JPH0773425B2 - 一石式コンバ−タ - Google Patents
一石式コンバ−タInfo
- Publication number
- JPH0773425B2 JPH0773425B2 JP62099398A JP9939887A JPH0773425B2 JP H0773425 B2 JPH0773425 B2 JP H0773425B2 JP 62099398 A JP62099398 A JP 62099398A JP 9939887 A JP9939887 A JP 9939887A JP H0773425 B2 JPH0773425 B2 JP H0773425B2
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- Japan
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- diode
- voltage
- capacitor
- circuit
- transistor
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は一石式コンバータに関するもので特に構成の簡
単なリンギングチョークコンバータ（Ringing choke co
nverter以下RCC）の出力制御回路の改良に関するもので
ある。周知のように一般的なRCC回路は電圧変換機能を
有するも出力制御機能を有しない。そこで本出願人は先
に効率的な出力電圧制御機能と過電流保護機能を備えた
安価なコンバータを提供した。
単なリンギングチョークコンバータ（Ringing choke co
nverter以下RCC）の出力制御回路の改良に関するもので
ある。周知のように一般的なRCC回路は電圧変換機能を
有するも出力制御機能を有しない。そこで本出願人は先
に効率的な出力電圧制御機能と過電流保護機能を備えた
安価なコンバータを提供した。
（特願昭61−230260号）第２図はこの回路例を示すもの
で図中Ａ、Ｂは電圧検出部及び制御回路部である。先ず
電圧検出部Ａは基準電圧を内蔵した電圧検出器IC1とこ
れを出力するホトカプラー発光部PD及び出力電圧（E0）
を分圧する抵抗R4、R5より成る。又、制御回路部Ｂにお
いて、Q2は主トランジスタQ1のベース、エミッタ間に接
続された制御用トランジスタ、ZD1はツエナーダィオー
ドで抵抗R3及びコンデンサC4と共に時定数回路を形成
し、且つ帰還巻線NBの両端に接続され、又、該抵抗R3及
びコンデンサC4の接続点（ａ）は制御用トランジスタQ2
のベースに接続されている。次にPTは帰還巻線NBの一端
と前記接続点（ａ）間に接続された前記ホトカプラーの
受光部でこれによりコンデンサC4の充電時定数を調整す
る。なお、C3は主トランジスタQ1のオフ特性改善用のス
ピードアップコンデンサ、D2はベース起動電流の逆流阻
子用ダイオードである。この回路の基本動作は主トラン
ジスタQ1のオン時にトランスＴに貯えられたエネルギー
をオフ時に整流ダイオードD1を通して出力する。なお、
主トランジスタのオフ動作はホトカプラー受光部PT及び
ツエナーダイオードZD1、抵抗R3を流れる電流とコンデ
ンサC4の時定数回路において（ａ）点電位が制御用トラ
ンジスタQ2の電圧（ＶBE）を越えると該トランジスタQ2
がオンし、これにより主トランジスタQ1のベース電流を
吸収してオフせしめる。なお、コンバータの各部のロス
を無視すると、出力電圧E0とQ1のオン時間TONの関係は
（１）式の様に近似出来る。
で図中Ａ、Ｂは電圧検出部及び制御回路部である。先ず
電圧検出部Ａは基準電圧を内蔵した電圧検出器IC1とこ
れを出力するホトカプラー発光部PD及び出力電圧（E0）
を分圧する抵抗R4、R5より成る。又、制御回路部Ｂにお
いて、Q2は主トランジスタQ1のベース、エミッタ間に接
続された制御用トランジスタ、ZD1はツエナーダィオー
ドで抵抗R3及びコンデンサC4と共に時定数回路を形成
し、且つ帰還巻線NBの両端に接続され、又、該抵抗R3及
びコンデンサC4の接続点（ａ）は制御用トランジスタQ2
のベースに接続されている。次にPTは帰還巻線NBの一端
と前記接続点（ａ）間に接続された前記ホトカプラーの
受光部でこれによりコンデンサC4の充電時定数を調整す
る。なお、C3は主トランジスタQ1のオフ特性改善用のス
ピードアップコンデンサ、D2はベース起動電流の逆流阻
子用ダイオードである。この回路の基本動作は主トラン
ジスタQ1のオン時にトランスＴに貯えられたエネルギー
をオフ時に整流ダイオードD1を通して出力する。なお、
主トランジスタのオフ動作はホトカプラー受光部PT及び
ツエナーダイオードZD1、抵抗R3を流れる電流とコンデ
ンサC4の時定数回路において（ａ）点電位が制御用トラ
ンジスタQ2の電圧（ＶBE）を越えると該トランジスタQ2
がオンし、これにより主トランジスタQ1のベース電流を
吸収してオフせしめる。なお、コンバータの各部のロス
を無視すると、出力電圧E0とQ1のオン時間TONの関係は
（１）式の様に近似出来る。
ここでEiは入力電圧、I0は出力電流、K1K2定数である。
出力電圧を検出してホトカプラーの電流を可変して、コ
ンデンサC4の充電時間を変えＴONを制御すると（１）式
により出力電圧E0を一定に保つことが出来る。
出力電圧を検出してホトカプラーの電流を可変して、コ
ンデンサC4の充電時間を変えＴONを制御すると（１）式
により出力電圧E0を一定に保つことが出来る。
又、上記の如く出力電圧が一定になるように制御する
と、負荷電流を増加することにより、又は入力電圧（E
i）が減少することにより、主トランジスタQ1のオン時
間（ＴON）が増大し、周波数が低下する。従って入力電
圧（EI）が最低で最大負荷電流（I0max）の時、上記オ
ン時間（ＴON）は最大（ＴONmax）となる。
と、負荷電流を増加することにより、又は入力電圧（E
i）が減少することにより、主トランジスタQ1のオン時
間（ＴON）が増大し、周波数が低下する。従って入力電
圧（EI）が最低で最大負荷電流（I0max）の時、上記オ
ン時間（ＴON）は最大（ＴONmax）となる。
このことは下記で表わされる。
今、電圧検出部Ａを介してのホトカプラー受光部PTの電
流を零となる如く設定すると、これ以上の出力電流に対
してコンデンサC4の充電時定数は最大となる。つまりこ
の時の主トランジスタQ1のオン時間（ＴON）をＴOCとす
ると下記で表わされる。
流を零となる如く設定すると、これ以上の出力電流に対
してコンデンサC4の充電時定数は最大となる。つまりこ
の時の主トランジスタQ1のオン時間（ＴON）をＴOCとす
ると下記で表わされる。
ＴOC＞ＴON max ……（３） 第３図はこの回路（第１図）の出力電圧−電流特性を示
し、上記（２）式に示す如くＴON時間は負荷電流I0に比
較して増加するが、ＴOCに相当する負荷電流ＩOC以上に
は増加せず所謂フの字垂下特性（イ）をる。このように
上記の回路によれば容易に出力電圧制御機能及び過電流
制限機能を得ることが可能であり、しかも二次側の直流
出力を基準電圧を内臓した電圧検出器IC1で検出しホト
カプラーにより絶縁されて制御できる利点がある。本発
明は上記の電圧検出をトランスにより絶縁することをな
く検出せしめて上記の機能を備え且つ定電圧精度の向上
をはかると共に過電流時の各回路素子の保護をはかった
コンバータを提供するものである。第１図は本発明の一
実施例回路図で従来例と同一符号は同等部分を示す。
し、上記（２）式に示す如くＴON時間は負荷電流I0に比
較して増加するが、ＴOCに相当する負荷電流ＩOC以上に
は増加せず所謂フの字垂下特性（イ）をる。このように
上記の回路によれば容易に出力電圧制御機能及び過電流
制限機能を得ることが可能であり、しかも二次側の直流
出力を基準電圧を内臓した電圧検出器IC1で検出しホト
カプラーにより絶縁されて制御できる利点がある。本発
明は上記の電圧検出をトランスにより絶縁することをな
く検出せしめて上記の機能を備え且つ定電圧精度の向上
をはかると共に過電流時の各回路素子の保護をはかった
コンバータを提供するものである。第１図は本発明の一
実施例回路図で従来例と同一符号は同等部分を示す。
図においてN2-1〜N2-3はトランスＴの夫々二次巻線、D
1-1〜D1-3は整流用ダイオード、C2-1〜C2-3、C6-1〜C
6-3は平滑用コンデンサL1〜L3平滑用コイル、で以上で
複数の出力回路を形成している。次にＶは電圧検出回路
でこの例では一出力回路の電圧E02を抵抗R4、R5、可変
抵抗RV1及び定電圧ダイオードDZ2により検出して一次側
回路のコンデンサC4と抵抗R3の接続点に接続している。
又DaはコンデンサC4の両端に接続されたクランプ用ダイ
オード、Dbは逆流阻子用ダイオードD2と逆極性に接続さ
れダイオードでスピードアップコンデンサC3の電圧をク
ランプする。以上で本発明回路を構成する。この回路動
作は基本的には従来例とほぼ同様であるが、電圧検出回
路Ｖにおいては従来例の如く基準電圧を内臓した電圧検
出器IC1を使用することなく定電圧ダイオードDZ2の出力
を直接コンデンサC4（＋）端子に接続して該コンデンサ
C4の充電時定数を調整する如く構成しているためクラン
プ用ダイオードDaを設けない場合は負荷変動（全負荷
軽負荷）時に制御用トランジスタQ2ベース電位の変化が
大きく出力電圧制御精度が十分になされない恐れがある
が、本発明によればクランプ用ダイオードDaを設けてコ
ンデンサC4の（−）側電位を該ダイオードDaの電圧（Ｖ
F）に制限することにより該トランジスタQ2のベース電
位の変化を少くしたことにより出力電圧精度を大巾に向
上できた。
1-1〜D1-3は整流用ダイオード、C2-1〜C2-3、C6-1〜C
6-3は平滑用コンデンサL1〜L3平滑用コイル、で以上で
複数の出力回路を形成している。次にＶは電圧検出回路
でこの例では一出力回路の電圧E02を抵抗R4、R5、可変
抵抗RV1及び定電圧ダイオードDZ2により検出して一次側
回路のコンデンサC4と抵抗R3の接続点に接続している。
又DaはコンデンサC4の両端に接続されたクランプ用ダイ
オード、Dbは逆流阻子用ダイオードD2と逆極性に接続さ
れダイオードでスピードアップコンデンサC3の電圧をク
ランプする。以上で本発明回路を構成する。この回路動
作は基本的には従来例とほぼ同様であるが、電圧検出回
路Ｖにおいては従来例の如く基準電圧を内臓した電圧検
出器IC1を使用することなく定電圧ダイオードDZ2の出力
を直接コンデンサC4（＋）端子に接続して該コンデンサ
C4の充電時定数を調整する如く構成しているためクラン
プ用ダイオードDaを設けない場合は負荷変動（全負荷
軽負荷）時に制御用トランジスタQ2ベース電位の変化が
大きく出力電圧制御精度が十分になされない恐れがある
が、本発明によればクランプ用ダイオードDaを設けてコ
ンデンサC4の（−）側電位を該ダイオードDaの電圧（Ｖ
F）に制限することにより該トランジスタQ2のベース電
位の変化を少くしたことにより出力電圧精度を大巾に向
上できた。
因みにクランプ用ダイオードDaのない場合全負荷から軽
負荷への負荷変動時にトランジスタQ2のベース電位変化
は約15％程度であるダイオードDaを挿入したことにより
10％以下に低減できた。又、クランプ用ダイオードDbは
これがない時は出力の垂下運転時に電圧低下の進んだ点
で出力電流が増加して主トランジスタQ1等を破損する恐
れがある。この理由はスピードアップ用コンデンサC3の
電圧が充電極性により異り（即ちダイオードD2に順方向
に電圧が印加される時には該コンデンサC3の電圧はダイ
オードD2の電圧（ＶF）になり又逆方向の時は帰還巻線N
3の電圧となる。）次のサイクルにおける主トランジス
タQ1のベース電流が変化することに起因する。そこで本
発明では該逆流阻止用ダイオードD2と逆極性にクランプ
用ダイオードDbを設けることにより該コンデンサC3の電
圧をその極性に係わらずほぼ等しく設定して主トランジ
スタQ1の電流増加を防止するようにしたものである。な
おクランプ用ダイオードDbの電圧（ＶF）は起動抵抗R1
の電流が流れ込まないように主トランジスタQ1のベー
ス、エミッタ電圧（ＶBE）より高いことが必要である。
なお上記実施例では多出力型コンバータに適用した例に
ついて説明したが単一出力型に適用できることは明白で
あり、又クランプ用ダイオードDbは必要に応じて設けれ
ばよい。以上の説明から明らかなように本発明に、よれ
ば、構成簡単にしてRCC回路に出力定電圧機能を付与せ
しめると共に、入力電圧変動の大小に係わらずほぼ一定
の電流垂下を備えたコンバータが提供できるので特にス
イッチング電源装置に適用してその効果は極めて大き
い。
負荷への負荷変動時にトランジスタQ2のベース電位変化
は約15％程度であるダイオードDaを挿入したことにより
10％以下に低減できた。又、クランプ用ダイオードDbは
これがない時は出力の垂下運転時に電圧低下の進んだ点
で出力電流が増加して主トランジスタQ1等を破損する恐
れがある。この理由はスピードアップ用コンデンサC3の
電圧が充電極性により異り（即ちダイオードD2に順方向
に電圧が印加される時には該コンデンサC3の電圧はダイ
オードD2の電圧（ＶF）になり又逆方向の時は帰還巻線N
3の電圧となる。）次のサイクルにおける主トランジス
タQ1のベース電流が変化することに起因する。そこで本
発明では該逆流阻止用ダイオードD2と逆極性にクランプ
用ダイオードDbを設けることにより該コンデンサC3の電
圧をその極性に係わらずほぼ等しく設定して主トランジ
スタQ1の電流増加を防止するようにしたものである。な
おクランプ用ダイオードDbの電圧（ＶF）は起動抵抗R1
の電流が流れ込まないように主トランジスタQ1のベー
ス、エミッタ電圧（ＶBE）より高いことが必要である。
なお上記実施例では多出力型コンバータに適用した例に
ついて説明したが単一出力型に適用できることは明白で
あり、又クランプ用ダイオードDbは必要に応じて設けれ
ばよい。以上の説明から明らかなように本発明に、よれ
ば、構成簡単にしてRCC回路に出力定電圧機能を付与せ
しめると共に、入力電圧変動の大小に係わらずほぼ一定
の電流垂下を備えたコンバータが提供できるので特にス
イッチング電源装置に適用してその効果は極めて大き
い。
第１図は本発明の言実施例回路図、第２図、第３図は従
来回路図及びその特性説明図である。図においてＴは出
力トランス、N1、N2、N2-1〜N2-3及びNBはその一次、二
次及び帰還（ベース）巻線、Q1はスイッチング用主トラ
ンジスタ、Ａ、Ｖは出力電圧検出部、Ｂは制御回路部、
Q2は制御用トランジスタ、R1〜R7は抵抗C1−C6はコンデ
ンサ、DZ1、DZ2は定電圧ダイオード、Da、Dbはクランプ
用ダイオードである。
来回路図及びその特性説明図である。図においてＴは出
力トランス、N1、N2、N2-1〜N2-3及びNBはその一次、二
次及び帰還（ベース）巻線、Q1はスイッチング用主トラ
ンジスタ、Ａ、Ｖは出力電圧検出部、Ｂは制御回路部、
Q2は制御用トランジスタ、R1〜R7は抵抗C1−C6はコンデ
ンサ、DZ1、DZ2は定電圧ダイオード、Da、Dbはクランプ
用ダイオードである。
Claims (2)
- 【請求項１】一次巻線、二次巻線及び帰還巻線を有する
出力トランスと前記一次巻線にコレクタが接続され、ベ
ース、エミッタが前記帰還巻線間に接続されたスイッチ
ング用主トランジスタと前記二次巻線側に接続された整
流用ダイオード及び前記主トランジスタの制御回路部を
有する一石式コンバータにおいて、前記制御回路部は前
記主トランジスタのベース、エミッタ間に接続された制
御用トランジスタと前記帰還巻線間に接続されたツエナ
ーダィオード、抵抗及びコンデンサより成る時定数回
路、前記抵抗及びコンデンサの接続点を前記制御用トラ
ンジスタのベースに接続する回路と、前記接続点に直流
出力電圧検出出力を付加する回路と、前記コンデンサの
両端に接続されたクランプ用ダイオードを備えたことを
特徴とする一石式コンバータ。 - 【請求項２】主トランジスタのベースと帰還巻線の一端
間に逆流防止用ダイオードとスピードアツプ用コンデン
サの並列回路を接続すると共に前記逆流防止用ダイオー
ドと逆極性にクランプ用ダイオードを接続したことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の一石式コンバー
タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62099398A JPH0773425B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | 一石式コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62099398A JPH0773425B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | 一石式コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63265564A JPS63265564A (ja) | 1988-11-02 |
| JPH0773425B2 true JPH0773425B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=14246390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62099398A Expired - Fee Related JPH0773425B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | 一石式コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0773425B2 (ja) |
-
1987
- 1987-04-22 JP JP62099398A patent/JPH0773425B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63265564A (ja) | 1988-11-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |