JP2836989B2 - ドップラ流速計 - Google Patents

ドップラ流速計

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JP2836989B2
JP2836989B2 JP3115870A JP11587091A JP2836989B2 JP 2836989 B2 JP2836989 B2 JP 2836989B2 JP 3115870 A JP3115870 A JP 3115870A JP 11587091 A JP11587091 A JP 11587091A JP 2836989 B2 JP2836989 B2 JP 2836989B2
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    • G01P5/00—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft
    • G01P5/24—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring the direct influence of the streaming fluid on the properties of a detecting acoustical wave
    • G01P5/241—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring the direct influence of the streaming fluid on the properties of a detecting acoustical wave by using reflection of acoustical waves, i.e. Doppler-effect
    • G01P5/244—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring the direct influence of the streaming fluid on the properties of a detecting acoustical wave by using reflection of acoustical waves, i.e. Doppler-effect involving pulsed waves

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は超音波を反射する粒子を
含む流体の流速を測定するためのドップラ測定装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】この装置は下記の部品を有する。すなわ
ち、（イ）予め定められたパルス繰り返し速度でそれに
供給される送信パルスに対応して応答する超音波パルス
で流体を照射し、かつ、流体内の粒子によって反射され
た反射信号を受け取り、かつ、対応する反射信号を発生
する超音波変換器と、（ロ）送信パルスを発生し、か
つ、この送信パルスによって超音波変換器が励振されて
超音波パルスが放射される、超音波変換器に接続された
送信器と、（ハ）送信された波の第１パルスおよび第２
パルスに応答して流体路内の設定点における粒子によっ
て反射された少なくとも２つの異なる反射波に対応する
反射信号を受け取り、かつ、処理するために超音波変換
器に接続され、かつ、その中では反射信号の隣接してい
るが分離した周波数帯域が、おのおの別個の信号処理チ
ヤンネルの中で処理される受信器と、（ニ）受信器の出
力に接続され、それにより、流速に対応する出力信号
が、受信器で得られたドップラ情報から引き出される評
価装置とを含んでいる。
【０００３】パルス・ドップラ法において、超音波を反
射する粒子を含む流体、例えば血液、の流速は、予め設
定された体積要素の中で測定される。この目的のため
に、一連の超音波パルスが変換器によって送信される。
パルスを送信してから時間τが経過する毎に、短い時間
の間、受信ゲートが開かれる。τは下記の式で定められ
る。
【０００４】
【数１】 τ＝２ｄ／ｃ， （１）
【０００５】ここで、ｄは体積要素までの距離であり、
そしてｃは音速である。このようにして、短い受信信号
の連続体がえられる。これらの信号が適切な電子装置に
よって処理され、連続したドップラ信号がえられる。こ
のドップラ信号の周波数は、よく知られた下記の公式に
より、流速ｖを与える。
【０００６】
【数２】 ｖ＝−（ｆD ．ｃ）／（２ｆ1 cos θ） （２）
【０００７】ここで、ｆD はドップラ周波数、ｃは音
速、ｆ1 は送信された超音波信号の周波数、θは音波の
伝播方向と速度の方向との間の角度である。この式にお
いて、ドップラ周波数ｆD は受信された信号の周波数と
送信された周波数との間の差であることとに注意しなけ
ればならない。
【０００８】全体的にいえば、ドップラ信号の高速フー
リエ変換が実行される。このようにして、流速の分布が
時間の関数として決定される。
【０００９】パルス・ドップラ法において、反射信号が
周期的に解析される、すなわち、周期的な静止点でのみ
測定される。したがって、ナイキストの定理により、一
義的に測定可能な最大ドップラ周波数が限定され、した
がって、一義的に測定可能な最大速度が限定される。
【００１０】一義的に則定可能な最大流速の値は、下記
の方程式で決定することができる。
【００１１】
【数３】 ｜ｖmax ｜＝（ｃ2 ）／（８ｆ1d coｓθ） （３）
【００１２】ここで、ｃは音速、ｆ1 は超音波周波数、
ｄは深さ、θは音波の伝播方向と速度の方向との間の角
度である。この方程式を用いて、例えば、ｄ＝１５ｃ
ｍ、 θ＝０、ｆ1 ＝３ＭＨ、ｃ＝１５４０ｍ／秒の場
合、値ｖmax ＝０．６６ｍ／秒を計算することができ
る。実際には、さらに大きな速度のえられることがしば
しばある。これらのさらに大きな速度は曲げられる
（「偽」ひずみ）、すなわち、これらはより小さな速度
として、または反対方向の速度として、表される。これ
は、この方法の重大な欠点である。
【００１３】パルス・ドップラ法で一義的に測定するこ
とができる点流速の測定領域を拡大するために、下記の
測定量が採用される。けれども、これらの測定量はすべ
て一定の欠点を有する。
【００１４】１． ｆ1 より小さな放射周波数の採用 方程式（３）に示されているように、ｖmax はより大き
くなる。しかし、この方法の空間分解能と感度は小さく
なる。それは、より小さな周波数では、より少ないエネ
ルギが再分散されるからである。したがって、実際に
は、用いられる低い周波数の限界は約２ＭHzである。
【００１５】２． 基線の移動 通常の測定領域は−ｖmax と＋ｖmax の間にある。評価
装置を単に変更することにより、この測定領域を移動さ
せることができる。例えば、０と２ｖmax との間で測定
することができる。もし正の速度のみがえられる場合に
は、このことは有用である。この方法では、移動のみが
えられ、測定領域を拡大することはえられない。
【００１６】３． パルス系列周波数の増大 パルス系列の周波数の増大により、したがって、解析速
度が正規のレベルを超えることにより、測定可能最大速
度の増大がえられる。この方法の欠点は、要求されない
体積要素からの反射信号、例えば要求された体積要素の
外側からの反射信号、がえられることである。この要求
されない体積要素は要求された体積要素よりも変換器の
近くにあることがあり、従って、その反射信号の方が強
くて、要求された反射信号の受信が妨げられる。
【００１７】上記の要点１から要点３に示された方法は
すべて実際に用いられているが、これらのいずれも完全
に満足な解決法を表していないことが示されている。
【００１８】その後、第４の方法が知られるようになっ
たが、この方法は実際には用いられていない。 ４． トラッキング・ドップラ法 この方法では、速度がいつナイキスト限界を越えたかが
決定され、そしてそれから、方程式（３）によって定め
られる速度ｖmax の倍数が加算される。この方法の主な
問題点は、ナイキスト領域の１つが内部に存在すること
である。したがって、この方法は実際には用いられてい
ない。
【００１９】流速の平均値ｖa を決定するために、いわ
ゆる２周波数法が知られている。この方法により、流速
を測定するのにパルス・ドップラ法を用いた場合、測定
領域を大きくすることができる。（米国特許明細書第
４，５３４，３５７号を参照。）このよく知られた２周
波数法では、隣接しているがしかし分離した反射信号周
波数帯域が、分離した信号処理チヤンネルの中で処理さ
れる。この方法によって定めることができる最大の値ｖ
a max は下記の式によって与えられる。
【００２０】
【数４】 ｖa max ＝（ｃ2 ）／（８（ｆ2 −ｆ1 ）ｄ cos θ） （４）
【００２１】ここで、ｆ1 およびｆ2 は周波数帯域の平
均周波数である。その他の記号は方程式（３）と同じで
ある。
【００２２】（ｆ2 −ｆ1 ）＜ｆ0 であるから、２周波
数法の測定可能な最大速度ｖa maxは、方程式（３）に
よって定められるｖmax より大きい。
【００２３】すぐ前記で説明した２周波数法と前記で説
明したまた別のパルス・ドップラ法との間に、下記の相
異が存在することを確認することは重要である。
【００２４】前記２周波数法を用いる時、平均流速値は
より少数個の測定点、典型的には４個ないし８個の測定
点、から決定される。したがって、この方法は、カラー
・フロー・マップをトレースするのに特に適切である。
【００２５】前記で説明したまた別のパルス・ドップラ
法では、スペクトルは比較的多数個の測定点、典型的に
は６４個ないし２５６個の測定点、で決定される。ここ
ではしたがって、速度分布に関する大幅に詳細な情報が
時間の関数としてえられるが、より多くの測定点が必要
であり、そのために、より多くの時間が必要である。し
たがって、これらの方法は単一体積要素の中の流速を測
定するのに用いられる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は前記方
式のドップラ計をうることであり、このドップラ計によ
り、流速の時間分布の測定を実行することができ、およ
び流速が一義的に測定される測定領域が著しく広がる。
【００２７】
【課題を解決するための手段】この問題点を解決するた
めに、本発明による前記方式のドップラ計において、 前
記受信器は、更に、 前記信号処理チャンネルのおのおの
に含まれ、各周波数帯域中で超音波変換器から受け取っ
た反射信号の直角位相の復調を実行し前記信号処理チャ
ンネルのおのおのの出力に、測定された複素値（Ｐ
（０）、Ｐ（Δｔ）、Ｐ（２Δｔ）、…）をおのおのが
定める１組の直角位相信号を発生する装置と、両方の信
号処理チャンネルから出力される直角位相信号を処理す
る装置、及び流体路の中の前記設定点における平均流速
値に対応する第１出力信号を発生する装置と、前記第１
出力信号と、信号処理チャンネルの中の１つのチャンネ
ルの出力の直角位相信号とを論理的に相関させ、それに
より、決定された流速の平均値および測定により得られ
た測定値に適合する計算された複素値（Ｐ（Δｔ／
２）、Ｐ（３Δｔ／２）、…）を定める信号を発生する
装置とを含み、また、 前記評価装置は、測定された複素
値に対応する信号と、計算された複素値に対応する信号
とから成る信号シーケンス（Ｐ（０）、Ｐ（Δｔ／
２）、Ｐ（Δｔ）、Ｐ（３Δｔ／２）、Ｐ（２Δｔ）、
…）を評価し、それによって流速の瞬間値に関する情報
を生成する装置を含むことを特徴とする。
【００２８】
【作用】前記種類の流速計を用いた本発明による解決法
により、流速の測定領域を増大するために今日まで知ら
れている方法の前記欠点をなくすることができる。
【００２９】１つの好ましい実施例では、送信パルスの
周期的シーケンスのシーケンス・スペクトルが２つの隣
接しているがしかし分離した周波数帯域から成るよう
に、送信器が構成される。
【００３０】信号シーケンスの評価のための装置は、測
定された複素値に対応する信号と計算された複素値に対
応する信号（Ｐ（０）、Ｐ（Δｔ／２）、Ｐ（Δｔ）、
Ｐ（３Δｔ／２）、Ｐ（２Δｔ）、…）から成る信号シ
ーケンスの解析を実行し、かつ、信号シーケンスの中の
信号によって定められる指標の位相変化に対応し、した
がって流速の瞬間値に対応する振幅を有する第２出力信
号をこれらの解析により生ずる装置を、有することが好
ましい。
【００３１】
【実施例】本発明のいくつかの実施例を添付図面を参照
して説明する。
【００３２】図１は、本発明によるドップラ速度計の原
理構造を示した非常に簡単化されたブロック線図であ
る。送受信器２０２に接続された超音波変換器２０１
は、送信パルスを送り出す。この送信パルスのスペクト
ルは、隣接しているがしかし分離した２個の周波数帯域
で構成されている。これらの送信パルスとその発生装置
とは、図７から図１６までの図面で詳細に説明される。
図１の装置は２つの分離したチャンネルを有し、これら
のチャンネルのおのおのは受信された反射信号の処理を
行なう。回路２０３によって構成される上側チャンネル
では、反射信号は送信パルスの２つの周波数帯域の中で
処理される。このチャンネルの出力のところに、流体路
の中の解析される点での流速の平均値に対応する出力信
号がえられる。この平均値は方程式（４）で与えられた
上限値ｖａ ｍａｘを有する。したがって、回路２０３
を用いて、従来のドップラ法に比べて、より大きな測定
領域において流速の平均値を測定することがでぎる。流
体路の中の解析される点での流速の平均値ｖａを決定す
るために、４個ないし８個（これは十分過ぎる数であ
る）の送信パルスの反射信号が通常の方法で処理され
る。
【００３３】図１の下側チャンネルは、周波数ｆ１の従
来のパルス・ドップラ・チャンネルであって、２個の直
角位相復調器２０４および２０５と、続く低域フイルタ
２０６，２０７と、積分器および保持回路２０８，２０
９と、続く一定符号消去器２１１，２１２とを有する。
２個の直角位相復調器２０４および２０５は、信号をｓ
ｉｎ ω１ｔ およびｃｏｓ ω１ｔ の形の信号と混
合する。積分器および保持回路２０８，２０９は、要求
された時刻において、信号を解析する。続く一定符号消
去器２１１，２１２は、定常反射信号およびほぼ定常な
反射信号を消去する。一定符号消去器２１１の出力のと
ころに、直角位相信号ａ（ｔ）が伝送され、そして直角
位相信号ｂ（ｔ）が一定符号消去器２１２の出力から伝
送される。信号ａ（ｔ）およびｂ（ｔ）は連続した信号
である。けれども、下記の解析のために、信号を決定し
なければならない時刻におけるこれらの信号の値のみ
を、考察しなければならない。これらの時刻は、０、Δ
ｔ、２Δｔであり、したがって、信号は次の値を有す
る。
【００３４】
【数５】 ａ（０），ａ（Δｔ），ａ（２Δｔ），ａ（３Δｔ）…… （５ａ） ｂ（０），ｂ（Δｔ），ｂ（２Δｔ），ｂ（３Δｔ）…… （５ｂ）
【００３５】ここで、Δｔは送信されたパルスの間の時
間間隔であり、ａ（ｋΔｔ）およびｂ（ｋΔｔ）は測定
された値である。これらの値は、複素信号の実数部およ
び虚数部であると考えることができる。
【００３６】
【数６】Ｐ（ｋΔｔ）＝ａ（ｋΔｔ）＋ｊｂ（ｋΔｔ）
【００３７】このように、各時刻における逐次信号の対
ａ（ｋΔｔ）、ｂ（ｋΔｔ）は、測定された複素数値Ｐ
（０）、Ｐ（Δｔ）、Ｐ（２Δｔ）、Ｐ（３Δｔ）を定
める。
【００３８】速度の値は、位相変化Ｐからうることがで
きる。この位相変化Ｐは、方程式（３）により、時間と
共により大きな正規速度限界ｖmax を有する。
【００３９】本発明により、コンピュータ装置２０３の
出力信号と、一定符号消去器２１１および２１２の出力
からそれぞれ出される信号ａ（ｋΔｔ）およびｂ（ｋｄ
ｔ）は、コンピュータ装置２１３の入力に供給される。
これらの信号はコンピュータ装置２１３の中で論理的に
相関が行なわれ、補間法により信号対の計算値ａ′（ｋ
Δｔ／２）、ｂ′（ｋΔｔ／２）がえられる。これらの
信号対の計算値は複素数値の計算値Ｐ（Δｔ／２）、Ｐ
（３Δｔ／２）、Ｐ（５Δｔ／２）、を定める。これら
の値に対し、次の方程式が成り立つ。
【００４０】
【数７】 Ｐ（ｋΔｔ／２）＝ａ′（ｋΔｔ／２）＋ｊｂ′（ｋΔｔ／２）
【００４１】値ａ′（ｋΔｔ／２）、ｂ′（ｋΔｔ／
２）は、コンピュータ装置２０３の出力信号によって決
定された流速の平均値ｖa と一致し、かつ、一定符号消
去器２１１，２１２の出力における信号の測定値ａ（ｋ
Δｔ）、ｂ（ｋΔｔ）と一致する。測定された値ａ（ｋ
Δｔ）、ｂ（ｋΔｔ）が対応する信号の引き続く対の間
で、例えばコンピュータ装置２１３の中で、補間法によ
り計算された値に対応する１対の信号ａ′（ｋΔｔ／
２）、ｂ′（ｋΔｔ／２）をうることができる。コンピ
ュータ装置２１３の中で、２個またはさらに多数個のこ
れらの補間値をまた、逐次の測定値の間で計算すること
ができる。もし２個の補間値が計算されるならば、その
時には信号の対応する対はａ′（ｋΔｔ／３）、ｂ′
（ｋΔｔ／３）である。もしｎ個の補間値が計算される
ならば、その場合には信号の対応する対はａ′（ｋΔｔ
／〔ｎ＋１〕）、ｂ′（ｋΔｔ／〔ｎ＋１〕）である。
ここで、ｋおよびｎは１，２，３，などの値である。
【００４２】コンピュータ装置２１３の出力に、信号対
のシーケンスが伝送される。この信号対は、測定された
信号ａ（ｋΔｔ），ｂ（ｋΔｔ）の対と、計算された信
号ａ′（ｋΔｔ／２）、ｂ′（ｋΔｔ／２）の対とを有
する。コンピュータ装置２１３の出力の信号シーケンス
の中の信号対のおのおのは、コンピュータ装置２１４に
供給される。コンピュータ装置２１４の中で、この信号
シーケンスの解析、例えばフーリエ変換による解析、が
実行される。この解析の結果えられる出力信号の振幅
は、信号シーケンスの信号によって定められる指標の位
相変化に対応する、したがって、流速の瞬間値に対応す
る。
【００４３】コンピュータ装置２１４の中で解析が実行
される時、６４個から１２８個までの反射信号の中に含
まれている情報が考慮される。反射信号のこの数はま
た、コンピュータ装置２０３の中で流速の平均値ｖa を
計算する際に情報量として考慮された反射信号の数（４
個ないし８個）よりも大幅に大きい。
【００４４】コンピュータ装置２１４の入力の信号対の
各信号はまた、デイジタル／アナログ変換器によって、
信号を音響的に再生する装置２１５または２１６に送ら
れる。
【００４５】測定された値ａ（ｋΔｔ）、ｂ（ｋΔｔ）
と計算された値ａ′（ｋΔｔ／２）、ｂ′（ｋΔｔ／
２）とに対応する信号を有する信号シーケンスの中の信
号は、測定された値ａ（ｋΔｔ）、ｂ（ｋΔｔ）に対応
する信号よりも短い時間間隔をそれらの間に有する。
【００４６】図２および図３の簡単な例を使っで、コン
ピュータ装置２１３の機能を説明する。図２には、信号
Ｐ（ｋΔｔ）が示されており、これらの信号は測定点の
間にΔφ＝＋２７０゜の位相変化を有する。けれども、
解析の周波数は非常に小さいから、これはΔφ＝−９０
°の位相変化として測定される。これは偽信号歪みの典
型的な例である。すなわち、測定された位相の大きさと
符号の両方が偽であり、したがって、測定された速度が
偽である。コンピュータ装置２０３の出力信号がコンピ
ュータ装置２１３に送られる。この信号は流速の平均値
ｖ ａ に対応する。この平均値から、解析値の間の位相変
化Δφは＋２７０゜であることを決定することができ
る。したがって、信号の測定された値の間で、計算値を
補間することができる。
【００４７】図３の点線で示された値Ｐ（Δｔ／２）、
Ｐ（３Δｔ／２）、Ｐ（５Δｔ／２）は補間された値で
ある。２周波数法からの平均速度情報を用いて、測定さ
れた値の間で値を補間することが、ここで説明される本
発明の本質的な特徴である。
【００４８】複素信号の補間が極座標表示で行なわれ
る。すなわち、大きさと位相が補間される。図３から、
信号はこの場合正しく再生されていることがわかる。す
なわち、単一値の間では位相変化は＋１３５°であり、
測定された値の間では位相変化は２７０°であることが
わかる。全体として利用しうる複素数値の数は２倍にな
り、そして測定範囲もまた２倍になる。
【００４９】図３に示された複素測定値と複素計算値の
信号シーケンスが、コンピュータ装置２１４に送られ
る。コンピュータ装置２１４はフーリエ変換を実行す
る。
【００５０】測定された値ａ（ｋΔｔ）、ｂ（ｋΔｔ）
の間だけでなく、また複数個の計算された値ａ′（ｋΔ
ｔ／（ｎ＋１））、ｂ′（ｋΔｔ／ｎ＋１））の間でも
補間を行なうことができる。解析定理から、一義的で測
定可能な最大周波数ｆmax は下記の式で与えられること
がわかっている。
【００５１】
【数８】 ｆmax ＝±ｆs ／２ ， （６）
【００５２】ここで、ｆs は解析の周波数を示す。もし
ｎ個の値が測定された値の間で補間されるならば、その
場合には解析の周波数は（ｎ＋１）で乗算される。した
がって、新しい周波数限界ｆmax は下記の式で表され
る。
【００５３】
【数９】 ｆmax ＝±（ｎ＋１）ｆs ／２＝（ｎ＋１）ｆmax （７）
【００５４】ｆmax に対応する新しい上部速度限界ｖ
max は方程式（３）からうることができ、その結果は下
記の通りである。
【００５５】
【数１０】 ｖmax ＝（ｎ＋１）ｖmax ｖmax ＝（ｎ＋１）ｃ2 ／８ｆ1 ｄ cosθ （８）
【００５６】方程式（４）において、２周波数法の平均
速度の決定のために、上部限界ｖa max が存在する。ｖ
max ＝ｖa max であることが好ましく、したがって、下
記の式がえられる。
【００５７】
【数１１】 （ｎ＋１）ｃ2 ／８ｆ1 ｄ cosθ＝ｃ2 ／８（ｆ2 −ｆ1 ）ｄ cosθ （ｎ＋１）／ｆ1 ＝１／（ｆ2 −ｆ1 ） ｎ＝（ｆ1 ／（ｆ2 −ｆ1 ））−１ （９）
【００５８】方程式（９）は、測定された値の間で補間
されることが好ましい測定された値の総数を与える。
【００５９】従来の知識に従い、２周波数法で測定領域
を拡大することは、因子５だけ可能である。このこと
は、測定された２個の値毎の間で、４個の値までに補間
を行なうことである。
【００６０】第１実施例の説明 図４は、図１に示された本発明によるドップラ流速計の
第１実施例の図面である。図４において、送受信器２０
２に接続された超音波変換器２０１は送信パルスを送信
する。この送信パルスの周波数スペクトルは、２個の隣
接しているが分離している周波数帯域を有する。これら
の送信パルスとこれらの送信パルスを発生する装置は、
下記において、図７から図１６までの図面を参照して詳
細に説明される。図４による回路において、超音波変換
器２０１と送受信器２０２とからえられる受信信号は、
２個の直角位相チャンネルに送られる。これらのチャン
ネルのうちの１つのチャンネルは、平均周波数ｆ２を有
する周波数帯域の中の反射信号を処理する。第２直角位
相チャンネルは、平均周波数ｆ１を有する周波数帯域の
中の反射信号を処理する。これらの直角位相チャンネル
の構造は、パルス・ドップラ技術において、それ自身は
よく知られている。これらの直角位相チャンネルのおの
おのは帯域フイルタ２２１または２２２を有し、そして
その後に同期復調器を有する。この同期復調器は、乗算
器２２４，２２５または２２６，２２７を有する。これ
らの乗算器の出力信号は、低域フイルタ２３１，２３
２，２３３，２３４によってフイルタ作用を受け、そし
て積分保持回路２３５，２３６，２３７，２３８によっ
て解析される。さらに、直列に接続された一定符号消去
器２４１，２４２，２４３，２４４は、一定の反射信号
またはほぼ一定の反射信号を抑制する役割を果たす。こ
れらの一定符号消去器の出力信号Ｉ１．Ｑ１． Ｉ２．
Ｑ２は、コンピュータ装置２０３に送られる。ここでま
ず、これらの信号がアナログからデイジタルに変換さ
れ、そして処理されることにより、コンピュータ装置２
０３の出力に平均速度ｖａに対応する出力信号がえられ
る。一定符号消去器２４３，２４４の出力信号Ｉ１．Ｑ
１と、コンピュータ装置２０３の出力信号とが、コンピ
ュータ装置２１３の中で処理される。コンピュータ装置
２１３の出力信号として、信号対Ｉ，Ｑのシーケンスが
生ずる。これらの信号対のシーケンスは、出力信号Ｉ１
およびＱ １ と、周波数ｆ１またはｆ２のうちの１つの周
波数に対し補間によってえられた信号対Ｉ′およびＱ′
とで構成される。
【００６１】コンピュータ装置２１３の出力の信号シー
ケンスは、コンピュータ装置２１４に送られる。コンピ
ュータ装置２１４の中で、よく知られているアルゴリズ
ムによる高速フーリエ変換により、スペクトルが計算さ
れる。コンピュータ装置２０３，２１３，２１４は、デ
イジタル信号処理装置、例えばアナログ・デバイスのＡ
Ｄ ２１００処理装置、で実現されることが好ましい。
コンピュータ装置２０３および２１３の中で使用される
アルゴリズムを下記で説明する。コンピュータ装置２１
３の出力信号は、デイジタル／アナログ変換器２１５，
２１６によって変換され、そしてそれらの出力が２個の
拡声器２１７，２１８に送られる。流速の拡大された測
定領域に対応するこの出力信号を用いて、音響的再生が
行なわれる。
【００６２】第２実施例の説明 図５は、図１に示された本発明によるドップラ流速計の
第２実施例の図面である。図５による回路において、超
音波変換器２０１および送受信器２０２は、図１および
図４で既に説明された。帯域フイルタ２５１を用いて、
反射信号は、送信信号の２つの周波数帯域の中で、すな
わち、信号処理のために透過することが許されている２
つの周波数帯域の中で、フイルタ作用を受ける。
【００６３】図５による回路によって、２重復調法が実
行される。帯域フイルタ２５１を透過した反射信号は、
cos ω0t および−sin ω0t を用いて、乗算器２５２
および２５３と、低域フイルタ２５４および２５５とに
より、まず復調される。ここで、ω0 は下記の式で与え
られる。
【００６４】
【数１２】 ω0 ＝（ω1 ＋ω2 ）／２ （１０）
【００６５】その後、cos Ωｔおよび−sin Ωｔを用い
て、乗算器２５６，２５７，２５８，２５９と低域フイ
ルタ２６１，２６２，２６３，２６４とにより、復調さ
れる。ここで、Ωは下記の式で与えられる。
【００６６】
【数１３】 Ω＝（ω２ −ω１）／２ （１１）
【００６７】したがって、要求された直角位相信号Ｉ
1 , Ｑ1 , Ｉ2 , Ｑ2 が、加算器２６５，２６６，２６
７，２６８により適切な加算および減算を行って、これ
らの信号からえられる。これらの直角位相信号Ｉ1 , Ｑ
1 , Ｉ2 , Ｑ2 をうるさいに、図５に示されているよう
に、積分および保持回路２７１，２７２，２７３，２７
４、および一定符号消去器２７５，２７６，２７７，２
７８が、図１および図４による回路と同じように用いら
れる。図５による回路は、図４の回路よりも複雑であ
る。けれども、図５の回路は、第１直角位相復調におい
て、送信信号の周波数ω0 が用いられるという利点を有
する。この送信信号の周波数ω0 は、高い安定度をもっ
て利用することができる。２つの直角位相チャンネルの
出力信号をうるための信号の処理を、下記で説明する。
【００６８】受け取られた信号のスペクトルは線スペク
トルである。単一線の間の間隔は、よく知られているよ
うに、パルスの繰り返し周波数である。ここで、下記の
ドップラ・シフトを有する１つの線ｓ(t) を考える。
【００６９】
【数１４】 s(t)＝cos （ω0 ＋Ω＋ωd2）ｔ＋cos ( ω0 −Ω＋ωd1）ｔ （１２）
【００７０】ここで、ωｄ１およびωｄ２は（ω０−
Ω）および（ω０＋Ω）におけるドップラ周波数であ
る。
【００７１】この第１変調により、信号Ｉ(t) および信
号Ｑ(t) がえられる。これらの信号は下記のようにして
定めることができる。
【００７２】乗算器２５２の出力に、下記の信号がえら
れる。
【００７３】
【数１５】cos ω0t cos （ω0 ＋Ω＋ωd2）ｔ ＋cos ω0t cos （ω0 −Ω＋ωd1）ｔ.
【００７４】低域フイルタ２５４の出力に、周波数差を
有する要素のみが存在する。したがって、下記の式がえ
られる。
【００７５】
【数１６】 Ｉ（ｔ）＝（１／２）ｃｏｓ（Ω＋ωｄ２）ｔ＋（１／２）ｃｏｓ（Ω−ω ｄ １ ）ｔ（１３）
【００７６】乗算器２５３の出力における直角位相チャ
ンネルに対し、下記の信号がえられる。
【００７７】
【数１７】−sin ω0t cos( ω0 ＋Ω＋ωd2）t −sin ω0t cos( ω0 −Ω＋ωd1）t
【００７８】低域フイルタ２５５の出力に、周波数差を
有する要素のみが存在する。したがって、下記の式がえ
られる。
【００７９】
【数１８】 Ｑ(t) ＝（１／２）sin ( Ω＋ωd2)t−（１／２）sin ( Ω−ωd1)t (14)
【００８０】第２変調により、復調器の出力に下記の信
号がその度にえられる。乗算器２５６の出力に下記の信
号がえられる。
【００８１】
【数１９】 〔（１／２）cos ( Ω＋ωd2)t＋（１／２）cos ( Ω−ωd1)t〕ｃosΩｔ
【００８２】低域フイルタ２６１の出力に、下記の信号
がえられる
【００８３】
【数２０】 ａ(t) ＝（１／４）cos ωd2ｔ＋（１／４）cos ωd1ｔ （１５）
【００８４】乗算器２５７の出力に、下記の信号がえら
れる。
【００８５】
【数２１】 〔(1／２）cos ( Ω＋ωd2)t＋(1／２）cos ( Ω−ωd1)t〕( −sin Ωｔ）．
【００８６】低域フイルタ２６２の出力に、下記の信号
がえられる。
【００８７】
【数２２】 ｂ(t) ＝（１／４）sin ωd2t −（１／４）sin ωd1ｔ （１６）
【００８８】乗算器２５８の出力に、下記の出力がえら
れる。
【００８９】
【数２３】 〔(1／2) sin( Ω＋ωd2)t−(1／２）sin ( Ω−ωd1)t〕( −sin Ωｔ）
【００９０】低域フイルタ２６３の出力に、下記の信号
がえられる。
【００９１】
【数２４】 c(t)＝−（１／４）cos ωd2t ＋（１／４）cos ωd1ｔ （１７）
【００９２】乗算器２５９の出力に、下記の信号がえら
れる。
【００９３】
【数２５】 〔(1／2) sin( Ω＋ωd2)t− 1／２ sin (Ω−ωd1) t 〕 cosΩｔ
【００９４】低域フイルタ２６４の出力に、下記の信号
がえられる。
【００９５】
【数２６】 d(t)＝（１／４）sin ωd2t ＋（１／４）sin ωd1ｔ （１８）
【００９６】したがって、加算器２６５，２６８と、直
列接続された回路とを用いて、図５に示された下記で定
められる出力信号Ｉ2 , Ｑ2 , Ｉ1 , Ｑ1 がえられる。
【００９７】
【数２７】 Ｉ2(t)＝ａ(t) −ｃ(t) ＝（１／２）cos ωd2t （１９） Ｑ2(t)＝ｂ(t) ＋ｄ(t) ＝（１／２）sin ωd2t （２０） Ｉ1(t)＝ａ(t) ＋ｃ(t) ＝（１／２）cos ωd1ｔ （２１） Ｑ1(t)＝ｄ(t) −ｂ(t) ＝（１／２）sin ωd1ｔ （２２）
【００９８】これらの方程式から、図５の回路により、
要求された直角位相信号をうることができることがわか
る。ここで注目しなければならないことは、ωd1は送信
周波数ω1 ＝ω0 −Ωに付随した周波数であり、そして
ωd2は送信周波数ω2 ＝ω0＋Ωの周波数ω2 に付随す
る周波数であることである。したがって、下記のドップ
ラ効果の公式により、対応する速度の値を計算すること
ができる。
【００９９】
【数２８】 ｖ1 ＝−ωd1 .ｃ／２ .（ω0 −Ω）cos θ （２３） ｖ2 ＝−ωd2 .ｃ／２ .（ω0 ＋Ω）cos θ （２４）
【０１００】信号Ｉ1 ，Ｑ1 ，Ｉ2 ，Ｑ2 をさらに処理
するための回路は、図４のところで既に説明した。した
がって、これらの回路は図５には示されていない。
【０１０１】本発明のアウトラインにおいて使用される
アルゴリズムの説明 図４のコンピュータ装置２０３において、平均速度が２
周波数法により計算される。コンピュータ装置２１３に
おいてさらに、ドップラ路の信号の値は、図２および図
３のところで説明したように補間される。これらの計算
のためのアルゴリズムをここで説明しなくてはならな
い。コンピュータ装置２１４は高速フーリエ変換を計算
する。この高速フーリエ変換の計算のアルゴリズムはよ
く知られており、したがって、ここでは説明しない。
【０１０２】２周波数法による平均速度の計算のための
アルゴリズム 方程式（１９）〜（２２）のドップラ信号は、複素信号
Ｐ（ｔ）の形で下記のように表すことができる。
【０１０３】
【数２９】 P1(t) ＝I1(t) ＋jQ1(t)＝(1/2)(cos ωd1ｔ＋jsinωd1ｔ） ＝(1/2)exp(jωd1ｔ） （２５） P2(t) ＝I2(t) ＋jQ2(t)＝(1/2)(cos ωd2ｔ＋jsinωd2ｔ） ＝(1/2)exp(jωd2ｔ） （２６）
【０１０４】方程式（２５）および（２６）は、２つの
複素指標を定める。この複素指標は、角ドップラ速度ω
d1またはωd2で回転する。これらの角ドップラ速度のう
ちの１つ、例えばωd1、を決定するために、引き続く２
つの時刻と一致してこの指標の位相差を測定し、そして
この位相差から角ドップラ速度の値が下記の式で計算さ
れる。
【０１０５】
【数３０】 ωd1＝φ1 ／Δｔ （２７）
【０１０６】ここで、φ1 はＰ1 （ｔ＋Δｔ）とＰ
1 （ｔ）との間の位相差である。この位相差は複素乗数
因子によって定めることができる。
【０１０７】
【数３１】 φ1 ＝arg 〔Ｐ1 （ｔ＋Δｔ）Ｐ* 1 （ｔ）〕 （２８）
【０１０８】ここで、arg 〔 〕は複素数の偏角
を意味し、そしてＰ1 * （ｔ）はＰ 1 （ｔ）の複素共役
値を意味する。
【０１０９】測定されるべき速度に対応する信号の中の
雑音と振動のために、方程式（２８）によってのφ1 の
計算値は必らずしも信頼できるものではない。この値の
信頼性は平均をとることによって改善することができ
る。下記のベクトルを計算することが有効であることが
わかっている。
【０１１０】
【数３２】
【０１１１】ここで、ΣはＮ個の値についての和を意味
する。方程式（２９）から、Ｐ1Nおよびしたがってφ1
を下記のように決定することができる。
【０１１２】
【数３３】 φ1 ＝arg （Ｐ1N） （３０）
【０１１３】指標Ｐ1Nは規格化される。すなわち、｜Ｐ
1N｜は、ゼロに等しいかまたはゼロより大きく、および
１に等しいかまたは１より小さい範囲内にある。すなわ
ち
【０１１４】
【数３４】 ０≦｜Ｐ1N｜≦１ （３１）
【０１１５】指標Ｐ1Nの長さは信号の品質を表す。Ｐ1N
の計算で考察された指標は図６に示されている。もし加
算されるすべての指標が同じ方向にあるならば、｜Ｐ1N
｜＜＜１である。
【０１１６】同様の方式で、第２周波数に対して下記の
計算を行なうことができる。
【０１１７】
【数３５】
【０１１８】ドップラ方程式（２）により、そしてもし
この方程式でcos θ＝１（cos θ＝１は、半径の軸上に
投影された速度をうることを意味する。）であるなら
ば、下記の式をうることができる。
【０１１９】
【数３６】 φ1 ＝ωd1・Δｔ＝−ω1 Δｔ ２ｖ／ｃ （３４） φ2 ＝ωd2・Δｔ＝−ω2 Δｔ ２ｖ／ｃ （３５）
【０１２０】ここで、ω1 ＝２πｆ1 およびω2 ＝２π
ｆ2 である。
【０１２１】方程式（３５）から方程式（３４）を減算
することにより、下記の式をうる。
【０１２２】
【数３７】 Δφ＝φ2 −φ1 ＝−Δｔ（ω2 −ω1 ）２ｖa ／ｃ （３６）
【０１２３】このことから、２周波数法で決定すること
ができる流速ｖの平均値ｖ ａ は、下記の式でうることが
できる。
【０１２４】
【数３８】 ｖa ＝−Δφ . c／〔２Δｔ（ω2 −ω1 ）〕 （３７）
【０１２５】Δφの値は、−πに等しいかまたは−πよ
り大きいから、πに等しいまたはπより小さい領域内に
おいて、一義的に定まる。この領域はナイキストの領域
に対応する。Δφはφ1 およびφ2 よりはるかに小さい
から、ｖa の一義的測定領域は拡大される。
【０１２６】経験によれば、方程式（２９）および（３
２）において、もし４個の値ないし８個の平均が実行さ
れるならば、すなわち、Ｎが例えば４ないし８の値をも
つことができるならば、良好な結果のえられることがわ
かっている。
【０１２７】ドップラ信号の補間のためのアルゴリズム 補間は、ｖの一義的測定領域を拡大するために、ドップ
ラ信号を定められた周波数に変更する役割りを果たす。
図２および図３のところで説明したように、これらの測
定値の間でまた別の値が補間されることにより、このこ
とがえられる。１つの例として、周波数ω1 における信
号Ｐ1 （ｔ）の２つの測定された値の間での値の補間を
考える。測定された信号Ｐ1 （ｔ）は下記の値から成
る。
【０１２８】
【数３９】 Ｐ1 （０），Ｐ1 （Δｔ），Ｐ1 （２Δｔ），Ｐ1 （３Δｔ），・・・(38)
【０１２９】補間により、Δｔ／２、３Δｔ／２、５Δ
ｔ／２、などのまた別の値を計算することができる。下
記において、Ｐ1 （Δｔ／２）の計算を説明する。以前
には、Ｐ1 （△ｔ）とＰ1 （０）との間の位相差φ1 は
方程式（２８）により計算される。この位相φ1 は−π
から＋πの範囲内において一義的である。すなわち、下
記の式が成り立つ。
【０１３０】
【数４０】 −π≦φ1 ≦＋π （３９）
【０１３１】補間のためのこの他の情報として、方程式
（３７）からわかるように、２周波数法によって計算さ
れた速度ｖの平均値ｖa が用いられる。ｖa に基づい
て、方程式（３４）により位相φ1 を計算することがで
きる。
【０１３２】
【数４１】 φ1 ′＝−ω1 （２Ｖa ／ｃ）Δｔ （４０）
【０１３３】値φ1 ′を用いて、値φ1 が−πから＋π
までの領域内に実効的にとどまっているかどうかがわか
る。｜φ1 ′−φ1 ｜＞πである時、Ｐ1 （Δｔ）とＰ
1 （０）との間の位相差φ1 に２πの倍数ｋが加えられ
る。したがって、ｋの値は下記の式によって決定され
る。
【０１３４】
【数４２】 ｋ＝round （〔φ1 ′−φ1 〕／２π） （４１）
【０１３５】ここで、round （ ）は次の整数
に丸めることを意味する。したがって、値Ｐ1 （Δｔ／
２）は下記のように補間される。
【０１３６】
【数４３】 arg Ｐ1 （Δｔ／２） ＝arg Ｐ1 （０）＋（１／２）（φ1 ＋k . 2 π) （４２） ｜Ｐ1 （Δｔ／２）｜ ＝（｜Ｐ1 （０）｜＋｜Ｐ1 （Δｔ）｜）／２ （４３）
【０１３７】したがって、信号Ｐ1 （Δｔ／２）の偏角
と振幅が、周知の方法で、直角位相信号Ｉ1 （Δｔ／
２）およびＱ1 （Δｔ／２）に再び変換される。
【０１３８】もしＰ1 （０）とＰ1 （Δｔ）の間で（ｍ
−１）個の中間値を補間することが必要であるならば、
その時には間隔ｔはｍ個の長さに分割される。したがっ
て、ｎ番目の補間値は下記の式によってえられる。
【０１３９】
【数４４】
【０１４０】測定された値またはこれらの測定された値
の間で補間された値に対応する信号から成る信号のシー
ケンスが、コンピュータ装置２１４に送られる。コンピ
ュータ装置２１４では、高速フーリエ変換が計算され
る。
【０１４１】全体的な所見として、平均速度の値が比較
的少数個の値、典型的には４個ないし８個の値、から決
定されることが、再び繰り返されなければならない。こ
れとは違って、フーリエ変換は大幅に多数個の値から計
算される。したがって、平均周波数およびしたがって速
度の平均値が、フーリエ変換が計算される信号シーケン
スに沿って、変動することは確かにありうる。このこと
は、フーリエ変換の周波数領域がもとのナイキスト領域
より大きいことを意味する。これは前記トラッキング法
に対するまた別の相異点である。これらのことは、信号
帯域の幅がもとのナイキスト領域より小さい時にのみあ
てはまる。
【０１４２】送信パルスの生成装置の説明 図７は、超音波を反射する粒子１２を運んでいる流体１
１の流速を測定するドップラ流速計のブロック線図であ
る。この流体は、例えば、血管の中を流れている血液で
あることができる。この装置の原理は、ドイツ国特許出
願公開明細書第ＤＥ−Ａ−２ ４０６６３０号、および
対応する米国特許第ＵＳ−Ａ−３ ９１４９９９号に開
示されている。このよく知られている原理により、例え
ば管１３の中を流れている流体１１が、超音波変換器１
４から送信された少なくとも２個の引き続く超音波パル
スで照射される。送信された超音波ビーム内にある流体
中の反射体（例えば粒子）によって対応するドップラ周
波数だけ変化した反射波が、同じ変換器１４によって受
信される。第１送信超音波パルスと第２送信超音波パル
スと同じ通過時間を有する反射波の間の位相差から、評
価装置１８の中で適切な処理を行なうことにより、その
時間的ペースが、検査される横断面内の流体の速度分布
に対応するような出力信号がえられる。
【０１４３】この装置は、超音波変換器１４と、送信器
１５と、受信器１６と、中央制御装置１７と、評価装置
１８とを有する。
【０１４４】点線７で示された方向に、超音波変換器１
４が超音波パルスを放射して流体１１を照射する。これ
らの送信パルスは予め定められた繰り返し周波数で送り
出される。変換器１４は、また流体内の粒子によって反
射された反射波を受信し、そして対応する反射波信号を
送り出す。
【０１４５】変換器１４は例えば下記の技術データを有
する超音波変換器である。送信周波数は約３．０ＭＨｚ
でなければならない。 −セラミックの共振周波数，３．２ＭＨｚ −円形セラミックの直径，１３ｍｍ −セラミックの曲率半径，１２０ｍｍ −変換器と近視野および遠視野の限界との間の距離，８
８ｍｍ。
【０１４６】送信器１５は超音波変換器１４に接続さ
れ、そして送信パルスを生成する機能を有する。この送
信パルスによって超音波変換器が励振され、そして超音
波パルスが放射される。
【０１４７】受信器１６が変換器１４に同じように接続
され、そしてそこで反射信号の処理が行なわれる。これ
らの反射信号は、放射された超音波の第１パルスと第２
パルスに応答して流体内の粒子によって反射された、少
なくとも２群の反射信号に対応する。反射信号の隣接し
ているがしかし分離している周波数帯域が、受信器１６
の中で、分離した信号処理チャンネル２１または２２の
おのおのの中で処理される。
【０１４８】受信器１６の出力に接続された評価装置１
８により、流速に関する情報を有する少なくとも１つの
出力信号が、受信器でえられたドップラ情報からえられ
る。
【０１４９】中央制御装置１７は、このドップラ計測装
置のプログラム可能な動作のために必要である、すべて
の制御信号およびタイミング信号を生ずる。したがっ
て、制御装置１７は実質的にプログラム可能デイジタル
信号発生器である。中央制御装置１７の最も重要な機能
は下記の通りである。中央制御装置１７は、送信器１５
を制御し、送信パルスの時刻と持続時間を決定する。中
央制御装置１７は、受信器１６に対してすべてのタイミ
ング信号を供給し、したがって、受信器の中の信号の流
れを制御する。中央制御装置１７は、評価装置１８に対
しタイミング信号を供給し、したがって、評価装置１８
の中の信号の流れを制御する。
【０１５０】本発明により、送信パルスが周期的繰り返
されたシーケンスの周波数スペクトルが、図８に示され
た、２つの隣接しているがしかし分離した周波数帯域３
１および３２から成るように、送信器１５が設計され
る。送信パルスはパルスの繰り返し周波数で周期的に放
射されるから、送信信号のスペクトルは周波数線スペク
トルから成り、これらのスペクトル線の間の間隔はパル
ス繰り返し周波数に対応する。送信信号の周波数スペク
トルの形または構造により、送られるエネルギの大部分
は２つの周波数ｆ1 またはｆ2 の付近の、これらの周波
数帯域の中に集中するという結果になる。
【０１５１】周波数帯域３１または３２は相互に非常に
接近していて、これらの周波数帯域を同じ超音波変換器
で放射することができ、そしてこれらの周波数帯域はほ
ぼ同じ減衰を受ける。周波数ｆ０，ｆ１およびｆ２は、
例えば、次の値、すなわち、ｆ０＝３．２ＭＨｚ，ｆ１
＝２．９５ＭＨｚおよびｆ２＝３．４５ＭＨｚの値を有
する。
【０１５２】放射されるエネルギの大部分は２つの隣接
する周波数帯域３３または３４の中に集中することが好
ましい。搬送波周波数ｆ0 はこれら２つの帯域の限界を
定め、そしてｆ1 は周波数帯域３３の平均周波数であ
り、およびｆ2 は周波数帯域３４の平均周波数である。
【０１５３】周波数ｆ１と周波数ｆ２との間の間隔は、
周波数間隔Δｆとして定められる。ｆ０に対してｆ１と
ｆ２は対称的に配置されているから、方程式ｆ２−ｆ０
＝ｆ０−ｆ１＝Δｆ／２が成り立つ。
【０１５４】図９は、引き続く２個の送信パルス群３５
または３６の１つの例を示した図面である。これらの送
信パルス群の周期的シーケンスは、図８による送信スペ
クトルを有する。これらの送信パルス群３５または３６
のおのおのは、主として周波数ｆ０の方形波信号で構成
され、この方形波信号の振動周期はｔ０＝１／ｆ０であ
る。１つの送信パルスの持続時間はＴｐであり、例えば
Ｔｐ＝６マイクロ秒である。引き続く送信パルス群の送
信周期Ｔｒは例えば２５０マイクロ秒である。この送信
周期Ｔｒはパルス列の繰り返し周波数ＰＲＦ＝４ＫＨｚ
に対応する。
【０１５５】変換器に送られる送信パルスは、例えば、
５０ボルトと１００ボルトの間の電圧を有する。
【０１５６】図９に示されているように、送信パルスの
おのおのは周期的方形波信号からずれている。それは、
信号の中央の点３７のところで、位相が反転しているか
らである。この位相の反転は、送信パルスの周期的シー
ケンスが図８による周波数スペクトルを有するために必
要である。
【０１５７】図１５（ａ）および（ｂ）は送信パルスの
また別の２つの例を示している。図１５（ａ）による送
信パルスは、３つの要素送信パルスから成っている。こ
れらの要素送信パルスは、図９による送信パルスのペー
スを有する。図１５（ｂ）による送信パルスは、図９に
よる送信パルスのペースを有する２個の完全な送信パル
ス要素と、始めの部分と終りの部分とに１つのこのよう
な送信パルス要素の一部分とを有する。
【０１５８】図１５（ｂ）による送信パルス群は、３つ
の完全な送信パルス要素より少し短いので、その持続時
間は、図１５（ａ）による送信パルス群の持続時間より
少し短い。図１５（ｂ）に示されているように、送信パ
ルス群は送信パルス要素の所要の１つの端部と一致させ
て開始することができる。
【０１５９】図１５（ａ）および（ｂ）による送信パル
スは、位相が反転する点１８１〜１８５を有する。ここ
で、位相反転点１８１、１８３、１８５のおのおのは、
図９の位相反転点３７に対応し、一方位相反転点１８
２、１８４は、信号パルスの２つの要素を接合すること
によって作られる。実際的な実施例では、送信パルスは
それ自身連続である信号の時間的区分わけによって作ら
れる。この送信パルスは、周期的に分布した位相反転点
を有する。
【０１６０】図１６は、図１５（ａ）または（ｂ）に示
された波形を有する送信パルスのシーケンスの周波数ス
ペクトルの概要図である。図面を簡単にするために、図
１６では、周波数スペクトル線の外郭線だけが示されて
いるが、実際は、図８のような周波数スペクトルを有す
る。そのおのおのが１つの送信パルス要素のみを有する
送信パルス・シーケンスのための図８による送信スペク
トルと、そのおのおのが種々の送信パルス要素を有する
送信パルス・シーケンスに対する図１６による周波数ス
ペクトルとを比較すると、図１５（ａ）および（ｂ）に
よるこれらの前記送信パルスを用いることにより、図８
のように間隔ｆが等しい周波数ｆ1 および周波数ｆ2 の
付近のより狭い周波数帯域の中に、放射される超音波エ
ネルギがより強く集中することがわかる。
【０１６１】図８におけるように、図１６において、ｆ
1 とｆ2 との間の間隔Δｆが示されている。
【０１６２】図１５（ａ）に示されているように、位相
反転点の周期は、すなわち、等しい位相の反転点の間の
時間間隔はＴu で示されている。ここで、Ｔu は２／Δ
ｆに等しい。このことはまた、図１５（ｂ）による送信
パルスに対してもいえる。
【０１６３】図１５（ａ）または（ｂ）による送信パル
スの中で、位相反転点は規則正しい時間間隔Ｔe ＝Ｔu
／２になければならない。
【０１６４】もし送信信号が持続時間Ｔp の送信パルス
のシーケンスで構成され、そして図１５（ａ）および
（ｂ）のようにＴp はＴu より非常に大きいならば、送
信パルスの開始の位置とその終了の位置は、その中に含
まれる位相の反転点の位置に関して必須のものではな
い。
【０１６５】送信パルスの持続時間Ｔp は位相反転点の
周期Ｔu より大きいことが好ましい。図８による送信信
号スペクトルを確実にうるために、Ｔp はＴu より大き
く選定されなければならない。Ｔu に対してＴp が大き
くなればなる程、送信信号の周波数スペクトルの中の平
均周波数ｆ1 と平均周波数ｆ2 の付近の帯域の中に、放
射されるエネルギがますます強く集中する。
【０１６６】図１０は、図７の送信器１５の第１実施例
を示す。この実施例は、実質上、デイジタル部品で構成
される。図１０による送信回路は、制御インタフェース
４１と、制御装置４２と、２個のスクロール・レジスタ
と、電力増幅器４５とを有する。電力増幅器４５の出力
は、図７の超音波変換器１４に接続される。図１０によ
る回路により、送信パルスが図９に従って発生される。
そこでは、送信パルスの送信された周期的シーケンス
は、図８に従う周波数スペクトルを有する。
【０１６７】必要な信号は、線路３９、５６、５１、ア
ドレス・バス４６およびデータ・バス４７によって、制
御インタフェース４１に送られる。インタフェース４１
は、線路４８または４９によって、レジスタ４３または
４４に接続される。レジスタ４３または４４の出力は、
おのおのが電力増幅器４５の入力に接続される。制御装
置４２は、線路５１、５２、５３によって、図７の中央
制御装置１７に接続される。制御装置４２はまた、線路
５６によってインタフェース４１に接続され、および線
路５４または５５によってレジスタ４３または４４に接
続される。
【０１６８】レジスタ４３およびレジスタ４４は同じ構
造を有し、かつ、対応した接続を有する。けれども、こ
れらのレジスタは異なるがしかし相補的であるバイトで
ロードされる。
【０１６９】図１１は、図１０のレジスタ４３の概要図
である。図１１に示されているように、このレジスタに
おいて、４個のバイト（ワード）６５、６６、６７、６
８が、バス６１、６２、６３、６４の対応する線路によ
って、レジスタ４３の中にロードされる。これらのバイ
トの内容が図１１のレジスタ４３のメモリ・セルの中に
示されている。
【０１７０】図１０からわかるように、レジスタ４３お
よびレジスタ４４のおのおのは、その出力からその入力
へのフィードバックを有する。下記で詳細に説明される
ように、図１０による送信回路が適切に動作するために
は、このことは重要である。レジスタ４３とレジスタ４
４の内容が相補的である、すなわち、例えばレジスタ４
３の中に１０１０１０‥が記憶されているならば、レジ
スタ４４の中には０１０１０１‥が記憶されることが、
同様に重要である。
【０１７１】図１０および図１１に従う送信回路の動作
を図１２の信号図を参照して説明する。
【０１７２】制御インタフェース４１は、制御装置４２
とスクロール・レジスタ４３および４４をプログラムす
る役割りを果たす。
【０１７３】この目的のために、インタフェースは、ア
ドレス・バスまたはデータ・バス４６、４７から、およ
び線路３９から、図７による原理装置の復号化マイクロ
プロセッサのバスからの図１２の付随するストロボ信号
７２を受け取る。信号７２は、レジスタ４３、４４に送
られるバイトのロードを実行するタイミング信号であ
る。レジスタ４３またはレジスタ４４に供給されるバイ
トのロードを制御するために、インタフェース４１は、
線路５１および線路５６からまた別の信号７１を受け取
る。供給されたバイトをロードすることは、信号７１が
図に示された状態にある時間間隔１７１においてのみ可
能である。レジスタ４３またはレジスタ４４に供給され
たバイトのロードを制御するために、信号７１に応答し
て制御装置４２の中に、また別の信号７３が発生され
る。この信号７３は、線路５４または線路５５により、
これらのレジスタに送られる。線路５２により、制御装
置４２はまた、図７の中央制御装置１７から、タイミン
グ信号を受け取る。このタイミング信号に応答して、制
御装置４２は対応するタイミング信号７４を発生する。
このタイミング信号７４は、線路５４または線路５５に
よって、レジスタ４３またはレジスタ４４に供給され
る。
【０１７４】図１２に示されているように、レジスタ４
３またはレジスタ４４のロードのためにえられた時間間
隔１７１は、時刻１７２と時刻１７３の間持続する。こ
の時間間隔において、信号７１および信号７３の状態の
変動がその度に検査される。タイミング信号７４のより
近い前端を有する時間間隔１７１の後、時刻１７４にお
いて、スクロール・サイクルがレジスタ４３またはレジ
スタ４４の中で始まる。タイミング信号７４によって実
行されるこのスクロール・サイクルにより、出力信号７
６または出力信号７７がレジスタ４３またはレジスタ４
４の出力のおのおのに生ずる。図１０の電力増幅器４５
により、出力信号７６と出力信号７７との差がえられ
る。この方式で送信パルス７８がえられる。この送信パ
ルスは図９による要求されたペースを有する。
【０１７５】図１２に示されているように、スクロール
・レジスタ４３またはスクロール・レジスタ４４の中の
スクロール・サイクルは、時間間隔１７６に拡大され
る。時間間隔１７６は、時刻１７４から時刻１７５まで
持続する。時間間隔１７６の持続時間は、したがって送
信パルス７８の持続時間は、制御装置４２の中のカウン
タの動作時間を示す信号７５によって決定される。制御
装置４２は、時刻１７５に、信号７５に見られるような
変化を生じ、それにより送信パルス７８の終了を決定す
る。制御装置４２の線路５３により、信号７５が図７の
中央制御装置１７に送信される。
【０１７６】レジスタ４３またはレジスタ４４は、レジ
スタ４３に対して図１１に示された構造を有する、スク
ロール・レジスタである。図１１に示されているよう
に、これらのレジスタのおのおのは４×８メモリ・セル
を有し、そのおのおのが１バイト用である。これらは、
おのおのが８ビットの４バイトでもって、インタフェー
ス４１によりロードされる。前記で説明したように、そ
の後、３２ビット長のサンプル（送信サンプル）が電力
増幅器４５の１つの入力へ移動される。レジスタの入力
へ出力をフィードバックすることにより、要求される長
さの間、スクロール・サイクルを実行することができ
る。
【０１７７】図１０に従っていま説明した送信回路は好
ましいものである。それは、比較的経済的なデイジタル
部品で主として構成されているからであり、そして操作
パラメータを比較的簡単に変えることにより、送信パル
スの周波数スペクトルを柔軟に構成することができるか
らである。けれども、送信パルスを発生するために、図
１０による送信回路の代わりに、図１３による送信回路
を用いることができる。図１３の送信回路は、実質的
に、振幅変調を行なう変調器と、電子スイッチと、電力
増幅器とから成る。
【０１７８】図１３による送信回路は、次の機能を行う
アナログ素子群を有する。すなわち、周波数ｆ０の搬送
波信号を発生する搬送波周波数発振器８１と、周波数ｆ
ｍ＝Δｆ／２の変調信号を発生する変調周波数発振器８
２を有する。この実施例では、ｆｍ＝２５０ＫＨｚであ
る。図１３による送信器の回路は、乗算器８３と、操作
可能な電子ゲート回路８４と、電力増幅器８５とを有す
る。電力増幅器８５の出力は、図７の超音波変換器１４
に接続される。乗算器８３により、搬送波周波数発振器
８１から送られてくる搬送波信号と変調周波数発振器８
２から送られてくる変調信号とが乗算され、その結果図
１４に示された出力信号がえられる。図１４からわかる
ように、この方法で作られた振幅変調信号は、従来の振
幅変調による結果である。この振幅変調信号が、線路８
６によって、電子ゲート回路８４の入力に送られる。図
７の中央制御装置１７より供給されるパルス８８が、線
路８７により、電子ゲート回路８４の第２入力に供給さ
れ、その結果、振幅変調信号が、設定された時間間隔毎
に、電子ゲート回路８４の出力に送られる。このように
して、送信パルスが作られ、この送信パルスが電力増幅
器８５で増幅された後、超音波変換器１４に送られる。
図１３のパルス８８の持続時間は、送信パルスの持続時
間を決定する。
【０１７９】図１４からわかるように、ゲート回路８４
の入力における振幅変調された波形は、周期的に位相が
反転する点８９を有する。図１３のパルス８８と発振器
８１または発振器８２から供給される信号との間の適切
な時間関係により、ゲート回路８４の出力に生ずる送信
パルスは、１つのこのような位相の反転点８９を有す
る。このように（図９による送信パルスの場合のよう
に）、超音波変換器に供給される送信パルスは、図８に
従う周波数スペクトルを確実に有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるドップラ流速計の原理的構造を示
す非常に単純化されたブロック線図。
【図２】図１のコンピュータ装置２１３の機能の説明
図。
【図３】図１のコンピュータ装置２１３の機能の説明
図。
【図４】図１による本発明のドップラ流速計の第１実施
例の図。
【図５】図１による本発明のドップラ流速計の第２実施
例の図。
【図６】２周波数法による平均流速の計算において使用
する第１周波数に対する複素ベクトル指標Ｐ １Ｎ を示す
図。
【図７】ドップラ流速計の原理装置のブロック線図。
【図８】図９に示された波形を有する送信パルス群のシ
ーケンスの周波数スペクトル図。
【図９】送信パルス群の波形図。
【図１０】図７のドップラ流速計の送信器１５の第１実
施例のブロック線図。
【図１１】図１０の送信器１５のスクロール・レジスタ
４３のブロック線図。
【図１２】図１０の送信器１５の動作を示した信号図。
【図１３】図７のドップラ流速計の送信器１５の第２実
施例のブロック線図。
【図１４】図１３の送信器１５の電子ゲート回路８４の
入力信号の図。
【図１５】（ａ）および（ｂ）は、それぞれ図９の送信
パルス群とは別の互いに異なる配列の送信パルス群の波
形図。
【図１６】図１５（ａ）または（ｂ）に示した波形を有
する送信パルス群のシーケンスの周波数スペクトルの概
略図。
【符号の説明】
１４ 超音波変換器 １５ 送信器 １６ 受信器１７ 中央制御装置 １８ 評価装置
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01P 5/00 G01F 1/66 103

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 超音波を反射する粒子を運ぶ流体の流速
    を測定するためのドップラ流速計であって（イ） 予め
    定められたパルス繰り返し周波数で供給される送信パル
    ス群に対応して応答する超音波パルス群で流体を照射
    し、かつ、流体内の粒子によって反射された反射波を受
    け取り、かつ、対応する反射信号を発生する、超音波変
    換器と、 （ロ） 送信パルス群を発生し、かつ、前記送信パルス
    群によって前記超音波変換器が励振されて前記超音波パ
    ルス群が放射される、超音波変換器に接続された送信器
    と、 （ハ） 放射された第１超音波パルス群および第２超音
    波パルス群に応答して、流体路の中の設定点における粒
    子によって反射された少なくとも２つの異なる反射波に
    対応する反射信号を受け取り、かつ、処理するために前
    記超音波変換器に接続され、かつ、その中では、反射信
    号の隣接しているが分離した周波数帯域が、おのおの別
    個の信号処理チャンネルの中で処理される受信器と、 （ニ） 前記受信器の出力に接続され、それにより、流
    速に対応する出力信号が、前記受信器により得られたド
    ップラ情報から引き出される評価装置と、 を含む前記ドップラ流速計において、 前記受信器は、更に、 前記信号処理チャンネルのおのおのに含まれ、前記各周
    波数帯域中で前記超音波変換器から受け取った前記反射
    信号の直角位相復調を実行し、前記信号処理チャンネル
    のおのおのの出力に、測定された複素値（Ｐ（０）、Ｐ
    （Δｔ）、Ｐ（２Δｔ），…）をおのおのが定める１組
    の直角位相信号を発生する装置と、 ２つの前記信号処理チャンネルから出力される直角位相
    信号を処理する装置、及び流体路の中の前記設定点にお
    ける流速の平均値に対応する第１出力信号を発生する装
    置と、前記 第１出力信号と、前記信号処理チャンネルの中の１
    つのチャンネルの出力の直角位相信号とを論理的に相関
    させ、この論理的相関により、流速に対して決定された
    平均値、および測定によっで得られた種々の測定値に適
    合する計算された複素値（Ｐ（Δｔ／２）、Ｐ（３Δｔ
    ／２）…）を定める信号を発生する装置と、を含み、ま
    た、 前記評価装置は、 測定された複素値に対応する信号と、
    前記計算された複素値に対応する信号とから成る信号シ
    ーケンス（Ｐ（０）、Ｐ（Δｔ／２）、Ｐ（Δｔ）、Ｐ
    （３Δｔ／２）、Ｐ（２Δｔ）、…）を評価し、それに
    よって流速の瞬間値に関する情報を生成する装置を含む
    ことを特徴とする超音波を反射する粒子を運ぶ流体の流
    速を測定するためのドップラ流速計。
  2. 【請求項２】 請求項１において、前記送信パルス群の
    周期的シーケンスの周波数スペクトルは、２つの隣接し
    ているがしかし分離した周波数帯域から成るように前記
    送信器が構成されていることを特徴とする、ドップラ流
    速計。
  3. 【請求項３】 請求項１において、前記測定された複素
    値に対応する信号と前記計算された複素値に対応する信
    号とから成る前記信号シーケンス（Ｐ（０）、Ｐ（Δｔ
    ／２）、Ｐ（Δｔ）、Ｐ（３Δｔ／２）、Ｐ（２Δ
    ｔ）、…）の解析を実行し、更に、この解析により、そ
    の振幅が、前記信号シーケンスの中の信号によって定め
    られる指標の位相変化に対応する、したがって流速の瞬
    間値に対応する第２出力信号を発生する装置を、前記評
    価装置は含むことを特徴とするドップラ流速計。
  4. 【請求項４】 請求項１において、前記測定値と前記
    計算値とに対応する信号から成る前記信号シーケンスの
    中の信号相互の間の時間間隔は、測定により得られた測
    定値に対応する信号相互の間の時間間隔よりも短いこと
    を特徴とするドップラ流速計。
  5. 【請求項５】 請求項３において、前記指標の位相変化
    の解析を実行する装置は、フーリエ変換を実行する装置
    を含むことを特徴とするドップラ流速計。
  6. 【請求項６】 請求項１において、前記第１出力信号を
    発生する装置は、４個ないし８個の反射信号の中に含ま
    れている情報に基づいて流速の平均値を計算する装置を
    含むことを特徴とするドップラ流速計。
  7. 【請求項７】 請求項５において、フーリエ変換を実行
    するときに考慮される情報を含んでいる一定数の反射信
    号の数は、流速の平均値を計算するために考慮される情
    報を含んでいる反射信号の数よりも多いことを特徴とす
    るドップラ流速計。
  8. 【請求項８】 請求項１においで、前記ドップラ流速計
    は、信号シーケンスの音響的再生のための装置を有する
    ことを特徴とするドップラ流速計。
  9. 【請求項９】 請求項１においで、前記ドップラ流速計
    は、２つの続いて起こる測定値の間で１つの値を計算す
    ることができ、かつ、前記計算値は前記測定値の補間に
    よって計算することができる装置を有することを特徴と
    するドップラ流速計。
  10. 【請求項１０】 請求項１において、前記ドップラ流速
    計は、２つの続いて起こる測定値の間でいくつかの計算
    値をうることができ、かつ、前記いくつかの計算値は前
    記測定値の補間によって計算することができる装置を有
    することを特徴とするドップラ流速計。
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