／ｎに設定し、
制御することにより得たｎ組の単相交流電力をｎ相変圧
器を介して出力することにより、ｎ相交流電力に変換す
るインバータ装置として作用する。
【０００９】したがって、例えば、直流電圧1500V から
低圧三相交流電力に変換する補助電源装置を構成する場
合、各単相インバータのスイッチング素子は、一般産業
用において交流440V電源に使用する1200V 耐圧のスイッ
チング素子で構成することができる。つまり、一般産業
用高速素子の使用が可能となる。また、単相インバータ
を縦続接続とすることにより最低限の少ない主回路素子
で構成することができる。
低圧三相交流電力に変換する補助電源装置を構成する場
合、各単相インバータのスイッチング素子は、一般産業
用において交流440V電源に使用する1200V 耐圧のスイッ
チング素子で構成することができる。つまり、一般産業
用高速素子の使用が可能となる。また、単相インバータ
を縦続接続とすることにより最低限の少ない主回路素子
で構成することができる。
【００１０】第２に、単相インバータのＰＷＭ出力端の
波高値はこの単相インバータのフィルタコンデンサ電圧
に略等しいので、それに接続する他相の単相インバータ
直流入力端より高い場合は電力の送電がなされ、低い場
合や平衡している場合は送電しない。従って、直流分担
電圧が高い相につながる単相インバータから低い相につ
ながる単相インバータへ電力が送電され複数の単相イン
バータの直流電圧の分担が平衡する。
波高値はこの単相インバータのフィルタコンデンサ電圧
に略等しいので、それに接続する他相の単相インバータ
直流入力端より高い場合は電力の送電がなされ、低い場
合や平衡している場合は送電しない。従って、直流分担
電圧が高い相につながる単相インバータから低い相につ
ながる単相インバータへ電力が送電され複数の単相イン
バータの直流電圧の分担が平衡する。
【００１１】
【実施例】以下、本発明の実施例を示す図１，図２によ
り説明する。図１は、高圧架線の直流電源を入力とし、
低圧三相交流電力を出力するインバータ装置の一実施例
を示す接続図である。図１において、１は直流電源、２
はフィルタリアクトル、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗはフィルタコ
ンデンサ、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは単相インバータ、５Ｕ，
５Ｖ，５Ｗは交流フィルタ、６は三相交流変圧器、61
Ｕ，61Ｖ，61Ｗは１次巻線、62Ｕ，62Ｖ，62Ｗは２次巻
線、７は端子台、７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは出力端子、８は分
配器、９Ｕ，９Ｖ，９ＷはＰＷＭ信号発生器である。
り説明する。図１は、高圧架線の直流電源を入力とし、
低圧三相交流電力を出力するインバータ装置の一実施例
を示す接続図である。図１において、１は直流電源、２
はフィルタリアクトル、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗはフィルタコ
ンデンサ、４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは単相インバータ、５Ｕ，
５Ｖ，５Ｗは交流フィルタ、６は三相交流変圧器、61
Ｕ，61Ｖ，61Ｗは１次巻線、62Ｕ，62Ｖ，62Ｗは２次巻
線、７は端子台、７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは出力端子、８は分
配器、９Ｕ，９Ｖ，９ＷはＰＷＭ信号発生器である。
【００１２】高圧架線の直流電源１より直流電力を受電
し、出力端子７Ｕ，７Ｖ，７Ｗより三相交流電力を出力
するインバータ装置であり、直流電源１よりフィルタリ
アクトル２を介し、フィルタコンデンサ３Ｕ，３Ｖ，３
Ｗに並列に、高速スイッチング素子で構成した複数の単
相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの直流電力受電端を接続
することによって、複数の単相インバータは直流電圧を
分圧する。
し、出力端子７Ｕ，７Ｖ，７Ｗより三相交流電力を出力
するインバータ装置であり、直流電源１よりフィルタリ
アクトル２を介し、フィルタコンデンサ３Ｕ，３Ｖ，３
Ｗに並列に、高速スイッチング素子で構成した複数の単
相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの直流電力受電端を接続
することによって、複数の単相インバータは直流電圧を
分圧する。
【００１３】単相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの交流出
力端からの出力は、それぞれ交流フィルタ５Ｕ，５Ｖ，
５Ｗを介し三相交流変圧器６の１次巻線61Ｕ，61Ｖ，61
Ｗに給電し三相交流電力は三相交流変圧器６のＹ結線し
た２次巻線62Ｕ，62Ｖ，62Ｗから出力端子７Ｕ，７Ｖ，
７Ｗに出力する。
力端からの出力は、それぞれ交流フィルタ５Ｕ，５Ｖ，
５Ｗを介し三相交流変圧器６の１次巻線61Ｕ，61Ｖ，61
Ｗに給電し三相交流電力は三相交流変圧器６のＹ結線し
た２次巻線62Ｕ，62Ｖ，62Ｗから出力端子７Ｕ，７Ｖ，
７Ｗに出力する。
【００１４】単相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗは、ＰＷ
Ｍ信号発生器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗの発生するＰＷＭドライ
ブ信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷにより、単相インバータを構成
する高速スイッチング素子をスイッチング動作させ、単
相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの交流電力端にＰＷＭ方
形波を発生する。このＰＷＭ方形波は、それぞれ交流フ
ィルタ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗにより整形され、三相交流変圧
器６を介し、その２次巻線62Ｕ，62Ｖ，62Ｗよりその２
次巻線に正弦波交流電力を出力する。
Ｍ信号発生器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗの発生するＰＷＭドライ
ブ信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷにより、単相インバータを構成
する高速スイッチング素子をスイッチング動作させ、単
相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの交流電力端にＰＷＭ方
形波を発生する。このＰＷＭ方形波は、それぞれ交流フ
ィルタ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗにより整形され、三相交流変圧
器６を介し、その２次巻線62Ｕ，62Ｖ，62Ｗよりその２
次巻線に正弦波交流電力を出力する。
【００１５】分配器８は、ＰＷＭ信号発生器９Ｕ，９
Ｖ，９Ｗの各々にＰＷＭ制御する基準信号発生器であ
る。例えば、60HZの三相交流電力を出力するインバータ
として動作させる場合、分配器８は各々120 °の位相差
を持つ60hzの三相交流信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷを発生し、
ＰＷＭ信号発生器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗに与える。ＰＷＭ信
号発生器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗは、60HZの三相交流信号Ｓ
Ｕ，ＳＶ，ＳＷによりＰＷＭドライブ信号ＤＵ，ＤＶ，
ＤＷを発生する。ＰＷＭドライブ信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷ
は、例えば、公知の三角波キャリヤ周波数により正弦波
変調する手段などで発生する。また、この正弦波変調の
フィードバック信号として、三相出力電圧Ｕ，Ｖ，Ｗを
それぞれＰＷＭ信号発生器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗに与えるこ
とにより、直流電源１の変動に応じＰＷＭドライブ信号
ＤＵ，ＤＶ，ＤＷのパルス巾を変調する。
Ｖ，９Ｗの各々にＰＷＭ制御する基準信号発生器であ
る。例えば、60HZの三相交流電力を出力するインバータ
として動作させる場合、分配器８は各々120 °の位相差
を持つ60hzの三相交流信号ＳＵ，ＳＶ，ＳＷを発生し、
ＰＷＭ信号発生器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗに与える。ＰＷＭ信
号発生器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗは、60HZの三相交流信号Ｓ
Ｕ，ＳＶ，ＳＷによりＰＷＭドライブ信号ＤＵ，ＤＶ，
ＤＷを発生する。ＰＷＭドライブ信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷ
は、例えば、公知の三角波キャリヤ周波数により正弦波
変調する手段などで発生する。また、この正弦波変調の
フィードバック信号として、三相出力電圧Ｕ，Ｖ，Ｗを
それぞれＰＷＭ信号発生器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗに与えるこ
とにより、直流電源１の変動に応じＰＷＭドライブ信号
ＤＵ，ＤＶ，ＤＷのパルス巾を変調する。
【００１６】かかる手段により直流電源１を三組の単相
インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗにより、各相毎に個別電圧
制御した三組の120 °位相差φＵ，φＶ，φＷのついた
安定化単相正弦波を直列に発生させ、その三組の安定化
単相正弦波を三相交流変圧器６で合成し、低圧三相交流
電力を出力するものである。
インバータ４Ｕ，４Ｖ，４Ｗにより、各相毎に個別電圧
制御した三組の120 °位相差φＵ，φＶ，φＷのついた
安定化単相正弦波を直列に発生させ、その三組の安定化
単相正弦波を三相交流変圧器６で合成し、低圧三相交流
電力を出力するものである。
【００１７】図１において、単相インバータ４Ｕ，４
Ｖ，４Ｗは純ブリッジの構成であるが、フィルタコンデ
ンサ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗをそれぞれ２分割しハーフブリッ
ジ構成としても良い。また、単相インバータを純ブリッ
ジで構成する場合、純ブリッジの片アームは単相インバ
ータの交流周波数で動作させ、他の片アームでＰＷＭ変
調させても良い。この場合、単相インバータの交流周波
数で動作させる側の片アームは低速用のスイッチング素
子で構成することができ、さらに安価な装置が構成でき
る。
Ｖ，４Ｗは純ブリッジの構成であるが、フィルタコンデ
ンサ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗをそれぞれ２分割しハーフブリッ
ジ構成としても良い。また、単相インバータを純ブリッ
ジで構成する場合、純ブリッジの片アームは単相インバ
ータの交流周波数で動作させ、他の片アームでＰＷＭ変
調させても良い。この場合、単相インバータの交流周波
数で動作させる側の片アームは低速用のスイッチング素
子で構成することができ、さらに安価な装置が構成でき
る。
【００１８】なお、図１において、交流フィルタ５Ｕ，
５Ｖ，５Ｗを三相交流変圧器６の１次巻線61Ｕ，61Ｖ，
61Ｗ側で構成しているが、２次巻線62Ｕ，62Ｖ，62Ｗ側
に設けても良い。また、図１において、出力端子７Ｕ，
７Ｖ，７ＷからＹ結線で三相交流電力を出力する例を説
明したが、本発明に基づいて任意の相数の交流出力を得
ることならびにＹ結線または△結線の交流出力が得られ
ることは明白である。
５Ｖ，５Ｗを三相交流変圧器６の１次巻線61Ｕ，61Ｖ，
61Ｗ側で構成しているが、２次巻線62Ｕ，62Ｖ，62Ｗ側
に設けても良い。また、図１において、出力端子７Ｕ，
７Ｖ，７ＷからＹ結線で三相交流電力を出力する例を説
明したが、本発明に基づいて任意の相数の交流出力を得
ることならびにＹ結線または△結線の交流出力が得られ
ることは明白である。
【００１９】以上説明したごとく上記構成により、直流
電源を複数の単相インバータで分圧するため、単相イン
バータを構成する高速スイッチング素子は、一般産業用
に使用される電力スイッチング素子で構成できる。ま
た、単相インバータはＰＷＭインバターで構成するた
め、任意の単相交流電源が発生でき、各単相インバータ
に与えるＰＷＭドライブ信号発生器に、一定の位相差を
持つ基準信号を与えることにより、一定の位相差を持つ
単相交流電力を出力することができる。その複数の単相
交流電力を変圧器で合成することにより、変圧器２次巻
線より任意の多相交流電力が出力できる。さらに、単相
インバータのキャリヤ周波数を高周波化することにより
耳ざわりな振動音が軽減できる。すなわち、一般産業用
の高速スイッチング素子を使用し、少ない回路構成素子
で、しかも低騒音化された鉄道車両用の補助電源などに
用いられるインバータ装置を小形で安価に提供できる高
価がある。
電源を複数の単相インバータで分圧するため、単相イン
バータを構成する高速スイッチング素子は、一般産業用
に使用される電力スイッチング素子で構成できる。ま
た、単相インバータはＰＷＭインバターで構成するた
め、任意の単相交流電源が発生でき、各単相インバータ
に与えるＰＷＭドライブ信号発生器に、一定の位相差を
持つ基準信号を与えることにより、一定の位相差を持つ
単相交流電力を出力することができる。その複数の単相
交流電力を変圧器で合成することにより、変圧器２次巻
線より任意の多相交流電力が出力できる。さらに、単相
インバータのキャリヤ周波数を高周波化することにより
耳ざわりな振動音が軽減できる。すなわち、一般産業用
の高速スイッチング素子を使用し、少ない回路構成素子
で、しかも低騒音化された鉄道車両用の補助電源などに
用いられるインバータ装置を小形で安価に提供できる高
価がある。
【００２０】しかしながら、本構成のままでは「発明が
解決しようとする課題」で述べた如く、負荷に不平衡が
生じるとフィルタコンデンサ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの分担電
圧が変化し均等にならない。すなわち、負荷が軽い相を
負担する単相インバータ用フィルタコンデンサの電圧は
高く、負荷が重い相を負担する単相インバータ用フィル
タコンデンサの電圧は低くなるなどの課題がある。
解決しようとする課題」で述べた如く、負荷に不平衡が
生じるとフィルタコンデンサ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの分担電
圧が変化し均等にならない。すなわち、負荷が軽い相を
負担する単相インバータ用フィルタコンデンサの電圧は
高く、負荷が重い相を負担する単相インバータ用フィル
タコンデンサの電圧は低くなるなどの課題がある。
【００２１】図２は本発明のインバター装置の他の実施
例を示す接続図であり、上述の課題を解決するために相
間電力送電回路を備えることにより、分担電圧の高い相
から分担電圧の低い相に電力を送電することを可能とす
るものである。同図によおいて、10UV，10VW，10WUは相
間電力送電回路、10UVT ，10VWT ，10WUT は絶縁トラン
ス、10UVL ，10VWL ，10WUL は限流リアクトルであり、
図中、図１と同符号のものは同じ機能を有する部品であ
る。
例を示す接続図であり、上述の課題を解決するために相
間電力送電回路を備えることにより、分担電圧の高い相
から分担電圧の低い相に電力を送電することを可能とす
るものである。同図によおいて、10UV，10VW，10WUは相
間電力送電回路、10UVT ，10VWT ，10WUT は絶縁トラン
ス、10UVL ，10VWL ，10WUL は限流リアクトルであり、
図中、図１と同符号のものは同じ機能を有する部品であ
る。
【００２２】相間電力送電回路10UV，10VW，10WUの電力
送電入力端は、それぞれ単相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４
Ｗの交流出力端に接続する。この交流出力端にはＰＷＭ
方形波が出力し、この方形波の波高値は単相インバータ
直流端につながるフィルタコンデンサ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ
の電圧に略等しい。この方形波を限流リアクトル10UVL
，10VWL ，10WUL を介して絶縁トランス10UVT ，10VWT
，10WUT の１次巻線に印加する。この絶縁トランス10U
VT ，10VWT ，10WUT の二次出力を整流し、それぞれ隣
り合う単相インバータ用フィルタコンデンサ３Ｕ，３
Ｖ，３Ｗに給電する。
送電入力端は、それぞれ単相インバータ４Ｕ，４Ｖ，４
Ｗの交流出力端に接続する。この交流出力端にはＰＷＭ
方形波が出力し、この方形波の波高値は単相インバータ
直流端につながるフィルタコンデンサ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ
の電圧に略等しい。この方形波を限流リアクトル10UVL
，10VWL ，10WUL を介して絶縁トランス10UVT ，10VWT
，10WUT の１次巻線に印加する。この絶縁トランス10U
VT ，10VWT ，10WUT の二次出力を整流し、それぞれ隣
り合う単相インバータ用フィルタコンデンサ３Ｕ，３
Ｖ，３Ｗに給電する。
【００２３】絶縁トランス10UVT ，10VWT ，10WUT は本
構成において、略１対１の絶縁トランスである。従って
相間電力送電回路10UV，10VW，10WUの直流出力端はＰＷ
Ｍ方形波を整流した直流波形電圧を出力する。従って、
この直流出力端に発生する波高値は隣り合う単相インバ
ータのフィルタコンデンサ電圧に等しくなる。
構成において、略１対１の絶縁トランスである。従って
相間電力送電回路10UV，10VW，10WUの直流出力端はＰＷ
Ｍ方形波を整流した直流波形電圧を出力する。従って、
この直流出力端に発生する波高値は隣り合う単相インバ
ータのフィルタコンデンサ電圧に等しくなる。
【００２４】かかる構成により、各フィルタコンデンサ
３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの電圧に差が生じると高い充電電圧の
フィルタコンデンサから低い充電電圧のフィルタコンデ
ンサに電力の送電が行なわれ、両者の電圧が平衡するま
で断続する。仮に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の負荷状況をＵ＞Ｖ＞
ＷとＵ相が一番重負荷と仮定する。この場合、３Ｕ，３
Ｖ，３Ｗの電圧をＶ3U，Ｖ3V，Ｖ3Wとすると、これらの
電圧分担は、Ｖ3U＜Ｖ3V＜Ｖ3Wと不平衡になり始める。
この時、相間電力送電回路10UVは、送電入力端電圧の波
高値が送電出力端電圧（フィルイタコンデンサ３Ｖの電
圧）より低いため、電力の送電は行なわない。相間電力
送電回路10VWも同条件であり電力の送電は行なわない。
相間電力送電回路10WUは、送電入力端電圧の波高値が送
電出力端電圧（フィルタコンデンサ３Ｕの電圧）より高
いため、電力の送電を行なう。
３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの電圧に差が生じると高い充電電圧の
フィルタコンデンサから低い充電電圧のフィルタコンデ
ンサに電力の送電が行なわれ、両者の電圧が平衡するま
で断続する。仮に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の負荷状況をＵ＞Ｖ＞
ＷとＵ相が一番重負荷と仮定する。この場合、３Ｕ，３
Ｖ，３Ｗの電圧をＶ3U，Ｖ3V，Ｖ3Wとすると、これらの
電圧分担は、Ｖ3U＜Ｖ3V＜Ｖ3Wと不平衡になり始める。
この時、相間電力送電回路10UVは、送電入力端電圧の波
高値が送電出力端電圧（フィルイタコンデンサ３Ｖの電
圧）より低いため、電力の送電は行なわない。相間電力
送電回路10VWも同条件であり電力の送電は行なわない。
相間電力送電回路10WUは、送電入力端電圧の波高値が送
電出力端電圧（フィルタコンデンサ３Ｕの電圧）より高
いため、電力の送電を行なう。
【００２５】この作用により、フィルタコンデンサ３Ｕ
は相間電力送電回路により充電され電圧が高くなる。フ
ィルタコンデンサ３Ｗは相間電力送電回路により電力を
放電するので充電電圧は低くなる。これにより、フィル
タコンデンサ３Ｕと３Ｗの電圧は略等しくなる。
は相間電力送電回路により充電され電圧が高くなる。フ
ィルタコンデンサ３Ｗは相間電力送電回路により電力を
放電するので充電電圧は低くなる。これにより、フィル
タコンデンサ３Ｕと３Ｗの電圧は略等しくなる。
【００２６】上記作用により、電圧Ｖ3Uが電圧Ｖ3Vより
高電圧になると上記動作と同原理により相間電力送電回
路10UVが動作しフィルタコンデンサ３Ｖが充電され、電
圧が高くなりフィルタコンデンサ３Ｕの電圧とＶ3Vは略
等しくなる。この作用時の電力の送電はフィルタコンデ
ンサ３Ｗ→相間電力送電回路10WU→フィルタコンデンサ
３Ｕ→相間電力送電回路10UV→フィルタコンデンサ３Ｖ
の経路で行なわれる。これにより、Ｖ3U，Ｖ3V，Ｖ3Wの
電圧は略等しくなる。
高電圧になると上記動作と同原理により相間電力送電回
路10UVが動作しフィルタコンデンサ３Ｖが充電され、電
圧が高くなりフィルタコンデンサ３Ｕの電圧とＶ3Vは略
等しくなる。この作用時の電力の送電はフィルタコンデ
ンサ３Ｗ→相間電力送電回路10WU→フィルタコンデンサ
３Ｕ→相間電力送電回路10UV→フィルタコンデンサ３Ｖ
の経路で行なわれる。これにより、Ｖ3U，Ｖ3V，Ｖ3Wの
電圧は略等しくなる。
【００２７】図２において、単相インバータ４Ｕ，４
Ｖ，４Ｗは純ブリッジの構成であるが、フイルタコンデ
サ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗをそれぞれ２分割したハーフブリッ
ジ構成とした場合、絶縁トランス10UVT ，10VWT ，10WU
T の巻線比を略２とすることにより純ブリッジの単相イ
ンバータ時と同原理で動作しフィルタコンデンサ電圧分
担が略等しく制御される。
Ｖ，４Ｗは純ブリッジの構成であるが、フイルタコンデ
サ３Ｕ，３Ｖ，３Ｗをそれぞれ２分割したハーフブリッ
ジ構成とした場合、絶縁トランス10UVT ，10VWT ，10WU
T の巻線比を略２とすることにより純ブリッジの単相イ
ンバータ時と同原理で動作しフィルタコンデンサ電圧分
担が略等しく制御される。
【００２８】また、図２において、相間電力送電回路の
電力送電方向をＵ相→Ｖ相→Ｗ相→Ｕ相としたが、逆に
Ｕ相→Ｗ相→Ｖ相→Ｕ相であっても何らかまわない。ま
た図２は３相の場合について説明したが更に多重の場合
であっても同原理が適用できる。また、送電を隣り合う
相だけでなく、Ａ相→Ｄ相→Ｆ相→Ｅ相→Ｃ相→Ｂ相→
Ａ相の様に任意に組合せることもできる。
電力送電方向をＵ相→Ｖ相→Ｗ相→Ｕ相としたが、逆に
Ｕ相→Ｗ相→Ｖ相→Ｕ相であっても何らかまわない。ま
た図２は３相の場合について説明したが更に多重の場合
であっても同原理が適用できる。また、送電を隣り合う
相だけでなく、Ａ相→Ｄ相→Ｆ相→Ｅ相→Ｃ相→Ｂ相→
Ａ相の様に任意に組合せることもできる。
【００２９】図２において、相間電力送電回路の整流回
路を純ブリッジ回路で構成しているが、ハーフブリッジ
回路等で構成しても良い。また、限流リアクトル10UVL
，10VWL ，10WUL の使用の有無，挿入個所，抵抗等に
よる代用など装置により任意に決定して良い。
路を純ブリッジ回路で構成しているが、ハーフブリッジ
回路等で構成しても良い。また、限流リアクトル10UVL
，10VWL ，10WUL の使用の有無，挿入個所，抵抗等に
よる代用など装置により任意に決定して良い。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したごとく本発明によれば、直
流電源を複数の単相インバータで分圧するため、単相イ
ンバータを構成する高速スイッチング素子は、一般産業
用に使用される電力スイッチング素子で構成できる。ま
た、単相インバータはＰＷＭインバータで構成するた
め、任意の単相交流電源が発生でき、各単相インバータ
に与えるＰＷＭドライブ信号発生器に、一定の位相差を
持つ基準信号を与えることにより、一定の位相差を持つ
単相交流電力を出力することができる。その複数の単相
交流電力を変圧器で合成することにより、変圧器２次巻
線より任意の多相交流電力が出力できる。さらに、単相
インバータのキャリヤ周波数を高周波化することにより
耳ざわりな振動音が軽減できる。負荷に相不平衡があっ
ても、常に縦続接続した各単相インバータの直流分担電
圧は略等しく制御できるので安定に動作する装置を提供
することができる。また、その回路を構成する相間電力
送電回路の整流器も一般産業用耐圧クラスを使用できる
ため価格的にも有利である。すなわち、一般産業用の高
速スイッチング素子を使用し、少ない回路構成素子で、
しかも低騒音化され安定に動作する鉄道車両用の補助電
源などに用いられるインバータ装置を小形で安価に提供
できる効果がある。
流電源を複数の単相インバータで分圧するため、単相イ
ンバータを構成する高速スイッチング素子は、一般産業
用に使用される電力スイッチング素子で構成できる。ま
た、単相インバータはＰＷＭインバータで構成するた
め、任意の単相交流電源が発生でき、各単相インバータ
に与えるＰＷＭドライブ信号発生器に、一定の位相差を
持つ基準信号を与えることにより、一定の位相差を持つ
単相交流電力を出力することができる。その複数の単相
交流電力を変圧器で合成することにより、変圧器２次巻
線より任意の多相交流電力が出力できる。さらに、単相
インバータのキャリヤ周波数を高周波化することにより
耳ざわりな振動音が軽減できる。負荷に相不平衡があっ
ても、常に縦続接続した各単相インバータの直流分担電
圧は略等しく制御できるので安定に動作する装置を提供
することができる。また、その回路を構成する相間電力
送電回路の整流器も一般産業用耐圧クラスを使用できる
ため価格的にも有利である。すなわち、一般産業用の高
速スイッチング素子を使用し、少ない回路構成素子で、
しかも低騒音化され安定に動作する鉄道車両用の補助電
源などに用いられるインバータ装置を小形で安価に提供
できる効果がある。
【図１】本発明のインバータ装置の一実施例を示す接続
図である。
図である。
【図２】本発明のインバータ装置の他の実施例を示す接
続図である。
続図である。
１ 直流電源 ２ フィルタリアクトル ３Ｕ フィルタコンデンサ ４Ｕ 単相インバータ ５Ｕ 交流フィルタ ６ 三相交流変圧器 61Ｕ １次巻線 62Ｕ ２次巻線 ７ 端子台 ７Ｕ 出力端子 ８ 分配器 ９Ｕ ＰＷＭ信号発生器 10UV 相間電力送電回路 10UVT 絶縁トランス 10UVL 限流リアクトル
Claims (2)
- 【請求項１】 スイッチング素子と分配器およびＰＷＭ
信号発生器で構成されて一定電圧、一定周波数の単相交
流電力を発生するとともに直流電源に直列接続された複
数の単相インバータと、この複数の単相インバータの単
相交流出力を入力とする多相交流変圧器を設け、前記複
数の単相インバータ間の電圧位相差を一定に制御するこ
とにより、前記多相交流変圧器から多相交流電力を出力
することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 スイッチング素子と分配器およびＰＷＭ
信号発生器で構成されて一定電圧，一定周波数の単相交
流電力を発生するとともに直流電源に直列接続された複
数の単相インバータを設け、この複数の各単相インバー
タの直流入力端に並列にフィルタコンデンサと、このフ
ィルタコンデンサを充電する整流回路とを接続し、この
整流回路の交流入力端と他相の単相インバータのＰＷＭ
出力端間に絶縁トランスを備えた請求項１記載のインバ
ータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6027416A JPH0779569A (ja) | 1993-07-14 | 1994-01-31 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19682693 | 1993-07-14 | ||
| JP5-196826 | 1993-07-14 | ||
| JP6027416A JPH0779569A (ja) | 1993-07-14 | 1994-01-31 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0779569A true JPH0779569A (ja) | 1995-03-20 |
Family
ID=26365326
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6027416A Pending JPH0779569A (ja) | 1993-07-14 | 1994-01-31 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0779569A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004297999A (ja) * | 2003-03-07 | 2004-10-21 | Canon Inc | 電力変換装置および電源装置 |
| JP2007159312A (ja) * | 2005-12-07 | 2007-06-21 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 電力変換装置及び制御方法 |
| JP2013255308A (ja) * | 2012-06-05 | 2013-12-19 | Toshiba Corp | 半導体電力変換装置 |
| JP2017017869A (ja) * | 2015-07-01 | 2017-01-19 | 株式会社高砂製作所 | 直流交流変換回路及び電源装置 |
-
1994
- 1994-01-31 JP JP6027416A patent/JPH0779569A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004297999A (ja) * | 2003-03-07 | 2004-10-21 | Canon Inc | 電力変換装置および電源装置 |
| JP2007159312A (ja) * | 2005-12-07 | 2007-06-21 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 電力変換装置及び制御方法 |
| JP4524666B2 (ja) * | 2005-12-07 | 2010-08-18 | 東京電力株式会社 | 電力変換装置及び制御方法 |
| JP2013255308A (ja) * | 2012-06-05 | 2013-12-19 | Toshiba Corp | 半導体電力変換装置 |
| JP2017017869A (ja) * | 2015-07-01 | 2017-01-19 | 株式会社高砂製作所 | 直流交流変換回路及び電源装置 |
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