JPH0778437B2 - 媒体の音響エネルギ伝送特性測定装置 - Google Patents

媒体の音響エネルギ伝送特性測定装置

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JPH0778437B2 JP63244652A JP24465288A JPH0778437B2 JP H0778437 B2 JPH0778437 B2 JP H0778437B2 JP 63244652 A JP63244652 A JP 63244652A JP 24465288 A JP24465288 A JP 24465288A JP H0778437 B2 JPH0778437 B2 JP H0778437B2
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Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、媒体の音響エネルギ伝送特性を測定するため
の装置、特に流量測定に有用なこの種の装置に関する。
さらに特定すると、本発明は、超音波が媒体中の限定さ
れた経路に沿って伝送され、媒体の流量を決定するため
にトランスジューサにより検出され分析される超音波流
量計に関する。
［従来技術］ 一般に、所与の流れ状況を所望の精度で監視するのに適
当な使用機器の選択は、流れている物質の純度、温度、
分子量および粘度、導管または容器の物理的形態および
構成、ならびに温度、凡その流れ距離および流れプロフ
ィルを含む多くのファクタに依存して変わる。
一般的に、媒体がきれいで、非粘性で、層流を有する場
合、流量は、上流および／または下流経路成分を有する
経路に沿って注入される超音波信号の走行時間により決
定できる。ただし、パイプ寸法によって十分に長い経路
が取れることを条件とする。小導管および短流路長の場
合、ジグザグの経路が適当な場合もある。媒体が粘性を
有し、泡を含み、あるいは連行物質を有していて、これ
らが伝送信号を強く劣化し、その結果到着時間情報が高
精度で決定できないか流量に対して複雑な関係をもつ場
合、送信波のドップーラシフトの測定が、泡やその他の
散乱誘起物の速度についての情報を生ずるこれらの散乱
誘起物は、もし小さければ、流速で移動すると仮定され
る。相関タグ測定法と称される他の手法は、不均質液体
の流れに応用し得る。この方法は、流路に沿う２つのス
テーションにおいて持続波（CW）を送受することを含
む。第１のステーションにおいて受信される信号のトレ
ースに鋭い異常が起こると、同じ異常（すなわち『タ
グ』）が第２のステーションを通過するまで、時間間隔
が測定される。第２のステーションは、再混合で捜索さ
れるトレースの型が混乱されないように十分近接されね
ばならない。Transactions of the Institute of Measu
rement and Contorl,Vol.3,No.4Oct.−Dec.1891,217〜2
23頁およびVol.4,No.1,Jan.−Mar.1982,2〜24頁におけ
るLawrence C.LynnworthのUrtrasonic Flowmetersなる
論文には、超音波流量測定システムについての概説が示
されているが、読者は、測定装置の選択および流れパラ
メータの決定を支配する式に関する背景情報としてこの
論文を参照されたい。従来の各超音波流量測定装置は、
受信波形の周波数や到達時間のような特性の正確な測定
に依存する。これらの諸特性の１つを正確に測定するに
は、特定の導管装置内に特定の形式のトランスジューサ
を正確に制御された状態で取り付けることを必要としよ
う。流れ媒体やその特性が変化するとき、この測定の精
度は装置の応用を制限することにもなり得る。
［発明が解決しようとする課題］ それゆえ、本発明は、受信される超音波の特性をより正
確に検出する機器を提供することである。本発明の特定
の目的は、超音波をあるコードで変調し、コード化波を
媒体中に送信し、そしてこの媒体の特性を受信波の分析
により検出する機器を提供することである。
本発明の他の特定の目的は、受信波が、その到達時間を
決定するため、送信波と相関づけられる機器を提供する
ことである。
本発明のさらに他の特定の目的は、送信波が、相関関数
を発生するため対応する受信波と相関づけられ、そして
相関関数がΔｔの直接測定を提供するように相関ずけら
れる機器を提供することである。
本発明のさらに他の特定の目的は、受信信号の品質に従
って異なる送信または分析プロトコルを選択する機器を
提供することである。
［課題を解決するための手段］ 本発明のこれらおよびその他の特徴は、伝送信号が擬似
ランダム信号またはコードで変調される流量計または流
路インターバロメータで得られる。コード変調信号は、
第１のトランスジューサから媒体流路に沿って送信さ
れ、第２のトランスジューサで受信される。受信波は、
２つのトランスジューサ間の音響波伝搬時間に等しい時
点にピークを有する相関関数を発生するように、逐次の
時点にて送信波と相関づけられる。コードは、相関関数
のサイドロープが小さくなるように選択される。好まし
くは、同一の対立伝搬波が、同時または交番的に２つの
トランスジューサから発射され、そして対応する受信波
が、各々、それぞれの上流および下流相関関数を発生す
るように相関づけられるのがよい。
上流信号および下流信号に対応する２つの相関関数は、
ついで、対立伝搬の差間隔Δｔを決定するように時間に
関して相関づけられる。１つの実施例において、ディジ
タルコードはバーカーコードであり、送信信号は、バー
カーコードにより位相変調される有限の間隔波（すなわ
ちトーンバースト）である。
他の実施例においては、受信信号は、導管内の所望の領
域から発する流れデータを表わすように距離ゲートによ
り検出される反射波である。信号は、その周波数を決定
するため直交位相でディジタル的に処理され、そして装
置は、スペクトル情報から局部的流量情報を導出する。
他の実施例においては、１対の同一のコード化伝送信号
が発射され、各々媒体中を実質的に同一距離横切った対
応する１対の反射波が、検出され、サンプルされ、記憶
される。これらの反射波は、媒体中の流れに連行される
分散体に対して音響路の長さの変化を表わす時間オフセ
ット量を決定するように相関づけられる。
さらに他の実施例においては、複数のトランスジューサ
が、導管を横切る多数のばらばらのサンプリング路を提
供するように配置され、流量計は、各サンプリング路に
沿って受信される反射波に対して距離ゲート間隔を変え
る。受信信号は、サンプリング路に沿う多数のサンプル
間隔すなわちビンの各々に対して、ドップラー周波数の
ような流量を表わす特性を導出するように処理される。
ドップラー周波数は流量に変換され、そして導管内の総
流量は、各ビンの流量×横断面重み付けファクタを総計
することにより得られる。このようにして、流量は、散
乱信号の尋問に特有の信号を利用し、ただし非散乱流条
件における送信信号にのみ普通使用できる走行時間技術
に特有な精度をもって決定できる。
［実施例］ 本発明のこれらおよびその他の目的および特徴は、図面
を参照して行なった例示の実施例についての以下の説明
から明らかとなろう。
第１図は、導管８内を流れる媒体の流量を測定するため
の、本発明に従う流れ測定システム１を示す。システム
は、流量を測定し、表示その他の方法で指示するための
流量計６を備える。流量計６は、導電線4,5を介してト
ランスジューサ2,3に接続されるが、該トランスジュー
サは、導管８の対向側面に装着されており、流れ方向を
横切って精確に限定された幾何寸法の尋問路Ｐを形成す
るように位置づけられている。尋問路Ｐは、流れ方向に
流さＬの成分を有する。トランスジューサおよび尋問路
形態の他の配置も、上述のLynnworthの記事に詳細に論
述されるように可能である。
第２図は、本発明に従う流量測定システム６のハードウ
ェア部品のブロック図である。各トランスジューサから
の導電線4,5は、送信マルチプレクサ12および受信マル
チプレクサ14に接続される。マルチプレクサ12は、タイ
ミングモジュール16により制御され、１または複数のト
ランスジューサ2,3に時間的に限定された瞬間に超音波
伝送信号を供給する。同様に、受信マルチプレクサ14
は、タイミングモジュールにより制御され、１または複
数のトランスジューサを時間的に限定された瞬間に受信
信号処理回路26,28に結合する。しかして、該処理回路
は、先に送信された信号に対応する受信信号を増幅し、
調整する。
図に示されるように、送信信号は、伝送信号発生器22に
より提供されるが、該発生器の出力は、パワー増幅器24
により増幅され、マルチプレクサ12を介してトランスジ
ューサ2,3の適当なものに結合される。同様に、受信信
号は、受信マルチプレクサ14を介して自動利得制御ルー
プ28を有する受信増幅器26に結合され、受信信号を表わ
す調整された出力信号を線30上に供給する。利得は、以
下に論述されるように、アナログ−ディジタルコンバー
タの入力範囲内にあるように制御される。送信信号およ
び受信信号の形式およびタイミングについては、以下に
第3,5および６図と関連して詳細に論述されている。
概説すると、線30からの受信信号は、媒体の流量または
媒体温度またはその他の特性を決定するに必要なタイミ
ングおよび／または周波数シフト情報を導出するように
処理される。これは、信号サンプリングユニット32およ
びマイクロプロセッサ34により遂行される。信号サンプ
リングユニット32は、アナログ−ディジタルコンバータ
36を備え、そして該アナログ−ディジタルコンバータ
は、線30を介して、増幅され利得安定化された受信信号
を受信し、そのディジタル化値をRAM38に供給する。直
接メモリアクセスコントローラ40が、タイミングモジュ
ール16により供給されるタイミングおよび同期信号に応
答し、記憶されたディジタル化値にアクセスし、それを
データバス42を介してマイクロプロセッサ34に供給す
る。プロセッサ34は、ディジタル化されたサンプルされ
た受信信号を処理して、それを送信信号と相関づけ、基
本的タイミングまたは周波数情報を決定する。この情報
は、ついで、周知のやり方で流量またはその他の測定値
に変換される。これの関連して、キーボード、ディスプ
レイおよびI/0部35は、適当な式の選択を決定するシス
テムパラメータの使用者による装入および測定結果の表
示を可能にする。
送信信号の性質およびこの情報を導出するための受信信
号の処理は、第３図を参照すると一層よく理解される。
この図は、代表的な処理操作に対する信号波形を示して
いる。第４図との関係において以下でさらに論述される
ように、例示の波形は、超音波走行時間測定において使
用される。
第３図の線Ａは、本発明の典型的実施例において採用さ
れ1MHzの正弦波形を有する基本的伝送波形を示してい
る。本発明の一側面に従うと、伝送波形はディジタル擬
似ノイズ信号（PN）コードで変調され、高情報含分をも
つ伝送信号を生ずる。第３図の線Ｂは、11ビットバーカ
ーコード、すなわちレーダ信号処理において広く使用さ
れる形式のPNコードの0,1,0の最初の３ビットを例示と
して示している。このコードは、波形がコードで変調さ
れて伝送され、受信信号が送信信号と相関づけられると
き、相関関数のサイドローブが小さくなるという性質を
有する。すなわち、受信信号と送信信号との間に顕著な
ピーク相関があり、これにより受信信号の高い確実度で
の確認が可能となる。第３図の線Ｃは、線Ｂのバーカー
コードの例示の部分で位相変調された後の線Ａの1MHZ正
弦波形を示している。変調は、線Ｃの信号が、バーカー
コード（線Ｂ）の各非ゼロビットのスタート時に180゜
だけ位相シフトされた正弦波形を有するようになされ
る。線Ｃ上の信号は、以下において送信信号と称され
る。線Ｄは、マイクロプロセッサの8MHzクロック周波数
にて発生された送信信号のディジタル化値を示す。線Ｅ
は、媒体中を伝送され受信トランスジューサにより受信
された後の線Ｃの波形に対応する代表的受信信号を例示
するものである。
信号の導管および媒体中の通過はそれに付随する信号の
劣化を生じたが、受信信号（線Ｅ）は、送信信号（線
Ｃ）の形状に対応し、ただし送信および受信トランスジ
ューサ間の走行時間を指示するある時間間隔だけオフセ
ットされた概略的形状を有することが観察されよう。線
Ｆは、線Ｄにおいて使用されたのと同じ8MHzのサンプリ
ング周波数にてサンプルされた線Ｅの信号を示す。サン
プルされた信号（線Ｆ）の大きさは、信号サンプリング
回路32（第２図）により得られ処理のためRAM38に記憶
された値に対応する。システム１は、好ましくは、その
送信および受信要素のために広帯域トランスジューサ、
例えば低いＱ（例えばおおむね２以下）または少なくと
も２オクターブの帯域幅を有するトランスジューサを採
用するのがよい。トランスジューサハウジングはまた、
好ましくは、リンギングが内のがよい。PVDFまたはその
他のポリマトランスジューサが適当である。
本発明の典型的実施例における受信信号の処理の性質お
よび流れ情報の導出については、第１図に例示される流
れ方向に沿って異なるステーションに配置された１対の
離間されたトランスジューサの特定の場合について以下
に説明する。
この測定のプロトコルにおいて、プロセッサは、信号
（線Ｃ）の伝送とこの信号に対応する受信信号（線Ｅ）
の検出間の伝搬時間間隔を、２つの信号が逐次の時間間
隔で相関づけ、相関関数がピーク値を有する時点tmaxを
確認することにより決定する。
典型的実施例において、これは次のように遂行される。
伝送信号（線Ｃ）は、時点ｔ＝０にて送信され、そして
そのディジタル化されたサンプル値（線Ｄ）が内部的に
発生され、あるいはマイクロプロセッサ34に供給され
る。キーボード装入データおよび既知のトランスジュー
サ間隔および資料に基づいて、マイクロプロセッサは、
受信信号を捜索するための窓を設定する。この窓は、信
号サンプリングユニットの入力のゲートを制御する受信
イネーブル信号を発生することにより実施される。P/c
より若干前の時点に始まる128マイクロ秒の窓Ｗが使用
される。ここで、Ｐはトランスジューサ間の経路長であ
り、ｃは移動媒体内における音響の速度である。この窓
間隔Ｗ中、受信信号は8MHzサンプリング速度でサンプル
され、得られた1024の受信信号値が信号サンプリングユ
ニットのRAM38に記憶される。
そのとき、コンピュータ34は、１つの送信信号および対
応する受信信号に対して、値0,±1,±1/√２を有する第
１の１組の88の伝送信号値Ti（11ビットバーカーコード
により変調され8MHzクロック速度でサンプルされた1MHz
sine信号位相に対応）、および第２の１組の1024の受
信信号値Ri（128マイクロ秒サンプリング窓中受信トラ
ンスジューサにより検出され、8MHzのサンプリング周波
数でディジタル化された値）とを入手できる。マイクロ
プロセッサ34は、システムクロック間隔だけ各々離間さ
れた逐次の時点ti（ｉ＝0....1024）にて送信信号を受
信信号と相関づけるのであるが、これは、送信信号を受
信信号に沿ってスライドさせ、対応する積項を加算し、
１組の相関値Ckを決定することによりなされる。マイク
ロプロセッサは、ついでピーク相関時間tmaxを決定す
る。詳記すると、相関関数は、第ｋ番目のクロックパル
スにて次のように定義される。
Ck（T,R）＝Σ（Ti Ri+k） そのとき、信号の伝送および受信間の時間間隔は、相関
関数Ckがその最大値Cmaxに達する時点tmaxであるとみな
される。8MHz周波数における逐次のサンプル間の時間は
125ns（ナノ秒）であるから、Ckにおける相関関数の最
大値は、125Knsの伝搬時間間隔に対応する。
送信信号はPNコードで変調されるから、相関関数Ｃ（T,
R）の値は、送信および受信信号が緊密に整列されると
きを除いて小さくなるであろう。たいていの流体の場
合、伝搬速度Ｃは、流速よりもずっと大きく、流量の大
きさに関する伝搬時間の変動は、上述のサンプリング間
隔のジッタに比して小さいものであろう。したがって、
好まし実施例において、この問題は、上流および下流の
両トランスジューサを同時的または逐次的に作動してPN
変調超音波信号を送信することによって解決される。計
算された時間の後、サンプリング窓が開かれ、上流およ
び下流トランスジューサの各々から受信信号が、受信さ
れ、増幅され、ディジタル化されそして記憶される。つ
いで、別個の相関信号Cup（ｋ）およびCdown（ｋ）が、
上流トランスジューサに送信された信号を該トランスジ
ューサにより実際に受信された信号と相関づけ、下流ト
ランスジューサに送信された信号を該トランスジューサ
により実際に受信された信号と相関づけることにより定
められる。
これらの相関関数Ｃ（ｋ）の各々は、対応するＴおよび
Ｒ信号を、サンプリング（クロック）間隔の固定の倍数
ｋだけ相互に関してオフセットし、対応する項TiRi+kを
全ｉについて加算することによって上述のように定めら
れる。全サンプリング間隔および信号時間は、上流相関
関数Cup（ｋ）の1024の値および下流相関関数C
down（ｋ）の1024の値が同一の時間間隔に限定されるよ
うに、システムクロックに基準を置かれる。ついで、上
流伝搬時間マイナス下流伝搬時間に対応する時間間隔Δ
ｔが、サンプリング間隔の時間に亙りCup（ｋ）およびC
down（ｋ）関数を相関づけて、これらの２つの相関関数
の最大の整列に対応する時間オフセット量を決定するこ
とにより導出される。詳記すると、二重相関関数C
D（ｊ）が定められる。ここで、各ｊに対する値は、ｊ
＝1....1024に対して CD（ｊ）＝ΣCup（ｋ）Cdown（ｊ＋ｋ）である。原信号
相関値Ckは単一の時間間隔に限定されるから（例えばＫ
＝０〜1024クロック間隔が上流および下流伝送信号の従
送の開始に続く）、上流および下流値のこの相関は、±
１タイミング間隔の不確実性を有しない。そうでなけれ
ば、このような不確実性が、間隔および点の決定に際し
て起こり得よう。かくして、CD（ｊ）は、上流および下
流伝搬時間間の間隔Δｔの比較的ジッタのない測定値を
与える。さらに、送信信号のPNコード変調は、雑音に対
して高レベルの不感性をもたらし、得られる直接伝搬時
間測定値の決定の精度は高い。
直接伝搬時間測定値に対する上述の第１の相関は、Tiお
よびRi+k信号値の算術的乗算を包含することに留意され
たい。この算術的乗算は、Tiが、規則的に反復する一連
の値0,±1/√２または±１×バーカーコードおよび間隔
内における不変調信号の位相に依存する符号より成るも
のとして予め既知であるゆえ、典型的装置においては簡
単化される。従って、偶数のｉに対するすべての項TiR
i+kは集められて1/√２を因数として取り出し、ｉ≡1mo
d（４）に対するすべての項は放棄され、そしてｉ≡3mo
d（４）に対するすべての項は集められる。かくして、
式（１）の総和は、（±1/√２）の項および（±１）の
項に対する２つの迅速加算器を採用することにより、プ
ロセッサにおいて容易に遂行される。
上述の処理の実施において、ある種の変更は可能であ
る。例えば、CupおよびCdown相関関数を相関づける際
に、伝搬時間差は、相関関数が最大値に達する時間とし
て決定される。この決定は、ｉを越える加算がなされる
度にCD（ｋ）の相関値を記憶される最大値と比較し、実
行中のピーク値を追跡することによりなされ得る。代わ
りに、マイクロプロセッサは、単に、予め選択されたス
レッショルド値Cthreshより大きい第１のピーク値を選
択してもよい。このスレッショルド選択手法は、例え
ば、送信トランスジューサにおけるモード変換の現象で
単一の電気的駆動パルスを生じさせて一連の逐次的に遅
延された音響パルスを発生する場合に必要である、しか
して、この際第１のパルスは、精確な時間基準になるも
のであるが、モード変換仮想パルスよりよりも小さい大
きさとし得る。このスレッショルドは、可変値とし得
る。しかしながら、好ましい実施例において、相関関数
最大値（Cmax）は直接に使用されない。より精確な値C
Maxは、マイクロプロセッサにプログラムされる数値的
内挿装置により決定される。しかして、この相関装置の
動作は第9A〜Ｄ図に例示されている。
第9A図は、相関関数のサンプル値Co....Cn（中空ドット
でプロットされている）を図示している。相関関数は、
例えば、（Ｔ−Ｒ）走行時間相関関数CupまたはCdown、
またはここに記載される関数CDの一つとし得る。上述の
ように、Ｃ ｉ １は、（8MHz）の間隔、すなわち125nsで
限定されるディジタルワードである。概説すると、内挿
装置は、ピーク値Cmaxの直前および直後のＣ関数ゼロ交
叉の時間を内挿し、２つの内挿ゼロ交叉時間Tz(-)およ
びTz(+)を生成することにより、精確な内挿最大値Cmax
の時間を計算する。そのとき、内挿Cmaxは、中点、すな
わちTmax＝（Tz(-)＋Tz(+)）/2において生ずるものと解
される。第9B図は、右手側ゼロ交叉Tz(+)の内挿を例示
するもので、内挿は、sinc関数値｛aij｝の記憶された
７×８の表を使用してアルゴリズム的に導出される。こ
の内挿は下記のように進行する。ピークCmaxに続く第１
の負のＣ関数値Ckが見出され、点Ck-1およびCkが、相関
間隔終点Y0およびY8にそれぞれ等しく設定される。間隔
中点Y4がついで下式により計算される。
Ym＝Σ｛（aimCk-1+i）＋（ai(8-m)Ck-i）｝ ここで、係数aijは、sinc関数（sin x）/xの係数倍され
た値である。これらの係数は、第9C図に例示されるよう
に、表として記憶されている。sinc関数を使用する内挿
についての論述は、Bracewell著のテキスト『Fourier T
ransfrom and Its Applications』（McGraw−Hill,1978
年発行）に見出される。
点Y4の計算後、sinc関数内挿が、ゼロ交叉により近いさ
らに２つの点Yiを計算するように反復される。この計算
は、sinc関数係数値の２つの追加の表を参照することに
より遂行される。第9D図は、sinc内挿点の極性を決定
し、ゼロ交叉にもっとも近い２つの点を生成するために
逐次の内挿点Yiを選択するマイクロプロセッサにおいて
具体化される流れ論理を図示している。第9B図に例示さ
れる値の場合、３つの点Y4、Y2およびY3が計算される。
第３の内挿に続いて、ぜろ交叉時Tz(+)が、軸軸の真上
および真下にある２つのもっとも近い内挿値Yj、Yj+1間
において直線的に内挿される。これらの点は、例示の実
施例におけるY3およびY4である。
上述のように、ついで、左側ゼロ交叉Tz(-)が、同一の
プロセスを使って計算され、内挿相関最大値Cmaxが、時
間 Tmax＝（Tz(+)＋Tz(-)）/2 に等しく設定される。
２つのsinc関数内挿点間のゼロ交叉のこの直線的内挿
は、ゼロ交叉時間値、従って125nsのシステムクロック
間隔よりも約２桁細かい解を有する内挿最大値Cmaxを生
ずる。解のこれ以上の改善も、数個の測定値を平均する
ことにより達成される。
このようにして、２信号間の時間オフセット量が高精度
で決定される。この時間オフセット量ならびに媒体内に
おける音響速度の知識によって、流速またはその他の特
性をプログラムされた計算手法にしたがって計算するこ
とが可能となる。流体音速は、流体の形式およびその温
度に基づいて、あるいは導管内に配置された固定のレフ
レクタ上で基本線較正測定を遂行することにより、ある
いはその他の周知の方法によって独立的に決定できる。
本発明の他の側面に従うと、本発明の流量計は、既存の
流れ条件下で検出された信号から情報をもっともよく抽
出する処理方法を遂行するため、処理された受信信号の
分析に基づき２または複数の動作モードの１つを選択す
るモードセレクタを備える。
そのような好ましい実施例におけるモードセレクタの動
作は、第１および第２図の信号発生伝送および処理要素
を含むシステムにおいて実施されるものとして第４図に
例示されている。本発明のこの側面に従うと、使用者
は、媒体の形式または性質、メータファクタＫ、レイノ
ルズ修正数、トランスジューサ形式、トランスジューサ
の間隔、パイプ内径、導管形状およびその他の基本的応
用データを指示するため、キーボードを介して基本的デ
ータを装入する。しかして、プロセッサは、これらの基
本的応用データから、プロセス信号測定値を出力流れデ
ータに変換するための適当な式を導出あるいは捜索す
る。プロセッサはついで、モード１と指示される第１モ
ードすなわちスタートモードで動作を開始する。このモ
ードは、一般に、第１〜３図と関連して上述した走行時
間測定モードであろう。第４図に示されるように、モー
ドセレクタ50は、スタートモード52でスタートし、１ま
たは複数の信号例えば上流および下流伝送信号を送信す
る（54）。ついで、その記憶されたデータに従って、受
信信号をサンプリングし処理するための受信窓が設定さ
れる（56）。受信窓の間、信号が受信されたかどうかの
予備的決定がなされる（58）。もしも受信されていなけ
れば、モードセレクタ50は、実際の流れ条件をより測定
し易いかもしれない異なる処理プロトコルを実行するた
め、モードを切換える（60）。
一例として、ひどく減衰する２層流動物質の場合、送信
信号は下流トランスジューサに達しないことがある。ス
テップ58にて検出可能な信号が受信されなかったと思わ
れる場合、モードは切り換えられ、代わりの信号送信お
よび処理モードが採用される。そうでない場合は、62に
て送信および受信信号が、選択されたモードに従って相
関づけられ、64にて、信号対雑音比が予め設定されたス
レッショルド例えば40dBより大であるか否かの決定がな
される。
雑音がそのレベルを越えた場合には、66にて、送信およ
び受信信号を相関づけようとすることなく、雑音の受動
的測定にのみ基づいて流れ測定を行なうようにモードが
切換えられる。受動的雑音測定プロトコルは、単に、各
測定された雑音レベルに対して実験的に導出された流量
値を記憶するルックアップテーブルを採用し得る。この
記憶値は、そのとき線70を介して出力として供給され
る。
他方、ステップ64にて容認可能な信号対雑音比が検出さ
れると、プロセッサは、ＴおよびＲ信号の相関により導
出される量に基づいて、流れパラメータ（例えば面積平
均流速VA）を解くように進行する。パラメータ例えばVA
の導出値は記憶され、ついで短い（例えば１、10または
30秒）サンプリング期間にわたり同じパラメータの１組
の測定値を導出するため、ポーリングプロセスが続けら
れる。
１組の流れ値が導出されると、プロセッサは、そのパラ
メータの導出された値の標準偏差σを計算し、それをス
レッショルド許容変動レベルと比較する。許容範囲は、
例えば10パーセントとし得る。モードセレクタ50は、74
におけるこの比較に基づいて、他のモードを選択する
か、あるいは測定されたデータを出力として供給し、既
存のモードで流れ測定の遂行を継続する。詳述すると、
σがスレッショルドを越えて、変動的に導出されたデー
タを指示すると、モードセレクタはつぎの処理モードを
選択し、ステップ62にて始まる新しい信号分析方法また
はステップ54で始まる再伝送および相関が、より良好な
流れ測定値を得るために行なわれる。受信信号が十分に
限定されているが、情報含分が介在する流れ条件に起因
して空飛である場合には、代わりに同じ１組の記憶され
た受信信号が、迅速フーリエ変換計算で分類、処理さ
れ、送信信号とより強く相関づけられるかもしれない周
波数データを導出することができる。
他方、ステップ74にてσが許容できることが決定された
場合には、既存のモードが意味のあるデータを生じたも
のと認められ、導出された流れパラメータ測定値は、線
70を介して出力として単に供給され、プロセッサは既存
の処理モードにおいてランし続ける。この場合、制御
は、76にて、次の回の測定のためデータ伝送および受信
サイクルをイニシャライズするように戻る。
モード選択には、所与のモードに対する搬送波信号の最
適化が包含される。本願発明者は、ある種のトランスジ
ューサのインパルス応答は、きわめて顕著でありかつあ
る種の媒体において鋭く相関づけられた受信信号を生ず
るように適合された音響出力をもたらすことを発見し
た。このようなトランスジューサの場合、トランスジュ
ーサインパルス応答それ自体が、それに供給される電気
的駆動信号のコード変調器として作用する。したがっ
て、ここに使用されるコードなる用語は、特定のトラン
スジューサの固有の共鳴および調波から生ずるコード状
変調を含む。コードの意味をこのように理解した場合、
所世のモードに対する搬送波信号の選択は、下記の４段
階の２またはそれ以上の段階を包含する。
（１）所望の中心周波数、帯域幅、リンギング特性およ
び決定波形を有する適当なインパルス応答を有するトラ
ンスジューサを選択する。たいていの場合、リンギング
が少ない、２ないし４オクターブの帯域幅が望まれよ
う。プロセッサは、測定システムに接続された異なるト
ランスジューサの中から選択するようにプログラムされ
る。
（２）搬送波を周波数変調するか、あるいはより一般的
な場合、単に搬送波周波数例えば0.05,0.1,0.2,0.5,1.0
または2.0MHzを選択する。例えば、ガスに対しては0.1M
Hzの周波数が選択され、約１メートル以下の流路を有す
る液体に対しては1.0MHzの周波数が選択されるであろ
う。
（３）トーンバースト例えばここに論述される11サイク
ルのバーストを生ずるように搬送波を振幅変調する。か
くして、1.0MHzの搬送波に対して11μｓのバーストが、
100KHzの搬送波に対して110μｓのバーストが発生され
る。
（４）ここに論述される11ビットバーカーコードのごと
く低いＲ−Ｔ相関関数サイドローブを有するコードでト
ーンバーストを位相変調する。
第8Aおよび8B図は、本発明の他の実施例において企画さ
れる異なるモードを例示しているが、簡明にするため、
トランスジューサ線図と、それに続き記述されるモード
に対する代表的送信信号（Riで指示される）、対応する
受信信号（Riで指示される）および関連する時間遅延の
概略線図が示されている。信号線図の下には、そのモー
ドで遂行される相関動作が示されている。詳細な例とし
て、第８図（a1）は、信号を送信し、その反射を受信す
るように取り付けられた単一のトランスジューサを示し
ている。第８図（a2）は、同一の伝送信号T1、T2が介在
するΔｔ遅延をもって伝送され、対応する受信信号R1、
R2が検出されディジタル化される信号プロトコルを例示
している。表記Ｃ（R1、R2）は、２つの受信信号が相関
づけられていることを示している。この相関関数は最大
値に対応する時間オフセット量は、そのとき時間Δｔか
ら量２Δx/cだけ相違するであろう。ここで、Δｘは、
その時間間隔中に流体が移動する距離であり、ｃは流体
音響速度である。本願発明者は、流れ条件すなわち雑音
が送信信号に意味のある変動を導入する場合、２つの一
時的に近接する受信信号の相関値が、受信信号と送信信
号との相関値よりも高いことを発見した。
同様に、第8A図（b1）は、例示される異なる信号プロト
コル（第8A図（b2）をもつ同一のパルス−エコートラン
スジューサ配置を示している。この後者のプロトコルに
おいては、第１の１組の２つの同一の伝送信号T1,T2が
間隔Δｔで送信され、続いて第２の１組の信号T3,T4が
短い時間送れて送信される。対応する受信信号対により
形成される差信号は、表記Ｃ（R2−R1,R4−R3）により
示されるように相関づけられる。この処理方法は、トラ
ンスジューサおよびパイプリンギングのようなコヒレン
ト雑音を大幅に除去する。
第8A図（C2）は、各伝送対間に逐次より長い間隔Δtiが
使用されて、高い分解能で相関関数を決定できるステッ
ピングプロトコルを示す。相関関数は、先の相関関数
（ｂ）または（ａ）のいずれかとし得る。
第8B図（d1）および（e1）は、本発明の他の実施例を示
している。本発明のこの実施例は、マルチモード信号発
生および処理装置を備え、所与の尋問モードまたは多数
のモードのいずれかに対して少数または最少数のトラン
スジューサを有するシステムより成る。１実施例におい
ては、例えば、相関タグ測定および相関対向伝搬測定
が、いずれも、ただ１対の固定のトランスジューサで遂
行される。第8B図（d1）に示されるように、この種のシ
ステムにおいては、トランスジューサは、位置Ａおよび
Ｂに配置されたアングルビーム形式である。ＡおよびＢ
間で行なわれる対向伝搬モードは、従来形式であり、努
力を必要としない。しかしながら、２つの信号経路が流
路に対して垂直に配され、４つのトランスジューサを必
要とする従来形式の相関タグ測定配置に比して、第8B図
（d1）の実施例は、２つのトランスジューサしか必要と
せずタグ処理を遂行し、同一のハードソフトウェアが、
直接伝搬時間測定のために異なるモードで使用される。
第8B図（d1）に示されるように、経路ACと交叉するタグ
は、そこに擾乱を生じさせ、そして後で経路CDおよびDB
と交叉する際に再び擾乱を生じさせる。しかしながら、
経路CDは、他の２つの経路と異なるように配向されてい
るから、ACおよびDBの擾乱のみが十分に相関づけられる
であろう。ＡまたはＢにおける同じトランスジューサ
は、ドップラーモードにおいても受動聴取モードにおい
ても使用される。このように本装置における１対の固定
トランスジューサは、多数の測定モードで動作する。
第８図Ｂ（e1）および（e2）は、単一のトランスジュー
サを用いての軸線方向尋問を例示している。図示される
ように、１対の頭截型コーナーレフレクタA,Bが、軸線
方向に距離Ｌ離間して配置される。単一のトランスジュ
ーサＴが信号を送信し、２つの受信信号が、タグ測定を
遂行するため距離ゲートを通される。レフレクタは、マ
ッハ数V/cのドップラー測定値がＶに変換され得るよう
に、流体中における音響速度ｃの基本線測定を可能にす
る固定の間隔離間される。かくして、ｃレフレクタを有
するドップラー構成の装置によると、ｃが流体密度ρの
再現可能な関数である程度で、積Ｍ＝KAρｃ（V/c）か
ら質量流量Ｍを決定できる。ここでＡはダクト面積、Ｋ
はプロフィル依存性のメーターファクタで、軸線方向尋
問の場合殆ど１に等しい。
第8B図（f1）および（f2）に図示される他のマルチモー
ドの応用は、部分的に充填された導管における総流量の
測定である。この応用にあっては、一つのモードで液体
速度Ｖ（またはＶ分布）を測定し、他のモードで液体レ
ベルＨを測定する。プロセッサは、これらの測定値から
Ｑを計算する。
上述のように、本発明の好ましい実施例の流量計は、受
信信号をディジタル化し、送信および受信信号間におい
て１または複数の相関を取って、例えば信号走行時間を
含む流れ情報を導出する。好ましい実施例において、デ
ィジタル化受信信号は、送信信号と整列されたクロック
にしたがってサンプルされ、そして複数の受信信号値
が、受信信号を補足する複数の成分周波数の各々に対す
る係数を決定するため、迅速フーリエ変換を受ける。つ
いで、最大の大きさの受信信号周波数成分が、そのドッ
プラーシフトを確かめるため送信信号の周波数と比較さ
れ、そしてドップラーシフトは流量出力に変換される。
第５図は、好ましい実施例におけるこの側面の流量計動
作の実施を例示するものである。第５図の線Ａは、トラ
ンスジューサに供給され、ドップラーに基づく流量測定
のため流動媒体中に発射される伝送信号を示す。この信
号は、規則的方形駆動パルスで、パルス幅は伝送クロッ
クに特有である。典型的設計の場合、伝送周波数は500k
Hzであるように選択され、5000フィート／秒にて音響を
導く媒体の場合、20Hz乃至2.5kHz間のドップラーシフト
が、約0.2乃至5.0フィート／秒間の流量範囲に対応する
ようになされている。線Ａの送信信号は、媒体中に発射
され、媒体内の散乱体から反射されて、線Ｂに示される
受信信号を形成する。この受信信号は、同一または異な
るトランスジューサによりピックアップされる。
一般に、受信信号は、流動媒体内の種々の位置から散乱
されるエネルギを含んでおり、したがって媒体内の異な
る点において異なる流速で連行される粒子または二層物
質についての情報を含む。したがって、流路内の関係す
るステーションから反射される受信信号を主成分として
有する受信信号を隔絶するために、プロセッサは、第５
図の線Ｃに図示されるデータ受信イネーブル信号を設定
する。このイネーブル信号は、窓を限定し、所望のサン
プリング期間中高レベルに移行する。このサンプリング
期間は、流路内の所望のステーションに対する送信信号
の走行の若干前にスタートする。例えば、送信および受
信波に対して単一のトランスジューサを使用し、5000/
秒の伝送速度を有する媒体を仮定すると、２フィート直
径導管の中央にて流れをサンプルするためには、プロセ
ッサは、伝送信号開始に続き0.4ms開くように受信イネ
ーブル窓を設定する。十分の流れ情報が回収できる受信
信号のサンプルを提供するためには、窓の幅は、少なく
とも、最低の予測流量に対応するドップラー周波数の周
期に等しく設定され、そしてそのとき、受信信号は、少
なくとも、最高の予測される流量に対応するドップラー
シフトの２倍に等しいサンプリング速度でサンプルされ
る。上述の実施例における20Hzないし2.5kHzの範囲のド
ップラーシフトの場合、50ミリ秒のサンプリング間隔が
使用され、5.12kHzのサンプリング速度で受信信号から
サンプルが取られる。
第５図の線Ｄは、受信トランスジューサにより流量計の
信号処理部に通される受信信号部分であり、線Ｅは、信
号のドップラー分析中遂行されるディジタルサンプリン
グ信号抽出を示す同じ波形の拡大図である。図示のよう
に、等間隔のサンプルＩ′,Q′，′，′が、イネー
ブル窓中受信信号から取り出される。Ｉ′および′信
号は、送信クロックに関する受信信号の同相成分（クロ
ック整列または180℃位相ずれ）、Ｑ′および′サン
プルは、伝送クロックに関する直交成分を表わす。線Ａ
に示される４パルス伝送信号の場合、受信信号はサイク
ル当り４度サンプルされるから、受信イネーブル窓中、
下記の形式を有するI,Q信号の16×４の配列がコンパイ
ルされる。
同相および直交値の平均は下記のように定義される。
上述の１組の送信およびサンプリングプロセスは、１組
の256のＩ、Ｑサンプル［I0,Q0;I1,Q1:...I255,Q255］
を決定するため、5.12kHzのパルス繰返し周波数で反復
される。
導管内の限定された流れ領域からの受信信号を表わす25
6の同相および直交信号値が得られたら、この値は、公
称伝送信号周波数に関して広げられた異なる周波数に対
応する変換された１組の256の値を生成するため、迅速
フーリエ変換器に供給される。ついで、帰還信号の中心
周波数とみなされる最大成分を有する周波数を選択する
ため、受信信号のこの周波数成分ヒストグラムが検査さ
れる。この最大成分周波数と送信信号周波数との間の周
波数差に等しいドップラーシフトは、ついで周知のアル
ゴリズムを使って流速に変換される。この変換は、既知
の式を使用する計算を遂行するように算術的プロセッサ
で実施してもよいし、好ましくは、一部は、１または複
数のより簡単な計算と関連して、記憶された変換値のル
ックアップテーブルを使用することにより実施される。
好ましい実施例の他の発展例においては、流量計のプロ
セッサは、流れ導管内の複数の異なる深さの各々に対し
て距離ゲート通過ドップラー帰還信号を生ずるため、複
数のクランプオントランスジューサの各々を作動するよ
うにプログラムされる。各トランスジューサは、パイプ
の限定された角度領域における流れ部分に対して距離ゲ
ート通過ドップラー信号を発生するように、傾斜投入射
で使用される。受信イネーブル窓が、パイプの中心から
周囲までの距離に設定されると、測定されたドップラー
値は、流速をｒおよびΦの関数として局部的に与える。
ここで、ｒはパイプ中心からの半径距離、Φは導管の回
りの円周座標である。これらの流量値は、導管を横切る
総流量を得るため加算乃至積分される。
第６図は、このような処理に有用な１つのトランスジュ
ーサ装置75を示している。この配置においては、断面で
示される導管８は、その回りに離間されて別個の角度位
置に配置された複数のクランプオントランスジューサ71
を有している。各トランスジューサ71は、傾斜投入射を
行なうように取り付けられており、尋問信号を送信し、
導管８の流動媒体内に連行される二層または粒状物質か
ら反射信号を受信するように、プロセッサにより作動さ
れる。各トランスジューサに対して、そのｉ番目の尋問
サイクル中受信イネーブル窓が設定されるのであるが、
これは、そのトランスジューサに対して分析される帰還
信号が、導管の中心から半径ri離間して例示される輪
（72）部分から散乱されるトランスジューサからの送信
信号からのエネルギに対応するように設定される。流れ
が軸線に関して対称であることが既知の場合、すなわち
角度の関数でない場合、単一のトランスジューサを使用
できる。けれども、好ましくは、複数の流れ測定値を角
度φの関数として同時に提供するため、複数のトランス
ジューサを使用するのが好ましい。
このようにして、導管のｉ番目の選択可能な領域におけ
る流量を分析するため、ｉ番目のサイクルの距離で受信
信号をゲートする。距離ゲートを通すことにより、導管
の全直径は（高減衰媒体に対しては、半直径）、距離ri
の輪から帰還される信号を各々を表わすＩのビンに分割
される。プロセッサは、上述のドップラー距離分析を反
復的に遂行し、受信イネーブル窓を逐次設定して、導管
を横切る逐次離間された間隔riから来る信号を処理す
る。８または16のビンが合理的乃至効率的な分解能を与
えよう。各トランスジューサは、まず送信器として、つ
いで、傾斜直径（または半径）路に沿って軸線方向に流
動する媒体と傾斜的に相互作用した後それ自体に向かっ
て散乱帰還されるエネルギの受信器として作用する。半
径riにおける各輪の面積Aiは、２πri×2a/Iに等しく、
ここでａはパイプ半径である、そして各輪領域における
媒体の総流量は、その領域の面積×ドップラーに基づい
て導出された測定速度で与えられる。上述のマイクロプ
ロセッサの他の実施例に従うと、各輪A1における測定速
度が、その第ｉ番目のビンにおいて受信トランスジュー
サの各々により測定された速度の平均を取ることによ
り、平均速度Viに等しく設定される。輪の平均Ai×この
平均速度Viが、総流量Ｑに対する輪の貢献度Qiとして計
算される。プロセッサは、ついで、全Ｉの和についてQi
の流量を総計して、総流量Ｑを生ずる。
流量計のこの実施例は、従来技術に優るある種の利点を
有する。減衰が高すぎて、経路長2aを有するパイプ直径
を完全に横切って尋問できない場合、プロセッサモード
セレクタは、距離ビンが半経路ｒ＝０乃至ｒ＝ａにだけ
分配されるモードを選択し得る。この場合、最大数例え
ば５またはそれ以上のトランスジューサが提供されるの
がよいから、モードの選択に際して、プロセッサは、総
流量を表わすサンプリングプロフィルを提供するため、
この最大数のトランスジューサが作動および尋問される
ようにこれらトランスジューサを選択する。同様に、減
衰が少ない場合、各トランスジューサは、全直径に沿っ
て尋問するように作動され、より多くのサンプル点を生
じ、より高い精度をもたらすことができる。必要程度の
精度を得るには、単一のトランスジューサの作動で十分
である。流量が軸線に関して対称でなさそうに考えられ
る場合は、１つのみのトランスジューサで得られるデー
タから各輪に対する平均を得るのでなく、追加のモード
で、各トランスジューサに対してＶの別個の計算を遂行
し、Ｖの種々の値をｒおよび円周座標Φの関数として表
に記憶する。ついで、プロセッサは、総流量の精確な積
分値を導出するため、二次元加算を遂行する。
理解されるように、第６図は、導管壁８に対して直角に
配向されたトランスジューサを示しているが、この活動
要素は、実際には、流れ方向に成分を有するように、斜
めに送信波を発射し、反射波を受信する。従って、すべ
ての周囲トランジューサは、実質的に同時に作用し得、
各々同時にそれ自体の帰還信号を発生し得、他のトラン
スジューサからの寄与は無視し得る。斜め反射信号は比
較的に独立であるから、遂行される相関の数は、マイク
ロプロセッサにより達成され得るデータ処理速度に依存
するけれども、その計算の複雑性は、第１乃至第４図と
関連して上述した単一の送信および受信対の場合よりも
けっして大きくない。さらに、タイミングモジュールお
よびデータディジタル化およびメモリ32は、各々、マイ
クロプロセッサと独立に動作する迅速回路であるから、
本発明の装置は、検出信号を処理記憶することにより、
異なる領域の迅速かつ実質的に同時的な測定を達成し得
る。受信された信号データは、ついで処理され、走行時
間、流れプロフィルまたはその他のデータが、マイクロ
プロセッサ34の若干緩やかな動作で導出される。このマ
イクロプロセサは、ある範囲の流量および導管寸法にわ
たるプロセス制御に十分の速度で実時間計算を行なう。
上述の本発明の装置は、コード化バースト相関検出法を
採用し、相関なしに検出された高帯域パルスよりも、あ
るいはランダムノイズが存在するとき相関により検出さ
れた非コード化トーンバーストよりさえ優れた測定をも
たらす。しかしながら、コード化バーストは、導管壁が
流体の伝送路に対して平行伝送路を提供するときに起こ
る音響短絡ノイズのようなコヒレントノイズにマスクさ
れる場合がある。例えば、水を包含する小直径厚壁スチ
ール容器、あるいは、空気を含む殆どあらゆる寸法のス
チールパイプは、かなりの音響短絡コヒレントノイズを
導入する。
したがって、本発明のシステムの好ましい実施例におい
ては、コヒレント隔絶を行なう１または複数の構造体が
設けられる。コヒレント隔絶は、送信信号に関してコヒ
レントなまたは高度に相関づけられた擬似的音響ノイズ
を検出信号から低減または除去することを意味する。11
ビットバーカーコードに対して設計された１つのこの種
のCI構造体は、全11ビットが受信されてしまうまで、音
響的短絡を遅延させるに十分長い遅延線の取付けであ
る。
第10A図は、この種の好ましシステム100におけるトラン
スジューサおよび導管構造体の断面図である。第10A図
において、トランスジューサ101、102は、半径ａのパイ
プ105上の凹入遅延取付け装置103,104内に対称的に取り
付けられており、総遅延路Ｘ＝2Xr＋Ｘ（半径および円
周方向路）が設定されている。ＸはX/CL≧a/C0＋PWとな
るように選択される。ここで、CLはパイプ壁または遅延
物質における長手方向速度、C0は流体内における長手方
向速度、PWは11ビットコードのパルス幅である。２イン
チパイプの場合、ａは１インチすなわち25.4mmであり、
これから遅延取付け装置の半径方向路Xrは、以下の表１
にまとめられる値より小さくすべきでない。これらの値
は、空気に対して100kHzコード化バースト、水に対して
1MHzコード化バーストを仮定する。
この遅延取付けは、所与の伝送の音響短絡成分が所望の
流体送信成分の受信と干渉するのを完全に排除する。
コヒレントノイズからの隔絶を行なう他のシステムは、
選択された低インピーダンス物質よりなるトランスジュ
ーサ取付け手段を含む。上述の1981年および1982年発行
の２部構成の記事（５頁、第10図）には、関連する改良
が、Lynnworthにより記述されている。しかしながら、
そのプラグは、金属であり、流体中への伝送に改良をも
たらさないし、パイプ壁からの実質的な隔絶もなし得な
かった。パイププラグの従来の高インピーダンス物質
（黄銅またはステンレススチール）をテフロン、PVCま
たはその他のプラスチックのような低密度物質、あるい
はTiで置換することにより、パイプ壁中へ伝送を減じな
がら、流体中へのエネルギ伝送の係数を約２〜10の係数
だけ増大させることができる。プラグは、トランスジュ
ーサおよびパイプに比して低く選択された音響または特
性インピーダンスを有する。好ましくは、この方向性伝
送効率は、例えば逐次の半径方向層をもつ多層プラグを
提供し、半径方向においてインピーダンス非整合を増す
が前方向においてインピーダンス整合を改善することに
より、一層際立てることができる。簡明にするため、第
10B図はトランスジューサ111がねじ込まれる均質のプラ
グ110を示している。取付け装置110は、トランスジュー
サを流体112に結合するが、少なくともそれをパイプ113
から部分的に隔絶している。
上述の構成は、基本的信号供給および処理部で、流れに
より誘起される非コヒレントな信号劣化に起因する測定
の不正確さを克服し、他方CI取付け構造体で、コヒレン
トな（すなわち配管により誘起される）信号マスクを排
除するシステムを提供する。コヒレント隔絶は、本発明
の動作と適合する他の手法によって有利に達成できるこ
とが理解されよう。例えば、システムは、流動流体中に
タグを提供するための手段（受動的ストラット、泡注入
器、または局部化キャビテーションを提供するように焦
点調節されたトランスジューサによる）を備えてもよい
し、１組の受信信号を、限定された流路を横切ったエネ
ルギ以外の送信信号とコヒレントなノイズを除去するよ
うに、直交検出により処理してもよい。直交処理は、例
えば、1985年５月発行のUltrasonicsのJacobson等の記
事に記述されている。
予め限定されたトランスジューサ形式および間隔で流れ
導管または流れセルを提供し、併せてトランスジューサ
の選択を変更し伝送および処理モードを変える能力を有
するプロセッサを設けることは、媒体の特性の遠隔的決
定に特別の価値を有することが認められよう。本発明の
特定の実施例として、井戸穴測定装置があるが、この装
置では、濁度、流量、平均分子量および同等物のような
特性を決定し、そして測定値を地表に送信するため、異
なるモードの複数の測定を遂行するよう機器が設定され
た井戸穴測定装置がある。
この種の装置80が、第７図に示されている。装置80は、
分析のため流体を収集するため、また従来形式のその他
の測定を遂行するため、装置の上方または下方に延びる
降下穴工具または機器と接続されるよう構成されている
（仮想線で示される）。下降穴装置80は、井戸穴90内に
示されており、電源81、データコード化および通信モジ
ュール82および流量計電子装置部83を備えている。流量
計電子装置部は、流れセル部84内に配置される１または
複数のトランスジューサ85に伝送信号を供給し、またそ
こから音響信号検出信号を受信する。流れセルの下方の
地層からの流体は、例示の実施例においては、バスケッ
トまたは流れ反転器87により反転され、流体を入口86を
介して流れセル84中に、そして出口88から出るように強
制する。この流体は、必要に応じて、測定を遂行する前
に、隔離され、吐出され、希釈され、選別され、あるい
はその他の方法で調整され得る。
軽量計電子装置部により発生されるデータは、好ましく
は走行時間、または温度や分子量のようなパラメータを
直接的に表わすその他の信号伝送情報を含むものである
が、これらの情報は、コード化され、導線91に沿って送
信される。しかして、この導電線は、地表との通信およ
び地表からのパワーの供給を行なうのに使用される単一
導線接地遮蔽線である。連続する導線91bが、工具スト
リングの下部へと延びている。
本発明は、悪いアクセス不可能な環境で分析を遂行でき
かつその独特の信号分析とモード切換えの特徴を有する
自動化伝搬信号分析装置を提供することに加えて、新規
なトランスジューサ取付け手段および構造体を採用した
システムを企画する。例えば、高温度媒体の測定のため
には、トランスジューサと流動媒体間に、バッファがト
ランスジューサを絶縁するように従来のように取り付け
られる。本装置の信号処理の場合、石英トランスジュー
サのような、比較的低信号出力であるが高キューリー点
すなわち転換温度を有するトランスジューサを使用でき
る。これは、高温度媒体により接近して配置できる。
本発明に従うシステムはまた、熱絶縁を維持しながら減
衰の可能性はあるが非分散性の信号を伝達するように配
置された複数のファイバより成るバッファにより結合さ
れる耐久性の低いトランスジューサを使用できる。この
ようなバッファ取付けは、受信信号のスペクトル分析に
より可能となる。これは、情報の損失を招くことなくあ
る範囲の信号の劣化を許容する。同様に、本発明は、PV
DF（例えばKYNAR）のような重合体、またはPenwalt Cor
porationにより市販されるような共重合体より成る極度
に高帯域のトランスジューサの使用を企画する。本発明
はまた、導管内の限定された領域にて特性を測定するこ
とを含む上述の処理モードの場合、所望の領域に音響エ
ネルギを優先的に送信し、かつそこから反射エネルギを
受信するような形状を各々有する二次成形焦点調節トラ
ンスジューサを使用することを企画する。このような複
数のトランスジューサを採用することにより、断面の流
れ尋問のため導管の異なる領域をポールするに必要なタ
イミングは簡単化され、異なる部分の同時のポーリング
を遂行し得る。焦点調節トランスジューサは、装置が流
量測定のため相関タグモードで動作し得るように、感知
トランスジューサから上流に加熱またはキャビテーショ
ンを誘起し、それによりタグを生成するようにパルス作
動され得る。以上本発明を好ましい実施例について説明
したが、技術に精通したものであれば種々の変更変化を
思い付くことができよう。本発明は、特許請求の範囲の
記載によってのみ限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は流量測定システムの諸部材を示す線図、第２図
は第１図のようなシステムにおいて使用するための流量
測定装置のブロック図、第３図は第２図の装置の波形
図、第４図は第２図の装置のモード選択の流れ図、第５
図は受信波形の周波数分析を示す線図、第６図は他の流
量測定システムを示す断面図、第７図は本発明に従うシ
ステムの井戸穴における使用を示す線図、第8A図および
第8B図は異なるトランスジューサ配置を信号検出および
処理モードとともに示す線図、第9A〜第9D図は本発明に
より遂行されるタイミング内挿を示す線図、第10A図お
よび第10B図はコヒレント信号隔絶手段を有するシステ
ムを示す線図である。 2,3:トランスジューサ 4,5:導電線 6:流量計 8:導管 12,14:マルチプレクサ 16:タイミングモジュールおよび制御装置 22:伝送信号発生器 24,26:パワ増幅器 28:自動利得制御ループ 32:信号サンプリングユニット 34:マイクロプロセッサ 35:キーボード、ディスプレイ及びI/O部 36:アナログ−ディジタルコントローラ 38:RAM 40:直接メモリアクセスコントローラ

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】媒体の音響伝送特性を測定するための装置
    において、 決定された時点に媒体に注入のため、音響エネルギを発
    生するトランスジューサを作動するコード化超音波伝送
    信号を供給するための信号送信手段と、 前記の決定された時点に同期して少なくとも１つのサン
    プル選択時間窓を決定するタイミング手段と、 媒体内の音響エネルギを検出する受信トランスジューサ
    から信号エネルギを受信し、前記サンプル選択時間窓の
    間受信信号エネルギを表わす複数のディジタル化信号を
    供給するための信号受信手段と、 該複数のディジタル化信号を処理して、離散値を有する
    相関関数を発生するための処理手段と、 前記相関関数に作用し得、前記伝送特性に対して定めら
    れた関数的関係を有する信号オフセット量を決定し、前
    記伝送特性の計算を可能にする手段と、 前記伝送特性の値を前記信号オフセット量の関数として
    決定するための出力計算手段と を備えることを特徴とする伝送特性測定装置。
  2. 【請求項２】前記の信号オフセット量を決定するための
    手段が、最大相関の時間オフセット量を内挿するための
    手段を含む特許請求の範囲第１項記載の測定装置。
  3. 【請求項３】前記ディジタル化信号に応答して伝送信号
    および処理手段の処理の少なくとも一方を変更するため
    のモード選択手段を備える特許請求の範囲第１項記載の
    測定装置。
  4. 【請求項４】前記タイミング手段が、伝送信号路データ
    に応答して、信号受信タイミング窓を決定するための手
    段を備え、そしてさらに、前記伝送信号路データをタイ
    ミング手段に供給するための処理手段と、該処理手段と
    通信して、前記信号伝送路データを決定し得るシステム
    データを装入するためのキーボード手段を備え、前記処
    理手段が、 I.トランスジューサ形式 II.導管寸法または形状 III.媒体の物理的特性 IV.トランスジューサ間隔、および V.取付け構造 のうちの少なくとも２つのデータをキーボード装入シス
    テムデータから前記信号伝送路データを発生するように
    プログラムされている特許請求の範囲第３項記載の測定
    装置。
  5. 【請求項５】前記信号オフセット量の逐次の決定の変動
    を決定し、この決定に応答して前記モード選択手段を作
    動する手段を備える特許請求の範囲第３項記載の測定装
    置。
  6. 【請求項６】前記タイミング手段が、前記導管の異なる
    領域に各々対応する異なるサンプル受信時間窓を限定す
    るための手段を備え、前記信号受信手段および前記処理
    手段が、前記各時間窓の間信号エネルギを受信、処理す
    るように動作し、前記各窓の間受信される信号から決定
    される特性が、導管の対応する前記領域を占める特性を
    表わすようにこれを処理する特許請求の範囲第１項記載
    の測定装置。
  7. 【請求項７】伝送信号を媒体中に伝送しかつ媒体中から
    信号エネルギを受信するため、構造体内に取り付けられ
    た複数の固定のトランスジューサを備え、前記モード選
    択手段が、同じトランスジューサで異なるモードの測定
    を行うように、前記伝送信号および前記処理の少なくと
    も一方を変化させる特許請求の範囲第３項記載の測定装
    置。
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