JPH0812092B2 - ドップラー測定装置 - Google Patents

ドップラー測定装置

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JPH0812092B2
JPH0812092B2 JP1257627A JP25762789A JPH0812092B2 JP H0812092 B2 JPH0812092 B2 JP H0812092B2 JP 1257627 A JP1257627 A JP 1257627A JP 25762789 A JP25762789 A JP 25762789A JP H0812092 B2 JPH0812092 B2 JP H0812092B2
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Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は超音波を反射する粒子を運ぶ流体の流速を測
定するドツプラー測定装置に関する。
［従来の技術］ これに関する装置が欧州特許出願第0166392号に記載
されている。この装置は、測定範囲を理論的に著しく拡
大することができる。しかしながら、この利点を実際上
有用とするには、この公知の装置の感度を著しく高める
必要がある。
従つて、前記したようなドツプラー測定装置の感度を
高め、すなわち信号／ノイズ比を高め、流速の測定にお
いて比較的弱い有用信号を考慮できるようにすることが
本発明の目的である。
本発明に従つた新しいドツプラー測定装置は、 （ａ） 少くとも２つの隣接する別々の周波数帯域の周
波数スペクトルを有する周期的シーケンスの送信パルス
を所定のパルス繰返しレートで生成する送信機手段と、 （ｂ） 送信機手段に接続されて前記送信パルスを受信
し、それがトランスジユーサ手段を励起して対応する超
音波パルスを生成し、流体、従つて流体により運ばれる
粒子を照射して少なくとも２群の対応するエコー波を発
生し、前記エコー波は超音波トランスジユーサ手段によ
り受信され対応するエコー信号として送出される超音波
トランスジユーサ手段と、 （ｃ） 超音波トランスジユーサ手段に接続され、入力
端、出力端及び超音波トランスジユーサ手段からエコー
信号を受信し別々の各信号処理径路内の隣接する別々の
周波数帯のエコー信号を処理してドツプラー情報を生成
する別々の信号処理径路を有する受信機手段と、 （ｄ） 受信機手段の出力端に接続され受信器手段から
受信するエコー信号を評価して流体の流速を決定する評
価回路手段、 を具備している。
本発明に従つたドツプラー測定装置により感度が著し
く高められる。これは、異なる流速ゾーンを異なるカラ
ーで表示する、カラーフローマツピングにおいて非常に
有利である。感度が高められることにより、例えば、血
管内のフロー状態の精密な細分割、従つて明確な表示が
容易になる。本発明に従つて、より詳細には、送信され
る超音波パルスの大部分のエネルギは各周波数帯に対す
る独立径路にある受信器によりエコー信号が処理される
場合の周波数帯に精密に集中するために感度が高められ
る。
［実施例］ 第１図は超音波を反射する粒子12を運ぶ流体11の流速
を測定するドツプラー測定装置の略ブロツク図である。
流体11は、例えば、血管中を流れる血液とすることがで
きる。このような装置の原理はDE−OS DE−Ａ−２ 40
6 630及び対応するUS−Ａ−３ 914 999に記載されて
いる。この公知の原理に従つて、例えば、管13中を流れ
る流体11はトランスジユーサ14から送出される少くとも
２つの連続超音波パルスにより照射され、反射器からの
エコー、例えば、超音波ビームに沿つた流体内の粒子が
対応するドツプラー周波数偏移を伴つて同じトランスジ
ユーサ14により受信され、第１及び第２の送信パルスの
等走行時間のエコー間の位相差から、エバルエータ18に
よる適切な信号処理により振幅の経時変動が検査する断
面内の流体の速度プロフアイルに対応する出力信号が生
じる。
第１図に示すように、装置は超音波トランスジユーサ
14、送信機15、受信器16、マスタータイミングユニツト
17及びエバルエータ18を具備している。
トランスジユーサ14は所定のパルス繰返レートでトラ
ンスジユーサ14へ供給される対応する送信パルスに応答
して、仮想線17で示す方向に流体11を超音波パルスで流
体を照射する。トランスジユーサ14はまた、流体内の粒
子により反射されるエコー波を受信して、対応するエコ
ー信号を送出する。トランスジユーサ14は、例えば、次
の技術的特性を有する超音波トランスジユーサである。
好ましくは、送信周波数は3.0MHz領域、 セラミツクの共振周波数は3.2MHz、 円型セラミツクの直径は13mm、 セラミツクの曲率半径は120mm、 トランスジユーサと短距離フイールド及び長距離フイ
ールド間境界との間の距離は88mm、 送信機15はトランスジユーサ14に接続され、送信パル
スを発生してトランスジユーサを励起し超音波パルスを
出力する。
トランスジユーサ14にも接続されている受信機16は、
第１及び第２の送信波パルスに応答して、流体内の粒子
により反射される少くとも２群のエコー波に対応するエ
コー信号を処理する。隣接する別々の周波数帯がそれぞ
れ、受信器16内の別々の信号処理径路21,22内で処理さ
れる。
受信機16の出力に接続されている評価回路18は受信機
16から得られるドツプラー情報から流速情報を含む少く
とも一つの出力信号を引き出す。
マスタータイミングユニツト17はドツプラー装置のプ
ログラマブル動作に必要な全ての制御及びタイミング信
号を生成する。従つて、ユニツト17は基本的にはプログ
ラマブルデジタル信号発生器である。タイミングユニツ
ト17の主機能は次のようである。
送信パルスの瞬間及び持続時間を決定することにより
送信機15を制御する。
受信機16の全てのタイミング信号を送出してそこを通
る信号流を制御する。
エバルエータ18のタイミング信号を送出して、そこを
通る信号流を制御する。
本発明に従つて、送信機15はそれが発生する周期的送
信パルスシーケンスの周波数スペクトルが第２図に示す
隣接する別々の周波数帯31,32からなるように考案され
ている。送信パルスはパルス繰返レートPRFで周期的に
送信されるため、送信信号の周波数スペクトルは第２図
に示し且つPRFのグレーチングを有する周波数ライング
レーチングからなつている。第２図からお判りのよう
に、送信信号の周波数スペクトルの形状は大部分の送信
エネルギがこれらの周波数帯内の２つの周波数f1及びf2
の周りに集中するようにされている。
第２図に示される２つの周波数帯は互に非常に接近し
ているので、これらの周波数帯を有する送信波は、同一
のトランシーバにより照射されるのに適する。さらに、
これらの周波数帯が互いに非常に接近しているという事
実によれば、送信される波が組織を通るために生じる減
衰は、２つの周波数帯で実質的に同じである。例えば、
第２図に示す周波数f0、f1、f2は次の値を有する:f0＝
3.2MHz、F1＝2.95MHz、F2＝3.45MHz。
第２図に示すように、本発明に従つて、好ましくは大
部分の送信エネルギは２つの隣接周波数帯33、34内に集
中され、f0は周波数帯間の境界を定め、f1は周波数帯33
の中央周波数であり、f2は周波数帯34の中央周波数であ
る。
周波数f1とf2間の分離は周波数間隔Δｆとして定義さ
れる。f1及びf2はf0に対して対称であるため、f2−f0＝
f0−f1＝Δf/2となる。
第３図は２つの連続送信パルス35,36の例を示す。こ
のようなパルスの送信シーケンスは第２図に従つた送信
スペクトルを有している。各パルス35,36は主として周
波数f0の矩型信号からなり、周期T0のこのような信号の
一つの発振周期は1/f0とされる。送信パルスの持続時間
はTpであり、例えば、6msである。連続送信パルス間の
分離Trは、例えば、250msであり、4KHzのパルス繰返レ
ートに対応する。トランスジユーサに与えられる送信パ
ルスは、例えば、50Vと100V間の電圧を有する。
第３図からお判りのように、各送信パルスは信号がそ
の中心に位相反転の生じる場所37を有するために周期的
矩型信号から逸脱している。このような位相反転は送信
パルスの周期的シーケンスが第２図に示す周波数スペク
トルを有するのに必要である。
第19図及び第20図に本発明に従つた他の２つの送信パ
ルスを示す。第19図の送信パルスは各々が第３図の送信
パルス35パターンを有する３つの送信パルス要素からな
つている。第20図の送信パルスは第３図に示すパルス35
パターンを有する２つの完全な送信パルス要素とこのよ
うな要素の始終端からなつている。
第20図のパルスが含んでいる完全送信パルス要素は３
つよりも少いため、第19図のパルスよりも持続時間が短
い。第20図からお判りのように、送信パルスは送信パル
ス要素の任意所望の側面で開始することができる。
第19図及び第20図の送信パルスは各々が第３図の位相
反転位置37に対応する位相反転位置181〜185を有し、位
相反転位置182,184は２つの信号パルス要素の結合によ
り生じる。実際上、第19図及び第20図の送信パルスはそ
れ自体が連続的で周期的に分布された位相反転位置を有
する信号のタイムセグメンテイングにより生じる。
第21図は第19図及び第20図に示す波形を有する一連の
送信パルスの周波数スペクトルの線図である。図解を簡
単にするために、第２図のような周波数スペクトルを形
成する、周波数線ラスターの包絡線のみを示してある。
各々が一つの送信パルス要素しか含んでいない一連の送
信パルスに対する第２図の送信スペクトルと、各々がい
くつかの要素を含む一連の送信パルスに対する第21図の
周波数スペクトルとを比較すれば、第19図及び第20図に
従つたパルスを使用して、第２図と同じ間隔Δｆの周波
数f1及びf2の周りの比較的狭い周波数帯内に送信超音波
エネルギーを一層強烈に集中させることができる。
第２図と同様に、Δｆはf1とf2間のスペースを示す。
第19図に示すように、位相反転位置の周期−すなわち
類似の位置反転位置間の時間周期−は2/ΔｆのTu,Tuを
有している。これは第20図に従つた送信パルスも加えら
れる。
位相反転位置は第19図及び第20図に示す種類のパルス
の正規の時間間隔Te＝Tu/2で配列しなければならない。
送信信号が持続時間Tpの一連の送信パルス形状であ
り、且つ第19図及び第20図の場合のように、TpがTuより
も遥かに大きい場合には、その中の位相反転位置に対す
る送信パルスの始終位置は重要ではない。
好ましくは、パルス持続時間Tpは位相反転位置周期Tu
よりも大きい。第２図に従つた送信信号のスペクトルを
保証するために、TpはTuよりも大きくなければならな
い。Tuに対してTpが大きい程、送信信号の周波数スペク
トル内の側波帯中心周波数f1及びf2周りの送信エネルギ
の集中が大きくなる。
第４図は第１図に示す送信機15の第１の実施例を示
す。本実施例は主としてデジタルユニツトからなつてい
る。送信機回路はタインミングインターフエイス41、タ
イミングユニツト42、２個のシフトレジスタ43,44及び
出力が第１図のトランスジユーサ14に接続されている電
力増幅器45を含んでいる。第４図の回路は第３図に示す
種類の送信パルスを発生し、送信パルスの送信周期シー
ケンスは第２図の周波数スペクトルを有している。
必要な信号が線39,56,51及びアドレスバス46及びデー
タバス47を介してインターフエイス41へ与えられる。イ
ンターフエイス41は各線48,49を介してレジスタ43,44へ
接続されている。レジスタ43,44の出力はそれぞれ増幅
器45の各入力へ接続されている。ユニツト42は線51〜53
を介して第１図に示すマスタータイミングユニツト17へ
接続されている。ユニツト42はまた線56を介してインタ
ーフエイス41に接続され、且つ線54,55を介して各レジ
スタ43,44に接続されている。
レジスタ43,44は同じ構成であり、対応する接続を有
しているが異なる相補的バイトをロードされる。
第５図は第４図のレジスタ43の線図である。第５図に
示すように、レジスタ４内の４バイト（語）65〜68が対
応するバス61〜64を介してレジスタ43へロードされる。
これらのバイトの内容を第５図のレジスタ43の記憶セル
内に示す。
第４図から判るように、各レジスタ43,44はその出力
から入力への帰還を有している。後記するように、この
特徴は第４図に送信機回路の簡便な動作にとつて重要で
ある。もう一つの重要な点はレジスタ43,44の内容が相
補的であることである、すなわち101010がレジスタ43内
に記憶され010101がレジスタ44内に記憶されることであ
る。
第４図及び第５図の送信機回路の動作を第６図の信号
図を参照として説明する。
インターフエイス41はユニツト42及びレジスタ43,44
をプログラムするのに有効である。このため、インター
フエイス41はそれぞれバス46,47を介してアドレスを
得、且つ線39を介して、第６図の関連するストローブ信
号72を第１図の主システムのデコードされたマイクロプ
ロセツサバスから得る。信号72はレジスタ43,44へのバ
イトのローデイングを開始するタイミング信号である。
レジスタ43,44内のバイトのローデイングのタイミング
をとるために、インターフエイス41は線51,56を介して
さらに信号71を受信する。意図するバイトのローデイン
グは信号71が図示する状態を有する時間期間171でのみ
可能である。意図するバイトのレジスタ43,44へのロー
デイングのタイミングをとるために、信号71に応答して
ユニツト42内にもう一つの信号73が発生され、それぞれ
線54,55を介してレジスタへ与えられる。また、ユニツ
ト42は線52を介してタイミング信号を受信し、ユニツト
42は対応するタイミング信号74を発生しそれは線54,55
を介して各レジスタ43,44へ与えられる。
第６図に示すように、レジスタ43,44へロードする時
間間隔71は時点172及び173間に延在しており、その各時
点において信号71,73の状態変化がある。期間171の後で
レジスタ43,44内にシフトが生じ、シフトは時点174にお
いてタイミング信号74の次の前側面で開始する。このシ
フトにより、レジスタ43,44の出力に各出力信号76,77が
生じる。第４図の電力増幅器45は出力信号76,77間の差
を形成して第３図の所要パターンを有する送信パルス78
を発生する。
第６図に示すように、レジスタ43,44内のシフトイベ
ントは時点174から時点175へ続く時間176中継続する。
期間176の持続時間、従つて、パルス78の持続時間はユ
ニツト42内に存在し且つ時点175においてパルス78の終
りをマークする信号75を変えるカウンタにより決定され
る。信号75は線53を介してユニツト42から第１図のマス
タータイミングユニツト17へ送信される。
レジスタ43,44は第５図にレジスタ43に対して示した
構造を有するシフトレジスタである。第５図に示すよう
に、このような各レジスタは各バイトに対して４×８記
憶セルを有し、インターフエイス41により各々が８ビツ
トを含む４バイトをロードされる。前記したように、次
に32ビツト長サンプル（送信サンプル）が増幅器45の出
力へシフトされる。レジスタ出力はその入力へループバ
ツクされるため、必要なだけシフテイングを継続するこ
とができる。
前記第４図の送信機回路は比較的低廉なデジタルユニ
ツトにより構成され、動作パラメータを比較的容易に変
更して送信パルスの周波数スペクトルを一層柔軟に案出
できるために好ましい。しかしながら、第４図に示す回
路の替りに第７図に示すような送信機回路を使用して送
信パルスを発生することができ、後者の回路は主として
AM変調器と電子スイツチと電力増幅器を具備している。
第７図の送信機回路は次のアナログ機能ユニツトによ
り構成されている。周波数f0のキヤリア信号を発生する
キヤリア周波数発信器81、及び周波数fm＝Δf/2の変調
信号を発生する変調周波数発信器82、ここにfmは本例に
おいて250KHz。第７図の回路は乗算器83、制御可能なゲ
ート回路84及び出力が第１図のトランスジユーサ14に接
続されている電力増幅器85により構成されている発信器
81のキヤリア信号出力には乗算器83において発振器82か
ら生じる変調信号が乗じられて第８図に示す出力信号を
発生する。図から判るように、こうして得られる振幅変
調信号は従来のAM変調によるものである。
この振幅変調信号は線86を介してゲート回路84の入力
へ与えられる。第１図のマスタータイミングユニツト17
により送出されるパルス88は、特定の時間中ゲート回路
84の入力において振幅変調信号をゲートするために線87
を介してゲート回路84の第２の入力へ与えられる。従つ
て、送信パルスが発生し、それは増幅器85において増幅
された後トランスジユーサ14へ与えられる。第７図のパ
ルス88の持続時間が送信パルスの持続時間を決定する。
第８図から判るように、ゲート回路84の入力における
振幅変調波形は周期的な位相反転位置89を有している。
第７図のパルス88と発振器81,82により出力される信号
との間の適切な時間関係により、ゲート回路84の出力に
生じる送信パルスはこのような位相反転位置89を有して
いる（第３図の送信パルスの場合）。これにより、トラ
ンスジユーサへ与えられる送信パルスが第２図に従つた
周波数スペクトル有することが保証される。
次に、第９図〜第15図を参照として、受信機16の原理
を説明し、その後第16図〜第18図を参照として受診機の
実施例を説明する。
流体が超音波パルスにより照射されると、例えば、血
管中に流れる血液の粒子等の、流体とともに移動する構
造がドツプラー効果により受信エコー内に周波数偏移及
び位相偏移を生じる。
公知の原理に従つて、超音波ビームに沿つた任意の位
置に於ける流速Ｖは２つの異なる時点における位相比較
により決定される。このため、エコー信号の位相に関す
る情報がこのような各時点における受信エコー信号から
引き出される。特定位置のエコー信号feは次式で表わす
ことができ、ここでω０は２πf0、ωｄは２πfd、f0は
送信周波数、fdはドツプラー効果により生じるエコー信
号周波数変移である。
fe＝cos（ω０＋ωｄ）ｔ 公知の原理に従つて、エコー信号feは線151を介して
第９図に従つた直角復調段へ与えられる。このような段
は、第９図に示す。２個のアナログ乗算器152,153,2個
の各ローパスフイルタ154,155及び（レーダー技術にお
いて移動目標表示装置として知られる）２個の各定エコ
ーフイルタ156,157の構成を有している。これらのフイ
ルタは復調エコー信号の定エコー成分を抑制する。第９
図に示すように、エコー信号feには乗算器152において cos ω0t信号が乗じられる。その結果、乗算器の出力
に次式で定義される各出力信号Ｉ′及びＱ′が生じる。
Ｉ′＝cosω0t・cos（ω０＋ωｄ）ｔ ＝1/2［cos（２ω０＋ωｄ）ｔ＋cosωdt］ Ｑ′＝−sinω0t・cos（ω０＋ωｄ）ｔ ＝−1/2［sin（２ω０＋ωｄ）ｔ−sinωdt］ 信号Ｉ′及びＱ′をそれぞれフイルタ154、155及び定
エコーフイルタ156,157で濾波した後、第９図の直角復
調段の出力にそれぞれ次の信号Ｉ及びＱが送出される。
Ｉ＝1/2cosωdt and Q＝1/2sin ωdt 超音波ビーム上の特定位置に対してωｄから流速Ｖを
決定するために、少くとも２つの超音波パルスを1/PRF
に等しい時間間隔Tr,Trで送信しなければならず、PRFは
送信超音波パルスのパルス繰返レートである。従つて、
エコー信号から送出される２つ（もしくはそれよりも多
い）の信号対Ii,Qiが第９図の直角復調段により形成さ
れ、パルス繰返レートでサンプルされる特定位置のドツ
プラー信号を表わす。信号対Ii、Qiに基いて、サンプリ
ング毎にの角度だけ回転する複素ベクトルPi＝Ii＋jQ
iを定義することができる。ω＝ｄ/dtであるため、
はωｄに比例する。第10図は複素ベクトルPi及びPi+1、
その位相角及びPiとPi+1との間の位相差を示す。
対の値Ii,Qiを使用して、の計算から複素ベクトルP
iの方向と回転速度を決定することができる。第11図に
示す、第９図の受信システムの位相／周波数特性から判
るように、は−一定の係数を除けば−検出された流速
Ｖの測定値であり、サンプリング定理によつて定まる限
界±Vmax内のその値に対するＶの正しい結果を伝える。
また、対値Ii、Qiの各々を参照として、共役複素ベク
トルＰ＊ ｉ−Ii−jQ1を定義することができる。
次の複素乗算により、もう一つの複素ベクトルＰを定
義することができ、それを第12図に示しその位相偏角
（Ｐ）はベクトルPiとPi+1間の差角である。（第10図参
照）。
Ｐ＝Ｐ＊ ｉ・Pi+1 ＝arg（Ｐ） 第13図に示すように、Ｐの偏角の平均化を次式で示す
和ベクトルPsの形成により行えば、の計算値の精度を
向上することができる。
ここに、Ｐ＊ ｉ＝Ii−jQｉ′ Ｎが増大するとPsが著しく増大するため、信号処理に
Psの替りにＰと同じ偏角を有し次式で定義される標準化
ベクトルＰを使用するのが有利である。
Pnを使用してを見つけ出すことの利点は、個別ベク
トルＰの偏角が平均化され|Pn|が相関に対する測定とな
る−すなわち、無ノイズのドツプラー信号に対しては|P
n|は１となり、相当のノイズが混つたドツプラー信号に
対しては|Pn|＜１となる、ことである。システムノイズ
を充分低く維持できれば、|Pn|はテスト中の流体の乱流
の測定値となる。
第９図の従来の受信システムに対して、測定範囲は次
式で定義されるVmaxの値により決定される。
Vmax＝（PRF）c/4f0cosθ ここで、 PRFは（送信パルスの）パルス繰返レートを示し、f0は
送信周波数を示し、ｃはパルスの伝播速度を示し、θは
ビームと流れの方向との間の角度を示す。
前記測定範囲は一つの送信周波数のみで作動するシス
テムに使用するものである。システムが２つの異なる送
信周波数f1,f2を使用する場合には、第14図に示すよう
に各送信周波数に対して対応する位相／周波数特性１
−Ｖ及び２−Ｖを決定することができ、このような各
周波数に対する測定範囲はVmaxに対して後記する式によ
り定義さる。
第14図に示す２つの位相／周波数特性に対してPRF、
ｃ及びcosθは同じである。そこから明らかなように、
このような特性の比較において、−すなわち、２つの特
性間の差を形成すると−Ｖ＝０に対しては正確にゼロで
Ｖと共に増大する差角Δ＝２−１を定義すること
ができ、増加は＋Ｖに対しては正であり−Ｖに対しては
負となる。極大値Vmaxを越えると、Δは１及び２
よりも遥かに小さくなる。２もしくは１の替りにΔ
が見つかると、前者の角度はVmax1やVmax2よりも遥か
に大きいＶの値において限界値Vmaxに達する。Δの位
相／周波数特性に対して、次式により臨界値が定義され
ることが判る。
Vmax＝（PRF）c/4（f2−f1） この式はf2とf1間の差がゼロに近ずくと限界値Vmaxが
理論上無限大に向うことを示している。実際の構成にお
いて、例えば、一つの送信周波数を使用するシステムの
一つの位相／周波数特性−Ｖに対してVmaxは５倍増大
するのが現実的である。
第15図の位相−周波数特性1,２及びΔの表現か
ら測定範囲のかなりの増大が明白である。範囲をこのよ
うに拡張するには受信機に２つの信号処理径路が必要で
あり、一方の径路は周波数f1の送信パルスに対応するエ
コーを処理し他方の径路は周波数f2の送信径路に対応す
るエコーを処理する。
この種の２チヤネルシステムは本発明に従つて第１図
の受信機16に設けられる。
第16図は第１図に示す受信機16の信号処理径路21,22
の実施例のブロツク図である。
第２図に示すように、送信信号の周波数のスペクトル
はPRFのゲーテイング距離を有する周波数線ゲーテイン
グからなつている。不要な測波帯の抑制は、例えば、12
dBである。
これは４倍に対応する−すなわち、周波数f1及びf2に
おけるエネルギ量はそれぞれf2＋△ｆ及びf1−△ｆにお
けるエネルギ量よりも16倍大きい。
エコー信号の周波数スペクトルは実質的に第２図の送
信信号周波数スペクトルに相関している。従つて、送信
信号スペクトルと同様に、エコー信号周波数スペクトル
は２つの周波数帯31,32間でエネルギワイズに分割され
る。
受信機16において、周波数帯31のエコー信号は径路21に
おいて処理され周波数帯32のエコー信号は径路22におい
て処理される。第１図のトランスジユーサ14のエコー信
号出力は線23を介して径路21,22の共通入力へ与えられ
る。
第16図から判るように、径路21,22は同じ基本構成を
有し、次の回路により構成されている。アナログ乗算器
91,101、ローパスフイルタ92,102、アナログデジタルコ
ンバータ93,103、定エコーフイルタ94,104、側波帯復調
器95,105、積分器及び側波帯分離回路96,106及びコリレ
ータ97,107、コリレータ97,107の出力信号は径路21,22
の出力信号である。第１図及び第16図に示すように、後
者の出力信号はエバルエータ18の対応する入力に与えら
る。次に、それは線19を介して超音波ビームに沿つた速
度プロフアイルに対応するタイミングを有する第１の出
力信号を出力し、エバルエータ18はまた線29を介して測
定流の乱流に関する情報を提供する第２の出力信号を出
力する。
好ましくは、復調器95,105はデジタル信号側波帯復調
器であり、次の回路で構成されている。乗算器111,121,
131,141及びローパスフイルタ112,122,132,142。
積分器及び側波帯分離回路96,106は次の回路により構
成されている。積分器113,123,133,143及び加算器114,1
24,134,144。
径路21,22内の信号処理は非常に類似しているため、
次の説明は主として径路21内の信号処理について行い、
径路22内の処理の説明は径路21内の処理と異なる局面に
限定する。
第19図に示し前記した従来の受信機部と同様に、受信
されたエコー信号は最初に乗算器91,101及びローパスフ
イルタ92,102を具備する径路21,22において直角復調さ
れる。次に、フイルタ92,102の出力における復調された
エコー信号はそれぞれコンバータ93,103によりデジタル
信号へ変換される。その定エコー成分はそれに続く定エ
コーフイルタ94,104により抑制される。前記処理の後、
フイルタ94の出力信号はフイルタ92の通過範囲161内に
第17図に示す周波数スペクトルを有している。
第16図から判るように、エコー信号の最初の直角復調
は送信信号の周波数スペクトルの中央周波数f0＝ω0/2
πで行われる。第２の直角復調は各復調器95,105により
行われる。フイルタ94,104の出力信号はそれぞれΔf/2
の変調周波数により変調され、Δｆはf2−f1に等しい。
（第２図）。
復調器95における直角復調の結果、フイルタ112の通
過範囲162内の周波数スペクトルを第18図に示す出力信
号がフイルタ112の出力に生じる。
復調器95のローパスフイルタ112,122の出力信号はさ
らに回路構成96内で処理され、そこで信号ノイズは積分
器113,123により低減される。最後に、加算器114,124は
第９図の従来の受信システム内の信号対I,Qに対応し
て、それぞれ信号対I1、Q1を形成する。回路構成105,10
6は同様に信号対I2、Q2を形成する。
コリレータ97により、ベクトルPnと同様に定義される
標準化スペクトルPn1の偏角と量に対応する出力信号が
信号対I1,Q1から引き出される。（第９図〜第13図に関
する前記説明を参照されたい。）ベクトルPn1の偏角は
第２図の周波数帯31内のエコー信号に基いて計算される
流速の測定値である。標準化ベクトルPn1の振幅はテス
ト中の流れの乱流の測定値である。
コリレータ107は同様に信号対I2,Q2からベクトルPnと
同様に定義される標準化ベクトルPn2の偏角及び量に対
応する信号対I2,P2出力信号を準備する。標準化ベクト
ルPn2の偏角は第２図の周波数帯32内のエコー信号に基
いて計算される流速の測定値である。標準化ベクトルP
n2の振幅はテスト中の流れの乱流の測定値でもある。
エバルエータ18はベクトルPn1とPn2の偏角間の差を形
成し、時間パターンが超音波ビームに沿つた速度プロフ
アイルに対応する出力信号を発生する。この出力信号は
線19を介して送出される。
エバルエータ18はまたベクトルPn1、Pn2の振幅からテ
スト中の流れの乱流を表わす信号を発生する。この信号
は線29を介して送出される。
前記実施例の説明を拡張して、次に本発明に従つて送
信信号の周波数スペクトルの発生及び本発明に従つた数
式を参照としたエコー信号の処理について説明する。
２つの周波数を同時に送信する最も簡単な方法はキヤ
リア周波数f0の信号Ｘ（ｔ）を信号Ａ（ｔ）により振幅
変調して変調信号Ｘ（ｔ）を発生することであり、ここ
で、 Ｘ（ｔ）＝Ａ（ｔ） cosω0t Ａ（ｔ）＝cosΩt. もちろん、これには、第８図に示すラジアン周波数Ω
の包絡線を有するラジアン周波数ω０のキヤリアが発生
される。
この機能を周波数範囲に変換すると、次の形式の純粋
な２周波数信号が発生する。
ｘ（ｔ）＝cosΩｔ・cosω0t ＝1/2［cos（ω０＋Ω）ｔ＋cos（ω０−Ω）ｔ］ ここに、 ω０＋Ω＝２πf2 and ω０−Ω＝２πf1. 信号Ｘ（ｔ）はキヤリア成分を含んでいない。Ωの選
定により差周波数（f2−f1）が決定される。
送信信号はＸ（ｔ）の周期信号からなつている。この
信号の周波数スペクトルは1/PRFグレーチング スペー
スの周波数線グレーチングからなり、PRFは第２図に示
すパルス繰返レートを示す。
次に、第６図に示す信号I1、Q1及びI2、Q2の導出につ
いて説明し、表現を簡単化するために動作は周波数帯の
替りに一つの周波数を使用して行われる。
受信される二重側波帯信号は次式で表わされる。
ｆｅ（ｔ）＝4.［cos（ω０＋Ω＋ωd1）ｔ ＋（cos（ω０−Ω＋ωd2）ｔ］ 中央周波数ω０における最初の直角復調とそれに続く
ローパス濾波の後に、次の信号が生じる。
Ｉ（ｔ）＝cosω0t・ｆｅ（ｔ） ＝４［cosω0t.cos（ω０＋Ω＋ωd1）ｔ ＋cosω0t.cos（ω０−Ω＋ωd2）ｔ］ ＝２［cos（２ω０＋Ω＋ωd1）ｔ＋cos（Ω＋ωd1）ｔ ＋cos（２ω０−Ω＋ωd2）ｔ＋cos（Ω−ωd2）ｔ］ Ｉ（ｔ） ＝２［cos（Ω＋ωd1）ｔ＋cos（Ω−ωd2）ｔ］ Ｑ（ｔ） ＝２［sin（Ω＋ωd1）ｔ＋sin（Ω−ωd2）ｔ］ ２つの側波帯内に含まれるドツプラー偏移ωd1及びω
d2をるために、側波帯周波数Ωの２つの直角信号Ｉ
（ｔ）及びＱ（ｔ）を復調しなければならない。それに
続く第16図に示す信号のローパス濾波及び加算はラジア
ン周波数ωd1及びωd2の２つの回転ベクトルを表わす信
号対I1、Q1及びI2、Q2につながる位置a,b,c,dにおいて
得られる。
ａ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）・cosΩｔ ＝２［cosΩt.cos（Ω＋ωd1）ｔ ＋cosΩt.cos（Ω−ωd2）ｔ］ ＝cos（２Ω＋ωd1）ｔ＋cosωd1t ＋cos（２Ω−ωd2）ｔ＋cosωd2t ａ（ｔ）＝cosωd1t＋cosωd2t ｂ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）．（−sinΩｔ） ＝２［−sinΩt.cos（Ω＋ωd1）ｔ −sinΩt.cos（Ω−ωd2）ｔ］ ＝−sin（２Ω＋ωd1）ｔ＋sinωd1t −sin（２Ω−ωd2）ｔ−sinωd2t ｂ（ｔ）＝sinωd1t−sinωd2t ｃ（ｔ）＝Ｑ（ｔ）．（−sinΩｔ） ＝２［−sinΩt.sin（Ωｔωd1）ｔ ＋sinΩt.sin（Ω−ωd2）ｔ］ ＝−cosωd1t＋cos（２Ω−ωd1）ｔ ＋cosωd2t−cos（２Ω−ωd2）ｔ ｃ（ｔ）＝−cosωd1t＋cosωd2t ｄ（ｔ）＝Ｑ（ｔ）.cosΩｔ ＝２［cosΩt.sin（Ω＋d1）ｔ ＋cosΩt.sin（Ω−ωd2）ｔ］ ＝sin（２Ω＋ωd1）ｔ＋sinωd1t −sin（２Ω−ωd2）ｔ＋sinωd2t ｄ（ｔ）＝sinωd1t＋sinωd2t 従つて、加算すると、 Ｉ１（ｔ）＝1/2［ａ−ｃ］＝cosωd1t Ｑ１（ｔ）＝1/2［ｂ＋ｄ］＝sinωd1t Ｉ２（ｔ）＝1/2［ａ＋ｃ］＝cosωd2t Ｑ２（ｔ）＝1/2［ｄ−ｂ］＝sinωd2t 複素ベクトル、 P1i＝I1＋jQ1 Ｐ＊ 1i＝I1＋jQ1 P2i＝I2＋jQ2 Ｐ＊2i＝I2＋jQ2 は信号対I1、Q1およびI2、Q2を参照として定義される。
1/PRFの時間間隔で互いに引き続くベクトルP1,P
1i（ｉ＋１）、Ｐ１（ｉ＋２）を定義するI1、Q1信号対
がコリレータ97へ与えられる。
1/PRFの時間間隔で互いに引き続くベクトルP2i、Ｐ
２（ｉ＋１）、Ｐ１（２＋ｉ）を定義するI2、Q2信号対
がコリレータ107へ与えられる。
コリレータ97は により定義される標準化ベクトルPn1の偏角や振幅に対
応する出力信号をI1,Q1から引き出す。
コリレータ107は、 により定義される標準化ベクトルPn2の偏角や振幅に対
応する出力信号をI2,Q2から引き出す。
コリレータ97はベクトルPn1の偏角や振幅に対応する
信号をエバルエータ18へ与える。コリレータ107はベク
トルPn2の偏角や振幅に対応する信号をエバルエータ18
へ与える。
Pn2の偏角及びPn2の偏角に対応する信号間の差を形成
することにより、エバルエータ18は送信される超音波ビ
ームに沿つた流速プロフアイルに対応する時間パターン
を有する出力信号を形成する。この信号は線19を介して
送出される。
Pn1とPn2間の偏角の差が流速に比例するという事実は
簡単にするために送信パルスの替りに連続送信信号を使
用した次式から明らかである。
ドツプラー周波数fdはもちろん次式で与えられ、 fd＝（２ ｖ cosθ）f0/c ここにθは流れの方向と超音波ビーム間の角度を示し、
cosθは無関係であるため１とすれば、簡単に fd＝２ Ｖ f0/c となる。
ω＝Δ／Δｔの定義に基いて、ドツプラー周波数
は、 fd＝（1/2π）（Δ／Δｔ） となり、ここにΔｔはパルス繰返し期間1/PRFであり、
Δは次のようになる。
Δ＝f0（2v/c）２π Δｔ f1＝f0−Δｆ及びf2＝f0と定義されておれば、１ ＝f1（2v/c）２π Δｔ２ ＝f2（2v/c）２π Δｔ となる。
これらの次は第14図及び第15図に示す位相／周波数特
性を記述するものであり、１はベクトルPn1の偏角を
示し２はベクトルPn2の偏角を示す。
これらのベクトル間の偏角の差を形成することによ
り、差角Δは次のように決定することができる。
Δ＝（f2−f2）（2v/c）２π Δｔ この式から明らかなように、ΔはＶに比例する。
周期的送信パルス−すなわち、サンプルシステム−を
使用する場合には、検出可能なＶの値に対するサンプリ
ング理論により与えられる限界はΔ＝±πのところに
ある。
従つて|Vmax|は次のようになる。
Vmax＝c/［４（f2−f1）Δｔ］when cosθ＝１ Δｔ＝1/PRFであれば、 Vmax＝（PRF）［c/4（f2−f1）］ この式からお判りのように、Vmaxにより定義される測
定範囲は、f1及びf2を適切に選択すれば必要なだけ大き
くすることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図はドツプラー測定装置の略ブロツク図、第２図は
第３図の波形を有する一連の送信パルスの周波数スペク
トルを示す図、第３図は送信パルスを示す図、第４図は
第１図に示す送信機15の第１の実施例の略ブロツク図、
第５図は第４図に示すレジスタ43の略ブロツク図、第６
図は第４図の送信機の動作を説明する信号図、第７図は
第１図の送信機15の第２の実施例の略ブロツク図、第８
図は第７図のゲート回路84の入力における信号の線図、
第９図はドツプラー信号検出器の略ブロツク図、第10図
はベクトル図、第11図は第９図のドツプラー信号検出器
の位相パターン図、第12図及び第13図はベクトル図、第
14図は２つの異なる送信周波数f1,f2に対する第９図に
従つた検出器の位相／周波数特性図、第15図は２つの異
なる送信周波数もしくは送信周波数帯に対して同時に作
動する本発明に従つたドツプラー測定装置のドツプラー
信号検出器の拡張位相／周波数特性を示す図、第16図は
第１図の受信機16の実施例の略ブロツク図、第17図は第
16図のローパスフイルタ92の出力における出力信号の周
波数スペクトル図、第18図は第16図のローパスフィルタ
112の入力における出力信号の周波数スペクトル図、第1
9図及び第20図は送信パルスを示す図、第21図は第19図
及び第20図の波形を有する一連の送信パルスの周波数ス
ペクトルを表わす線図である。 参照符号の説明 12……粒子 13……管 14……トランスジユーサ 15……送信機 16……受信機 17……マスタータイミングユニツト 18……評価回路（evaluator） 21,22……信号処理径路 41……タイミング インターフエイス 42……タイミング ユニツト 43,44……シフトレジスタ 45,85……電力増幅器 46……アドレスバス 47……データバス 81,82……発振器 83,111,121,131,141……乗算器 84……ゲート回路 91,101,152,153……アナログ乗算器 92,102,112,122,132,142,154,155……ローパスフイルタ 93,103……A/Dコンバータ 94,104,156,157……定エコーフイルタ 95,105……側波帯復調器 96,106……積分器及び側波帯分離回路 97,107……コリレータ 113,123,133,143……積分器 114,124,134,144……加算器

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】超音波を反射する粒子を運ぶ流体の流速を
    測定するドツプラー測定装置であつて： （ａ） 少くとも２つの隣接する別々の周波数帯の周波
    数スペクトルの周期的シーケンスを有する送信パルスを
    所定のパルス繰返しレートで発生する送信機手段と、 （ｂ） 送信機手段に接続されて前記送信パルスを受信
    する超音波トランスジユーサ手段であつて、前記送信パ
    ルスがトラスジユーサ手段を励起して対応する超音波パ
    ルスを発生し流体、従つて、流体により運ばれる粒子を
    照射して少なくとも２群の対応するエコー波を発生し、
    前記エコー波は超音波トランスジユーサ手段により受信
    され対応するエコー信号として送出される超音波トラン
    スジユーサ手段と、 （ｃ） 超音波トランスジユーサ手段に接続され、入力
    端と、出力端と、超音波トランスジユーサ手段からエコ
    ー信号を受信し別々の各信号処理径路内でエコー信号の
    隣接する別々の周波数帯を処理してドツプラー情報を生
    成する受信機手段と、 （ｄ） 受信機手段の出力端に接続され、受信機手段か
    ら受信されるエコー信号を評価して流体の流速を決定す
    る評価回路手段、 を具備すること、を特徴とする前記のドツプラー測定装
    置。
  2. 【請求項２】請求項１記載の装置において、前記送信機
    手段は、入力端と、出力端とメモリセルを有し、出力端
    が入力端に接続されている第１のシフトレジスタと、入
    力端と、出力端とメモリセルを有し、メモリセルの数は
    第１のシフトレジスタのメモリセルの数と対応し、出力
    端が入力端に接続されている第２のシフトレジスタと、
    第１及び第２のシフトレジスタに接続され、各シフトレ
    ジスタへ同数の等長語をロードし各レジスタの対応する
    メモリセルに相補ビツトをロードするロード手段と、各
    シフトレジスタに接続されてタイミング信号を発生し、
    各レジスタの内容を所定期間にわたつてシフトして第１
    及び第２のシフトレジスタの出力端に対応する出力信号
    を発生するタイミングユニツトと、入力及び出力を有
    し、入力は第１及び第２のシフトレジスタの出力端に接
    続され、出力信号を発生してトランスジユーサ手段へ与
    え、出力信号を各シフトレジスタが発生する出力信号間
    の差として形成する電力増幅器、 を具備すること、を特徴とするドツプラー測定装置。
  3. 【請求項３】請求項１記載の装置において、前記送信機
    手段は、高周波キヤリア信号を変調してキヤリア信号を
    抑圧した出力信号を発生する振幅変調器手段と、 出力信号のインパルスを発生する制御可能なゲート回
    路、 を具備すること、を特徴とするドツプラー測定装置。
  4. 【請求項４】請求項１記載の装置において、前記受信機
    手段は、その各信号処理径路には第２の直角復調段が連
    続的に接続されている第１の直角復調段を具備するこ
    と、を特徴とするドツプラー測定装置。
  5. 【請求項５】請求項４記載の装置において、前記第２の
    直角復調段がデジタル単側波帯復調器であること、を特
    徴とするドツプラー測定装置。
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