JPH04223273A - パルスドップラー装置における多義性回避方法および装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、パルスドップラー装置
における多義性を回避するための方法であって、・周期
的にパルス反復時間で送信パルスが、動かされる粒子を
有する領域に送られ、・この領域からの受信されたエコ
ー信号がそれらの直交成分に分解され、・エコー信号の
１つの直交成分から自己相関関数が、また両直交成分か
ら相互相関関数がパルス反復時間だけのシフトの位置に
おいて形成され、・相関関数値からパルス反復時間だけ
のシフトの位置において多義性の平均ドップラー角周波
数が、動かされる粒子の平均速度に対する尺度として決
定される方法に関するものである。

【０００２】本発明は同じく、冒頭に記載した種類の方
法を実施するためのパルスドップラー装置であって、・
周期的にパルス反復時間で送信パルスを、動かされる粒
子を有する領域に送る送信器と、・この領域からの受信
されたエコー信号をそれらの直交成分に分解する復調器
を有する受信器と、・復調器と接続されており、また直
交成分を、直交成分がパルス包絡線のスペクトルのみを
含んでおり、従って送信周波数およびそのより高い高調
波が抑制されているようにようにフィルタする２つの低
域通過フィルタと、・低域通過フィルタと接続されてお
り、低域通過フィルタされた直交成分をディジタル化す
る２つのアナログ‐ディジタル変換器と、・アナログ‐
ディジタル変換器と接続されており、ディジタル化され
た直交成分を固定目標エコーから解放する２つのフィル
タと、・低域通過フィルタと接続されており、フィルタ
の出力信号の信号断片を並列のドップラー評価回路に分
配する２つの範囲ゲートとを含んでおり、その際に信号
断片が、動かされる粒子を有する領域内の信号到来領域
に相応する装置に関するものである。

【０００３】

【従来の技術】パルスドップラー装置では、平均周波数
または速度の多義性が回避されるべきであれば、ドップ
ラー周波数シフトはパルス反復周波数の半分よりも大き
くてはならない。このことは特に心臓運動学での実際上
必要な測定範囲に直面してパルスドップラー技術の最初
に考えるべき問題である。心臓内に生理学的に生ずる高
い流れ速度は低い流れ速度から区別され得ない。このこ
とは、流れが身体内に深く位置するほど、甚だしい。

【０００４】狭いドップラースペクトルおよび同時に存
在するただ１つの流れ方向では、米国特許第　４，６８
０，７３９号明細書により、時間と共に平均周波数の連
続的な経過に対する条件が利用しつくされる範囲がさら
に拡張され得る。しかしながら、このことは初期値が知
られていることを前提とする。

【０００５】平均ドップラー周波数および帯域幅が相い
続くエコーの相関関数から決定される冒頭に記載した種
類の方法は米国特許第　４，８００，８９１号明細書か
ら公知である。そこで使用される逆正接関数は既に±９
０°からパルス反復時間の１／４に相応して多義性であ
る。分子および分母符号からの商の符号の生成のなかに
位置する情報を利用すると、一義性が±１８０°まで拡
張され得る。

【０００６】平均流れ速度を決定するための他の方法は
超音波イメージング８、第７３〜８５頁（１９８６）の
“相互相関によるパルス‐ドップラー‐超音波および血
液速度推定の時間領域定式化”（Ｔｉｍｅ　Ｄｏｍａｉ
ｎ　Ｆｏｒｍｕｌａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｐｕｌｓｅ−Ｄｏ
ｐｐｌｅｒ　Ｕｌｔｒａｓｏｕｎｄ　ａｎｄ　Ｂｌｏｏ
ｄ　Ｖｅｌｏｃｉｔｙ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｂｙ　
Ｃｒｏｓｓ　Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）という題目のＯ
．Ｂｏｎｎｅｆｏｕｓ　およびＰ．Ｐｅｓｑｕｅの論文
に示されている。そこでは、相い続く後続の送信パルス
の復調されないエコー信号の時間シフトが相関関数の評
価により決定され、またそれから直接に流れ速度が推定
される。しかしドップラースペクトルは得られない。狭
いドップラースペクトルを前提として、音波方向の平均
速度成分、従ってまたスペクトルの平均周波数が、確か
に精度は低いが、範囲制限なしに、すなわち一義的に決
定され得る。しかし、スペクトルの帯域幅または流れの
一層広範囲の特性が決定されるべきであれば、時間測定
量の高い精度および長い測定時間が前提とされる。従っ
て、実現可能な送信パルス長さおよび通過時間測定にお
ける流れの解析は実際上の困難に突き当たる。さらに、
相関関数の形成は復調されない高周波のエコー信号のデ
ィジタル化を必要とし、これは高いダイナミックス要求
のために同時に正規する固定目標エコーにより実現に困
難を伴う。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の課題
は、動かされる粒子のドップラー周波数シフトを簡単か
つ正確に決定し得る方法および装置を提供することであ
る。

【０００８】この課題は、方法に関しては、追加的に相
関関数がパルス反復時間の近傍で形成され、その際に近
傍が少なくとも、測定すべき最大速度を有する粒子によ
りあとにされる行程を通過するためにパルスが必要とす
る２倍にされたパルス通過時間により制限されており、
１つまたは両方の相関関数の極大のシフトがパルス反復
時間に関して決定され、極大のシフトから平均ドップラ
ー周波数に対する周波数範囲が決定され、また極大のシ
フトにより予め定められている周波数範囲のなかに位置
する、多義性の平均ドップラー周波数の値が選択され、
また別の信号処理装置に供給されることにより解決され
る。

【０００９】前記課題は、装置に関しては、ａ）各ドッ
プラー評価回路がパルス反復時間だけのシフトの近傍で
の自己相関関数および相互相関関数を決定する２つの相
関器を含んでおり、その際に近傍が少なくとも、測定す
べき最大速度を有する粒子によりあとにされる行程を通
過するためにパルスが必要とする２倍にされたパルス通
過時間により制限されており、ｂ）相関器がそれぞれ、
複数の送信パルスの相関関数を平均する平均値形成器と
接続されており、ｃ）平均値形成器がそれぞれ、平均化
された相関関数からパルス反復時間だけのシフトの位置
における値を選択する選択回路と接続されており、 ｄ）パルス反復時間にくらべて１つまたは両方の相関関
数の極大のシフトを決定するシフト決定回路が平均値形
成器と接続されており、また ｅ）範囲決定回路が、極大のシフトから、選択回路の信
号から決定された多数の可能な平均ドップラー角周波数
の値の１つの値が位置している範囲を決定するシフト決
定回路と接続されており、その際にこうして決定された
値が別の信号処理装置に供給されることにより解決され
る。

【００１０】相関関数の極大の時間シフトの測定は、パ
ルスドップラー技術の多義性を除くため、従来の技術に
くらべて減ぜられた、時間検出への精度要求において使
用される。同時に、スペクトルの評価は可能にとどまり
、従ってＯ．Ｂｏｎｎｅｆｏｕｓ　およびＰ．Ｐｅｓｑ
ｕｅによる時間シフト測定からの直接的平均周波数決定
の際のように情報は放棄されなくてよい。精度はこれま
での水準にとどまる。相関関数の極大のシフトの追加的
な決定への精度要求は公知の技術との組み合わせにより
実現可能な度合に減ぜられている。

【００１１】本発明の有利な実施例は、関数値がパルス
反復時間だけのシフトの位置において最大である相関関
数の極大のシフトが決定されることを特徴とする。それ
により、常に十分に高い信号レベルが処理されることが
保証されている。相関関数の振幅が測定すべき媒体の速
度に関係して変動するので、時間シフトの決定の精度が
高められている。

【００１２】本発明の別の有利な実施例は、極大のシフ
トが両相関関数の絶対値の和から決定されることを特徴
とする。この対策により、精度が時間シフトの決定の際
の振幅最大の相関関数なしに選択される。

【００１３】本発明の特に有利な実施例は、エコー信号
が、個々の送信パルスのエコー信号のスペクトルが本質
的に保たれたままであるように広帯域でそれらの直交成
分に分解されることを特徴とする。それにより、復調さ
れた信号を高いダイナミックス（ビット深さ）を有する
比較的遅いアナログ‐ディジタル変換器により十分に正
確にディジタル化することが可能である。

【００１４】本発明の別の有利な実施例は、ディジタル
化された直交成分が固定目標エコーから解放されること
を特徴とする。エコーの抑制はディジタルに良好に実現
され得る。後続の信号処理回路のダイナミックスに固定
目標エコーの除去後によりわずかな要求が課せられる。

【００１５】本発明の１つの別の実施例は、固定目標エ
コーから解放された直交成分が複数個の時間的に相前後
して位置する信号断片に分割され、その際に信号断片の
数が信号到来領域の数に相応しており、また個々の信号
断片が並列チャネルのなかで爾後処理されることを特徴
とする。それにより、走査方向に沿う速度分布を決定す
ることが可能である。１つの走査方向に沿う速度分布は
１つの断層面のなかの流れ分布の表示の基礎である。

【００１６】

【実施例】以下、１６の図面により本発明の２つの実施
例を説明する。図１には、検査対象の断層内の速度分布
を表示し得る医学パルスドップラー撮影装置のブロック
回路図が示されている（フローイメージング）。局部発
振器２は角周波数Ωで余弦信号を供給し、それからゲー
ト４がたとえば２００ｍｓの反復時間Ｔｒで周期的に少
数の振動周期の短い送信パルスを切り出す。反復時間Ｔ
ｒは図１中にブロック５により示されている。変換器６
は電気的送信パルスを、予め定められた方向に放射され
る超音波パルスに変換する。変換器６は個別の超音波変
換器であってもよいし、直列に接続されている要素変換
器を有する超音波変換器アレイであってもよい。

【００１７】各送出の後に変換器６は境界面およびたと
えば血流のなかの動かされる粒子８から反射された超音
波信号を受信し、またそれらを電気的信号に変換する。 これらのエコー信号はそれぞれ２つのミクサ１０および
１２に供給される。エコー信号はミクサ１０のなかで局
部発振器２の余弦信号を、またミクサ１２のなかでエコ
ー信号は局部発振器２の正弦信号を広帯域に乗算される
。ミクサ１０および１２の出力端は２つの復調低域通過
フィルタ１４または１６と接続されている。復調低域通
過フィルタ１４の出力端にはエコー信号の複素包絡曲線
の同相成分ｉ′が、また復調低域通過フィルタ１６の出
力端にはその直交成分ｑ′が得られる。復調低域通過フ
ィルタはパルス包絡線のスペクトルを通過させ得るが、
送信周波数およびそのより高い高調波を抑制する。 それらは同時に後続のアナログ‐ディジタル変換に対す
るアンチ‐エイリアス‐フィルタ（Ａｕｔｉ−Ａｌｉａ
ｓｉｎｇ−Ｆｉｌｔｅｒ）をなしている。

【００１８】両直交成分ｉ′およびｑ′はここからディ
ジタルに爾後処理される。そのためにそれらはそれぞれ
アナログ‐ディジタル変換器１８または２０に供給され
る。直交成分ｉ′およびｑ′はここで６ＭＨｚで１２ビ
ット値の出力信号にディジタル化される。アナログ‐デ
ィジタル変換器１８または２０のディジタル出力端はそ
れぞれディジタルくし形フィルタ２２または２４の１つ
の入力端と接続されている。くし形フィルタ２２および
２４はパルス反復周波数１／Ｔｒの間隔で遮断位置を含
んでいる。このようなフィルタは、最も簡単な場合には
２つの相い続く送信パルスのエコー信号が互いに差し引
かれることによって、ディジタルに比較的簡単に実現さ
れ得る（定常的キャンセラー）。変化信号のみが残留す
る。しかしながら経験によれば、より高いグレードのフ
ィルタが必要であり、それによって遅く動かされる境界
面、たとえば血管壁のエコー信号がより鋭く血流の信号
から区別され得る。換言すれば、ディジタル化された直
交成分ｉ′およびｑ′はくし形フィルタ２２または２４
により、動かされない固定目標の信号から浄化され、従
ってくし形フィルタ２２および２４の後には運動目標の
パルス化された直交成分ｉおよびｑのみが生ずる。

【００１９】パルス化されたドップラー信号が情報喪失
なしに低周波数位置に現れた後、同相成分ｉも直交成分
ｑもそれぞれ範囲ゲート２６または２８に供給される。 範囲ゲート２６および２８は特定の深さ位置に相応する
信号断片をそれぞれドップラー評価回路３０に分配する
。こうして、並列に配置されているドップラー評価回路
３０の数は深さ範囲の数に相応する。ドップラー評価回
路３０は深さ範囲Δｚからの直交成分から、この深さ範
囲内の動かされる粒子の平均ドップラー角周波数を、た
とえばｉ１およびｑ１では平均ドップラー角周波数ω１
を決定する。

【００２０】図１には信号断片が第１の深さ位置に対し
てはｉ１およびｑ１で、第２の深さ位置に対してはｉ２
およびｑ２で、また第３の深さ位置に対してはｉ３およ
びｑ３で示されている。それに別の深さ範囲が続いてい
るが、ここには、図面を見易くするため、３つのドップ
ラー評価回路３０のみが示されている。信号到来領域の
深さ位置は知られている音速に基づいて遅れΔｚおよび
範囲ゲート２６および２８の開き時間τΔＺ　により決
定されており、このことはブロック３２により示されて
いる。ドップラー評価回路３０の出力端における平均ド
ップラー角周波数ω１、ω２…に対する値はいま深さ位
置に相応してビデオ信号回路３４のなかで、画像スクリ
ーン３６上に断層面のなかの流れ図として表示され得る
ように処理される。

【００２１】図２には第１のドップラー評価回路３０が
詳細に示されている。信号処理はすべての深さ範囲に対
して同一であるから、深さ範囲対応付けの記入はここに
は省略されている。１つの深さ範囲に相応する同相成分
ｉは相関器３８に供給される。相関器３８はパルス反復
時間Ｔｒの近傍、たとえば送信周波数の１．５倍のパル
ス継続時間、すなわちＴｒ±１．５Ｔのなかの２つの相
い続く送信パルスのエコー信号の同相成分ｉの自己相関
関数Ｋｉｉ（Ｔｒ＋ｔ）を形成する。相関関数を形成す
るための近傍は少なくとも、測定すべき最大速度に相応
する速度を有する粒子によりあとにされる行程を通過す
るためにパルスが必要とするパルス通過時間の２倍によ
り制限されている。

【００２２】さらに信号到来領域の同相成分ｉおよび直
交成分ｑは別の相関器４０に供給される。相関器４０は
パルス反復時間の近傍のなかの第２の相い続く送信パル
スのエコー信号の同相成分ｉおよび直交成分ｑの相互相
関関数Ｋｉｑ（Ｔｒ＋ｔ）を形成する。近傍はここで自
己相関関数の近傍と全く同様に定められている。

【００２３】相関器３８および４０の出力端はそれぞれ
１つの平均値形成器４２または４４と接続されている。 平均値形成器４２および４４は５ないし１０の相い続く
送信パルスの相関関数を平均する。

【００２４】平均値形成器４２および４４は加算器とし
て構成されている。しかし、ここでは和は平均化のため
に利用される値の数により分割されない。それらの出力
端はそれぞれ選択回路４６または４８と接続されている
。選択回路４６および４８はそれぞれ近傍範囲の相関関
数ＫｉｉまたはＫｉｑからパルス反復時間Ｔｒの位置に
おける値を選択する。両方の選択された値は除算器５０
に供給される。除算器５０は相互相関関数Ｋｉｑ（Ｔｒ
）および自己相関関数Ｋｉｉ（Ｔｒ）からの商を形成す
る。除算器５０の出力端は逆正接関数回路５４の１つの
入力端５２と接続されている。それによって逆正接関数
回路５４により平均ドップラー角周波数ω´のすべての
可能な値がパルス反復時間Ｔｒを乗算されて決定されて
いる。

【００２５】ドップラー周波数シフトのうち測定場所に
対して実際に有効な値の選択は以下に説明される部分回
路のなかで行われる。

【００２６】平均値形成器４２および４４の平均された
相関関数値ＫｉｉおよびＫｉｑは、切換スイッチ５６を
含んでいるシフト決定回路に供給される。切換スイッチ
５６は除算器５０からの商に関係して、それぞれより大
きい値を有する相関関数から極大のシフトが決定される
ように制御される。商が１よりも大きいならば、すなわ
ち相互相関関数Ｋｉｑが自己相関関数Ｋｉｉよりも大き
いならば、相互相関関数Ｋｉｑがその極大の位置につい
て検査される。他方において、商が１よりも小さいなら
ば、自己相関関数がその極大の位置について検査される
。切換スイッチ５６は相応に選択された値を極大決定回
路５８に伝達する。極大のシフトは、選択された相関関
数ＫｉｉまたはＫｉｑのすべての走査値のディジタル計
算機による比較により関数の極大が探し出され、またそ
れに付属の時間シフトがパルス反復時間Ｔｒにくらべて
決定されることによって見い出され得る。すべての走査
値のもとで極大を体系的に探索する代わりに、関数の微
分の零位置も探し出され得る。その際に極小は排除すべ
きである。積分方法として測定誤差を補償し得る別の可
能性は“重心式”として知られている。それによれば極
大の時間シフトΔｔは

【００２７】

【数１】

【００２８】から生ずる。それはすべての曲線経過を考
慮する。しかしながら、相関関数が求められる範囲ＴＢ
は重心式の応用の際に上記の他の方法の場合よりも大き
く選定されなければならない。

【００２９】相関関数ＫｉｉまたはＫｉｑの極大のシフ
トΔｔから送信周波数Ｔの周期に関する相対的シフトが
除算器６０のなかで形成される。除算器６０のなかで形
成されたこの尺度数ｋは下記の表に従って、これまで多
義性に決定されたドップラー角周波数ω´に対する範囲
Ｂｎを示す。

【００３０】

【表１】

【００３１】ドップラー角周波数ωはパルス反復時間Ｔ
ｒによる逆正接値の除算から生ずる。

【００３２】図３に示されているドップラー評価回路３
０は、図２中の切換スイッチが加算回路６２により置換
されている点で、図２に示されているドップラー評価回
路３０と相違している。加算回路６２には平均値形成器
４２からの自己相関関数Ｋｉｉ（Ｔｒ＋ｔ）も平均値形
成器４４からの相互相関関数Ｋｉｑ（Ｔｒ＋ｔ）も供給
される。両相関関数Ｋｉｉ（Ｔｒ＋ｔ）およびＫｉｑ（
Ｔｒ＋ｔ）の和はいま極大決定回路５８に時間シフトΔ
ｔの決定のために供給される。加算回路の使用は、相関
関数Ｋｉｉ（Ｔｒ＋ｔ）およびＫｉｑ（Ｔｒ＋ｔ）のど
の値がパルス反復時間Ｔｒだけのシフトの位置において
最大であるかの質問を回避する。それによって図３によ
るドップラー評価回路３０のなかでは図２によるドップ
ラー評価回路３０のなかで必要な、除算器５０の出力端
から切換スイッチ５６の制御入力端への接続が省略され
る。

【００３３】この技術は、高速のドップラー撮影法に対
して測定時間に起因する誤差に基づき、最小１６の分解
セルに対してのみ共通に応用され得る。すなわち、平均
値に対するただ１つの一義的な表出が約１ｃｍ２　の像
領域のなかの平均値に対して得られる。この像領域のな
かで、測定値差異が多義性範囲よりも大きくないという
前提のもとに、すべての多義性範囲に対して通常のよう
に得られた値から平均値を形成し、また平均値を前記の
ように、すなわち尺度数ｋに対するアーグメントの差が
最小になるように取り扱うことができる。

【００３４】以下、信号経過により図１ないし図３によ
る回路の機能を説明する。

【００３５】図４にはエコー信号Ｅ１およびＥ２が２つ
の相い続く送信パルスＳ１およびＳ２へのリアクション
として示されている。送信信号はパルス反復時間Ｔｒの
間隔での正弦振動の１つの周期から成っている。

【００３６】図４中の３つのレフレクターＰ１、Ｐ２、
Ｐ３は音波方向に速度成分を有するフローストリングの
多数の血液粒子を代表している。それらのエコー信号は
実際には互いに重畳し、またこの重畳は、粒子が連続的
に信号到来領域を去り、また他の粒子が互いに新たな位
置に入るので、時間と共に変化する。ここに示されてい
る３つの信号は理解が容易になるという理由から分離さ
れて可視的にとどまっている。それらは、生理学的に生
ずる速度および実際に使用されるパルス反復時間Ｔｒに
おいて検出される圧倒的多数の粒子のように、それらの
対応付けを変化しない。粒子Ｐ１、Ｐ２およびＰ３の間
隔は、送信周波数に対して相い異なる位相が生ずるよう
に選ばれている。時間と共に生ずる粒子交代は示されて
いない。

【００３７】第１の送信パルスＳ１への変換器に最も近
い粒子Ｐ１のエコーＥ１が第１の送信パルスＳ１後の時
間τの後に開始すると、音波方向の運動のために、第２
の送信パルスＳ２へのリアクションとして同じ粒子Ｐ１
の第２のエコーＥ２が第２の送信パルスＳ２後の時間τ
＋Δｔの後に変換器に到達する。同じシフトが他の点レ
フレクターＰ２およびＰ３の信号に対して当てはまる。 図５には第１のエコーＥ１がパルス反復時間Ｔｒだけシ
フトされて図４中の第２のエコーＥ２の下に示されてい
る。第２のエコーＥ２とこうしてシフトされた第１のエ
コーＥ１との相関を形成し、また相関の形成の際に同じ
粒子から出発する信号のパワ成分のみを考慮すると、す
なわち相互パワを考慮しないと、図６による相関関数が
得られる。それは形状に関して送信信号Ｓ１またはＳ２
の自己相関関数を示しているが、それはもちろんΔｔだ
け時間シフトされている。

【００３８】相い異なる粒子の信号の間に生ずる相関中
のパワ成分、すなわち相互パワの無視は下記の理由で行
われる。長い時間、理論的には無限に長い時間にわたり
この形式の相関を考察すると、これまでに考慮されたパ
ワ成分は常に等しい相関関数に通じ、また加わり合う。 しかし相互パワは、粒子の空間的対応付けが長期間に変
化し得るので、統計的に変動するシフトのなかに生ずる
相関成分に通ずる。関数の正の成分は負の成分により再
び消去される。すなわち、２つのエコー信号の代わりに
多くのエコー信号を到来を待ち、また時間シフトＴｒの
範囲内で相関をとると、図６に示されている曲線が得ら
れる。相互パワ成分の相互補償のために、ただ２つの信
号から形成された多くの相関関数の平均化の際と同じ結
果が得られる。このことは、相関は和の積が被積分関数
中の積の和に等しい積分であるので、直接的に理解しや
すい。すなわち図６による曲線は示されている個別の場
合に対して厳密に当てはまらずに、多くのエコー列の相
関の限界値に対してのみ当てはまる。

【００３９】後続の図７ないし１６に示されている信号
では、簡単化の理由から、図１中のくし形フィルタ２２
および２４の低域通過フィルタ１４および１６の機能は
考慮されていない。図１中の受信ゲート２６および２８
の機能は、パルス化された発振器信号が図７および８に
示されている発振器信号と結び付けられる。発振器信号
のパルス長さはτ２　からτＺ　＋τΔＺ　まで広がっ
ている。図７には図１中に示されている発振器２の正弦
状の発振器信号が、また図８にはその余弦波状の発振器
信号が示されている。

【００４０】エコー信号Ｅ１およびＥ２と図７による正
弦波状の発振器信号とのフィルタされない混合積は図９
に示されている。それは参照符号ｑ″を付されており、
また図１中に示されているミクサ１２の出力信号である
。

【００４１】エコー信号Ｅ１およびＥ２と余弦波状の発
振器信号とのフィルタされない混合積は図１０中に示さ
れている。それは参照符号ｉ″を付されており、また図
１中に示されているミクサ１０の出力端に生ずる。

【００４２】第１のエコー信号Ｅ１のパルス反復時間Ｔ
ｒだけシフトされた混合積分器ｑ″およびｉ″は図１１
または図１２中に示されている。

【００４３】図１３ないし１６には、無限に長い観察時
間（平均化、相互パワ成分が零にセットされる）の限界
的な場合に対して、パルス反復時間Ｔｒの近傍のなかの
２つの相い続くエコー信号のフィルタされない直交成分
ｉ″およびｑ″の種々の相関関数が示されている。

【００４４】図１３には２つの相い続く送信パルスＳ１
およびＳ２のエコー信号Ｅ１およびＥ２の直交成分ｑ″
の自己相関関数Ｋｑｑが、また図１４にはそれらの同相
成分ｉ″の自己相関関数Ｋｉｉが示されている。

【００４５】送信振動の高調波が抑制されなかったので
、波状の自己相関関数ＫｑｑおよびＫｉｉが生ずる。 図１中の低域通過フィルタ１４および１６の考慮により
ここに零が生じた。それは＋９０°または−９０°の逆
正接の値および無限大またはマイナス無限大の逆正接の
アーグメントに相応する。

【００４６】図１５にはエコー信号Ｅ１およびＥ２の直
交成分ｑ″の相互相関関数Ｋｉｑが、図１６には同相成
分ｉ″の相互相関関数Ｋｉｑが示されている。

【００４７】交互の相関Ｋｑｑ、Ｋｉｉ、Ｋｑｉまたは
Ｋｉｑのなかの速度に関係して三角関数が直接的相関の
結果の包絡線として見い出される。図１３ないし１６を
基礎とする点レフレクターの速度において相関関数Ｋｑ
ｉおよびＫｉｑのなかの包絡線の三角関数が見い出され
る。同じ包絡線を送信信号の自己相関関数が生ずる。こ
こでは図１５または１６による相互相関関数Ｋｑｉまた
はＫｉｑのなかの極大のシフトは、２つの送信パルスＳ
１とＳ２との間の動かされる粒子のあとにされた行程に
対する尺度、従ってまた考察される粒子の平均速度に対
する尺度である。

【００４８】ここでは、しかし、他の仕方で平均された
流れ速度が位置する範囲のみが復調された信号の相関か
ら時間シフトΔｔにより決定されるべきである。時間シ
フトΔｔと動かされる粒子の平均速度との間には、ｖ＝
（ｃ／２）・（Δｔ／Ｔｒ） という関係がある。ここでｃは音波速度である。それに
よって、従来の技術で決定された速度値が位置しなけれ
ばならない範囲が一義的に決定されている。

【００４９】二義性はこうして測定精度へのより高い要
求なしに除かれている。たとえば第１の多義性が、Ｔ＝
２８６ｎｓの送信周波数周期に相応する３．５ＭＨｚの
送信周波数において約７０ｎｓの時間シフトΔｔにおい
て生ずる。すなわち、相関関数が、３３ｎｓの走査周期
に相応して、３０ＭＨｚの走査速度で形成されると、そ
れは速度範囲の認識のために十分であり、また技術的に
実施可能である。ｋ＝−１／２まで一義性を利用すると
、１５ＭＨｚで走査され得る。

【００５０】復調された信号からの時間シフトの測定は
良好に既存のドップラー技術に適合する。通常のように
従来のドップラー技術で６ＭＨｚでディジタル化され、
従って時間シフトΔｔの決定のために走査周波数が単に
２倍にされればよい。ディジタル化のためのインタフェ
ースはそのままとどめられ得る。他の可能性は、既に存
在する走査から内挿値が形成され、また処理されること
にある。内挿法は下記の利点をも有する：低周波の信号
が図１中のディジタルくし形フィルタ２２および２４に
よる固定目標抑制の前に高いダイナミックスを有する。 それはディジタル化の際に図１中のアナログ‐ディジタ
ル変換器１８、２０の大きい“ビット深さ”を必要とす
る。このことはたとえば６ＭＨｚの“遅い”アナログ‐
ディジタル変換器により、たとえば１５ＭＨｚの“速い
”アナログ‐ディジタル変換器による場合よりも容易に
実現される。

【００５１】上記の方法の誤差考察が証明するように、
ドップラー撮影システムでは測定範囲は多くの分解セル
に対してのみ共通に形成され得る。なぜならば、こうし
てのみ必要な測定時間が達成されるからである。内科医
学に応用されるような１ビームのマルチゲートドップラ
ーはこの制約は当てはまらない。すなわち、上記のよう
に、実際に時間シフトΔｔがたとえば送信周期の６倍で
ある相関関数の幅にくらべて非常に小さいので、相い異
なる速度の２つのフローストリングの検査は困難を伴う
。それは低い速度分解能を意味する。このことは、たと
えば渦流のなかで信号到来領域が大きいほど早く生ずる
反対方向の流れ速度の場合に対しても当てはまる。ｔ＝
０に鏡像化された側での相関関数の“副極大”が強さに
応じて極大位置決定の不安定に通じ得る。すなわち、本
方法は好ましくは、強く相い異なる速度を検出する確率
が小さいような小さい信号到来領域において使用可能で
ある。

【００５２】それにもかかわらず、相応に長い測定時間
の際には、すなわち１ビームドップラーに対して、また
時間測定の高い精度の際には、相関関数の広がりを検出
することは有意義に思われる。多くの相い異なる速度が
同時に検出されるならば、図１３ないし１６による相関
関数の包絡線の広がりが期待される。広がりは流れの渦
生成に対する尺度として解釈され得るし、また１／２よ
りも大きい範囲ｋに対する、すなわち多義性の範囲内の
ドップラースペクトルの分散の測定を置換または補足し
得る。相関関数自体が現され、もしくは広がりに対する
尺度数が形成される。広がりσの測定は下記の式に従っ
て行われ得る。

【００５３】

【数２】

【００５４】ここでσＯ　は送信パルスの自己相関関数
の包絡線の“分散”である。これらの式は形式上、ドッ
プラースペクトルの評価のための式に相応する。この測
定規則は切換スイッチ６０により選択された関数に対し
ても加算回路６２から供給された両関数の和に対しても
応用され得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】医学パルスドップラー撮影装置のブロック回路
図。

【図２】評価のために予定されている相関関数を選択す
るための切換スイッチを有する第１のドップラー評価回
路のブロック回路図。

【図３】自己相関関数および相互相関関数の和を評価の
ために供給する加算回路を有する第２のドップラー評価
回路のブロック回路図。

【図４】２つの相い続く理想化されたエコー信号のタイ
ムダイアグラム。

【図５】パルス反復時間だけシフトされたエコー信号の
タイムダイアグラム。

【図６】２つの相い続く送信パルスのエコー信号の相関
関数。

【図７】エコー信号の復調のための正弦波状発振器信号
のタイムダイアグラム。

【図８】エコー信号の復調のための余弦波状発振器信号
のタイムダイアグラム。

【図９】正弦波状発振器信号と混合されたエコー信号（
エコー信号の直交成分）のタイムダイアグラム。

【図１０】余弦状発振器信号と混合されたエコー信号（
エコー信号の同相成分）のタイムダイアグラム。

【図１１】第１の送信パルスのエコー信号の、パルス反
復時間だけシフトされた直交成分のタイムダイアグラム
。

【図１２】第１の送信パルスのエコー信号の、パルス反
復時間だけシフトされた同相成分のタイムダイアグラム
。

【図１３】フィルタされない直交成分の自己相関関数。

【図１４】フィルタされない同相成分の自己相関関数。

【図１５】パルス反復時間だけシフトされたフィルタさ
れない直交成分と、シフトされないフィルタされない同
相成分との相互相関関数。

【図１６】パルス反復時間だけシフトされたフィルタさ
れない同相成分と、シフトされないフィルタされない直
交成分との相互相関関数。

【符号の説明】

２　　　　　　　　　　局部発振器 ４　　　　　　　　　　ゲート ５　　　　　　　　　　反復時間Ｔｒ ６　　　　　　　　　　変換器 ８　　　　　　　　　　動かされる粒子１０、１２　　
ミクサ １４、１６　　復調低域通過フィルタ １８、２０　　アナログ‐ディジタル変換器２２、２４
　　ディジタルくし形フィルタ２６、２８　　範囲ゲー
ト ３０　　　　　　　　ドップラー評価回路３２　　　　
　　　　遅延時間および開放時間３４　　　　　　　　
ビデオ信号回路 ３６　　　　　　　　画像スクリーン ３８、４０　　相関器 ４２、４４　　平均値形成器 ４６、４８　　選択回路 ５０　　　　　　　　除算器 ５２　　　　　　　　入力端 ５４　　　　　　　　逆正接関数回路 ５５　　　　　　　　シフト決定回路 ５６　　　　　　　　切換スイッチ ５８　　　　　　　　極大決定回路 ６０　　　　　　　　尺度数形成器 ６１　　　　　　　　範囲決定回路 ６２　　　　　　　　加算回路

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　パルスドップラー装置における多義性
   を回避するための方法であって、周期的にパルス反復時
   間（Ｔｒ）で送信パルスが、動かされる粒子を有する領
   域に送られ、この領域からの受信されたエコー信号がそ
   れらの直交成分（同相成分ｉおよび直交成分ｑ）に分解
   され、エコー信号の１つの直交成分（たとえば同相成分
   ｉ）から自己相関関数（たとえばＫｉｉ）が、また両直
   交成分（同相成分ｉおよび直交成分ｑ）から相互相関関
   数（たとえばＫｉｑ）がパルス反復時間（Ｔｒ）だけの
   シフトの位置において形成され、相関関数値からパルス
   反復時間（Ｔｒ）だけのシフトの位置において多義性の
   平均ドップラー角周波数が、動かされる粒子の平均速度
   に対する尺度として決定される方法において、追加的に
   相関関数がパルス反復時間（Ｔｒ）の近傍で形成され、
   その際に近傍が少なくとも、測定すべき最大速度を有す
   る粒子によりあとにされる行程を通過するためにパルス
   が必要とする２倍にされたパルス通過時間により制限さ
   れており、１つまたは両方の相関関数の極大のシフト（
   Δｔ）がパルス反復時間（Ｔｒ）に関して決定され、極
   大のシフト（Δｔ）から平均ドップラー周波数に対する
   周波数範囲が決定され、また極大のシフト（Δｔ）によ
   り予め定められている周波数範囲のなかに位置する、多
   義性の平均ドップラー周波数の値が選択され、また別の
   信号処理装置に供給されることを特徴とするパルスドッ
   プラー装置における多義性回避方法。
2. 【請求項２】　　関数値がパルス反復時間（Ｔｒ）だけ
   のシフトの位置において最大である相関関数の極大のシ
   フト（Δｔ）が決定されることを特徴とする請求項１記
   載の方法。
3. 【請求項３】　　極大のシフト（Δｔ）が両相関関数の
   絶対値の和から決定されることを特徴とする請求項１記
   載の方法。
4. 【請求項４】　　エコー信号が、個々の送信パルスのエ
   コー信号のスペクトルが本質的に保たれたままであるよ
   うに広帯域でそれらの直交成分（同相成分ｉおよび直交
   成分ｑ）に分解されることを特徴とする請求項１ないし
   ３の１つに記載の方法。
5. 【請求項５】　　送信パルスが正弦波状振動の複数の周
   期の断片であることを特徴とする請求項１ないし４の１
   つに記載の方法。
6. 【請求項６】　　広帯域の復調の際、エコー信号と送信
   信号の周波数に等しい周波数を有する正弦波状および余
   弦波状信号との混合の後に直交成分が、パルス包絡線の
   スペクトルのみを含んでおり、従って送信周波数および
   そのより高い高調波が抑制されているように低域通過フ
   ィルタされることを特徴とする請求項５記載の方法。
7. 【請求項７】　　低域通過フィルタされた直交成分がデ
   ィジタル化の後にディジタルに爾後処理されることを特
   徴とする請求項６記載の方法。
8. 【請求項８】　　ディジタル化された直交成分が固定目
   標エコーから解放されることを特徴とする請求項７記載
   の方法。
9. 【請求項９】　　固定目標エコーから解放された直交成
   分が複数個の時間的に相前後して位置する信号断片に分
   割され、その際に信号断片の数が信号到来領域の数に相
   応しており、また個々の信号断片が並列チャネルのなか
   で爾後処理されることを特徴とする請求項８記載の方法
   。
10. 【請求項１０】　　送信パルスが超音波パルスであるこ
    とを特徴とする請求項１ないし９の１つに記載の方法。
11. 【請求項１１】　　請求項１ないし１０の１つによる方
    法を実施するためのパルスドップラー装置であって、周
    期的にパルス反復時間（Ｔｒ）で送信パルスを、動かさ
    れる粒子を有する領域に送る送信器（６）と、この領域
    からの受信されたエコー信号をそれらの直交成分（同相
    成分ｉ″および直交成分ｑ″）に分解する復調器（１０
    、１２）を有する受信器（６）と、復調器と接続されて
    おり、また直交成分（ｉ″、ｑ″）を、直交成分がパル
    ス包絡線のスペクトルのみを含んでおり、従って送信周
    波数およびそのより高い高調波が抑制されているように
    ようにフィルタする２つの低域通過フィルタ（１４、１
    ６）と、低域通過フィルタ（１４、１６）と接続されて
    おり、低域通過フィルタされた直交成分（ｉ′、ｑ′）
    をディジタル化する２つのアナログ‐ディジタル変換器
    （１８、２０）と、アナログ‐ディジタル変換器（１８
    、２０）と接続されており、ディジタル化された直交成
    分を固定目標エコーから解放する２つのフィルタ（２２
    、２４）と、低域通過フィルタと接続されており、フィ
    ルタの出力信号の信号断片を並列のドップラー評価回路
    （３０）に分配する２つの範囲ゲート（２６、２８）と
    を含んでおり、その際に信号断片が、動かされる粒子を
    有する領域内の信号到来領域に相応する装置において、
    各ドップラー評価回路がパルス反復時間（Ｔｒ）だけの
    シフトの近傍での自己相関関数（Ｋｉｉ（Ｔｒ＋ｔ））
    および相互相関関数（Ｋｉｑ（Ｔｒ＋ｔ））を決定する
    ２つの相関器（３８、４０）を含んでおり、その際に近
    傍（Ｔｒ＋ｔ）が少なくとも、測定すべき最大速度を有
    する粒子によりあとにされる行程を通過するためにパル
    スが必要とする２倍にされたパルス通過時間により制限
    されており、相関器（３８、４０）がそれぞれ、複数の
    送信パルスの相関関数（Ｋｉｉ（Ｔｒ＋ｔ））または（
    Ｋｉｑ（Ｔｒ＋ｔ））を平均する平均値形成器（４２、
    ４４）と接続されており、平均値形成器（４２、４４）
    がそれぞれ、平均化された相関関数からパルス反復時間
    （Ｔｒ）だけのシフトの位置における値を選択する選択
    回路（４６、４８）と接続されており、パルス反復時間
    （Ｔｒ）にくらべて１つまたは両方の相関関数の極大の
    シフト（Δｔ）を決定するそれぞれ１つのシフト決定回
    路（５５）が平均値形成器（４２、４４）と接続されて
    おり、また範囲決定回路（６１）が、極大のシフト（Δ
    ｔ）から、選択回路（４６、４８）の信号から決定され
    た多数の可能な平均ドップラー角周波数（ω´）の値の
    １つの値が位置している範囲（Ｂｎ）を決定するシフト
    決定回路（５５）と接続されており、その際にこうして
    決定された値が別の信号処理装置に供給されることを特
    徴とするパルスドップラー装置における多義性回避装置
    。
12. 【請求項１２】　　シフト決定回路（５５）が、パルス
    反復時間（Ｔｒ）だけのシフトの位置において最大の値
    を有する相関関数から極大のシフト（Δｔ）を決定する
    切換スイッチ（５６）を含んでいることを特徴とする請
    求項１１記載の装置。
13. 【請求項１３】　　シフト決定回路（５５）が、相関関
    数（Ｋｉｉ（Ｔｒ＋ｔ）、（Ｋｉｑ（Ｔｒ＋ｔ））の和
    を形成する加算回路（６２）を含んでおり、その際に和
    から極大のシフト（Δｔ）が決定されることを特徴とす
    る請求項１１記載の装置。
14. 【請求項１４】　　平均値形成器（４２、４４）が、平
    均すべき相関関数（Ｋｉｉ（Ｔｒ＋ｔ））を加算し、ま
    た和をその後の処理のために出力する加算器から成って
    いることを特徴とする請求項１１ないし１３の１つに記
    載の装置。