JPH0770165B2

JPH0770165B2 - クロツク信号再生装置

Info

Publication number: JPH0770165B2
Application number: JP2719987A
Authority: JP
Inventors: 康裕田井
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 1987-02-10
Filing date: 1987-02-10
Publication date: 1995-07-31
Anticipated expiration: 2010-07-31
Also published as: JPS63195875A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明はPCM信号に変換された情報が傾斜アジマス方式
でヘリカル走査にて記録された磁気記録担体から情報を
再生する情報記録再生装置におけるクロツク信号再生装
置に関し、特に音声信号をPCM信号として記録再生する
回転ヘツド型デイジタルオーデイオテープレコーダ（Ｒ
−DAT）等における高速サーチ動作に用いて好適なクロ
ツク信号再生装置に関する。

（発明の背景および従来技術）Ｒ−DAT等のデイジタル記録再生装置においては、磁気
テープ等の記録媒体に情報を記録する場合、或るクロツ
ク信号に同期して変化するデイジタル信号として記録さ
れ、該クロツク信号は記録担体には記録されないのが一
般的である。したがつて、記録担体より再生した信号か
らクロツク信号を再生する必要があり、通常PLL回路が
使用され、再生信号の変化点とVCO出力を位相比較する
ことによりクロツク信号を再生している。

以下、Ｒ−DATを例に説明する。

第１図はＲ−DATにおけるクロツク信号再生装置の構成
を示している。

回転ドラム１上に固定された磁気ヘツド２および３によ
り読み出した信号は回転ドラム１から図示しないロータ
リトランスを介してRF増幅器4,5にそれぞれ入力され
る。一方、磁気ヘツド２および３は同時に磁気テープに
接触しないため、信号の読み出しはどちかのRF増幅器４
または５の出力を選択して行なわれる。この選択のため
に、回転ドラム１には所定回転位相角で出力を発生する
図示しないPG信号発生器が内蔵されており、PG信号発生
器からの出力は増幅器６にて増幅、波形整形を行ない、
その出力をタイミング信号発生回路７に供給して波形整
形されたPG信号発生器からの出力に基づいてヘツド切替
信号Swpを発生し、切替スイツチ８を切替えている。

RF増幅器４からの出力またはRF増幅器５からの出力の一
方が、ヘツド切替信号Swpにともない交互に取り出さ
れ、比較器９に供給されて、比較器９により波形整形さ
れてデイジタル信号化される。このデイジタル信号をD
_BPFと記す。

デイジタル信号をD_BPFはPLL回路13に入力される。デイ
ジタル信号D_BPFは電圧制御発振器12の出力P_LCKを1/Nに
分周した分周器14の出力と位相比較器10で比較され、位
相比較器10の出力はループフイルタ11を介して電圧制御
発振器12に制御電圧として印加され、電圧制御発振器12
の発振周波数が制御される。このPLL回路13により電圧
制御発振器12からクロツク信号が再生される。クロツク
信号は電圧制御発振器12の出力P_LCKである。

ループフイルタ11としてはたとえば第６図に示す如く、
演算増幅器OP、入力抵抗R₁、帰還抵抗R₂、帰還回路に接
続されPLL回路13の高域特性を主に決める第１時定数回
路を構成する抵抗R₃およびコンデンサC₁、帰還回路に接
続されPLL回路13のほぼ直流領域におけるホールド特性
を定める第２時定数回路を構成する抵抗R₄およびコンデ
ンサC₂からなつている。

Ｒ−DATにおいては回転ドラムへの巻付け角度は約90度
であり、RF信号は第７図（ａ）に示す如く間欠的に出力
される。このとき第７図（ｂ）に示すヘツド切替信号S
_WPが低電位の期間には一方の磁気ヘツド２からの出力が
選択されており、第７図（ｂ）に示すヘツド切替信号S
_WPが高電位の期間には他方の磁気ヘツド３からの出力が
選択されている。通常の再生時には磁気ヘツドが磁気テ
ープ記録領域に接している期間はRF信号が連続的に得ら
れ、位相比較器10が動作してPLL回路13がロツクする。R
F信号が出力されない期間では位相比較動作は実質的に
停止され、たとえば第６図の第２時定数回路におけるコ
ンデンサC₂により直流レベルがホールドされている。第
７図（ｃ）は電圧制御発振器12の制御電圧を示してお
り、第７図（ｃ）ではRF信号が出力されている期間で、
位相比較後のループ帯域外の残留ノイズが存在し、RF信
号が出力されていない期間では直流レベルがホールドさ
れている。

Ｒ−DATにおいてはさらに音楽情報等の主情報と共に、
プログラムナンバ（PNo.）、タイムコード等の情報検索
用の副情報も記録される。これを利用して磁気テープを
回転ドラム１に巻き付けて、回転ドラム１を回転させた
まま磁気テープを高速走行させ、間欠的に読み出した信
号から副情報を判別して高速サーチを行なうことができ
る。この際、若し回転ドラム１を通常再生の場合と同じ
回転数（2000r.p.m.）で回転させたままでは記録トラツ
クに対するヘツド軌跡の相対速度は変化してしまう。し
たがつて再生信号の伝送レートが変つてしまいPLL回路
の引込み範囲をはずれてロツクしない等の不都合が生ず
る。

このため磁気テープ走行速度に応じてドラム回転数を変
える等の制御を行ない相対速度を一定範囲内に抑えるよ
うにしてある。Ｒ−DATでは通常再生時の磁気テープ走
行速度に対してホワード方向200倍のときはドラム回転
数は約3000r.p.m.、リバース方向200倍のときは約1000
r.p.m.となる。

ところで、記録密度を上げるために傾斜アジマス記録が
知られている。すなわち磁気ヘツド２と３に各々異な傾
斜アジマスを与え、ガードバンドレス記録を行なうもの
である。この傾斜アジマス記録を採つた場合、上記の相
対速度はヘツド軌跡の記録トラツク方向のベクトル成分
が問題なのではなく、磁気ヘツドのギヤツプ方向と垂直
方向のベクトル成分が問題となる。したがつて両磁気ヘ
ツド間でアジマス角度が異なる場合、磁気テープ走行速
度を変えたときの相対速度の変化は磁気ヘツド２と磁気
ヘツド３で少し異なつてくる。Ｒ−DATで200倍速とした
ときの磁気ヘツド２の伝送レートと磁気ヘツド３の伝送
レートのずれは約４％となる。このため磁気ヘツド２の
出力と磁気ヘツド３の出力各々に対しPLL回路13は追従
しようとし、各出力の始まり付近では他方の磁気ヘツド
の出力のため周波誤差が生じており、周波数引込みから
同期が始まるため、情報が判別できない期間が生じてし
まう。

特にＲ−DATでは副情報は各磁気ヘツドからの出力の始
まりの部分と終りの部分に主に記録することになつてお
り、このような現象が起るとその始まりの部分では全く
情報が判別できないことになりサーチ動作の失敗が起り
易くなる。この状態を第８図によつて説明する。磁気テ
ープを高速走行させると磁気ヘツド軌跡はトラツクを横
切るためRF波形は第８図（ａ）に示す如く断続的とな
る。しかし有る程度以上の出力が出力されていれば情報
読取りは可能である。また図示しないが、RF出力が或る
程度以下のときに位相比較動作を停止するような回路を
設けてもよい。今、磁気ヘツド３の出力に対しPLL回路1
3がロツクしていたものとすると、磁気ヘツド３からの
この出力が終ると、電圧制御発振器12の制御電圧V_dは直
流値がホールドされた状態となつている。この状態のと
ころへ磁気ヘツド２からの出力が入つてくると磁気ヘツ
ド２からの出力の伝送レートと磁気ヘツド３からの出力
レートが異なつているため周波数誤差が生じることにな
る。このためサイクルスリツプを生じながら序々に周波
数が近ずく所謂プルイン動作をし、やがて位相同期に到
る。このプルイン動作を行なつている期間が第８図
（ｃ）における期間T_aで示される。磁気ヘツド２からの
出力が終ると制御電圧V_dがホールドされた状態となり、
電圧制御発振器12の出力P_LCKはほぼ一定の周波数に保た
れる。しかし磁気ヘツド３からの出力が入つて来るとこ
の信号の伝送レートとP_LCKの周波数との間に周波数誤差
が生じており、前記と同様にプルイン動作が行なわれ、
この期間T_bの間は情報を読み取ることができない。

上記説明した如く従来例によれば磁気ヘツド２からの出
力、磁気ヘツド３からの出力の始まりの部分では情報が
読み取れない期間が生じ易い問題点があつた。

さらに、極端な場合では磁気ヘツド２の出力または磁気
ヘツド３の出力の何れかの出力にしかPLL回路13がロツ
クしない場合や、サイクルスリツプを繰り返すのみで何
れの出力にもPLL回路13はロツクしない場合も生ずる問
題点があつた。

なお、第８図（ｂ）はヘツド切替信号を示し、第７図
（ｂ）と同一である。

本発明は上記の問題点を解決して、高速検索時にも安定
した位相同期が行なえるクロツク信号再生装置を提供す
ることを目的とする。

（問題点を解決するための手段）上記の問題点を解決するために本発明は次の如く構成し
た。

PCM信号に変換された情報が傾斜アジマス方式でヘリカ
ル走査にて記録された磁気記録担体から情報を再生する
情報記録再生装置におけるクロツク信号再生装置であつ
て、PCM再生信号からクロツク信号を抽出するPLL回路中
のループフイルタの出力電圧を、異なるアジマス角を有
する磁気ヘツドの切替えに対応して切替えるようにする
と共に、抽出されたクロツク信号周波数間の差を所定範
囲内に制御するようにした。

（作用）したがつて、PLL回路中のループフイルタの出力電圧
が、異なるアジマス角を有する磁気ヘツドの切替えに対
応して切替えられる。したがつて一方のアジマス角を有
する磁気ヘツドに対するループフイルタの出力電圧と他
方のアジマス角を有する磁気ヘツドに対するループフイ
ルタの出力電圧とは独立しており、一方の磁気ヘツドに
対するPLL回路のクロツクに、他方の磁気ヘツドに対す
るPLL回路のロツクが影響することはなくなる。また、
クロツク信号の周波数の近くにPLL回路がミスロツクす
るような周波数の信号が存在しても、各磁気ヘツドの記
録トラツクに対する相対速度の違いは小さく、ミスロツ
クする様な周波数は普通両者のクロツク信号周波数の外
側に存在する。したがつて、両者のクロツク信号周波数
の差を制限すれば、ミスロツクを防止することができ
る。

（実施例）以下、本発明を実施例により説明する。

第２図は本発明の一実施例におけるPLL回路のブロツク
図である。

クロツク信号再生装置全体は第１図に示す場合と同一で
ある。

本発明の一実施例においては、比較器９からの出力と分
周器14からの出力とは位相比較器10に供給して位相比較
し、位相比較器10による位相比較出力はループフイルタ
11_Aおよび11_Bに供給する。ループフイルタ11_Aの出力電
圧とループフイルタ11_Bの出力電圧とは両差の電位差を
制限する電圧差制限回路15に供給して、両者の電圧差を
制限する。同時にループフイルタ11_Aの出力電圧および
ループフイルタ11_Bの出力電圧はヘツド切替信号L_WPによ
り切替えられる切替スイツチＷに供給し、ヘツド切替信
号により何れか一方の出力電圧を選択し、選択されたル
ープフイルタの出力電圧は制御電圧V_dとして電圧制御発
振器12に供給し、電圧制御発振器12の発振周波数を制御
する。

電圧制御発振器12からの発振出力は分周器14に供給し
て、その周波数を1/N（Ｎは１以上の整数）に分周し、
分周器14からの出力は前記した如く位相比較器10に供給
する。

すなわち本実施例ではＲ−DAT等において、高速サーチ
時、各磁気ヘツドの記録トラツクに対する相対速度が前
記した如く少し異なるため、磁気ヘツドの切替に応じて
ループフイルタ11_Aと11_Bとを切替え、電圧制御発振器12
の制御電圧V_dを該磁気ヘツトが次に切替わつて来るまで
保持する。この様にすることで後記する具体例でより明
らかになる如くPLL回路13の追従性が良好になる。

さらに、高速サーチ開始時など、PLL回路13が未だ不安
定な時期では、PLL回路13が未だ同期範囲に入つていな
いため、電圧制御発振器12の制御電圧V_dは大きくはず
れ、各磁気ヘツドに対応した制御電圧V_dの差も大きくな
る可能性が生ずる。もし、クロツク信号周波数の近くに
ミスロツクするような周波数が存在すると、ミスロツク
した状態で電圧制御発振器12の制御電圧V_dが保持され
て、それが持続することがある。これを防止するために
電圧差制限回路15によつて、保持されている制御電圧
（切替スイツチＷで選択されていない側のループフイル
タの出力電圧）V_dとそのときPLL動作している制御電圧
（切替スイツチＷで選択されている側のループフイルタ
の出力電圧）V_dとが所定の電圧差以上にならないように
制限される。すなわち、磁気ヘツド2,3に対する再生ク
ロツク信号の周波数が所定範囲内になる。

つぎに具体例について説明する。

第３図は本発明の一実施例におけるローパスフイルタ、
電圧差制限回路および切替スイツチの部分を示してい
る。

ローパスフイルタ11_Aおよび11_Bは第３図に示すローパス
フイルタ111の如く、演算増幅器OP、抵抗R₁〜R₃および
コンデンサC₁による積分器と、制御電圧保持用のコンデ
ンサC_2a,C_2bおよびコンデンサC_2a,C_2bの充放電路を形成
する抵抗R₄とから構成してある。ローパスフイルタ111
は第６図に示した従来例におけるローパスフイルタ11と
比較してコンデンサC₂に代り、コンデンサC_2a,C_2bを設
け、切替スイツチＷにより一方のコンデンサC_2a、また
はC_2bを選択して抵抗R₄に直列接続するように構成して
ある。ヘツド切替信号S_WPが低レベル時すなわち磁気ヘ
ツド２が出力発生時はコンデンサC_2aが、ヘツド切替信
号S_WPが高レベル時すなわち磁気ヘツド３が出力発生時
はコンデンサC_2bが選択されるようにしてある。コンデ
ンサC_2a、C_2bを切替えることにより磁気ヘツド２の出
力、磁気ヘツド３の出力に対しそれぞれ個別に制御電圧
V_dがホールドされる。

いまPLL回路13が一旦ロツクしたものとすれば、ヘツド
切替信号S_WPが低電位になると制御電圧V_dは回転ドラム
１の１回転前の磁気ヘツド２からの出力にロツクした
後、ホールドされた直流電圧となる。この状態におい
て、磁気ヘツド２からの出力が入力されるとPLL回路13
の引込み動作が開始される。このとき回転ドラム１の１
回転前の磁気ヘツド２の出力に同期していた制御電圧V_d
がホールドされているため周波数誤差は殆んど無く、す
ぐにロツクイン動作に入りロツク状態になされる。さら
にまた、磁気ヘツド２の出力が無くなると位相比較動作
は停止し、制御電圧V_dはコンデンサC_2aによりホールド
された直流電圧となる。やがてヘツド切替信号S_WPの極
性が反転して高電位になるとコンデンサC_2aは切替スイ
ツチＷにより切離された状態となり、コンデンサC_2aの
電荷は次にヘツド切替信号S_WPが低電位になるまで維持
される。

ヘツド切替信号S_WPが高電位になる磁気ヘツド２からの
出力に代つて磁気ヘツド３からの出力が位相比較器10に
供給され、磁気ヘツド２に対する場合と同様に磁気ヘツ
ド３からの出力始点からすぐにロツク状態になる。

これらの状態を第４図でみると制御電圧V_dはRF信号が出
力される領域では位相比較動作によりループ帯域外のノ
イズが生じ、その前後では直流的に安定しており、第４
図（ｃ）に示す如くなり、第８図（ｃ）にみられる如き
変化はない。なお、第４図（ａ）および（ｂ）は第８図
（ａ）および（ｂ）を再記したものである。

つぎに電圧差制限回路15について説明する。

電圧差制限回路15による制限電圧差は磁気テープの送り
速度、ヘツド１の回転速度、電圧制御発振器12のゲイン
で定まるが、ここでは電圧差を0.7Vに制限する場合を例
に説明する。

電圧制限回路15は抵抗R₅と、逆並列に接続されたタイオ
ードD₁およびD₂とを直列接続して構成し、コンデンサC
_2aとC_2bとの間に挿入して制御電圧V_dを制限させる。

もし、PLL回路13が未だ同期範囲に入る前の未安定な状
態等のために、コンデンサC_2a,C_2bによるそれぞれから
の制御電圧V_d間に0.7V以上の電圧差が生じたとする。仮
にコンデンサC_2aの電位の方が高ければコンデンサC_2aの
電荷は抵抗R₅、ダイオードD₁、抵抗R₂,R₁を通してコン
デンサC_2bへ移動する。逆にコンデンサC_2bの電位の方が
高ければコンデンサC_2bの電荷は抵抗R₅、ダイオード
D₂、抵抗R₂,R₁を通してコンデンサC_2aへ移動する。

コンデンサC_2a,C_2bは一方が電圧保持状態、他方がPLL動
作状態（PLL回路13のループ内にある状態）であり、PLL
動作状態側にあるコンデンサはPLL回路130が位相同期を
維持するべくその電荷が変動し、PLL動作状態にある側
のコンデンサを基準としてみれば、電圧保持状態にある
方のコンデンサへ、または電圧保持状態にある方のコン
デンサから電荷の移動があり、この電荷の移動は両コン
デンサ間の電圧差がダイオードD₁,D₂の順方向電圧（＝
0.7V）になるまで続けられ、電圧差が0.7V以内に制限さ
れる。

ここで電圧差制限回路15により制御電圧V_d間の電圧差を
制限する理由は次の如くである。

磁気ヘツド2,3の記録トラツクに対する相対速度の違い
は小さいため、PLL回路13がミスロツクするような周波
数は普通、記録トラツクから磁気ヘツド2,3で検出した
情報から抽出した両者のクロツク信号周波数の外側に存
在する。したがつて両者のクロツク信号周波数の差を制
限すれば、すなわち磁気ヘツド2,3に対する電圧制御発
振器12の制御電圧V_dを差を制限することにより、上記の
如きミスロツクを防止することができるためである。

電圧制限回路15を設けた状態でもしミスロツクしたとす
ると、電圧制御発振器12の制御電圧V_d間の電圧差が電圧
制限回路15による制限差電圧を超えている筈であり、保
持状態の方のコンデンサの電荷が移動し、保持状態の方
のコンデンサの電圧がPLL回路13が正しく同期状態にな
る方向に変化させられている。次にこの保持状態にあつ
た方のコンデンサがPLL動作状態になると、そのコンデ
ンサは同期引込みの方向に電圧が変化させられているた
め、PLL回路13はミスロツク状態から抜け出し、ロツク
状態に入る。他方のコンデンサについても同様の動作を
する。

上記した本発明の一実施例の変形例について説明する。

本発明の一実施例においては電圧差制限回路15における
電圧差を0.7Vとした場合を例示した。

本変形例は電圧差制限回路における電圧差を他の値とす
る場合である。

第５図（ａ）は電圧差制限回路15_Aの構成を示し、ダイ
オードD₁に代つてｍ個のダイオードD_1a〜D_1mを直列に接
続し、ダイオードD₂に代つてｎ個のダイオードD_2a〜D_2n
を直列に接続した場合を示し、制限される電圧差は本発
明の一実施例の場合によりｍ×0.7V、ｎ×0.7Vに増大さ
せられる。また、電荷の移動方向により制限される電圧
差も異なることになる。

第５図（ｂ），（ｃ）および（ｄ）は電圧制限回路15_B,
15_C,15_Dの構成を示している。

電圧制限回路15_Bは抵抗R₅に代つて抵抗R_5a,R_5bを接続
し、電圧制限回路15_Cは抵抗R₅の他に抵抗R_5Cを接続し、
電圧制限回路15_Dは抵抗R₅の他に抵抗R_5dを接続した場合
を例示している。

第５図（ｂ），（ｃ）および（ｄ）の場合はコンデンサ
C_2a,C_2b間に接続される抵抗値が電流の方向によつて異
ならしめてあり、コンデンサC_2a,C_2bの充放電時間が電
荷の移動方向によつて変わり、電圧制限の効き具合が電
荷の移動方向によつて変えられることになる。

また、Ｒ−DATの場合、磁気テープの走行方向（巻き戻
し方向、早送り方向）、電圧制御発振器12のゲインの極
性等によつて、電圧の高い方のコンデンサが何れである
か、すなわちコンデンサC_2aかC_2bが決まる。したがつて
電圧差の制限を一方向だけにしたい場合はダイオードを
一方向のみに接続すればよい。

なお、上記した本発明の一実施例において、演算増幅器
を用いた積分器においてコンデンサを切替える場合を例
示したが、２個の積分器を切替えるようにしてもよい。

（発明の効果）本発明によれば、クロツク信号抽出のためのPLL回路中
のループフイルタの出力電圧を磁気ヘツドの切替えに対
応して切替えるようにし、かつループフイルタの出力電
圧間電圧差を所定値に制限するようにしたため、高速サ
ーチ等と磁気テープ高速走行駆動のときにPLL回路の追
従性を損なうことなくミスロツクを防止できて安定して
磁気テープから情報を読み取ることができる。特にＲ−
DATの場合においては高速サーチ時に時間情報その他、
頭出しに必要な情報を素早く安定に読み取ることが必要
であるが、本発明では容易にかつ簡単に実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はＲ−DATにおけるクロツク信号再生装置の構成
を示すブロツク図。第２図は本発明の一実施例の構成を示すブロツク図。第３図は本発明の一実施例におけるループフイルタの構
成を示す回路図。第４図は本発明の一実施例の作用を説明するための波形
図。第５図は本発明の一実施例における変形例の主要部を示
す回路図。第６図は従来のループフイルタの構成例を示すブロツク
図。第７図および第８図は従来例の動作を説明するための波
形図。１……回転ドラム、２および３……磁気ヘツド、４およ
び５……RF増幅器、６……増幅器、７……タイミング信
号発生器、８……切替スイツチ、９……比較器、10……
位相比較器、11_Aおよび11_B……ループフイルタ、12……
電圧制御発振器、13……PLL回路、14……分周器、15,15
_A,15_B,15_Cおよび15_D……電圧差制限回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】PCM信号に変換された情報が傾斜アジマス
方式でヘリカル走査にて記録された磁気記録担体から情
報を再生する情報記録再生装置におけるクロツク信号再
生装置であつて、PCM再生信号からクロツク信号を抽出
するPLL回路中のループフイルタの出力電圧を、異なる
アジマス角を有する磁気ヘツドの切替えに対応して切替
えると共に、抽出されたクロツク信号周波数間の差を所
定範囲内に制限することを特徴とするクロツク信号再生
装置。
【請求項２】ループフイルタの出力電圧の切替えは情報
高速検索のときに行なうことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載のクロツク信号再生装置。
【請求項３】ループフイルタの出力電圧の切替えは磁気
ヘツド切替信号によつて行なうことを特徴とする特許請
求の範囲第１項記載のクロツク信号再生装置。
【請求項４】ループフイルタの出力電圧の切替えはルー
プフイルタの切替えによることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載のクロツク信号再生装置。
【請求項５】ループフィルタの出力電圧の切替えはルー
プフイルタ中のホールドコンデンサの切替えによること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載のクロツク信号
再生装置。