JPH0769425B2 - レーザドップラ速度計 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、レーザドップラ速度計に係り、とくに照射光
としてレーザ光を用いるとともに、その反射光に生じる
ドップラ効果を利用して被測定物の速度計測を行う方式
のレーザドップラ速度計に関する。

〔従来の技術〕

レーザドップラ速度計は、コヒーレント光を移動物体に
照射するとともに、その散乱光のドップラ周波数偏移を
測定し、これによって被測定物の移動速度を非接触にて
検出するものである。このレーザドップラ速度計は、近
時においては例えば、特開昭60−243583号公報、実開昭
62−42267号公報及び実開昭60−135682号公報等にみら
れる如く、各方面で比較的多くの研究・開発が進められ
ている。

このレーザドップラ方式による速度測定においては、所
謂散乱光と参照光を重ね合せるとともに、これにより生
じるビート周波数を測定して被測定物の移動速度を算定
するという手法が採られている。そして、この散乱光と
参照光の重ね合せの方法により、参照光法および自己比
較法等、種々の光学系の構成が考えられている。

この内、参照光は、その光学系が第29図（１）に示すよ
うに配設されている。この第29図（１）においては、レ
ーザ光源100から出力されるレーザビームAoを被測定対
象物である移動物体に照射するとともに、その一部を参
照光Ｂとして、ドップラ周波数偏移を受けないような光
路を通して光検出器200へ導くようになっている。そし
て、この光検出器200にて、参照光を散乱光Ａ′と重ね
合せるとともに、これによって生じる速度情報を含んだ
ビートが検出され出力されるようになっている。

自己比較法は、参照光自体もドップラ周波数偏移を受け
るもので、一入射光法と二入射光法の二つに分けられて
いる。

一入射法における自己比較法は、その光学系が第29図
（２）に示すように配設されている。この第29図（２）
に示す手法においては、移動物体Ｍにレーザ光が当るま
では入射光が一つであるが、その移動物体Ｍ上で散乱さ
れる散乱光の周波数偏移がその散乱方向により異ること
を利用し、異った方向に散乱する二つの散乱光をレンズ
で光検出器200上に集光し、互いに他を参照光としてビ
ートが形成されるようになっている。

さらに、二入射法における自己比較法は、その光学系が
第29図（３）に示すように配設されている。この第29図
（３）に示す手法は、差動形レーザドップラ速度計とも
いい、レーザ光源より出力された光はビームスプリッタ
で二分割された後、レンズ等によって測定面上にて交差
させるという手法が採られている。そして、この交差せ
しめた部分での散乱光を集光レンズ等で光検出器上に集
光しビートを形成せしめるという構成となっている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、かかる従来例にあっては、レーザ送信手
段とレーザ光受信手段とが必要不可欠のものとなってい
ることから、装置全体が大型化し同時に高価なものとな
り、且つ操作性が悪いという不都合が生じている。さら
に特開昭60−243583号公報および実開昭62−42267号公
報記載のものにあっては、参照光と散乱光とを所定箇所
にて集合せしめるという手法を採っていることから、こ
れら二つのレーザビームを形成するための光学系が複雑
となり、その最適測定条件の設定に多くの時間と労力を
要し、しかも光学系の固定装備を堅牢にしなければなら
ないことから装置全体が大型化するという不都合が生じ
ていた。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、かかる従来例の有する不都合を改善
し、とくに単一のレーザ光源を用いて回転もしくは移動
物体の速度を高精度に測定し演算処理することのできる
比較的小型化されたレーザドップラ速度計を提供するこ
とにある。

〔課題を解決するための手段〕

そこで、本発明では、コヒーレント光を出力するレーザ
光源と、このレーザ光源から出力されるレーザ出力光を
集光するとともに被測定物からの反射散乱光を前記レー
ザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反射散乱光により
形成されるドップラビート信号を前記レーザ光源から分
離抽出するビート検出手段と、このビート検出手段によ
り検出されるドップラビート信号に基づいて被測定物の
移動もしくは回転速度を演算する速度演算手段とを設
け、前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力
されるドップラビート信号を所定のタイミング信号に変
換する波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力
されるタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を
出力する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力
に基づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とによ
り構成するとし、これによって前述した目的を達成しよ
うとするものである。

〔第１実施例〕 以下、本発明の第１実施例を第１図ないし第６図に基づ
いて説明する。

第１図の実施例は、コヒーレント光を出力するレーザ光
源１と、このレーザ光源１から出力されるレーザ出力光
1aを集光するとともに被測定物からの反射散乱光1bをレ
ーザ光源１側へ送り込む集光手段２と、反射散乱光1bに
より形成されるドップラビート信号D_bをレーザ光源１か
ら分離抽出するビート検出手段３と、このビート検出手
段３により検出されるドップラビート信号D_bに基づいて
被測定物４の移動もしくは回転速度を演算する速度演算
手段５及び方向判別手段６とを備えている。

この内、レーザ光源１はレーザ駆動回路７に駆動されて
作動するようになっている。このレーザ光源１は、本実
施例においては半導体レーザが使用されている。このレ
ーザ光源１は、被測定物４を照射するコヒーレント光1a
を誘導放出により出力する。この場合、被測定物４によ
って散乱されドップラ周波数偏移f_dを受けた反射戻り光
1bが半導体レーザに戻ると、ドッラプ偏移を受けていな
いコヒーレント光との間で自己混合作用が共振器内部に
生じドップラビートが発生する。そして、半導体レーザ
駆動電流には、ビート周波数に対応した鋸歯状波信号が
重畳される。

集光手段２として、本実施例では光学レンズが使用され
ている。この集光手段は、レーザ光源１と被測定物４と
の間に置かれ、被測定物４上での照射，散乱条件が最適
となるように焦点位置が調節できる保持機構上（第１図
では省略）に設置されている。この集光手段２はレーザ
光源１から出射されたレーザ照射光1aを集光して被測定
物４に効率よく照射する機能を持っている。同時に被測
定物４によって散乱された反射戻り光を集光し、半導体
レーザ光源１の端面ａに入射させる機能を持っている。

ビート検出手段３としては、本実施例では信号検出増幅
器が使用されている。この信号検出増幅器は、レーザ駆
動回路７の出力端に併設され、レーザ光源を駆動する駆
動電流中より当該駆動電流に重畳された鋸歯状波に近似
したドップラビート信号を抽出し出力する機能を備えて
いる。第２図（１）（２）にドップラビート信号の例を
示す。ここで、第２図（１）は被測定物４が近づいてく
る場合を示し、同図（２）は被測定物４が遠ざかる場合
を示す。

また、速度演算手段５は、第３図に示すように、ビート
検出手段３から出力されるドップラビート信号を所定の
タイミング信号に変換する波形変換回路部10と、この波
形変換回路部10から出力されるタイミング信号を信号処
理して演算用速度信号を出力する信号処理回路部11と、
この信号処理回路部11の出力に基づいて被測定物４の速
度ｖを算定する演算回路部12とにより構成されている。

この内、波形変換回路部10は、ドップラビート信号を所
定レベルまで増幅するレベル調整回路10Aと、このレベ
ル調整回路10Aの出力信号を微分する微分回路10Bと、こ
の微分回路10Bから出力されるタイミング信号の立上り
に同期してタイミング信号の二周期分を一周期とする整
形クロックを出力する波形整形回路10Cとにより構成さ
れている。また、信号処理回路部11は、周波数の大小に
対応した電圧を出力するＦ−Ｖ変換回路11Aと、このＦ
−Ｖ変換回路11Aの出力をアナログ−デジタル変換する
Ａ−Ｄ変換回路11Bとにより構成されている。

次に、上記実施例における速度演算手段５の動作を第４
図に基づいて説明する。

ビート検出手段３によって検出されたドップラビート信
号D_bは、波形変換回路部10の微分回路10Bの作用によっ
て鋸歯状波の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミング
信号A₁₀が抽出される。波形整形回路10Cでは、このタイ
ミング信号A₁₀の立ち上がりに同期した整形クロックB₁₀
を作成するのであるが、この整形クロックB₁₀は、元の
信号である鋸歯状波D_bの周波数Ｆに対応した周波数を持
つことになる（本実施例では整形クロックB₁₀の周波数
が鋸歯状波の周波数の1/2となっている）。従って、こ
の整形クロックB₁₀の周波数をＦ−Ｖ変換によって電圧
値に線形変換し、その後、Ａ−Ｄ変換によりデジタル的
に周波数情報を得ることにより鋸歯状波のビート周波数
f_dをも得られる。被測定物４の速度Ｖは、この周波数f_d
に基づいて次式によって求められる。

f_d＝（２・|V|・cosθ）／λ 但し、λは波長を示し、θは被測定物４の進行方向に対
するレーザ照射光の照射角度を示す。かかる演算は演算
回路部12で行われる。これによって被測定物４の移動速
度Ｖが極く容易に算定されるようになっている。

以上のように、この第１実施例においては、光源として
半導体レーザを使用していることから光学系を含めて全
体的な小型化が可能となり、また光束を二つに分ける必
要性が全くないことから、光学系保持機構が簡単とな
り、更に周波数シフタが不要となり、従ってその駆動回
路も不要となることから装置全体を著しく小型化するこ
とができる。

また、半導体レーザの自己混合によるビート信号の周波
数は半導体レーザのAM変調可能な周波数と同程度とな
る。このため、従来の方向判別性能が数10〜数百MHzで
あったのに対して０〜2,3〔GHz〕となり、測定値の信号
処理の高速化を図ることが可能となっている。

更に、光学系が簡単化されていることから、全体的に安
価に入手することが可能となり、且つ軽量化が図られて
いることから可搬性が良好となる。

上記実施例においては整形クロックB₁₀をタイミング信
号の立ち上がりに同期して作成したが、これは立ち下が
りに同期したものでもよく、周波数もパルス幅ｔを一様
に保ったものであれば1/2としなくとも同様の結果が得
られる。

また、タイミング信号の抽出においても、微分回路10B
を使用するほか、例えば第５図に示すように、コンパレ
ータを使用しても同様な作用効果を得ることができる。
第６図は、この場合の第５図各部の出力波形を示す。

即ち、第５図において、波形変換回路部13は、ドップラ
ビート信号D_bを所定レベルまで増幅するレベル調整回路
13Aと、このレベル調整回路13Aの出力信号に基づいて所
定レベルのタイミング信号A₁₃を出力するコンパレータ1
3Bと、このコンパレータ13Bから出力されるタイミング
信号に同期して同一周期の整形クロックB₁₃を出力する
波形整形回路13Cとにより構成されている。13aは基準レ
ベル信号出力回路を示す。このようにしても、前述した
第３図の場合とほぼ同様の作用効果を得ることができ
る。

〔第２実施例〕 次に、第２実施例を第７図ないし第８図に基づいて説明
する。

この第２実施例は、鋸歯状波の一周期に既知の周期を持
つクロックが幾つ存在するのかを計数して鋸歯状波の周
期を求め、更に計算によって速度を得ようとするもので
ある。

この第７図に示す第２実施例においては、波形変換回路
部15が、前述したドップラ信号を所定レベルまで増幅す
るレベル調整回路15Aと、このレベル調整回路15Aの出力
信号D_bを微分する微分回路15Bと、この微分回路15Bから
出力されるタイミング信号A₁₆に同期して当該タイミン
グ信号の二周期分を一周期とするゲート制御信号を出力
するゲート制御回路15Cとにより構成されている。

また、信号処理回路部16が、ゲート制御信号G₁₆に制御
されてオン−オフ動作するゲート回路16Aと、このゲー
ト回路16Aに基準クロックE₁₆を送り込む基準クロック出
力回路16Bと、ゲート回路16Aを通過した基準クロックE
₁₆を計数するカウンタ16Cとにより構成されている。そ
の他の構成は前述した第１実施例と同一となっている。
次に、この第７図における速度演算手段の動作について
説明する。

この第７図に示す第２実施例は波形変換回路部15に入力
された鋸歯状波は、微分回路15Bの作用により鋸歯状波
の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミング信号A₁₆を
抽出する。ゲート制御回路15Cでは、このタイミング信
号A₁₆の立ち下がりに同期したゲート制御信号G₁₆によっ
てゲートを開閉する。これによって、基準クロック出力
回路16Bで作られた基準クロックE₁₆はゲートの開いてい
る時だけ基準クロックE₁₆の通過する計数クロックとな
ってカウンタ16Cに入力することになる。ゲートの開い
ている時間は鋸歯状波の一周期に対応することを考慮す
ると、カウンタ16Cで計数した計数値より鋸歯状波の周
期Ｔが次式で求められることになる。

Ｔ＝ｎ×ｔ（n:計数値,t:基準クロックの周期） 被測定物４の速度Ｖはこの周期Ｔから前述した如く計算
で求めるのである。尚、上記第７図の実施例において、
ゲート制御信号G₁₆はタイミング信号A₁₆の立ち上がりに
同期して作成しても同様の結果が得られる。

このようにしても前述した第１実施例と同様の作用効果
を有するほか、基準クロックE₁₆の数を増すことにより
測定精度を向上させることができるという利点がある。

〔第３実施例〕 次に、第３実施例を第９図ないし第10図に基づいて説明
する。

この実施例は、鋸歯状波の電圧値の時間的変化を所定の
基準電圧をもつコンパレータと既知の周期をもつクロッ
クとにより求め、これに基づいて速度を演算するもので
ある。

即ち、この第９図に示す実施例は、波形変換回路部17
が、ドップラビート信号を所定レベルまで増幅するレベ
ル調整回路17Aと、このレベル調整回路17Aの出力信号D_b
に基づいて所定レベルのタイミング信号A₁₇を出力する
コンパレータ17Bと、このコンパレータ17Bから出力され
るタイミング信号A₁₇に同期してゲート制御信号G₁₇（又
はＧ′₁₇）を出力するゲート制御回路17Cとにより構成
されている。

その他の構成は、前述した第７図の実施例の場合と同一
となっている。

次に、この第３実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。

波形変換回路部17に入力された鋸歯状波D_bは、コンパレ
ータ17Bにて第10図に示す基準値Refと比較されコンパレ
ート信号A₁₇に変換される。このコンパレート信号A₁₇は
ゲート制御回路17Cへ送られる。これによって鋸歯状波
の電圧値がRef以上になった時ゲートが開かれ、同様にR
ef以下の電圧値となった時にゲートが閉じられる様なゲ
ート制御信号G₁₇が作成される。このゲートが開かれて
から閉じられるまでに要するゲート時間Ｔ′は、参照電
圧Refの設定値によって鋸歯状波の周期Ｔと次式の様な
関係を持つ。

Ｔ′＝Ｔ×〔１−（Ref −負ピーク値）／（正ピーク値−負ピーク値）〕 従って、上記ゲート時間Ｔ′を、基準クロック発生部16
Bから発生する基準クロックE₁₇がゲートを通過して得ら
れる計数パルスE₁₇をカウンタにより計数することによ
って測定すれば、次式から鋸歯状波の周期Ｔを求めるこ
とができる。

Ｔ＝ｎ×t/〔１−（Ref −負ピーク値）／（正ピーク値−負ピーク値）〕 但し、ｎは計数値,tは基準クロックの周期を示す。

測定対象である速度はこの周期Ｔから計算で求めるので
ある。尚、上記実施例においてゲート制御の論理はＧ′
₁₇に示す様に逆にしてもよく、この場合のゲート時間
Ｔ″と鋸歯状波の周期Ｔとの関係は次式の様になり、 Ｔ″＝Ｔ×〔（Ref−負ピーク値）／（正ピーク値 −負ピーク値）〕 この時の計数パルスＥ″₁₇をカウンタで計数することに
よって同様の結果が得られる。

Ｔ＝ｎ′×t/〔（Ref−負ピーク値）／（正ピーク値 −負ピーク値）〕 （ｎ′：計数値） 〔第４実施例〕 次に、第４実施例を第11図ないし第12図に基づいて説明
する。

この実施例は、前述した第３実施例と同一の考えのもと
にコンパレータを２個使用したものである。この第11図
の実施例においては、 波形変換回路部18が、ドップラビート信号を所定レベル
まで増幅するレベル調整回路18Aと、このレベル調整回
路18Aの出力信号D_bに同期して異ったタイミング信号A
_18B,A_18Cを出力する並列接続された二つのコンパレータ
18B,18Cと、この二つのコンパレータ出力A_18B,A_18Cを入
力するとともにこれら二つのコンパレータ18C,18Cの出
力A₁₈,A₁₈に基づいて所定のゲート制御信号G₁₈を出力す
るゲート制御回路18Dとにより構成されている点に特徴
を有している。

その他の構成は前述した第２実施例（第７図参照）と同
一となっている。

次に、この第４実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。

まず、各コンパレータ18B,18Cの比較基準電圧R_B,R_Cを次
の如く設定する。

（負ピーク値）≦R_B≦R_C≦（正ピーク値） 次に、レベル調整回路18Aの出力は二つに分けられ、コ
ンパレータ18B,18Cに各々入力される。各コンパレータ
では、比較基準電圧R_B,R_Cに基づいて入力信号を比較
し、コンパレート信号A_18B,A_18Cを出力する。これら２
つの信号をもとにゲート制御回路18Dからゲート制御信
号G₁₈を出力してゲート回路16Aを制御する。ゲートが開
いているゲート時間Ｔ′ＡおよびＴ′Ｂは比較基準電圧
R_BとR_Cの設定値によって鋸歯状波の周期Ｔと次式の様な
関係を持つ。

Ｔ＝（Ｔ′Ａ＋Ｔ′Ｂ）・〔（正ピーク値） −（負ピーク値）〕／（R_C−R_B） 従って上記ゲート時間Ｔ′ＡおよびＴ′Ｂを、基準クロ
ック発生部から発生する基準パルスE₁₇がゲートを通過
して得られる計数パルスＥ′₁₇,E″₁₇をカウンタによっ
て計数することにより、鋸歯状波の周期は次のように表
すことができる。

Ｔ＝（nA＋nB）・ｔ・〔（正ピーク値） −（負ピーク値）〕／（R_C−R_B） （nA、nB:T′Ａ、Ｔ′Ｂ中の計数値） 測定対象である速度は、この周期Ｔより算定される。

〔第５実施例〕 次に、第５実施例を第13図ないし第14図に基づいて説明
する。

この実施例は、予め設定した一定時間間隔に何周期の鋸
歯状波が存在するのか、を計数してその周波数を求め、
これに基づいて被測定物の速度を得ようとする方法であ
る。

この第13図に示す第５実施例においては、波形変換回路
部19が、ドップラビート信号を所定レベルまで増幅する
レベル調整回路19Aと、このレベル調整回路19Aの出力信
号を微分する微分回路19Bと、この微分回路19Bから出力
されるタイミング信号に同期して所定の計数パルス信号
を出力する計数パルス発生回路19Cとにより構成されて
いる。

また、信号処理回路部20が、前記計数パルス信号を入力
するゲート回路20Aと、このゲート回路20Aに併設され当
該ゲート回路20Aの開閉動作を制御するサンプリング周
期設定回路20Bと、ゲート回路20Aから出力される計数パ
ルスを計数するカウンタ20Cとにより構成した点に特徴
を有している。

その他の構成は前述した第１実施例と同一となってい
る。

次に、上記第５実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。

波形変換回路部19に入力された鋸歯状波は、微分回路19
Bによって信号の立ち上りおよび立ち下がりのタイミン
グ信号A₁₉に変換される。計数パルス発生回路19Cでは、
このタイミング信号A₁₉をもとに鋸歯状波の周期Ｔに対
応した周期を持つ計数パルスB₁₉を出力する。また、サ
ンプリング周期設定回路20Bで予め一定時間Ｔ′を定め
ておき、その時間に対応したゲート信号G₂₀によってゲ
ートを開閉する。ゲートが開かれている一定時間内に幾
つの計数パルスが含まれているのかをカウンタにより計
数し、鋸歯状波の周波数Ｆを次式から求める。

Ｆ＝n/T′（n:計数値） 測定対象である速度は、この周波数Ｆから計算によって
求める。

上記実施例に於ては微分回路で作成したタイミング信号
によって計数パルスを取得したが、第15図ないし第16図
に示す様に、コンパレータ21Bを用いてコンパレータ信
号A₂₁を得た後、これによって計数パルスB₂₁を取得して
も同様な結果を得ることができる。

この第15図において、波形変換回路部21は、ドップラビ
ート信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路21A
と、このレベル調整回路21Aの出力信号に同期して所定
のタイミング信号A₂₁を出力するコンパレータ21Bと、こ
のコンパレータ出力A₂₁に基づいて所定レベルの計数パ
ルスB₂₁を出力する計数パルス発生回路21Cとにより構成
されている点に特徴を有している。その他の構成は上述
した第13図の実施例と同一となっている。

〔第６実施例〕 次に、第６実施例を第17図ないし第20図に基づいて説明
する。

この実施例は、位相検出器、ローパスフィルタ及びVCO
（Voltage Controlled Oscillator）から成るPLL（Phas
e Locked Loop）回路によって、入力信号の周波数変化
や断続信号にも追従して速度を求めるものである。

この第17図の実施例において、速度演算手段は、ビート
検出手段３から出力されるドップラビート信号を所定の
タイミング信号A₂₂に変換する波形変換回路部22と、こ
の波形変換回路部22から出力されるタイミング信号A₂₂
を信号処理して演算用速度信号を出力する信号処理回路
部23と、この信号処理回路部23の出力に基づいて被測定
物の速度を算定する演算回路部12とにより構成され、さ
らに、波形変換回路部22と信号処理回路部23との間に、
前記タイミング信号の繰返周期を安定せしめる周波数安
定化手段24を備えた構成となっている。

周波数安定化手段24は、その入力信号に係る電圧値に対
応した発振周波数の信号を出力する電圧制御発振回路24
Aと、この電圧制御発振回路24Aから出力される所定の信
号と入力信号との位相差に応じた電圧を発生せしめる位
相検出回路24Bと、この位相検出回路24Bの出力電圧を平
均化して電圧制御発振回路24Aに対し入力信号として送
り込む低域フィルタ24Cとにより構成されている。

その他の構成は、前述した第１実施例と同一となってい
る。

次に、上記実施例における速度演算手段の動作を説明す
る。

波形整形回路22Bに入力された鋸歯状波は、波形整形さ
れて同じ周期Ｔをもったパルス信号A₂₂となって周波数
安定化手段（以下、単に「PLLシステム」という）24に
入力される。電圧制御発振器（以下、「VCO」という）2
4Aは自走発振器であり、その発振周波数F₀の出力信号P
₂₄は位相検出器24Bに帰還され、ここで入力のパルス信
号の周波数F₁と比較される。この位相検出器24Bの出力
が誤差信号であり、この誤差信号を低域フィルタ（以
下、「LPF」という）24Cに通すことにより、入力のパル
ス信号とVCOの位相差Δφに比例した平均直流電圧Ｖが
得られる（第18図波形A,B参照）。ここで記号Ａは排他
的論理和による位相検出を行った場合のΔφ−Ｖ特性を
示したものであり、記号Ｂは同様にしてエッジトリガに
よる位相検出を行った場合のものである。いずれの位相
検出を行った場合にもこの平均直流電圧Ｖはループを形
成してVCO24Aに戻され、この電圧によってVCO24Aは入力
のパルス信号の周波数とVCO24A自身の発振周波数との差
を少なくする方向へ周波数を変えるように動作し、これ
によってVCO24Aからの出力信号は入力のパルス信号の周
波数変化に追随することになる。出力信号が入力のパル
ス信号の周波数変化に追随するスピードはLPF24Cによっ
て制限を受けるが、もし、入力に高周波雑音が混入して
も瞬間的に断続信号になったとしてもLPF24Cが一種の短
時間記憶能力を持っているので元の信号をすぐに捕獲で
きるという特徴がある。

更に、ここで得られた出力信号をゲートの制御信号とす
ることにより、基準クロック発生部23Bから送出された
基準クロックE₂₃から計数クロックＥ′₂₃を作成し、カ
ウンタ23Cで計数することによって出力信号の周期、す
なわち入力信号の鋸歯状波D_bの周期Ｔを求めることがで
きる。

Ｔ＝２×ｎ×ｔ 但し、ｎは計数値、ｔは基準クロックの周期を示す。

そして、被測定物の速度は、この周期に基づいて算定さ
れる。

この第６実施例においては、VCO24Aからの出力信号をゲ
ート制御信号として基準クロックE₂₃を計数したが、本
発明では必ずしもこれに限定されるものではない。例え
ば、第17図の信号処理回路23の基準クロック発生回路23
Bに代えて第19図に示すようにサンプリング周期設定回
路25Bとし、これによって信号処理回路25を構成するよ
うにしてもよい。この場合は、第５実施例の場合と同様
にゲート回路25Aの出力が一定条件のもとに計数される
ようになっている。

信号処理回路23については、さらに第20図に示すように
Ｆ−Ｖ変換器26A及びＡ−Ｄ変換26Bから成る第１実施例
の場合と同様の信号処理回路26を用いたものであっても
よい。

〔第７実施例〕 次に本発明の第７実施例を第21図ないし第22図に基づい
て説明する。

この第７実施例は、検出したアナログ信号であるドップ
ラビート信号をＡ−Ｄ変換器によってデジタル信号に変
換し、メモリに取り込んだ後、マイクロプロセッサ等の
コンピュータを用いて数値演算を行い、これによって被
測定物の速度を算定しようとするものである。

すなわち、第21図の実施例において、速度演算手段は、
ドップラビート信号を所定レベルまで増幅するレベル調
整回路25と、このレベル調整回路25の出力である鋸歯状
波としてのドップラビート信号の１周期の1/2以下のサ
ンプリング周期を備えた低域通過フィルタ26と、この低
域通過フィルタ26にてサンプリングされたデータをサン
プリング時間ごとにホールドするサンプルホールド回路
27と、このサンプルホールドされた信号をデジタル信号
に変換するＡ−Ｄ変換回路28と、このＡ−Ｄ変換回路28
の出力を記憶するメモリ29と、このメモリ29に記憶され
た情報より当該デジタル信号の全体的な周期性を求める
とともにこの周期性に基づいて前記被測定物の移動速度
を算定する演算回路部30とにより構成されている。

そして、演算回路部30が、メモリ29に記憶されたデジタ
ル信号の周波数スペクトラムを高速フーリエ交換の手法
を用いて求める第１の演算機能と、求められたこの周波
数スペクトラムに基づいて当該各周波数のスペクトルの
相対的強度を求める第２の演算機能と、この各スペクト
ルの相対的強度の内の最も支配的な周波数を抽出すると
ともにこれによって前記デジタル信号の全体的な周期性
を算定する第３の演算機能を備えている点に特徴を有し
ている。

この演算回路部30による速度の演算は、デジタル値に変
換された離散データから、FFT（Fast Fourier Transfor
m高速フーリエ変換）の手法によって周波数スペクトラ
ムを求め、信号の支配的周波数を解析することにより速
度を検出しようとするもので、第22図には周期Ｔにおけ
るサンプリング例を示す。

その他の構成及び作用は、前述した第１実施例と同一と
なっている。

次に、第21図の動作を説明する。

ビート検出手段３で検出された鋸歯状波としてのドップ
ラビート信号は、低域通過フィルタ26を通してサンプリ
ング時間Ｔごとにサンプルホールドされ、Ａ−Ｄ変換回
路28を通してデジタル値に変換される。ここで低域通過
フィルタ26は、サンプリングの定理により2Tより短い周
期の波形は再現性がないため、また、雑音を除去するた
めにT/2以上の周波数信号を除去する能力を有する。従
って、サンプリング周期Ｔは被測定信号の周期の1/2以
下に設定されている。

こうしてデジタル値に変換された信号は、メモリ29に蓄
えられ、演算回路部30によって前述した如く速度が計算
される。

ここで、演算回路部30については、特に高速フーリエ変
換の手法を利用して速度を算定する場合を例示したが、
以下に示す手法を用いたものであってもよい。

データの符号反転回数カウントによる速度算定法（第
23図参照） この算定法においては、演算回路部30が、メモリ29に記
憶されたデジタル信号に対して所定のデータ収集時間NT
を設定する演算範囲設定機能と、このデータ収集時間内
の時系列データが「正から負へ」又は「負から正へ」時
間的に変化した回数M₁を求める変化点計数機能と、これ
ら二つの機能を作動して得られるデータに基づいて「Ω
＝2NT/M₁」の演算を行うとともにこれによってデジタル
信号の全体的な周期性を算定する周期性演算機能とを備
えている点に特徴を有している。この場合、求められた
周期Ωの精度は、サンプリング間隔Ｔを短く、データ収
集時間を長くとることにより向上する。

データ同符号連続回数カウントによる速度算定法（第
24図参照） この算定法においては、時系列データの符号が連続して
同じであった回数M₂をカウントし、その間の時間M₂Tを
２倍することにより、データの周期Ωを求めようとする
ものである。

この場合、演算回路部30は、メモリ29に記憶されたデジ
タル信号に係る時系列データの符号が連続して同じであ
った回数M₂を計数する連続同符号計数機能と、この連続
同符号が継続する時間M₂Tを計時するとともに当該計数
時間M₂Tを２倍することにより当該デジタル信号の繰り
返し周期を算定する周期性算定機能とを備えている点に
特徴を有している。

この場合、求められた周期Ωの精度は、サンプリング間
隔Ｔ以下にならないため、Ωを平均化することにより向
上できる。

データの単調増加、単調減少回数カウントによる速度
算定法（第25図） この算定法においては、時系列データの単調増加する回
数M_c、単調減少する回数M_dをカウントし、その和をとる
ことにより、データの周期Ωを求めようとするものであ
る。

この場合、演算回路部30は、メモリ29に記憶されたデジ
タル信号に係る時系列データが単調増加する回数M_cおよ
び単調減少する回数M_dを計数するデータ計数機能と、こ
のデータ計数時間「（M_c＋M_d）・Ｔ」を演算するととも
にこれによって前記デジタル信号の全体的な周期性を特
定する周期性算定機能とを備えている点に特徴を有して
いる。

ここで、上記各実施例は、ビート検出手段３として信号
検出増幅器を使用した場合を例示したが、第26図に示す
ようにレーザ光源の出力光側とは反対側に配設されたホ
トダイオード3Aと信号検出増幅器3bとを用いたものであ
ってもよい。

また、被測定物の移動方向を判別する手法としては種々
の方法を考案し得るが、本発明では、第27図のものが使
用されている。

以下、この方向判別手段６について説明する。

この第27図における方向判別手段６は、ドップラビート
信号を所定のタイミング信号に変換する波形変換回路部
30と、このタイミング信号に基づいて一定の基準に従い
デューティ比の異なる二つの波形を形成する信号処理回
路部31と、この信号処理回路部31の各出力を各別に均一
化する二つのローパスフィルタ32,33と、前記各ローパ
スフィルタ32,33から出力されるレベルの異なった二つ
の信号の内，一方の信号を基準として他方の信号のレベ
ル差を演算するとともにその値の大小により前記移動物
体の移動方向を判別する比較判定回路34とにより構成さ
れている。

波形変換回路部30は、ドップラビート信号を所定レベル
まで増幅するレベル調整回路（ALC;オートレベルコント
ローラ）30Aと、このレベル調整回路30Aの出力信号を微
分する微分回路30Bとにより構成されている。

信号処理回路部31は、微分回路30Bから出力される所定
のタイミング信号に同期して所定レベルの矩形波を出力
する一方の比較回路31Aと、この一方の比較回路31Aと同
一のタイミング信号を入力するとともに当該一方の比較
回路31Aの出力信号を反転した信号を出力するインバー
タ31C及び他方の比較回路31Bとにより構成されている。
各比較回路31A,31Bには、その入力軸に基準信号発生回
路（REF）31a,31bが各々併設されている。

次に、このように構成された方向判別手段６の動作につ
いて説明する。

まず、ビート検出手段３からの出力信号（鋸歯状波）
は、ALC30Aにより測定可能レベルの波形に増幅される
（信号）。この鋸歯状波の上り勾配の時間（ΔTr）と
下り勾配の時間（ΔTr）を比較するために、信号が微
分される（信号）。この信号を一方の比較回路31A
でREF31aの出力レベルと比較すると、信号が上り勾配
の間（ΔTr）ハイレベルとなる矩形波（信号）が得ら
れる。同様に、信号の反転を他方の比較回路31BでREF
31bの出力レベルと比較すると、下り勾配の間（ΔTf）
ハイレベルとなる矩形波（信号）が得られる。

ローパスフィルタ（LPF）32とローパスフィルタ（LPF）
33により信号及びを平均化すると、ΔTr,ΔTfに比
例した電圧が信号，として得られる。信号，の
大小を比較判定回路34で比較し、出力がハイレベルかロ
ーレベルかにより、鋸歯状波の向き即ち速度方向を判別
することができる。

尚、本実施例は下り勾配に着目したが、上り勾配を使っ
た方向判別も同様にして容易に実現できる。

〔発明の効果〕

本発明は以上のように構成され機能するので、これによ
ると、レーザ光源を用いてレーザドップラビート信号を
確実に受信し得ることからレーザ受信手段を別に設ける
必要がなくなり、光学系が単純な集光手段でよいことか
ら装置全体の操作が容易となり、同時に装置全体を著し
く小型化することができ、ドップラビート信号より直接
当該ビートの周期性を簡単な信号処理によって得ること
ができ、従って被測定物の速度を容易に算定することが
できるという従来にない小型化されたレーザドップラ速
度計を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図ないし第４図は第１実施例を示す説明図、第５図
ないし第６図は第１実施例の変形例を示す説明図、第７
図ないし第８図は各々第２実施例を示す説明図、第９図
ないし第10図は各々第３実施例を示す説明図、第11図な
いし第12図は各々第４実施例を示す説明図、第13図ない
し第14図は各々第５実施例を示す説明図、第15図ないし
第16図は第５実施例の変形例を示す説明図、第17図ない
し第20図は各々第６実施例を示す説明図、第21図ないし
第22図は第７実施例を示す説明図、第23図ないし第25図
は各々第７実施例における演算回路部の具体例を示す説
明図、第26図はビート検出手段の他の例を示す説明図、
第27図ないし第28図は方向判別手段の一例を示す説明
図、第29図は各々従来例を示す説明図である。 １……レーザ光源、２……集光手段、３……ビート検出
手段、５……速度演算手段、７……レーザ駆動回路、1
0,13,15,17,18,19,21,22,30……波形変換回路部、11,1
6,20,23,25,26,31……信号処理回路部、12……演算回路
部。

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】コヒーレント光を出力するレーザ光源と、
   このレーザ光源を駆動電流により駆動するレーザ駆動回
   路と、前記レーザ光源から出力されるレーザ出力光を集
   光し被測定物へ照射するとともに被測定物からの反射散
   乱光を前記レーザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反
   射散乱光により形成されるドップラビート信号を前記レ
   ーザ光源の前記駆動電流から分離抽出するビート検出手
   段と、このビート検出手段により検出されるドップラビ
   ート信号に基づいて被測定物の移動もしくは回転速度を
   演算する速度演算手段とを設け、 前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力され
   るドップラビート信号を所定のタイミング信号に変換す
   る波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力され
   るタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を出力
   する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力に基
   づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とにより構
   成したことを特徴とするレーザドップラ速度計。
2. 【請求項２】前記波形変換回路部を、前記ドップラビー
   ト信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、こ
   のレベル調整回路の出力信号を微分する微分回路と、こ
   の微分回路から出力されるタイミング信号の立上りに同
   期して前記タイミング信号の二周期分を一周期とする整
   形クロックを出力する波形整形回路とにより構成し、 前記信号処理回路部を、周波数の高低に対応した電圧を
   出力するＦ−Ｖ変換回路と、このＦ−Ｖ変換回路の出力
   をアナログ−デジタル変換するＡ−Ｄ変換回路とにより
   構成したことを特徴とする請求項１記載のレーザドップ
   ラ速度計。
3. 【請求項３】前記波形変換回路部を、前記ドップラビー
   ト信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、こ
   のレベル調整回路の出力信号に基づいて所定レベルのタ
   イミング信号を出力するコンパレータと、このコンパレ
   ータから出力されるタイミング信号に同期して同一周期
   の整形クロックを出力する波形整形回路とにより構成
   し、 前記信号処理回路部を、周波数の高低に対応した電圧を
   出力するＦ−Ｖ変換回路と、このＦ−Ｖ変換回路の出力
   をアナログ−デジタル変換するＡ−Ｄ変換回路とにより
   構成したことを特徴とする請求項１記載のレーザドップ
   ラ速度計。
4. 【請求項４】前記波形変換回路部を、前記ドップラ信号
   を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレベ
   ル調整回路の出力信号を微分する微分回路と、この微分
   回路から出力されるタイミング信号に同期して当該タイ
   ミング信号の二周期分を一周期とするゲート制御信号を
   出力するゲート制御回路とにより構成し、 前記信号処理回路を、前記ゲート制御信号に制御されて
   オン−オフ動作するゲート回路と、このゲート回路に基
   準クロックを送り込む基準クロック出力回路と、前記ゲ
   ート回路を通過した基準クロックを計数するカウンタと
   により構成したことを特徴とする請求項１記載のレーザ
   ドップラ速度計。
5. 【請求項５】前記波形変換回路部を、前記ドップラビー
   ト信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、こ
   のレベル調整回路の出力信号に基づいて所定レベルのタ
   イミング信号を出力するコンパレータと、このコンパレ
   ータから出力されるタイミング信号に同期してゲート制
   御信号を出力するゲート制御回路とにより構成し、 前記信号処理回路を、前記ゲート制御信号に制御されて
   オン−オフ動作するゲート回路と、このゲート回路に基
   準クロックを送り込む基準クロック出力回路と、前記ゲ
   ート回路を通過した基準クロックを計数するカウンタと
   により構成したことを特徴とする請求項１記載のレーザ
   ドップラ速度計。
6. 【請求項６】前記波形変換回路部を、前記ドップラビー
   ト信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、こ
   のレベル調整回路の出力信号に同期して異ったタイミン
   グ信号を出力する並列接続された二つのコンパレータ
   と、この二つのコンパレータ出力を入力するとともにこ
   れら二つのコンパレータ出力に基づいて所定のゲート制
   御信号を出力するゲート制御回路とにより構成し、 前記信号処理回路を、前記ゲート制御信号に制御されて
   オン−オフ動作するゲート回路と、このゲート回路に基
   準クロックを送り込む基準クロック出力回路と、前記ゲ
   ート回路を通過した基準クロックを計数するカウンタと
   により構成したことを特徴とする請求項１記載のレーザ
   ドップラ速度計。
7. 【請求項７】前記波形変換回路部を、前記ドップラビー
   ト信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、こ
   のレベル調整回路の出力信号を微分する微分回路と、こ
   の微分回路から出力されるタイミング信号に同期して計
   数パルス信号を出力する計数パルス発生回路とにより構
   成し、 前記信号処理回路を、前記計数パルス信号を入力するゲ
   ート回路と、このゲート回路に併設され当該ゲート回路
   の開閉動作を制御するサンプリング周期設定回路と、前
   記ゲート回路から出力される計数パルスを計数するカウ
   ンタとにより構成したことを特徴とする請求項１記載の
   レーザドップラ速度計。
8. 【請求項８】前記波形変換回路部を、前記ドップラビー
   ト信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、こ
   のレベル調整回路の出力信号に同期して所定のタイミン
   グ信号を出力するコンパレータと、このコンパレータ出
   力に基づいて所定レベルの計数パルスを出力する計数パ
   ルス発生回路とにより構成し、 前記信号処理回路を、前記計数パルス信号を入力するゲ
   ート回路と、このゲート回路に併設され当該ゲート回路
   の開閉動作を制御するサンプリング周期設定回路と、前
   記ゲート回路から出力される計数パルスを計数するカウ
   ンタとにより構成したことを特徴とする請求項１記載の
   レーザドップラ速度計。
9. 【請求項９】コヒーレント光を出力するレーザ光源と、
   このレーザ光源を駆動電流により駆動するレーザ駆動回
   路と、前記レーザ光源から出力されるレーザ出力光を集
   光し被測定物へ照射するとともに被測定物からの反射散
   乱光を前記レーザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反
   射散乱光により形成されるドップラビート信号を前記レ
   ーザ光源の前記駆動電流から分離抽出するビート検出手
   段と、このビート検出手段により検出されるドップラビ
   ート信号に基づいて被測定物の移動もしくは回転速度を
   演算する速度演算手段とを設け、 前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力され
   るドップラビート信号を所定のタイミング信号に変換す
   る波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力され
   るタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を出力
   する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力に基
   づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とにより構
   成するとともに、 前記波形変換回路部と信号処理回路部との間に、前記タ
   イミング信号の繰返周期を安定せしめる周波数安定化手
   段を装備したことを特徴とするレーザドップラ速度計。
10. 【請求項１０】前記周波数安定化手段を、その入力信号
    に係る電圧値に対応した発振周波数の信号を出力する電
    圧制御発振回路と、この電圧制御発振回路から出力され
    る所定の信号と前記入力信号との位相差に応じた電圧を
    発生せしめる位相検出回路と、この位相検出回路の出力
    電圧を平均化して前記電圧制御発振器回路に対して入力
    信号として送り込む低域フィルタとにより構成したこと
    を特徴とする請求項９記載のレーザドップラ速度計。
11. 【請求項１１】コヒーレント光を出力するレーザ光源
    と、このレーザ光源を駆動電流により駆動するレーザ駆
    動回路と、前記レーザ光源から出力されるレーザ出力光
    を集光し被測定物へ照射するとともに被測定物からの反
    射散乱光を前記レーザ光源側へ送り込む集光手段と、前
    記反射散乱光により形成されるドップラビート信号を前
    記レーザ光源の前記駆動電流から分離抽出するビート検
    出手段と、このビート検出手段により検出されるドップ
    ラビート信号に基づいて被測定物の移動もしくは回転速
    度を演算する速度演算手段とを設け、 前記速度演算手段を、前記ドップラビート信号の１周期
    の1/2以下のサンプリング周期を備えた低域通過フィル
    タと、この低域通過フィルタにてサンプリングされたデ
    ータをサンプリング時間ごとにホールドするサンプリン
    グホールド回路と、このサンプルホールドされた信号を
    デジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換回路と、このＡ−Ｄ
    変換回路の出力を記憶するメモリと、このメモリに記憶
    された情報より当該デジタル信号の全体的な周期性を求
    めるとともにこの周期性に基づいて前記被測定物の移動
    速度を算定する演算回路部とにより構成したことを特徴
    とするレーザドップラ速度計。
12. 【請求項１２】前記演算回路部が、前記メモリに記憶さ
    れたデジタル信号の周波数スペクトラムを高速フーリエ
    変換の手法を用いて求める第１の演算機能と、求められ
    たこの周波数スペクトラムに基づいて当該各周波数のス
    ペクトルの相対的強度を求める第２の演算機能と、この
    各スペクトルの相対的強度の内の最も支配的な周波数を
    抽出するとともにこれによって前記デジタル信号の全体
    的な周期性を算定する第３の演算機能を備えていること
    を特徴とした請求項11記載のレーザドップラ速度計。
13. 【請求項１３】前記演算回路部が、前記メモリに記憶さ
    れたデジタル信号に対して所定のデータ収集時間NTを設
    定する演算範囲設定機能と、このデータ収集時間内の時
    系列データが「正から負へ」又は「負から正へ」時間的
    に変化した回数M₁を求める変化点計数機能と、これら二
    つの機能を作動して得られるデータに基づいて「Ω＝2N
    T/M₁」の演算を行うとともにこれによって前述デジタル
    信号の全体的な周期性を算定する周期性演算機能とを備
    えていることを特徴とした請求項11記載のレーザドップ
    ラ速度計。
14. 【請求項１４】前記演算回路部が、前記メモリに記憶さ
    れたデジタル信号に係る時系列データの符号が連続して
    同じであった回数M₂を計数する連続同符号計数機能と、
    この連続同符号が継続する時間M₂Tを計時するとともに
    当該計数時間M₂Tを２倍することにより当該デジタル信
    号の繰返周期を算定する周期性算定機能とを備えている
    ことを特徴とする請求項11記載のレーザドップラ速度
    計。
15. 【請求項１５】前記演算回路部が、前記メモリに記憶さ
    れたデジタル信号に係る時系列データが単調増加する回
    数M_cおよび単調減少する回数M_dを計数するデータ計数機
    能と、このデータ計数時間「（M_c＋M_d）・Ｔ」を演算す
    るとともにこれによって前記デジタル信号の全体的な周
    期性を特定する周期性算定機能とを備えていることを特
    徴とした請求項11記載のレーザドップラ速度計。