JP2017017869A - 直流交流変換回路及び電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来の直流交流変換回路は、高効率化が難しい問題があった。
【解決手段】本発明にかかる直流交流変換回路は、高電位側電源配線ＮＤＨと、低電位側電源配線ＮＤＬと、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に接続される第１のインバータ１０と、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に接続される第２のインバータ２０と、第１のインバータ１０と並列接続される第１のコンデンサＣ１１と、第２のインバータ２０と並列接続される第２のコンデンサＣ２１と、第１のインバータ１０内において第１の交流電圧Ｖｏ１の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタのソースドレイン間に発生する第１のパルス信号を平滑化して、第１のパルス信号の振幅に応じた第１の調整電圧Ｖ１３を生成し、第１の調整電圧Ｖ１３を第２のコンデンサの両端に与える第１の相互バランス回路３０と、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は直流交流変換回路及び電源装置に関し、特にインバータ回路により直流電圧から交流電圧を生成する直流交流変換回路及び電源装置に関する。

電源装置の一例が特許文献１、２に開示されている。特許文献１に記載の電源装置は、太陽電池で生成された直流電圧をコンバータ回路により降圧した後に、インバータ回路を用いて当該降圧電圧に基づく交流電圧の生成を行う。

また、特許文献２に記載の電源装置は、複数のコンバータにより複数の太陽電池で生成された直流電圧をそれぞれ他の電圧に降圧する。そして降圧した複数の直流電圧を合成した後に、インバータ回路を用いて交流電圧を生成する。

特開２００４−１４７４７２号公報 特開２００４−２１５４３９号公報

電源装置では、高効率化が求められている。高効率化の一手段としては、インバータ回路に入力する直流電圧を高くすることが考えられる。しかしながら、インバータ回路に入力する直流電圧を高くした場合、インバータ回路に用いられるスイッチング素子及びコンデンサに高耐圧素子を利用しなければならない。しかし、高耐圧なスイッチング素子は電力損出が大きく、効率を低下させる要因になるという問題がある。更に、高耐圧な回路素子は、体積が大きく装置の体積が増大する問題がある。

本発明にかかる直流交流変換回路の一態様は、高電位側直流電圧が入力される高電位側電源配線と、低電位側直流電圧が入力される低電位側電源配線と、前記高電位側電源配線と直列ノードとの間に接続される第１のインバータと、前記直列ノードと前記低電位側電源配線との間に接続される第２のインバータと、前記第１のインバータと並列接続される第１のコンデンサと、前記第２のインバータと並列接続される第２のコンデンサと、前記第１のインバータ内において第１の交流電圧の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタのソースドレイン間に発生する第１のパルス信号を平滑化して、前記第１のパルス信号の振幅に応じた第１の調整電圧を生成し、当該第１の調整電圧を前記第２のコンデンサの両端に与える第１の相互バランス回路と、を有する。

本発明にかかる電源装置の一態様は、少なくとも上記直流交流変換回路を含み、外部から与えられる交流信号を直流信号に変換して前記直流交流変換回路に与える交流直流変換回路と、前記直流交流変換回路が前記第１のインバータ及び前記第２のインバータにより出力する交流電圧をそれぞれ直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を構成して負荷を駆動するコンバータ回路と、を有する。

本発明によれば、低い耐圧の回路素子を利用しながらインバータ回路の効率を高めることができる。

実施の形態１にかかる直流交流変換回路の回路図である。 実施の形態１にかかる直流交流変換回路の動作を説明するグラフである。 実施の形態１にかかる電源装置のブロック図である。

実施の形態１
以下では、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。なお、説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。

図１に実施の形態１にかかる交流直流変換回路１の回路図を示す。図１に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１のインバータ１０、第２のインバータ２０、第１の相互バランス回路３０、第２の相互バランス回路４０、第１のコンデンサＣ１１、第２のコンデンサＣ１２を有する。また、交流直流変換回路１は、入力端子ＴＭ１、ＴＭ２を有し、当該入力端子ＴＭ１、ＴＭ２を介して入力電圧Ｖｉｎが与えられる。入力端子ＴＭ１には高電位側電源配線ＮＤＨが接続され、入力端子ＴＭ２には低電位側電源配線ＮＤＬが接続されている。以下の説明では、高電位側電源配線ＮＤＨに与えられる電圧を高電位側直流電圧と称し、低電位側電源配線ＮＤＬに与えられる電圧を低電位側直流電圧と称す。また、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧との電圧差が入力電圧Ｖｉｎとなる。

第１のインバータ１０は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に接続される。第２のインバータ２０は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に接続される。つまり、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０は、高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。

第１のコンデンサＣ１１は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に接続される。第２のコンデンサＣ２１は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に接続される。つまり、第１のコンデンサＣ１１は第１のインバータ１０と並列に接続され、第２のコンデンサＣ２１は第２のインバータと並列に接続される。また、別の観点では、第１のコンデンサＣ１１及び第２のコンデンサＣ２１は、高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。

第１の相互バランス回路３０は、第１のインバータ１０内において交流電圧の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタ（図１に示す例ではスイッチングトランジスタＴＲ１２）のソースドレイン間に発生する第１のパルス信号を平滑化して、第１のパルス信号の振幅に応じた第１の調整電圧Ｖ１３を生成し、当該第１の調整電圧Ｖ１３を第２のコンデンサＣ２１の両端に与える。

第２の相互バランス回路４０は、第２のインバータ２０内において交流電圧の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタ（図１に示す例ではスイッチングトランジスタＴＲ２２）のソースドレイン間に発生する第２のパルス信号を平滑化して、第２のパルス信号の振幅に応じた第２の調整電圧Ｖ２３を生成し、当該第２の調整電圧Ｖ２３を前記第１のコンデンサの両端に与える。

なお、図１に示す例では、第１の相互バランス回路３０と第２の相互バランス回路４０を示したが、相互バランス回路は、第１の相互バランス回路３０と第２の相互バランス回路４０のいずれか一方のみが実装されている形態であっても構わない。第１の相互バランス回路３０と第２の相互バランス回路４０との両方を備えることで、第１のコンデンサＣ１１の両端に発生する電圧と、第２のコンデンサＣ２１の両端に発生する電圧と、をより安定化させることができる。

続いて、第１のインバータ１０、第２のインバータ２０、第１の相互バランス回路３０、第２の相互バランス回路４０の回路構成についてそれぞれ説明する。

第１のインバータ１０は、スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４、トランスＴ１１を有する。スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４は同一導電型のトランジスタである。スイッチングトランジスタＴＲ１１及びスイッチングトランジスタＴＲ１２は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に直列に接続される。スイッチングトランジスタＴＲ１３及びスイッチングトランジスタＴＲ１４は、高電位側電源配線ＮＤＨと直列ノードＮＤＭとの間に直列に接続される。そして、スイッチングトランジスタＴＲ１１とスイッチングトランジスタＴＲ１２とを接続するノードが、トランスＴ１１の一次側コイルの一端に接続される。また、スイッチングトランジスタＴＲ１３とスイッチングトランジスタＴＲ１４とを接続するノードが、トランスＴ１１の一次側コイルの他端に接続される。第１のインバータ１０では、スイッチングトランジスタＴＲ１１及びスイッチングトランジスタＴＲ１４を同位相のＰＷＭ信号により駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ１２及びスイッチングトランジスタＴＲ１３をスイッチングトランジスタＴＲ１１、ＴＲ１４とは反転する位相のＰＷＭ信号により駆動する。スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４を駆動するＰＷＭ信号はＰＷＭ制御回路により生成される。つまり、第１のインバータ１０では、スイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４及びトランスＴ１１の一次側コイルによりＨブリッジ型駆動回路を構成する。また、第１のインバータ１０は、トランスＴ１１の二次側コイルの両端には第１の交流電圧Ｖｏ１を生成する。

第２のインバータ２０は、スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４、トランスＴ２１を有する。スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４は同一導電型のトランジスタである。スイッチングトランジスタＴＲ２１及びスイッチングトランジスタＴＲ２２は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。スイッチングトランジスタＴＲ２３及びスイッチングトランジスタＴＲ２４は、直列ノードＮＤＭと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に直列に接続される。そして、スイッチングトランジスタＴＲ２１とスイッチングトランジスタＴＲ２２とを接続するノードが、トランスＴ２１の一次側コイルの一端に接続される。また、スイッチングトランジスタＴＲ２３とスイッチングトランジスタＴＲ２４とを接続するノードが、トランスＴ２１の一次側コイルの他端に接続される。第２のインバータ２０では、スイッチングトランジスタＴＲ２１及びスイッチングトランジスタＴＲ２４を同位相のＰＷＭ信号により駆動し、スイッチングトランジスタＴＲ２２及びスイッチングトランジスタＴＲ２３をスイッチングトランジスタＴＲ２１、ＴＲ２４とは反転する位相のＰＷＭ信号により駆動する。スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４を駆動するＰＷＭ信号はＰＷＭ制御回路により生成される。つまり、第２のインバータ２０では、スイッチングトランジスタＴＲ２１〜ＴＲ２４及びトランスＴ２１の一次側コイルによりＨブリッジ型駆動回路を構成する。また、第２のインバータ２０は、トランスＴ２１の二次側コイルの両端には第２の交流電圧Ｖｏ２を生成する。

なお、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の振幅が安定する定常運転状態ではＰＷＭ制御回路が出力するＰＷＭ信号のデューティーが５０％となるように制御される。

第１の相互バランス回路３０は、コンデンサＣ３１〜Ｃ３３、トランスＴ３１、ダイオードＤ３１、Ｄ３２、抵抗Ｒ３１、Ｒ３２、配線ＮＤ３１、ＮＤ３２を有する。トランスＴ３１の一次側コイルの一端には、コンデンサＣ３１を介してスイッチングトランジスタＴＲ１２のドレイン側の電圧が入力される。トランスＴ３１の一次側コイルの他端にはスイッチングトランジスタＴＲ１２のソース側の電圧が入力される。ここで、スイッチングトランジスタＴＲ１２がＰＷＭ信号により駆動されるため、スイッチングトランジスタＴＲ１２のソースドレイン間の電圧は矩形状の変化を示す。つまり、トランスＴ３１の一次側コイルにはパルス信号が入力される。

配線ＮＤ３１は、第２のコンデンサＣ２１の直列ノードＮＤＭ側の端子に接続される。配線ＮＤ３２は、第２のコンデンサＣ２１の低電位側電源配線ＮＤＬ側の端子に接続される。ダイオードＤ３１、Ｄ３２は、配線ＮＤ３１と配線ＮＤ３２の間に直列に接続される。そして、ダイオードＤ３１とダイオードＤ３２との間のノードにはトランスＴ３１の二次側コイルの一端が接続される。コンデンサＣ３２、Ｃ３３は、配線ＮＤ３１と配線ＮＤ３２の間に直列に接続される。コンデンサＣ３２とコンデンサＣ３３との間のノードにはトランスＴ３１の二次側コイルの他端が接続される。また、抵抗Ｒ３１は、コンデンサＣ３２に並列に接続される。抵抗Ｒ３２は、コンデンサＣ３３に並列に接続される。

第２の相互バランス回路２０は、コンデンサＣ４１〜Ｃ４３、トランスＴ４１、ダイオードＤ４１、Ｄ４２、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２、配線ＮＤ４１、ＮＤ４２を有する。トランスＴ４１の一次側コイルの一端には、コンデンサＣ４１を介してスイッチングトランジスタＴＲ２２のドレイン側の電圧が入力される。トランスＴ４１の一次側コイルの他端にはスイッチングトランジスタＴＲ２２のソース側の電圧が入力される。ここで、スイッチングトランジスタＴＲ２２がＰＷＭ信号により駆動されるため、スイッチングトランジスタＴＲ２２のソースドレイン間の電圧は矩形状の変化を示す。つまり、トランスＴ４１の一次側コイルにはパルス信号が入力される。

配線ＮＤ４１は、第１のコンデンサＣ１１の直列ノードＮＤＭ側の端子に接続される。配線ＮＤ４２は、第１のコンデンサＣ１１の低電位側電源配線ＮＤＬ側の端子に接続される。ダイオードＤ４１、Ｄ４２は、配線ＮＤ４１と配線ＮＤ４２の間に直列に接続される。そして、ダイオードＤ４１とダイオードＤ４２との間のノードにはトランスＴ４１の二次側コイルの一端が接続される。コンデンサＣ４２、Ｃ４３は、配線ＮＤ４１と配線ＮＤ４２の間に直列に接続される。コンデンサＣ４２とコンデンサＣ４３との間のノードにはトランスＴ４１の二次側コイルの他端が接続される。また、抵抗Ｒ４１は、コンデンサＣ４２に並列に接続される。抵抗Ｒ４２は、コンデンサＣ４３に並列に接続される。

続いて、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１の動作について説明する。実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、入力電圧Ｖｉｎに基づき交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成する。また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１の相互バランス回路３０及び第２の相互バランス回路４０により、第１のコンデンサＣ１１の両端に印加される電圧と、第２のコンデンサＣ２１の両端に印加される電圧と、のずれを解消する。ここで、入力電圧Ｖｉｎから交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成する動作は、ＰＷＭ信号に基づきスイッチングトランジスタＴＲ１１〜ＴＲ１４、ＴＲ２１〜ＴＲ２４を駆動することで行うことで一般的なインバータ回路の動作と実質的に同じであるため、ここでは説明を省略する。一方、第１のコンデンサＣ１１の両端に印加される電圧と、第２のコンデンサＣ２１の両端に印加される電圧と、のずれを解消する動作は交流直流変換回路１の動作の特徴の１つであるため、以下で詳細に説明する。

実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１のインバータ１０内のスイッチングトランジスタの１つからパルス信号を取得し、取得したパルス信号の振幅に応じた電圧レベルを有する第１の調整電圧Ｖ１３を生成する。また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第２のインバータ２０内のスイッチングトランジスタの１つからパルス信号を取得し、取得したパルス信号の振幅に応じた電圧レベルを有する第２の調整電圧Ｖ２３を生成する。そして、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、第１の調整電圧Ｖ１３及び第２の調整電圧Ｖ２３により、第１のコンデンサＣ１１及び第２のコンデンサＣ２１の電圧を揃える。そこで、当該実施の形態１にかかる交流直流変換回路１において上記動作を説明するグラフを図２に示す。

図２に示す例は、上側に第１のコンデンサＣ１１の両端の電圧と第２のコンデンサＣ２１の両端の電圧とにズレが生じた状態のグラフを示し、下側に第１のコンデンサＣ１１の両端の電圧と第２のコンデンサＣ２１の両端の電圧とのズレが解消した状態のグラフを示した。

図２に示すように、第１のコンデンサＣ１１の両端の電圧と第２のコンデンサＣ２１の両端の電圧とにズレが生じている状態では、スイッチングトランジスタＴＲ１２のソースドレイン間に発生するパルス信号の振幅Ｖ１１が、スイッチングトランジスタＴＲ２２のソースドレイン間に発生するパルス信号の振幅Ｖ２１よりも大きくなる。これは、第１のインバータ１０の両端に印加される電圧が第２のインバータ２０の両端に印加される電圧よりも大きくなるためである。また、この電圧のズレは、スイッチングトランジスタの能力のズレ、交流電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の先に接続される負荷の大きさのズレに起因して生じる。

そして、第１のコンデンサＣ１１の両端の電圧と第２のコンデンサＣ２１の両端の電圧とにズレが生じている状態では、パルス信号の振幅のズレに起因して、トランスＴ３１の二次側コイルに生成される整流信号の振幅Ｖ１２が、トランスＴ４１の二次側コイルに生成される整流信号の振幅Ｖ２２よりも大きくなる。そのため、第１の相互バランス回路３０が出力する第１の調整電圧Ｖ１３が第２の相互バランス回路４０が出力する第２の調整電圧Ｖ２３よりも大きくなる。そして、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第１の調整電圧Ｖ１３を第２のコンデンサＣ２１に与えることで第２のコンデンサＣ２１の両端の電圧（つまり、第２のインバータ２０に印加される電圧）を上昇させる。一方、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第２の調整電圧Ｖ２３を第１のコンデンサＣ１１に与えることで第１のコンデンサＣ１１の両端の電圧（つまり、第１のインバータ１０に印加される電圧）を降下させる。

つまり、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、印加される電圧が高いインバータから、印加される電圧が低いインバータに、エネルギーを移転させることで、直列に接続されるインバータのそれぞれに印加される電圧を同じにする。このようなエネルギーの移転が安定化した後のグラフが図２の下図である。

上記説明より、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、入力電圧Ｖｉｎが印加される高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間にインバータ回路を直列に接続した。また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、入力電圧Ｖｉｎが印加される高電位側電源配線ＮＤＨと低電位側電源配線ＮＤＬとの間に２つのコンデンサを直列に接続した。これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、入力電圧Ｖｉｎが各インバータ及び各コンデンサに入力電圧Ｖｉｎを分散させることができるため、インバータ及びコンデンサの両端に印加される電圧を入力電圧Ｖｉｎに比べて小さくすことができる。これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、インバータ回路を構成する回路素子及びコンデンサとして、入力電圧Ｖｉｎよりも低い耐圧の素子を利用することができる。

また、耐圧の低い素子によりインバータ回路を構成することで、交流直流変換回路１の効率を高めることができる。さらに、耐圧の低い素子によりインバータ回路を構成することで、交流直流変換回路１の実装時の体積を抑制することができる。

また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、定常運転状態において、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０を動作させるＰＷＭ信号のデューティーを５０％に固定しても第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０に印加される電圧を揃えることができる。つまり、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０に印加される電圧を揃えるために、ＰＷＭ信号のデューティー比を制御する等の複雑な制御が不要である。

また、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１では、第１のインバータ１０及び第２のインバータ２０に印加される電圧を揃えるための制御において別途クロック信号、或いは、ＰＷＭ信号等の矩形波を利用する必要がない。これにより、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、ノイズの発生を抑制することができる。

ここで、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１は、電源装置内のインバータ回路として利用することに適している。そこで、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いた電源装置のブロック図を図３に示す。図３に示すように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いた電源装置では、交流直流変換回路１に与える直流信号（例えば入力電圧Ｖｉｎ）を外部の交流信号Ｖｓを直流電圧に変換する交流直流変換回路３により生成する。また、実施の形態１にかかる電源装置では、コンバータ回路４を用いて、交流直流変換回路１が出力する２つの交流信号Ｖｏ１、Ｖｏ２を直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を合成することで負荷５に与える出力電圧ＶＬを生成する。

このように、実施の形態１にかかる交流直流変換回路１を用いることで、電源装置の小型化、高効率化を実現することができる。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。

１ 交流直流変換回路
２ 交流電源
３ 交流直流変換回路
４ コンバータ回路
５ 負荷
１０ 第１のインバータ
２０ 第２のインバータ
３０ 第１の相互バランス回路
４０ 第２の相互バランス回路
ＮＤＨ 高電位側電源配線
ＮＤＬ 低電位側電源配線
ＮＤＭ 直列ノード

Claims (4)

1. 高電位側直流電圧が入力される高電位側電源配線と、
   低電位側直流電圧が入力される低電位側電源配線と、
   前記高電位側電源配線と直列ノードとの間に接続される第１のインバータと、
   前記直列ノードと前記低電位側電源配線との間に接続される第２のインバータと、
   前記第１のインバータと並列接続される第１のコンデンサと、
   前記第２のインバータと並列接続される第２のコンデンサと、
   前記第１のインバータ内において第１の交流電圧の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタのソースドレイン間に発生する第１のパルス信号を平滑化して、前記第１のパルス信号の振幅に応じた第１の調整電圧を生成し、当該第１の調整電圧を前記第２のコンデンサの両端に与える第１の相互バランス回路と、
   を有する直流交流変換回路。
2. 前記第２のインバータ内において第２の交流電圧の生成に用いられる複数のスイッチングトランジスタのうち１つのスイッチングトランジスタのソースドレイン間に発生する第２のパルス信号を平滑化して、前記第２のパルス信号の振幅に応じた第２の調整電圧を生成し、当該第２の調整電圧を前記第１のコンデンサの両端に与える第２の相互バランス回路を有する請求項１に記載の直流交流変換回路。
3. 前記第１のインバータ及び前記第２のインバータは、それぞれ、対応して設けられるトランスの一次側コイルを駆動するＨブリッジ型駆動回路を前記複数のスイッチングトランジスタにより構成する請求項１又は２に記載の直流交流変換回路。
4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の直流交流変換回路と、
   外部から与えられる交流信号を直流信号に変換して前記直流交流変換回路に与える交流直流変換回路と、
   前記直流交流変換回路が前記第１のインバータ及び前記第２のインバータにより出力する交流電圧をそれぞれ直流電圧に変換し、変換後の直流電圧を構成して負荷を駆動するコンバータ回路と、
   を有する電源装置。

Images