JPS63265564A - 一石式コンバ−タ - Google Patents
一石式コンバ−タInfo
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- JPS63265564A JPS63265564A JP62099398A JP9939887A JPS63265564A JP S63265564 A JPS63265564 A JP S63265564A JP 62099398 A JP62099398 A JP 62099398A JP 9939887 A JP9939887 A JP 9939887A JP S63265564 A JPS63265564 A JP S63265564A
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- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 239000004575 stone Substances 0.000 claims description 5
- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract 2
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 241000282320 Panthera leo Species 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は一石式コンバータに関するもので特に構成のｌ
ｌ！ｌ＆ｌＩなリンギングチョークコンバータ（Ｒｉｎ
ＱｉｎＱ ｃｈｏｋｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ以下ＲＣＣ
）の出力制御回路の改良に関するものである０周知のよ
うに一般的なＲＣＣ回路は電圧変操機能を有するも出力
ｈ＋ ａ ｍ能を有しない。そこで本出願人は先に効率
的な出力電圧制御１機能と過電流保護機能を備えた安価
なコンバータを提供した。
ｌ！ｌ＆ｌＩなリンギングチョークコンバータ（Ｒｉｎ
ＱｉｎＱ ｃｈｏｋｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ以下ＲＣＣ
）の出力制御回路の改良に関するものである０周知のよ
うに一般的なＲＣＣ回路は電圧変操機能を有するも出力
ｈ＋ ａ ｍ能を有しない。そこで本出願人は先に効率
的な出力電圧制御１機能と過電流保護機能を備えた安価
なコンバータを提供した。
（特願昭６１−２３０２６０号）第２図はこの回路例を
示すもので図中Ａ、Ｂは電圧検出部及び制御回路部であ
る。先ず電圧検出１ｉＩＩＡＬｔ！１準電圧を内臓した
電圧検出１１１１ｃ１とこれを出力するホトカプラ−発
光部ＰＤ及び出力電圧（Ｅｏ）を分圧する抵抗Ｒ４、Ｒ
５より成る。又、制御回路部已において、Ｑ は主トラ
ンジスタＱ１のベース、エミッタ間に接続された制御用
トランジスタ、ＺＤ、はツェナーダイオードで抵抗Ｒ及
びコンデンサＣ４と共に時定数回路を形成し、且つ帰還
Ｗ線ＮＢの両端に接続され、又、該抵抗Ｒ３及びコンデ
ンサＣの接続点（ａ）はυ制御用トランジスタＱ２のベ
ースに接続されている。次にＰＴは帰還巻ＩＮＢの一端
と前記接続点（ａ）間に接続された前記ホトカプラーの
受光部でこれによりコンデンサＣ４の充電時定数を調整
する。なお、Ｃ３は主トランジスタＱ１のオフ特性改善
用のスピードアップコンデンサ、Ｄ２はベース起動電流
の逆流阻子用ダイオードである。この回路の基本動作は
主トランジスタＱ１のオン時にトランスＴに貯えられた
エネルギーをオフ時に整流ダイオードＤ１を通して出力
する。なお、主トランジスタのオフ動作はホトカプラー
受光部ＰＴ及びツェナーダイオードＺＤ１ 、抵抗Ｒ３
を流れる電流とコンデンサＣ４の時定数回路において（
ａ）点電位が制御用１−ランジスタＱ２の電圧（ＶＢＥ
）を越えると該トランジスタＱ２がオンし、これにより
主トランジスタＱ、のベース電流を吸収してオフせしめ
る。な１３、コンバータの各部の臼スを無視すると、出
力電圧Ｅ０と０１のオン時間ＴＯＮの関係は（１）式の
様に近似出来る。
示すもので図中Ａ、Ｂは電圧検出部及び制御回路部であ
る。先ず電圧検出１ｉＩＩＡＬｔ！１準電圧を内臓した
電圧検出１１１１ｃ１とこれを出力するホトカプラ−発
光部ＰＤ及び出力電圧（Ｅｏ）を分圧する抵抗Ｒ４、Ｒ
５より成る。又、制御回路部已において、Ｑ は主トラ
ンジスタＱ１のベース、エミッタ間に接続された制御用
トランジスタ、ＺＤ、はツェナーダイオードで抵抗Ｒ及
びコンデンサＣ４と共に時定数回路を形成し、且つ帰還
Ｗ線ＮＢの両端に接続され、又、該抵抗Ｒ３及びコンデ
ンサＣの接続点（ａ）はυ制御用トランジスタＱ２のベ
ースに接続されている。次にＰＴは帰還巻ＩＮＢの一端
と前記接続点（ａ）間に接続された前記ホトカプラーの
受光部でこれによりコンデンサＣ４の充電時定数を調整
する。なお、Ｃ３は主トランジスタＱ１のオフ特性改善
用のスピードアップコンデンサ、Ｄ２はベース起動電流
の逆流阻子用ダイオードである。この回路の基本動作は
主トランジスタＱ１のオン時にトランスＴに貯えられた
エネルギーをオフ時に整流ダイオードＤ１を通して出力
する。なお、主トランジスタのオフ動作はホトカプラー
受光部ＰＴ及びツェナーダイオードＺＤ１ 、抵抗Ｒ３
を流れる電流とコンデンサＣ４の時定数回路において（
ａ）点電位が制御用１−ランジスタＱ２の電圧（ＶＢＥ
）を越えると該トランジスタＱ２がオンし、これにより
主トランジスタＱ、のベース電流を吸収してオフせしめ
る。な１３、コンバータの各部の臼スを無視すると、出
力電圧Ｅ０と０１のオン時間ＴＯＮの関係は（１）式の
様に近似出来る。
Ｅ −Ｅｉ（に１″−ＴｏＮ−に２）−−−−−一・
（１）０ １゜ ここでＥｌは入力電圧、ｉｏは出力ｆｆ１ｌ、 Ｋ１に
２は定数である。出力電圧を検出してホトカプラーの２
１１を可変して、コンデンサＣ４の充電時間を変えＴＯ
Ｎを制御すると（１）式により出力電圧Ｅ。を一定に保
つことが出来る。
（１）０ １゜ ここでＥｌは入力電圧、ｉｏは出力ｆｆ１ｌ、 Ｋ１に
２は定数である。出力電圧を検出してホトカプラーの２
１１を可変して、コンデンサＣ４の充電時間を変えＴＯ
Ｎを制御すると（１）式により出力電圧Ｅ。を一定に保
つことが出来る。
又、上記の如く出力電圧が一定になるように制御すると
、負荷ｌ！流を増加することにより、又は入力電圧（Ｅ
ｉ）が減少することにより、主トランジスタＱ１のオン
時間（ＴｏＮ）が増大し、周波数が低下する。従って入
力電圧（Ｅｌ）が最低で最大負荷Ｍ流（ｌｓａｘ）の時
、上記オン時間（Ｔｏｎ）は最大（ＴＯＮ ｗａｘ）と
なる。
、負荷ｌ！流を増加することにより、又は入力電圧（Ｅ
ｉ）が減少することにより、主トランジスタＱ１のオン
時間（ＴｏＮ）が増大し、周波数が低下する。従って入
力電圧（Ｅｌ）が最低で最大負荷Ｍ流（ｌｓａｘ）の時
、上記オン時間（Ｔｏｎ）は最大（ＴＯＮ ｗａｘ）と
なる。
このことは下記で表わされる。
′ｌＬｏ噴 ［Ｏ
Ｔ ＯＮ ｗａｘ −Ｋ １− （−＋ ｋｚ）−−−
−−−−（２）日 Ｅｉ 今、電圧検出回路を介してのホトカプラー受光部ＰＴの
電流を零となる如く設定すると、これ以上の出力電流に
対してコンデンサＣ４の充電時定数は最大となる。つま
りこの時の主トランジスタＱ１のオン時間（ＴＯＮ）を
ＴＯＣとすると下記で表わされる。
−−−−（２）日 Ｅｉ 今、電圧検出回路を介してのホトカプラー受光部ＰＴの
電流を零となる如く設定すると、これ以上の出力電流に
対してコンデンサＣ４の充電時定数は最大となる。つま
りこの時の主トランジスタＱ１のオン時間（ＴＯＮ）を
ＴＯＣとすると下記で表わされる。
Ｔ ＱＣ＞ Ｔ ＯＮ ５ａｘ−−・−・・・−（
３）第３図はこの回路（第１図）の出力電圧−Ｎ流特性
を示し、上記（２）式に示す如＜ＴＯＮ時間は負荷電流
Ｉ０に比例して増加するが、ＴＯＣに相当する負荷電流
１０Ｃ以上には増加せず所謂フの字型下特性（イ）を得
る。このように上記の回路によれば容易に出力電圧！１
１制御ｍｒ＃、及び過電流か１限機能を得ることが可能
であり、しかも二次側の直流出力を基ｔ！雷電圧内臓し
た電圧検出器ＩＣ１，で検出しホトカプラーにより絶縁
されて制御できる利点がある。本発明は上記の電圧検出
をトランスにより絶縁することをなく検出せしめて上記
の機能を備え且つ定電圧精度の向上をはかると共に過Ｎ
流時の各回路素子の保護をはかったコンバータを提供す
るものである。第１因は本発明の一実施例回路図で従来
例と同一符号は同等部分を示す。
３）第３図はこの回路（第１図）の出力電圧−Ｎ流特性
を示し、上記（２）式に示す如＜ＴＯＮ時間は負荷電流
Ｉ０に比例して増加するが、ＴＯＣに相当する負荷電流
１０Ｃ以上には増加せず所謂フの字型下特性（イ）を得
る。このように上記の回路によれば容易に出力電圧！１
１制御ｍｒ＃、及び過電流か１限機能を得ることが可能
であり、しかも二次側の直流出力を基ｔ！雷電圧内臓し
た電圧検出器ＩＣ１，で検出しホトカプラーにより絶縁
されて制御できる利点がある。本発明は上記の電圧検出
をトランスにより絶縁することをなく検出せしめて上記
の機能を備え且つ定電圧精度の向上をはかると共に過Ｎ
流時の各回路素子の保護をはかったコンバータを提供す
るものである。第１因は本発明の一実施例回路図で従来
例と同一符号は同等部分を示す。
図においてＮ２−１〜Ｎ２−３はトランスＴの夫々二次
巻線、Ｄｌ−１〜Ｄ１−３は整流用ダイオード、出力回
路を形成している。次にＶは電圧検出回路でこの例では
一出力回路の電圧Ｅ を抵抗Ｒ４、Ｒ、可変抵抗Ｒｖ１
及び定電圧ダイオードＤｌ２により検出して一次側回路
のコンデンサＣと抵抗Ｒ３の接続点に接続している。又
ＤａはコンデンサＣ４の両端に接続されたクランプ用ダ
イオード、Ｄ は逆流阻止用ダイオードＤ２と九 逆極性に接続されダイオードでスピードアップコンデン
サＣ３の電圧をクランプする。以上で本発明回路を構成
する。この回路動作は基本的には従来今とほぼ同様であ
るが、電圧検出回路Ｖにおい例 では従来例の如く基準電圧を内臓した電圧検出器ＩＣ，
を使用することなく定電圧ダイオードＤｚ２の出力を直
接コンデン′ＩＪＣ４（＋）端子に接続して該コンデン
サＣ４の充電時定数を調整する如く構成しているためク
ランプ用ダイオードＤ８を設けない場合は負荷変動（全
負荷 軽負荷）時にｉ、ＩＩ姉御用トランジスタ２ベー
ス電位の変化が大きく出’ｈ’？Ｈ圧υ制御粕泣が十分
になされない恐れがあるが、本発明によればクランプ用
ダイオードＤ を設ＵてコンデンサＣ４の（−）側電位
を該ダイオードＤ の電圧（Ｖ「）に制限することによ
り該トランジスタＱ２のベース電位の変化を少くしたこ
とにより出力電圧精度を大巾に向上できた。
巻線、Ｄｌ−１〜Ｄ１−３は整流用ダイオード、出力回
路を形成している。次にＶは電圧検出回路でこの例では
一出力回路の電圧Ｅ を抵抗Ｒ４、Ｒ、可変抵抗Ｒｖ１
及び定電圧ダイオードＤｌ２により検出して一次側回路
のコンデンサＣと抵抗Ｒ３の接続点に接続している。又
ＤａはコンデンサＣ４の両端に接続されたクランプ用ダ
イオード、Ｄ は逆流阻止用ダイオードＤ２と九 逆極性に接続されダイオードでスピードアップコンデン
サＣ３の電圧をクランプする。以上で本発明回路を構成
する。この回路動作は基本的には従来今とほぼ同様であ
るが、電圧検出回路Ｖにおい例 では従来例の如く基準電圧を内臓した電圧検出器ＩＣ，
を使用することなく定電圧ダイオードＤｚ２の出力を直
接コンデン′ＩＪＣ４（＋）端子に接続して該コンデン
サＣ４の充電時定数を調整する如く構成しているためク
ランプ用ダイオードＤ８を設けない場合は負荷変動（全
負荷 軽負荷）時にｉ、ＩＩ姉御用トランジスタ２ベー
ス電位の変化が大きく出’ｈ’？Ｈ圧υ制御粕泣が十分
になされない恐れがあるが、本発明によればクランプ用
ダイオードＤ を設ＵてコンデンサＣ４の（−）側電位
を該ダイオードＤ の電圧（Ｖ「）に制限することによ
り該トランジスタＱ２のベース電位の変化を少くしたこ
とにより出力電圧精度を大巾に向上できた。
因みにクランプ用ダイオードＤ のない場合全角荷から
軽負荷への負荷変動時にトランジスタＱ２のベース電位
変化は約１５％程度であるがダイオードＤ を挿入した
ことにより１０％以下に低減できた。又、クランプ用ダ
イオードＤ はこれがない時は出力のす下運転時に電圧
低下の進んだ飛車 で出力電流が増加して主トランジスタ０１等を破損する
恐れがある。この理由はスピード７ツプ用コンデンサＣ
３の電圧が充電極性により異り（即ちダイオードＤ２に
順方向に電圧が卯今されるり、１旭 には該コンデンサＣ３の電圧はダイオードＤ２の電圧（
ＶＦ ）になり又逆方向の時は帰還巻１１１Ｎ３の電圧
となる。）次のサイクルにおける主トランジスタＱ１の
ベース電流が変化することに起因する。そこで本発明で
は該逆流阻止用ダイオードＤ２と逆極性にクランプ用ダ
イオードＤｂを設けることにより該コンデンサＣ３の電
圧をその極性に係わらずほぼ等しく設定して主トランジ
スタＱ１のＮ流増加を防止するようにしたものである。
軽負荷への負荷変動時にトランジスタＱ２のベース電位
変化は約１５％程度であるがダイオードＤ を挿入した
ことにより１０％以下に低減できた。又、クランプ用ダ
イオードＤ はこれがない時は出力のす下運転時に電圧
低下の進んだ飛車 で出力電流が増加して主トランジスタ０１等を破損する
恐れがある。この理由はスピード７ツプ用コンデンサＣ
３の電圧が充電極性により異り（即ちダイオードＤ２に
順方向に電圧が卯今されるり、１旭 には該コンデンサＣ３の電圧はダイオードＤ２の電圧（
ＶＦ ）になり又逆方向の時は帰還巻１１１Ｎ３の電圧
となる。）次のサイクルにおける主トランジスタＱ１の
ベース電流が変化することに起因する。そこで本発明で
は該逆流阻止用ダイオードＤ２と逆極性にクランプ用ダ
イオードＤｂを設けることにより該コンデンサＣ３の電
圧をその極性に係わらずほぼ等しく設定して主トランジ
スタＱ１のＮ流増加を防止するようにしたものである。
起動抵抗Ｒ７のＭ流が流れ込まないように主トランジス
タＱ１のベース、エミッタ電圧（ＶＩＥ）より高いこと
が必要である。なお上記実施例では多出力型コンバータ
に適用した例について説明したが単一出力型に適用でき
ることは明白であり、又クラ′プ用ダ９オードＤ４−レ
１必要″：Ｉ２５Ｕ”Ｃｍけ１ばよい。淑上の説明から
明らかなように本発明に、よれば、構成ｌＩ！Ｉ１１に
してＲＣＣ回路に出力定電圧機能を付与せしめると共に
、入力電圧変動の大小に係わらずほぼ一定の電流垂下を
備えたコンバータが提供できるので特にスイッチング電
源装置に適用してその効果は極めて大きい。
タＱ１のベース、エミッタ電圧（ＶＩＥ）より高いこと
が必要である。なお上記実施例では多出力型コンバータ
に適用した例について説明したが単一出力型に適用でき
ることは明白であり、又クラ′プ用ダ９オードＤ４−レ
１必要″：Ｉ２５Ｕ”Ｃｍけ１ばよい。淑上の説明から
明らかなように本発明に、よれば、構成ｌＩ！Ｉ１１に
してＲＣＣ回路に出力定電圧機能を付与せしめると共に
、入力電圧変動の大小に係わらずほぼ一定の電流垂下を
備えたコンバータが提供できるので特にスイッチング電
源装置に適用してその効果は極めて大きい。
第１図は本発明の一実施例回路図、第２図、第３図は従
来回路図及びその特性説明図である。図においでＴは出
力トランス、”１ ” Ｎ２ ” ２−１〜Ｎ２−３及
びＮ［３はその一次、二次及び帰還（ベース）巻線、Ｑ
ｌはスイッチング用主トランジスタ、Ａ、Ｖは出力電圧
検出部、Ｂは制御回路部、Ｑ２は制御用トランジスタ、
Ｒ４−Ｒ７は抵抗Ｃ−Ｃはコンデンサ、Ｄｚ 、Ｄｚ２
は定電圧ダイオード、Ｄａ、Ｄ＋はクランプ用ダイオ−
ト ドである。
来回路図及びその特性説明図である。図においでＴは出
力トランス、”１ ” Ｎ２ ” ２−１〜Ｎ２−３及
びＮ［３はその一次、二次及び帰還（ベース）巻線、Ｑ
ｌはスイッチング用主トランジスタ、Ａ、Ｖは出力電圧
検出部、Ｂは制御回路部、Ｑ２は制御用トランジスタ、
Ｒ４−Ｒ７は抵抗Ｃ−Ｃはコンデンサ、Ｄｚ 、Ｄｚ２
は定電圧ダイオード、Ｄａ、Ｄ＋はクランプ用ダイオ−
ト ドである。
Claims (2)
- （１）一次巻線、二次巻線及び帰還巻線を有する出力ト
ランスと前記一次巻線にコレクタが接続され、ベース、
エミッタが前記帰還巻線間に接続されたスイッチング用
主トランジスタと前記二次巻線側に接続された整流用ダ
イオード及び前記主トランジスタの制御回路部を有する
一石式コンバータにおいて、前記制御回路部は前記主ト
ランジスタのベース、エミッタ間に接続された制御用ト
ランジスタと前記帰還巻線間に接続されたツェナーダイ
オード、抵抗及びコンデンサより成る時定数回路と、前
記抵抗及びコンデンサの接続点を前記制御用トランジス
タのベースに接続する回路と、前記接続点に直流出力電
圧検出出力を付加する回路と、前記コンデンサの両端に
接続されたクランプ用ダイオードを備えたことを特徴と
する一石式コンバータ。 - （２）主トランジスタのベースと帰還巻線の一端間に逆
流防止用ダイオードとスピードアップ用コンデンサの並
列回路を接続すると共に前記逆流防止用ダイオードと逆
極性にクランプ用ダイオードを接続したことを特徴とす
る特許請求の範囲第（１）項記載の一石式コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62099398A JPH0773425B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | 一石式コンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62099398A JPH0773425B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | 一石式コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63265564A true JPS63265564A (ja) | 1988-11-02 |
| JPH0773425B2 JPH0773425B2 (ja) | 1995-08-02 |
Family
ID=14246390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62099398A Expired - Fee Related JPH0773425B2 (ja) | 1987-04-22 | 1987-04-22 | 一石式コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0773425B2 (ja) |
-
1987
- 1987-04-22 JP JP62099398A patent/JPH0773425B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0773425B2 (ja) | 1995-08-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |