JPH01233371A - レーザドップラ速度計 - Google Patents
レーザドップラ速度計Info
- Publication number
- JPH01233371A JPH01233371A JP6005788A JP6005788A JPH01233371A JP H01233371 A JPH01233371 A JP H01233371A JP 6005788 A JP6005788 A JP 6005788A JP 6005788 A JP6005788 A JP 6005788A JP H01233371 A JPH01233371 A JP H01233371A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- output
- laser
- outputs
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 57
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 54
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 claims abstract description 17
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 92
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 84
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 58
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 54
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 31
- 230000015654 memory Effects 0.000 claims description 28
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 21
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 20
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 18
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 15
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 claims description 14
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 claims description 11
- 238000013480 data collection Methods 0.000 claims description 10
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims description 10
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 10
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 24
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 21
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 12
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 12
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 11
- 230000008569 process Effects 0.000 description 7
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 description 6
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 5
- 230000009471 action Effects 0.000 description 4
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 4
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 4
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000001678 irradiating effect Effects 0.000 description 2
- 238000012827 research and development Methods 0.000 description 2
- 230000006403 short-term memory Effects 0.000 description 2
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 2
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 2
- 101100152598 Arabidopsis thaliana CYP73A5 gene Proteins 0.000 description 1
- 241000945534 Hamana Species 0.000 description 1
- 102100025342 Voltage-dependent N-type calcium channel subunit alpha-1B Human genes 0.000 description 1
- 101710088658 Voltage-dependent N-type calcium channel subunit alpha-1B Proteins 0.000 description 1
- 238000004140 cleaning Methods 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000002747 voluntary effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Optical Radar Systems And Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明は、レーザドツプラ速度計に係り、とくに照射光
としてレーザ光を用いるとともに、その反射光に生じる
ドツプラ効果を利用して被測定物の速度計測を行う方式
のレーザドツプラ速度針に関する。 〔従来の技術〕 レーザドツプラ速度計は、コヒーレント光を移動物体に
照射するとともに、その散乱光のドツプラ周波数偏移を
測定し、これによって被測定物の移動速度を被接触にて
検出するものである。このレーザドツプラ速度計は、近
時においては例えば、特開昭６０−２４３５８３号公報
、実開昭６２−４２２６７号公報及び実開昭６０−１３
５６８２号公報等にみられる如く、各方面で比較的多く
の研究・開発が進められている。 このレーザドンプラ方式による速度測定においては、所
謂散乱光と参照光を重ね合せるとともに、これにより生
じるビート周波数を測定して被測定物の移動速度を算定
するという手法が採られている。そして、この散乱光と
参照光の重ね合せの方法により、参照光法および自己比
較法等、種りの光学系の構成が考えられている。 この内、参照光は、その光学系が第２９図（１）に示す
ように配設されている。この第２９図（１）においては
、レーザ光源１００から出力されるレーザビームＡ、を
被測定対象物である移動物体に照射するとともに、その
一部を参照光Ｂとして、ドツプラ周波数偏移を受けない
ような光路を通して光検出機２００へ導くようになって
いる。そして、この光検出器２００にて、参照光を散乱
光Ａ′と重ね合せるとともに、これによって生じる速度
情報を含んだビートが検出され出力されるようになって
いる。 自己比較法は、参照光自体もドツプラ周波数偏移を受け
るもので、−入射法と二人耐性の二つに分けられている
。 一入耐性における自己比較法は、その光学系が第２９図
（２）に示すように配設されている。この第２９図（２
）に示す手法においては、移動物体Ｍにレーザ光が当る
までは入射光が一つであるが、その移動物体Ｍ上で散乱
される散乱光の周波数偏移がその散乱方向により異るこ
とを利用し、異った方向に散乱する二つの散乱光をレン
ズで光検出器２００上に集光し、互いに他を参照光とし
てビートが形成されるようになっている。 さらに、二人耐性における自己比較法は、その光学系が
第２９図（３）に示すように配設されている。この第２
９図（３）に示す手法は、差動形レーザドツプラ速度計
ともいい、レーザ光源より出力された光はビームスプリ
ッタで二分割された後、レンズ等によって測定面上にて
交差させるという手法が採られている。そして、この交
差せしめた部分での散乱光を集光レンズ等で光検出器上
に集光しビートを形成せしめるという構成となっている
。 〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら、かかる従来例にあっては、レーザ送信手
段とレーザ光受信手段とが必要不可欠のものとなってい
ることから、装置全体が大型化し同時に高価なものとな
り、且つ操作性が悪いという不都合が生じている。さら
に特開昭６０−２４３５８３号公報および実開昭６２−
４２２６７号公報記載のものにあっては、参照光と散乱
光とを所定箇所にて集合せしめるという手法を採ってい
ることから、これら二つのレーザビームを形成するため
の光学系が複雑となり、その最適測定条件の設定に多く
の時間と労力を要し、しかも光学系の固定装備を堅牢に
しなければならないことから装置全体が大型化するとい
う不都合が生じていた。 〔発明の目的〕 本発明の目的は、かかる従来例の有する不都合を改善し
、とくに単一のレーザ光源を用いて回転もしくは移動物
体の速度を高精度に測定し演算処理することのできる比
較的小型化されたレーザドンブラ速度計を提供すること
にある。 〔課題を解決するための手段〕 そこで、本発明では、コヒーレント光を出力するレーザ
光源と、このレーザ光源から出力されるレーザ出力光を
集光するとともに被測定物からの反射散乱光を前記レー
ザ光源側へ送り込む集光手°段と、前記反射散乱光によ
り形成されるドツプラビート信号を前記レーザ光源から
分離抽出するビート検出手段と、このビート検出手段に
より検出されるドツプラビート信号に基づいて被測定物
の移動もしくは回転速度を演算する速度演算手段とを設
け、前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力
されるドツプラビート信号を所定のタイミング信号に変
換する波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力
されるタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を
出力する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力
に基づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とによ
り構成するとし、これによって前述した目的を達成しよ
うとするものである。 〔第１実施例］ 以下、本発明の第１実施例を第１図ないし第６図に基づ
いて説明する。 第１図の実施例は、コヒーレント光を出力するレーザ光
源ｌと、このレーザ光ａ１から出力されるレーザ出力光
１ａを集光するとともに被測定物からの反射散乱光１ｂ
をレーザ光源１側へ送り込む集光手段２と、反射散乱光
１ｂにより形成されるドツプラビート信号り、をレーザ
光ｉ１！１から分離抽出するビート検出手段３と、この
ビート検出手段３により検出されるドツプラビート信号
Ｄ１に基づいて被測定物４の移動もしくは回転速度を演
算する速度演算手段５及び方向判別手段６とを備えてい
る。 この内、レーザ光源ｌはレーザ駆動回路７に駆動されて
作動するようになっている。このレーザ光源１は、本実
施例においては半導体レーザが使用されている。このレ
ーザ光源１は、被測定物４を照射するコヒーレント光１
ａを誘導放出により出力する。この場合、被測定物４に
よって散乱されドフブラ周波数偏移ｆ、を受けた反射戻
り光ｌｂが半導体レーザに戻ると、ドララブ偏移を受け
ていないコヒーレント光との間で自己混合作用が共振器
内部に起きてドップラビートが発生する。 そして、半導体レーザ駆動電流には、ビート周波数に対
応した鋸歯状波信号が重畳される。 集光手段２として、本実施例では光学レンズが使用され
ている。この集光手段は、レーザ光源ｌと被測定物４と
の間に置かれ、被測定物４上での照射、散乱条件がｉ通
となるように焦点位置が調節できる保持機構上（第１図
では省略）に設置されている。この集光手段４はレーザ
光−ｔＡｌから出射されたレーザ照射光１ａを集光して
被測定物４に効率よく照射する機能を持っている。同時
に被測定物４によって散乱された反射戻り光を集光し、
半導体レーザ光源１の端面ａに入射させる機能を持って
いる。 ビート検出手段３としては、本実施例では信号検出増幅
器が使用されている。この信号検出増幅器は、レーザ駆
動回路７の出力端に併設され、レーザ光源を駆動する駆
動を流中より当該駆動電流にＭ畳された鋸歯状波に近似
したドツプラビート信号を抽出し出力する機能を備えて
いる。第２図（１） （２）にドツプラビート信号の例
を示す、ここで、第２図（１）は被測定物４が近づいて
（る場合を示し、同図（２）は被測定物４が遠ざかる場
合を示す。 また、速度演算手段５は、第３図に示すように、ビート
検出手段３から出力されるドツプラビート信号を所定の
タイミング信号に変換する波形変換回路部ｌＯと、この
波形変換回路部１０から出力されるタイミング信号を信
号処理して演算用速度信号を出力する信号処理回路部１
１と、この信号処理回路部１１の出力に基づいて被測定
物４の速度Ｖを算定する演算回路部１２とにより構成さ
れている。 この内、波形変換回路部ｌＯは、ドツプラビート信号を
所定レベルまで増幅するレベル調整回路１０Ａと、この
レベル調整回路１０Ａの出力信号を微分する微分回路Ｉ
ＣＩＢと、この微分回路１０Ｂから出力されるタイミン
グ信号の立上りに同期してタイミング信号の二周期分を
一周期とする整形クロックを出力する波形変換回路１０
Ｃとにより構成されている。また、信号処理回路部１１
は、周波数の大小に対応した電圧を出力するＦ−Ｖ変換
回路１１Ａと、このＦ−Ｖ変換回路１１Ａの出力をアナ
ログ−デジタル変換するＡ−Ｄ変換回路１１Ｂとにより
構成されている。 次に、上記実施例における速度演算手段５の動作を第４
図に基づいて説明する。 ビート検出手段３によって検出されたドツプラビート信
号り、は、波形変換口Ｂ１０の微分回路１０Ｂの作用に
よって鋸歯状波の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミ
ング信号Ａが抽出される。波形整形回路１０Ｃでは、こ
のタイミング信号Ａ、。の立ち上がりに同期した整形ク
ロックＥ３ｔｏを作成するのであるが、この整形クロッ
クＢ１゜は、元の信号である鋸歯状波り、の周波数Ｆに
対応した周波数を持つことになる（本実施例では整形ク
ロックＢ１゜の周波数が鋸歯状波の周波数の１／２とな
っている）、従って、この整形クロックＢＩのの周波数
をＦ−Ｖ変換によって電圧値に線形変換し、その後、Ａ
−Ｄ変換によりデジタル的に周波数情報を得ることによ
り鋸歯状波のビート周波数１４をも得られる。被測定物
４の速度■は、この周波数ｒ４に基づいて次式によって
求められる。 ’ａ ＝ （２・ＩＶＩ ・ｃｏｓθ）／λ但し、λは
波長を示し、θは被測定物４の進行方向に対するレーザ
照射光の照射角度を示す、かかる演算は演算回路部１２
で行われる。これによって被測定物４の移動速度■が捲
く容易に算定されるようになっている。 上記実施例においては整形クロックＢをタイミング信号
の立ち上がりに同期して作成したが、これは立ち下がり
に同期したものでもよく、周波数もパルス輻りを一様に
保ったものであれば１／２としなくとも同様の結果が得
られる。 また、タイミング信号の抽出においても、微分回路１０
Ｂを使用するほか、例えば第５図に示すように、コンパ
レータを使用しても同様な作用効果を得ることができる
。第６図は、この場合の第５図各部の出力波形を示す。 即ち、第５図において、波形変換回路部１３は、ドツプ
ラビート信号り、を所定レベルまで増幅するレベル調整
回路１３Ａと、このレベル調整回路１３への出力信号に
基づいて所定レベルのタイミング信号Ａ１．を出力する
コンパレータ１３Ｂと、このコンパレータ１３Ｂから出
力されるタイミング信号に同期して同一周期の整形クロ
ックＢｌｊを出力する波形整形回路１３Ｃとにより構成
されている。１３ａは基準レベル信号出力回路を示す、
このようにしても、前述した第３図の場合とほぼ同様の
作用効果を得ることができる。 〔第２実施例〕 次に、第２実施例を第７図ないし第８図に基づいて説明
する。 この第２実施例は、鋸歯状波の一周期に既知の周期を持
つクロックが幾つ存在するのかを計数して鋸歯状波の周
期を求め、更に計算によって速度を得ようとするもので
ある。 この第７図に示す第２実施例においては、波形変換回路
部１５が、前述したドツプラ信号を所定レベルまで増幅
するレベル調整回路１５Ａと、このレベル調整回路１５
Ａの出力信号り、を微分する微分回路１５Ｂと、この微
分回路１５Ｂから出力されるタイミング信号Ａ１５に同
期して当該タイミング信号の二周期分を一周期とするゲ
ート制御ｎ信号を出力するゲート制′４８回路１５Ｃと
により構成されている。 また、信号処理回路１６が、ゲート制御ｎ信号Ｇ ｌ
＆に制御′Ｂされてオン−オフ動作するゲート回路１６
Ａと、このゲート回路１６Ａに基準クロックＥ０を送り
込む基準クロック出力回路１６Ｂと、ゲート回路ｉ６Ａ
を通過した基準クロックＥ１ｍを計数するカウンタ１６
Ｃとにより構成されている。その他の構成は前述した第
１実施例と同一となっている。 次に、この第７図における速度演算手段の動作について
説明する。 この第７図に示す第２実施例は波形変換回路部１５に入
力された鋸歯状波は、微分回路１５Ｂの作用により鋸歯
状波の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミング信号Ａ
４を抽出する。ゲート制御回路１５Ｃでは、このタイミ
ング信号Ａ Ｉ ＆の立ち下がりに同期したゲート制御
ｎ信号Ｇ ＋ｈによってゲートを開閉する。これによっ
て、基準クロック出力回路１６Ｂで作られた基準クロッ
クＥ ｌ＆はゲートの開いている時だけ基準クロックＥ
Ｉ ４の通過する計数クロックとなってカウンタ１６
Ｃに入力することになる。ゲートの開いている時間は鋸
歯状波の一周朋に対応することを考慮すると、カウンタ
１６ｃで計数した計数値より鋸歯状波の周期Ｔが次式で
求められることになる。 Ｔ−ｎＸＬ （ｎ：計数値、Ｌ：基準り０７りの周期
） 被測定物４の速度〜ｒはこの周期Ｔから前述した如く計
算で求めるのである。尚、上記第７図の実施例において
、ゲート制御２！信号Ｇ １４はタイミング信号Ａ１４
の立ち上がりに同期して作成しても同様の結果が得られ
る。 このようにしても前述した第１実施例と同様の作用効果
を有するほか、基準クロックＥ１ｍの数を増すことによ
り測定精度を向上させることができるという利点がある
。 （第３実施例） 次に、第３実施例を第９図ないし第１０図に基づいて説
明する。 この実施例は、鋸歯状波の電圧値の時間的変化を所定の
基準電圧をもつコンパレータと既知の周期をもつクロッ
クとにより求め、これに基づいて速度を演算するもので
ある。 即ち、この第９図に示す実施例は、波形変換回路部１７
が、ドツプラビート信号を所定レベルまで増幅するレベ
ル調整回路１７Ａと、このレベル調整回路１７Ａの出力
信号り、に基づいて所定レベルのタイミング信号Ａ７．
を出力するコンパレータ１７Ｂと、このコンパレータ１
７Ｂから出力されるタイミング信号Ａ、７に同期してゲ
ート制御信号Ｃａｔ（又はｃ’ ＋、）を出力するゲー
ト制御回路１７Ｃとにより構成されている。 その他の構成は、前述した第７図の実施例の場合と同一
となっている。 次に、この第３実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。 波形変換回路部１７に入力された鋸歯状波Ｄ１は、コン
パレータ１７Ｂにて第１０図に示す基準値Ｒｅｆと比較
されコンパレート信号Ａ５．に変換される。このコンパ
レート信号Ａ １１はゲート制御回路１７Ｃへ送られる
。これによって鋸歯状波の電圧値がＲｅｆ以上になった
時ゲートが開かれ、同様にＲｅｆ以下の電圧値となった
時にゲートが閉じられる様なゲート制御信号Ｃａｔが作
成される。このゲートが開かれてから閉じられるまでに
要するゲート時間Ｔ′は、参照電圧Ｒｅｆの設定値によ
って鋸歯状波の周期Ｔと次式の様な関係を持つ。 Ｔ′ ”ＴＸ（１（Ｒｅｆ−負ピークイ直）／（正ピー
ク値−負ピーク値）〕 従って、上記ゲート時間Ｔ′を、基準クロック発生部か
ら発生する基準クロックＥ１ッがゲートを通過して得ら
れる計数パルスＥ Ｉ ？をカウンタにより計数するこ
とによって測定すれば、次式から鋸歯状波の周３ＪｌＴ
を求めることができる。 Ｔ−ｒｘＸｔ／ （１−（Ｒｅｆ−負ピークイ直）／（
正ピーク値−負ピーク値）〕 但し、ｎは計数値、ｔは基準クロックの周期を示す。 測定対象である速度はこの周期Ｔから計算で求めるので
ある。尚、上記実施例においてゲート制御の論理はＣｌ
ｆｆに示す様に逆にしてもよく、この場合のゲート時間
Ｔ″と鋸歯状波の周期Ｔとの関係は次式の様になり、 Ｔ’ −ＴＸ （（Ｒｅｆ−負ピーク値）／（正ピーク
値−負ピーク値）〕 この時の計数パルスＥ″１７をカウンタで計数すること
によって同様の結果が得られる。 Ｔ＝ｎ’ ｘｔ
／ （（Ｒｅｆ−負ピーク値）／（正ピーク値−負ピー
ク値）〕 （ｎ′ ：計数値） 〔第４実施例〕 次に、第４実施例を第１１図ないし第１２図に基づいて
説明する。 この実施例は、前述した第３実施例と同一の考えのちと
にコンパレータを２個使用したものである。この第１１
図の実施例においては、波形変換回路部１８が、ドツプ
ラビート信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路
１８Ａと、このレベル調整回路１８Ａの出力信号り、に
同期して異ったタイミング信号Ａ１＠、ＡＩ４を出力す
る並列接続された二つのコンパレータ１ＢＢ、１８Ｃと
、この二つのコンパレータ出力Ａ ｌ＊ 、 Ａ １
＊を入力するとともにこれら二つのコンパレータ出１．
。 Ｒｃに基づいて所定のゲート制御Ｂ信号Ｇ１１を出力す
るゲート制御回路１８Ｄとにより構成されている点に特
徴を有している。 その他の構成は前述した第２実施例（第７図）と同一と
なっている。 次に、この第４実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。 まず、各コンパレータ１８Ｂ、１８Ｃの比較基準電圧Ｒ
，，Ｒｃを次の如く設定する。 負ビータ値≦Ｒ１≦Ｒｃ≦正ピーク値 次に、レベル調整回路１８Ａの出力は二つに分けられ、
コンパレータ１ＢＢ、１８Ｃに各々入力される。 各コンパレータでは、比較基準電圧Ｒ，，ＲＣに基づい
て人力信号を比較し、コンパレート信号Ａ＋ｅｇ ＋
Ａｉ＋＊ｃを出力する。これら２つの信号をもとにゲー
ト制御回路１８Ｄからゲート制御信号Ｇ１゜を出力して
ゲート回路１６Ａを制御する。ゲートが開いているゲー
ト時間Ｔ’ＡおよびＴ’ Ｂは比較基準電圧ＲＡとＲ１
の設定値によって鋸歯状波の周期Ｔと次式の様な関係を
持つ。 Ｔ−（Ｔ’ Ａ＋Ｔ’ Ｂ） ・ （正ピーク値−
負ピーク値）／ （Ｒｃ−Ｒ，） 従って上記ゲート時間Ｔ’ ＡおよびＴ’ Ｂを、７１
クロック発生部から発生する基準パルスＥ Ｉ？がゲー
トを通過して得られる計数パルスＥ’ｌｆｆ。 Ｅ＃１．をカウンタによって計数することにより、鋸歯
状波の周期は次のように表すことができる。 Ｔ−（ｎＡ＋ｎＢ） ・Ｌ ・ （正ピーク値−負ピーク値）／（Ｒ，−Ｒ１）（ｎＡ、
ｎＢ ： Ｔ’ Ａ、Ｔ’ Ｂ中の計数イ直）測定対象
である速度は、この周期Ｔより算定される。 〔第５実施例〕 次に、第５実施例を第１３図ないし第１４図に基づいて
説明する。 この実施例は、予め設定した一定時間間隔に同周期の鋸
歯状波が存在するのか、を計数してその周波数を求め、
これに基づいて被測定物の速度を得ようとする方法であ
る。 この第１３図に示す第５実施例においては、波形変換回
路部１９が、ドツプラビート信号を所定レベルまで増幅
するレベル調整回路１９Ａと、このレベル調整回路１９
Ａの出力信号を微分する微分回路１９Ｂと、この微分回
路１９Ｂから出力されるタイミング信号に同期して所定
の計数パルス信号を出力する計数パルス発生回路１９Ｃ
とにより構成されている。 また、信号処理回路２０が、前記計数パルス信号を入力
するゲート回路２０Ａと、このゲート回路２０Ａに併設
され当該ゲート回路２０Ａの開閉動作を制で２１するサ
ンプリング周期設定回路２０Ｂと、ゲート回路２０Ａか
ら出力される計数パルスを計数するカウンタ２０Ｃとに
より構成した点に特徴を有している。 その他の構成は前述した第１実施例と同一となっている
。 次に、上記第５実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。− 波形変換回路部１９に入力された鋸歯状波は、微分回路
１９Ｂによって信号の立ち上りおよび立ち下がりのタイ
ミング信号Ａ１．に変換される。計数パルス発生回路１
９Ｃでは、このタイミング信号Ａ８．をもとに鋸歯状波
の周！１」ＩＴに対応した周期を持つ計数パルスＢ１９
を出力する。また、サンプリング周期設定部で予め一定
時間間隔を定めておき、その時間に対応したゲート信号
Ｇ２．によってゲートを開閉する。ゲートが開かれてい
る一定時間内に幾つの計数パルスが含まれているのかを
カウンタにより計数し、鋸歯状波の周波数Ｆを次式から
求める。 Ｆ ＝ ｎ ／ Ｔ″ （ｎ：計数値）測定対象であ
る速度は、この周波数Ｆから計算によって求める。 上記実施例に於ては微分回路で作成したタイミング信号
によって計数パルスを取得したが、第１５図ないし第１
６図に示す様に、コンパレータ２１Ｂを用いてコンパレ
ータ信号Ａ！ｌを得た後、これによって計数パルスＢ□
を取得しても同様な結果を得ることができる。 この第１５図において、波形変換回路部２１は、ドツプ
ラビート信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路
２１Ａと、このレベル調整回路２１Ａの出力信号に同期
して所定のタイミング信号Ａ！１を出力するコンパレー
タ２１Ｂと、このコンパレータ出力Ａ １１に基づいて
所定レベルの計数パルスＢ！ｌを出力する計数パルス発
生回路２ＩＣとにより構成されている点に特徴を有して
いる。その他の構成は上述した第１３図の実施例と同一
となっている。 〔第６実施例〕 次に、第６実施例を第１７図ないし第１８図に基づいて
説明する。 この実施例は、位相検出器、ローバスフィルタ及びＶ
ＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ０ｓｃ
ｉｌｌａｔｏｒ）から成るＰ Ｌ Ｌ （Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路によって、入力信号の周
波数変化や断続信号にも追従して速度を求めるものであ
る。 この第１７図の実施例において、速度演算手段は、ビー
ト検出手段から出力されるドップラビート信号を所定の
タイミング信号Ａ！ｆｆｉに変換する波形変換回路部２
２と、この波形変換回路部２２から出力されるタイミン
グ信号Ａ２□を信号処理してｆＪＸ用速変速度信号力す
る信号処理回路部２３と、この信号処理回路部２３の出
力に基づいて被測定物の速度を算定する演算回路部１２
とにより構成され、さらに、波形変換回路部２２と信号
処理回路部２３との間に、前記タイミング信号の繰返周
期を安定せしめる周波数安定化手段２４を備えた構成と
なっている。 周波数安定化手段２４は、その入力信号に係る電圧値に
対応した発振周波数の信号を出力する電圧制御発振回路
２４Ａと、この電圧制御発振回路２４Ａから出力される
所定の信号と入力信号との位相差に応じた電圧を発生せ
しめる位相検出回路２４Ｂと、この位相検出回路２４Ｂ
の出力電圧を平均化して電圧制御発振回路２４Ａに対し
入力信号として送り込む低域フィルタ２４Ｃとにより構
成されている。 その他の構成は、前述した第１実施例と同一となってい
る。 次に、上記実施例における速度演算手段の動作を説明す
る。 波形整形回路２２に入力された鋸歯状波は、波形整形さ
れて同じ周ｇＴをもったパルス信号Ａ２８となって周波
数安定化手段（以下、単にｒＰＬＬシステム」という）
に入力される。電圧制御発振器（以下、ｒｖｃｏ、とい
う）２４Ａは自走発振器であり、その発振周波数Ｆ、の
出力信号Ｐ２４は位相検出器２４Ｂに帰還され、ここで
入力のパルス信号の周波数Ｆ、と比較される。この位相
検出器２４Ｂの出力が誤差信号であり、この誤差信号を
ローパスフィルタ（以下、ｒＬＰＦＪという）２４Ｃに
通すことにより、入力のパルス信号と■ＣＯの位相差Δ
φに比例した平均直流電圧■が得られる（第１８図波形
Ａ−，Ｂｏ参１［） 、 、：、ニア−記号Ａ、は排他
的論理和による位相検出を行った場合のΔφ−■特性を
示したものであり、記号Ｂ、 は同様にしてエツジトリ
ガによる位相検出を行った場合のものである。いずれの
位相検出を行った場合にもこの平均直流電圧はループ６
を形成して■Ｃ０２４Ａに戻され、この電圧によってＶ
ＣＯ２４Ａは入力のパルス信号の周波数とＶＣＯ２４Ａ
自身の発振周波数との差を少なくする方向へ周波数を変
えるように動作し、これによってＶＣＯ２４Ａからの出
力信号は入力のパルス信号の周波数変化に追随すること
になる。出力信号が入力のパルス信号の周波数変化に追
随するスピードはＬＰＦ２４Ｃによって制限を受けるが
、もし、入力に高周波雑音が混入しても瞬間的に断続信
号になったとしてもＬＰＦ２４Ｃが一種の短時間記憶能
力を持っているので元の信号をすぐに捕獲できるという
特徴がある。 更に、ここで得られた出力信号をゲートの制御信号とす
ることにより、基準クロック発生部２３Ｂから送出され
た基準クロックＥｚｓから計数クロックＥ０を作成し、
カウンタ２３Ｃで計数することによって出力信号の周期
、すなわち入力信号の鋸歯状波り、の周期Ｔを求めるこ
とができる。 Ｔ＝２Ｘｎｘｔ 但し、ｎは計数値、Ｌは基準クロックの周期を示す。 そして、被測定物の速度は、この周期に基づいて算定さ
れる。 この第６実施例においては、ＶＣＯ２４Ａからの出力信
号をゲート制御信号として基準クロックＥ０を計数した
が、本発明では必ずしもこれに限定されるものではない
０例えば、第１７図の信号処理回路２３の基準クロック
発生回路２３Ｂに代えて第１９図に示すようにサンプリ
ング周期設定回路２５Ｂとし、これによって信号処理回
路２５を構成するようにしてもよい、この場合は、第５
実施例の場合と同様にゲート回路２５Ａの出力が一定条
件のもとに計数されるようになっている。 信号処理回路２３については、さらに第２０図に示すよ
うにＦ−Ｖ変換！’５２６Ａ及びＡ−Ｄ変換２６Ｂから
成る第１実施例の場合と同様の信号処理回路２６を用い
たものであってもよい。 〔第７実施例〕 次に本発明の第７実施例を第２１図ないし第２３図に基
づいて説明する。 この第７実施例は、検出したアナログ信号であるドツプ
ラビート信号をＡ−Ｄ変換器によってデジタル信号に変
換し、メモリに取り込んだ後、マイクロプロセッサ等の
コンピュータを用いて数（色演算を行い、これによって
被測定物の速度を算定しようとするものである。 すなわち、第２１図の実施例において、速度演算手段は
、ドツプラビート信号を所定レベルまで増幅スるレベル
調整回路２５と、このレベル調整回路２５の出力である
鋸歯状波としてのドツプラビート信号の１周期の１／２
以下のサンプリング周期を備えた低域通過フィルタ２６
と、この低域通過フィルタ２６にてサンプリングされた
データをサンプリング時間ごとにホールドするサンプリ
ングホールド回路２７と、このサンプルホールドされた
信号をデジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換回路２８と、
このＡ−Ｄ変換回路２８の出力を記憶するメモリ２９と
、このメモリ２９に記憶された情報より当該デジタル信
号の全体的な周期性を求めるとともにこの周期性に基づ
いて前記被測定物の移動測定を算定する演算回路部３０
とにより構成されている。 そして、演算回路部３０が、メモリ２９に記憶されたデ
ジタル信号の周波数スペクトラムを高速フーリエ変換の
手法を用いて求める第１の演算機能と、求められたこの
周波数スペクトラムに基づいて当該各周波数のスペクト
ルの相対的強度を求める第２の演算機能と、この各スペ
クトルの相対的強度の内の最も支配的な周波数を抽出す
るとともにこれによって前記デジタル信号の全体的な周
期性を算定する第３の演′ＪＸ機能を備えている点に特
徴を有している。 この演算回路部３０による速度の演算は、デジタル値に
変換された離散データから、ＦＦＴ （ＦａｓｔＦｏｕ
ｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒ−高速フーリエ変換）の手
法によって周波数スペクトラムを求め、信号の支配的周
波数を解析することにより速度を検出しようとするもの
で、第２２図には周期Ｔにおけるサンプリング例を示す
。 その他の構成及び作用は、前述した第１実施例と同一と
なっている０、。 次に、第２１図の動作を説明する。 ビート検出手段３で検出された鋸歯状波としてのドツプ
ラビート信号は、低域通過フィルタ２６を通してサンプ
リング時間Ｔごとにサンプルホールドされ、Ａ−Ｄ変換
回路２８を通してデジタル信号に変換される。ここで低
域通過フィルタ２６は、サンプリングの定理により２Ｔ
より短いｍ％Ａの波形は再現性がないため、また、雑音
を除去するためにＴ／２以上の周波数信号を除去する能
力を有する。従って、サンプリング周期Ｔは被測定信号
の周期の１／２以下に設定されている。 こうしてデジタル値に変換された信号は、メモリ２９に
蓄えられ、演算回路部３０によって前述した如く速度が
計算される。 二こで、演算回路部３０については、特に高速フーリエ
変換の手法を利用して速度を算定する場合を例示したが
、以下に示す手法を用いたものであってもよい。 ■データの符号反転回数カウントによる速度算定法（第
２３図参照） この算定法においては、演算回路部３０が、メモリ２９
に記憶されたデジタル信号に対して所定のデータ収集時
間ＮＴを設定する演算範囲設定機能と、このデータ収集
時間内の時系列データが「正から負へ」又は「負から正
へ３時間的に変化した回数Ｍｃを求める変化点計数機能
と、これら二つの機能を作動して得られるデータに基づ
いて「Ω＝ ２ Ｎ Ｔ ／ Ｍ Ｉ Ｊの演算を行う
とともにこれによってデジタル信号の全体的な周期性を
算定する周期性演算機能とを備えている点に特徴を有し
ている。この場合、求められた周期Ωの精度は、サンプ
リング間隔Ｔを短く、データ収集時間を長くとることに
より向上する。 ■データ同符号連続回数カウントによる速度算定法（第
２４図参照） この算定法においては、時系列データの符号が連続して
同じであった回数Ｍ２をカウントし、その間の時間Ｍｃ
Ｔを２倍することにより、データの周期Ωを求めようと
するものである。 この場合、演算回路部３０は、メモリ２９に記憶された
デジタル信号に係る時系列データの符号が連続して同じ
であった回数Ｍ８を計数する連続同符号計数機能と、こ
の連続同符号が継続する時間ＭｃＴを計時するとともに
当計計数時間ＭｔＴを２倍することにより当該デジタル
信号の繰り返し周期を算定する周期性算定機能とを備え
ている点に特徴を有している。 この場合、求められた周期Ωの精度は、サンプリング間
隔Ｔ以下にならないため、Ωを平均化することにより向
上できる。 ■データの単調増加、単ｍＫ少回数カウントによる速度
算定法（第２１； Ｓ ４ ＩＣＥ、 兄この算定法に
おいては、時系列データの単調増幅する回数Ｍｃ、単調
減少する回数Ｍ４をカウントし、その和をとることによ
り、データの周期Ωを求めようとするものである。 この場合、演算回路部３０は、メモリ２９に記憶された
デジタル信号に係る時系列データが単調増加する回数Ｍ
ｃおよび単調減少する回数Ｍ４を計数するデータ計数機
能と、このデータ計数時間ｒ （Ｍｃ＋Ｍａ ） ・
Ｔ」を演算するとともにこれによって前記デジタル信号
の全体的な周期性を特定する周期性算定機能とを備えて
いる点に特徴を有している。 ここで、上記各実施例は、ビート検出手段３として信号
検出増幅器を使用した場合を例示したが、第２ 図に示
すようにレーザ光源の出力光側とは反対側に配設された
ホトダイオード３Ａと信号検出増幅器３Ｂとを用いたも
のであってもよい。 また、被測定物の移動方向を判別する手法としては種々
の方法を考案し得るが、本発明では、第２７図のものが
使用されている。 以下、この方向判別手段６について説明する。 この第２７図における方向判別手段６は、ドツプラビー
ト信号を所定のタイミング信号に変換する波形変換回路
部３０と、このタイミング信号に基づいて一定の基準に
従いデユーティ比の異なる二つの波形を形成する信号処
理回路部３１と、この信号処理回路部３１の各出力を各
別に均一化する二つのローパスフィルタ３２．３３と、
前記各ローパスフィルタ３２．３３から出力サレルレヘ
ルの異なった二つの信号の内、一方の信号を基準として
他方の信号のレベル差を演算するとともにその値の大小
により前記移動物体の移動方向を判別する比較判定手段
３４とにより構成されている。 次に、この第２７図において入力信号■は微分回路に入
力され波形の立ち上がり、立ち下がりのタイミング信号
■が抽出される。 この信号は二分され、一方は波形整形回路Ａにより立ち
下がりに同期したパルス列■となる。パルス列■の周期
は■と■を比較すると分かるように鋸歯状波の周期Ｔに
対して２倍であり、周波数では１／２になっている。こ
のため鋸歯状波の周波数に換算した矩形波に対するデユ
ーティ比は５０％ となり、上り勾配と下り勾配の時間
が等しい参照用三角波と等価と見なすことができる。従
ってパルス列■をＬＰＦによって平均化すると、鋸歯状
波の一周期に対応した電圧値となる■、■は上述したよ
うに上り勾配と下り勾配の傾きが等しい参照用三角波の
平均電圧値である。 また、他方の信号は波形変換回路部により反転された後
、ＬＰＦによって平均化され、鋸歯状波の下り勾配の時
間に対応した電圧値となる■。 ■と■の電圧値をコンパレータで比較することに相当し
ており、下り勾配の時間が長い場合には出力はハイレベ
ル、短い場合にはローレベルとなるのでこれによって下
り勾配の時間が鋸歯状波の半周期より長いか短いか判別
でき速度方向の判別ができる。 尚、本実施例は下り勾配に着目したが、上り勾配を使っ
た方向判別も同様にして容易に実現できることはいうま
でもない。 〔発明の効果〕 本発明は以上のように構成され機能するので、これによ
ると、レーザ光源を用いてレーザドツプラビート信号を
確実に受信し得ることがらレーザ受信手段を別に設ける
必要がなくなり、光学系が単純な集光手段でよいことか
ら装置全体の操作が容易となり、同時に装置全体を著し
く小型化することができ、ドツプラビート信号より直接
当該ビートの周期性を簡単な信号処理によって得ること
ができ、従って被測定物の速度を容易に算定することが
できるという従来にない小型化されたレーザドツプラ速
度計を提供することができる。
としてレーザ光を用いるとともに、その反射光に生じる
ドツプラ効果を利用して被測定物の速度計測を行う方式
のレーザドツプラ速度針に関する。 〔従来の技術〕 レーザドツプラ速度計は、コヒーレント光を移動物体に
照射するとともに、その散乱光のドツプラ周波数偏移を
測定し、これによって被測定物の移動速度を被接触にて
検出するものである。このレーザドツプラ速度計は、近
時においては例えば、特開昭６０−２４３５８３号公報
、実開昭６２−４２２６７号公報及び実開昭６０−１３
５６８２号公報等にみられる如く、各方面で比較的多く
の研究・開発が進められている。 このレーザドンプラ方式による速度測定においては、所
謂散乱光と参照光を重ね合せるとともに、これにより生
じるビート周波数を測定して被測定物の移動速度を算定
するという手法が採られている。そして、この散乱光と
参照光の重ね合せの方法により、参照光法および自己比
較法等、種りの光学系の構成が考えられている。 この内、参照光は、その光学系が第２９図（１）に示す
ように配設されている。この第２９図（１）においては
、レーザ光源１００から出力されるレーザビームＡ、を
被測定対象物である移動物体に照射するとともに、その
一部を参照光Ｂとして、ドツプラ周波数偏移を受けない
ような光路を通して光検出機２００へ導くようになって
いる。そして、この光検出器２００にて、参照光を散乱
光Ａ′と重ね合せるとともに、これによって生じる速度
情報を含んだビートが検出され出力されるようになって
いる。 自己比較法は、参照光自体もドツプラ周波数偏移を受け
るもので、−入射法と二人耐性の二つに分けられている
。 一入耐性における自己比較法は、その光学系が第２９図
（２）に示すように配設されている。この第２９図（２
）に示す手法においては、移動物体Ｍにレーザ光が当る
までは入射光が一つであるが、その移動物体Ｍ上で散乱
される散乱光の周波数偏移がその散乱方向により異るこ
とを利用し、異った方向に散乱する二つの散乱光をレン
ズで光検出器２００上に集光し、互いに他を参照光とし
てビートが形成されるようになっている。 さらに、二人耐性における自己比較法は、その光学系が
第２９図（３）に示すように配設されている。この第２
９図（３）に示す手法は、差動形レーザドツプラ速度計
ともいい、レーザ光源より出力された光はビームスプリ
ッタで二分割された後、レンズ等によって測定面上にて
交差させるという手法が採られている。そして、この交
差せしめた部分での散乱光を集光レンズ等で光検出器上
に集光しビートを形成せしめるという構成となっている
。 〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら、かかる従来例にあっては、レーザ送信手
段とレーザ光受信手段とが必要不可欠のものとなってい
ることから、装置全体が大型化し同時に高価なものとな
り、且つ操作性が悪いという不都合が生じている。さら
に特開昭６０−２４３５８３号公報および実開昭６２−
４２２６７号公報記載のものにあっては、参照光と散乱
光とを所定箇所にて集合せしめるという手法を採ってい
ることから、これら二つのレーザビームを形成するため
の光学系が複雑となり、その最適測定条件の設定に多く
の時間と労力を要し、しかも光学系の固定装備を堅牢に
しなければならないことから装置全体が大型化するとい
う不都合が生じていた。 〔発明の目的〕 本発明の目的は、かかる従来例の有する不都合を改善し
、とくに単一のレーザ光源を用いて回転もしくは移動物
体の速度を高精度に測定し演算処理することのできる比
較的小型化されたレーザドンブラ速度計を提供すること
にある。 〔課題を解決するための手段〕 そこで、本発明では、コヒーレント光を出力するレーザ
光源と、このレーザ光源から出力されるレーザ出力光を
集光するとともに被測定物からの反射散乱光を前記レー
ザ光源側へ送り込む集光手°段と、前記反射散乱光によ
り形成されるドツプラビート信号を前記レーザ光源から
分離抽出するビート検出手段と、このビート検出手段に
より検出されるドツプラビート信号に基づいて被測定物
の移動もしくは回転速度を演算する速度演算手段とを設
け、前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力
されるドツプラビート信号を所定のタイミング信号に変
換する波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力
されるタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を
出力する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力
に基づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とによ
り構成するとし、これによって前述した目的を達成しよ
うとするものである。 〔第１実施例］ 以下、本発明の第１実施例を第１図ないし第６図に基づ
いて説明する。 第１図の実施例は、コヒーレント光を出力するレーザ光
源ｌと、このレーザ光ａ１から出力されるレーザ出力光
１ａを集光するとともに被測定物からの反射散乱光１ｂ
をレーザ光源１側へ送り込む集光手段２と、反射散乱光
１ｂにより形成されるドツプラビート信号り、をレーザ
光ｉ１！１から分離抽出するビート検出手段３と、この
ビート検出手段３により検出されるドツプラビート信号
Ｄ１に基づいて被測定物４の移動もしくは回転速度を演
算する速度演算手段５及び方向判別手段６とを備えてい
る。 この内、レーザ光源ｌはレーザ駆動回路７に駆動されて
作動するようになっている。このレーザ光源１は、本実
施例においては半導体レーザが使用されている。このレ
ーザ光源１は、被測定物４を照射するコヒーレント光１
ａを誘導放出により出力する。この場合、被測定物４に
よって散乱されドフブラ周波数偏移ｆ、を受けた反射戻
り光ｌｂが半導体レーザに戻ると、ドララブ偏移を受け
ていないコヒーレント光との間で自己混合作用が共振器
内部に起きてドップラビートが発生する。 そして、半導体レーザ駆動電流には、ビート周波数に対
応した鋸歯状波信号が重畳される。 集光手段２として、本実施例では光学レンズが使用され
ている。この集光手段は、レーザ光源ｌと被測定物４と
の間に置かれ、被測定物４上での照射、散乱条件がｉ通
となるように焦点位置が調節できる保持機構上（第１図
では省略）に設置されている。この集光手段４はレーザ
光−ｔＡｌから出射されたレーザ照射光１ａを集光して
被測定物４に効率よく照射する機能を持っている。同時
に被測定物４によって散乱された反射戻り光を集光し、
半導体レーザ光源１の端面ａに入射させる機能を持って
いる。 ビート検出手段３としては、本実施例では信号検出増幅
器が使用されている。この信号検出増幅器は、レーザ駆
動回路７の出力端に併設され、レーザ光源を駆動する駆
動を流中より当該駆動電流にＭ畳された鋸歯状波に近似
したドツプラビート信号を抽出し出力する機能を備えて
いる。第２図（１） （２）にドツプラビート信号の例
を示す、ここで、第２図（１）は被測定物４が近づいて
（る場合を示し、同図（２）は被測定物４が遠ざかる場
合を示す。 また、速度演算手段５は、第３図に示すように、ビート
検出手段３から出力されるドツプラビート信号を所定の
タイミング信号に変換する波形変換回路部ｌＯと、この
波形変換回路部１０から出力されるタイミング信号を信
号処理して演算用速度信号を出力する信号処理回路部１
１と、この信号処理回路部１１の出力に基づいて被測定
物４の速度Ｖを算定する演算回路部１２とにより構成さ
れている。 この内、波形変換回路部ｌＯは、ドツプラビート信号を
所定レベルまで増幅するレベル調整回路１０Ａと、この
レベル調整回路１０Ａの出力信号を微分する微分回路Ｉ
ＣＩＢと、この微分回路１０Ｂから出力されるタイミン
グ信号の立上りに同期してタイミング信号の二周期分を
一周期とする整形クロックを出力する波形変換回路１０
Ｃとにより構成されている。また、信号処理回路部１１
は、周波数の大小に対応した電圧を出力するＦ−Ｖ変換
回路１１Ａと、このＦ−Ｖ変換回路１１Ａの出力をアナ
ログ−デジタル変換するＡ−Ｄ変換回路１１Ｂとにより
構成されている。 次に、上記実施例における速度演算手段５の動作を第４
図に基づいて説明する。 ビート検出手段３によって検出されたドツプラビート信
号り、は、波形変換口Ｂ１０の微分回路１０Ｂの作用に
よって鋸歯状波の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミ
ング信号Ａが抽出される。波形整形回路１０Ｃでは、こ
のタイミング信号Ａ、。の立ち上がりに同期した整形ク
ロックＥ３ｔｏを作成するのであるが、この整形クロッ
クＢ１゜は、元の信号である鋸歯状波り、の周波数Ｆに
対応した周波数を持つことになる（本実施例では整形ク
ロックＢ１゜の周波数が鋸歯状波の周波数の１／２とな
っている）、従って、この整形クロックＢＩのの周波数
をＦ−Ｖ変換によって電圧値に線形変換し、その後、Ａ
−Ｄ変換によりデジタル的に周波数情報を得ることによ
り鋸歯状波のビート周波数１４をも得られる。被測定物
４の速度■は、この周波数ｒ４に基づいて次式によって
求められる。 ’ａ ＝ （２・ＩＶＩ ・ｃｏｓθ）／λ但し、λは
波長を示し、θは被測定物４の進行方向に対するレーザ
照射光の照射角度を示す、かかる演算は演算回路部１２
で行われる。これによって被測定物４の移動速度■が捲
く容易に算定されるようになっている。 上記実施例においては整形クロックＢをタイミング信号
の立ち上がりに同期して作成したが、これは立ち下がり
に同期したものでもよく、周波数もパルス輻りを一様に
保ったものであれば１／２としなくとも同様の結果が得
られる。 また、タイミング信号の抽出においても、微分回路１０
Ｂを使用するほか、例えば第５図に示すように、コンパ
レータを使用しても同様な作用効果を得ることができる
。第６図は、この場合の第５図各部の出力波形を示す。 即ち、第５図において、波形変換回路部１３は、ドツプ
ラビート信号り、を所定レベルまで増幅するレベル調整
回路１３Ａと、このレベル調整回路１３への出力信号に
基づいて所定レベルのタイミング信号Ａ１．を出力する
コンパレータ１３Ｂと、このコンパレータ１３Ｂから出
力されるタイミング信号に同期して同一周期の整形クロ
ックＢｌｊを出力する波形整形回路１３Ｃとにより構成
されている。１３ａは基準レベル信号出力回路を示す、
このようにしても、前述した第３図の場合とほぼ同様の
作用効果を得ることができる。 〔第２実施例〕 次に、第２実施例を第７図ないし第８図に基づいて説明
する。 この第２実施例は、鋸歯状波の一周期に既知の周期を持
つクロックが幾つ存在するのかを計数して鋸歯状波の周
期を求め、更に計算によって速度を得ようとするもので
ある。 この第７図に示す第２実施例においては、波形変換回路
部１５が、前述したドツプラ信号を所定レベルまで増幅
するレベル調整回路１５Ａと、このレベル調整回路１５
Ａの出力信号り、を微分する微分回路１５Ｂと、この微
分回路１５Ｂから出力されるタイミング信号Ａ１５に同
期して当該タイミング信号の二周期分を一周期とするゲ
ート制御ｎ信号を出力するゲート制′４８回路１５Ｃと
により構成されている。 また、信号処理回路１６が、ゲート制御ｎ信号Ｇ ｌ
＆に制御′Ｂされてオン−オフ動作するゲート回路１６
Ａと、このゲート回路１６Ａに基準クロックＥ０を送り
込む基準クロック出力回路１６Ｂと、ゲート回路ｉ６Ａ
を通過した基準クロックＥ１ｍを計数するカウンタ１６
Ｃとにより構成されている。その他の構成は前述した第
１実施例と同一となっている。 次に、この第７図における速度演算手段の動作について
説明する。 この第７図に示す第２実施例は波形変換回路部１５に入
力された鋸歯状波は、微分回路１５Ｂの作用により鋸歯
状波の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミング信号Ａ
４を抽出する。ゲート制御回路１５Ｃでは、このタイミ
ング信号Ａ Ｉ ＆の立ち下がりに同期したゲート制御
ｎ信号Ｇ ＋ｈによってゲートを開閉する。これによっ
て、基準クロック出力回路１６Ｂで作られた基準クロッ
クＥ ｌ＆はゲートの開いている時だけ基準クロックＥ
Ｉ ４の通過する計数クロックとなってカウンタ１６
Ｃに入力することになる。ゲートの開いている時間は鋸
歯状波の一周朋に対応することを考慮すると、カウンタ
１６ｃで計数した計数値より鋸歯状波の周期Ｔが次式で
求められることになる。 Ｔ−ｎＸＬ （ｎ：計数値、Ｌ：基準り０７りの周期
） 被測定物４の速度〜ｒはこの周期Ｔから前述した如く計
算で求めるのである。尚、上記第７図の実施例において
、ゲート制御２！信号Ｇ １４はタイミング信号Ａ１４
の立ち上がりに同期して作成しても同様の結果が得られ
る。 このようにしても前述した第１実施例と同様の作用効果
を有するほか、基準クロックＥ１ｍの数を増すことによ
り測定精度を向上させることができるという利点がある
。 （第３実施例） 次に、第３実施例を第９図ないし第１０図に基づいて説
明する。 この実施例は、鋸歯状波の電圧値の時間的変化を所定の
基準電圧をもつコンパレータと既知の周期をもつクロッ
クとにより求め、これに基づいて速度を演算するもので
ある。 即ち、この第９図に示す実施例は、波形変換回路部１７
が、ドツプラビート信号を所定レベルまで増幅するレベ
ル調整回路１７Ａと、このレベル調整回路１７Ａの出力
信号り、に基づいて所定レベルのタイミング信号Ａ７．
を出力するコンパレータ１７Ｂと、このコンパレータ１
７Ｂから出力されるタイミング信号Ａ、７に同期してゲ
ート制御信号Ｃａｔ（又はｃ’ ＋、）を出力するゲー
ト制御回路１７Ｃとにより構成されている。 その他の構成は、前述した第７図の実施例の場合と同一
となっている。 次に、この第３実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。 波形変換回路部１７に入力された鋸歯状波Ｄ１は、コン
パレータ１７Ｂにて第１０図に示す基準値Ｒｅｆと比較
されコンパレート信号Ａ５．に変換される。このコンパ
レート信号Ａ １１はゲート制御回路１７Ｃへ送られる
。これによって鋸歯状波の電圧値がＲｅｆ以上になった
時ゲートが開かれ、同様にＲｅｆ以下の電圧値となった
時にゲートが閉じられる様なゲート制御信号Ｃａｔが作
成される。このゲートが開かれてから閉じられるまでに
要するゲート時間Ｔ′は、参照電圧Ｒｅｆの設定値によ
って鋸歯状波の周期Ｔと次式の様な関係を持つ。 Ｔ′ ”ＴＸ（１（Ｒｅｆ−負ピークイ直）／（正ピー
ク値−負ピーク値）〕 従って、上記ゲート時間Ｔ′を、基準クロック発生部か
ら発生する基準クロックＥ１ッがゲートを通過して得ら
れる計数パルスＥ Ｉ ？をカウンタにより計数するこ
とによって測定すれば、次式から鋸歯状波の周３ＪｌＴ
を求めることができる。 Ｔ−ｒｘＸｔ／ （１−（Ｒｅｆ−負ピークイ直）／（
正ピーク値−負ピーク値）〕 但し、ｎは計数値、ｔは基準クロックの周期を示す。 測定対象である速度はこの周期Ｔから計算で求めるので
ある。尚、上記実施例においてゲート制御の論理はＣｌ
ｆｆに示す様に逆にしてもよく、この場合のゲート時間
Ｔ″と鋸歯状波の周期Ｔとの関係は次式の様になり、 Ｔ’ −ＴＸ （（Ｒｅｆ−負ピーク値）／（正ピーク
値−負ピーク値）〕 この時の計数パルスＥ″１７をカウンタで計数すること
によって同様の結果が得られる。 Ｔ＝ｎ’ ｘｔ
／ （（Ｒｅｆ−負ピーク値）／（正ピーク値−負ピー
ク値）〕 （ｎ′ ：計数値） 〔第４実施例〕 次に、第４実施例を第１１図ないし第１２図に基づいて
説明する。 この実施例は、前述した第３実施例と同一の考えのちと
にコンパレータを２個使用したものである。この第１１
図の実施例においては、波形変換回路部１８が、ドツプ
ラビート信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路
１８Ａと、このレベル調整回路１８Ａの出力信号り、に
同期して異ったタイミング信号Ａ１＠、ＡＩ４を出力す
る並列接続された二つのコンパレータ１ＢＢ、１８Ｃと
、この二つのコンパレータ出力Ａ ｌ＊ 、 Ａ １
＊を入力するとともにこれら二つのコンパレータ出１．
。 Ｒｃに基づいて所定のゲート制御Ｂ信号Ｇ１１を出力す
るゲート制御回路１８Ｄとにより構成されている点に特
徴を有している。 その他の構成は前述した第２実施例（第７図）と同一と
なっている。 次に、この第４実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。 まず、各コンパレータ１８Ｂ、１８Ｃの比較基準電圧Ｒ
，，Ｒｃを次の如く設定する。 負ビータ値≦Ｒ１≦Ｒｃ≦正ピーク値 次に、レベル調整回路１８Ａの出力は二つに分けられ、
コンパレータ１ＢＢ、１８Ｃに各々入力される。 各コンパレータでは、比較基準電圧Ｒ，，ＲＣに基づい
て人力信号を比較し、コンパレート信号Ａ＋ｅｇ ＋
Ａｉ＋＊ｃを出力する。これら２つの信号をもとにゲー
ト制御回路１８Ｄからゲート制御信号Ｇ１゜を出力して
ゲート回路１６Ａを制御する。ゲートが開いているゲー
ト時間Ｔ’ＡおよびＴ’ Ｂは比較基準電圧ＲＡとＲ１
の設定値によって鋸歯状波の周期Ｔと次式の様な関係を
持つ。 Ｔ−（Ｔ’ Ａ＋Ｔ’ Ｂ） ・ （正ピーク値−
負ピーク値）／ （Ｒｃ−Ｒ，） 従って上記ゲート時間Ｔ’ ＡおよびＴ’ Ｂを、７１
クロック発生部から発生する基準パルスＥ Ｉ？がゲー
トを通過して得られる計数パルスＥ’ｌｆｆ。 Ｅ＃１．をカウンタによって計数することにより、鋸歯
状波の周期は次のように表すことができる。 Ｔ−（ｎＡ＋ｎＢ） ・Ｌ ・ （正ピーク値−負ピーク値）／（Ｒ，−Ｒ１）（ｎＡ、
ｎＢ ： Ｔ’ Ａ、Ｔ’ Ｂ中の計数イ直）測定対象
である速度は、この周期Ｔより算定される。 〔第５実施例〕 次に、第５実施例を第１３図ないし第１４図に基づいて
説明する。 この実施例は、予め設定した一定時間間隔に同周期の鋸
歯状波が存在するのか、を計数してその周波数を求め、
これに基づいて被測定物の速度を得ようとする方法であ
る。 この第１３図に示す第５実施例においては、波形変換回
路部１９が、ドツプラビート信号を所定レベルまで増幅
するレベル調整回路１９Ａと、このレベル調整回路１９
Ａの出力信号を微分する微分回路１９Ｂと、この微分回
路１９Ｂから出力されるタイミング信号に同期して所定
の計数パルス信号を出力する計数パルス発生回路１９Ｃ
とにより構成されている。 また、信号処理回路２０が、前記計数パルス信号を入力
するゲート回路２０Ａと、このゲート回路２０Ａに併設
され当該ゲート回路２０Ａの開閉動作を制で２１するサ
ンプリング周期設定回路２０Ｂと、ゲート回路２０Ａか
ら出力される計数パルスを計数するカウンタ２０Ｃとに
より構成した点に特徴を有している。 その他の構成は前述した第１実施例と同一となっている
。 次に、上記第５実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。− 波形変換回路部１９に入力された鋸歯状波は、微分回路
１９Ｂによって信号の立ち上りおよび立ち下がりのタイ
ミング信号Ａ１．に変換される。計数パルス発生回路１
９Ｃでは、このタイミング信号Ａ８．をもとに鋸歯状波
の周！１」ＩＴに対応した周期を持つ計数パルスＢ１９
を出力する。また、サンプリング周期設定部で予め一定
時間間隔を定めておき、その時間に対応したゲート信号
Ｇ２．によってゲートを開閉する。ゲートが開かれてい
る一定時間内に幾つの計数パルスが含まれているのかを
カウンタにより計数し、鋸歯状波の周波数Ｆを次式から
求める。 Ｆ ＝ ｎ ／ Ｔ″ （ｎ：計数値）測定対象であ
る速度は、この周波数Ｆから計算によって求める。 上記実施例に於ては微分回路で作成したタイミング信号
によって計数パルスを取得したが、第１５図ないし第１
６図に示す様に、コンパレータ２１Ｂを用いてコンパレ
ータ信号Ａ！ｌを得た後、これによって計数パルスＢ□
を取得しても同様な結果を得ることができる。 この第１５図において、波形変換回路部２１は、ドツプ
ラビート信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路
２１Ａと、このレベル調整回路２１Ａの出力信号に同期
して所定のタイミング信号Ａ！１を出力するコンパレー
タ２１Ｂと、このコンパレータ出力Ａ １１に基づいて
所定レベルの計数パルスＢ！ｌを出力する計数パルス発
生回路２ＩＣとにより構成されている点に特徴を有して
いる。その他の構成は上述した第１３図の実施例と同一
となっている。 〔第６実施例〕 次に、第６実施例を第１７図ないし第１８図に基づいて
説明する。 この実施例は、位相検出器、ローバスフィルタ及びＶ
ＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ０ｓｃ
ｉｌｌａｔｏｒ）から成るＰ Ｌ Ｌ （Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路によって、入力信号の周
波数変化や断続信号にも追従して速度を求めるものであ
る。 この第１７図の実施例において、速度演算手段は、ビー
ト検出手段から出力されるドップラビート信号を所定の
タイミング信号Ａ！ｆｆｉに変換する波形変換回路部２
２と、この波形変換回路部２２から出力されるタイミン
グ信号Ａ２□を信号処理してｆＪＸ用速変速度信号力す
る信号処理回路部２３と、この信号処理回路部２３の出
力に基づいて被測定物の速度を算定する演算回路部１２
とにより構成され、さらに、波形変換回路部２２と信号
処理回路部２３との間に、前記タイミング信号の繰返周
期を安定せしめる周波数安定化手段２４を備えた構成と
なっている。 周波数安定化手段２４は、その入力信号に係る電圧値に
対応した発振周波数の信号を出力する電圧制御発振回路
２４Ａと、この電圧制御発振回路２４Ａから出力される
所定の信号と入力信号との位相差に応じた電圧を発生せ
しめる位相検出回路２４Ｂと、この位相検出回路２４Ｂ
の出力電圧を平均化して電圧制御発振回路２４Ａに対し
入力信号として送り込む低域フィルタ２４Ｃとにより構
成されている。 その他の構成は、前述した第１実施例と同一となってい
る。 次に、上記実施例における速度演算手段の動作を説明す
る。 波形整形回路２２に入力された鋸歯状波は、波形整形さ
れて同じ周ｇＴをもったパルス信号Ａ２８となって周波
数安定化手段（以下、単にｒＰＬＬシステム」という）
に入力される。電圧制御発振器（以下、ｒｖｃｏ、とい
う）２４Ａは自走発振器であり、その発振周波数Ｆ、の
出力信号Ｐ２４は位相検出器２４Ｂに帰還され、ここで
入力のパルス信号の周波数Ｆ、と比較される。この位相
検出器２４Ｂの出力が誤差信号であり、この誤差信号を
ローパスフィルタ（以下、ｒＬＰＦＪという）２４Ｃに
通すことにより、入力のパルス信号と■ＣＯの位相差Δ
φに比例した平均直流電圧■が得られる（第１８図波形
Ａ−，Ｂｏ参１［） 、 、：、ニア−記号Ａ、は排他
的論理和による位相検出を行った場合のΔφ−■特性を
示したものであり、記号Ｂ、 は同様にしてエツジトリ
ガによる位相検出を行った場合のものである。いずれの
位相検出を行った場合にもこの平均直流電圧はループ６
を形成して■Ｃ０２４Ａに戻され、この電圧によってＶ
ＣＯ２４Ａは入力のパルス信号の周波数とＶＣＯ２４Ａ
自身の発振周波数との差を少なくする方向へ周波数を変
えるように動作し、これによってＶＣＯ２４Ａからの出
力信号は入力のパルス信号の周波数変化に追随すること
になる。出力信号が入力のパルス信号の周波数変化に追
随するスピードはＬＰＦ２４Ｃによって制限を受けるが
、もし、入力に高周波雑音が混入しても瞬間的に断続信
号になったとしてもＬＰＦ２４Ｃが一種の短時間記憶能
力を持っているので元の信号をすぐに捕獲できるという
特徴がある。 更に、ここで得られた出力信号をゲートの制御信号とす
ることにより、基準クロック発生部２３Ｂから送出され
た基準クロックＥｚｓから計数クロックＥ０を作成し、
カウンタ２３Ｃで計数することによって出力信号の周期
、すなわち入力信号の鋸歯状波り、の周期Ｔを求めるこ
とができる。 Ｔ＝２Ｘｎｘｔ 但し、ｎは計数値、Ｌは基準クロックの周期を示す。 そして、被測定物の速度は、この周期に基づいて算定さ
れる。 この第６実施例においては、ＶＣＯ２４Ａからの出力信
号をゲート制御信号として基準クロックＥ０を計数した
が、本発明では必ずしもこれに限定されるものではない
０例えば、第１７図の信号処理回路２３の基準クロック
発生回路２３Ｂに代えて第１９図に示すようにサンプリ
ング周期設定回路２５Ｂとし、これによって信号処理回
路２５を構成するようにしてもよい、この場合は、第５
実施例の場合と同様にゲート回路２５Ａの出力が一定条
件のもとに計数されるようになっている。 信号処理回路２３については、さらに第２０図に示すよ
うにＦ−Ｖ変換！’５２６Ａ及びＡ−Ｄ変換２６Ｂから
成る第１実施例の場合と同様の信号処理回路２６を用い
たものであってもよい。 〔第７実施例〕 次に本発明の第７実施例を第２１図ないし第２３図に基
づいて説明する。 この第７実施例は、検出したアナログ信号であるドツプ
ラビート信号をＡ−Ｄ変換器によってデジタル信号に変
換し、メモリに取り込んだ後、マイクロプロセッサ等の
コンピュータを用いて数（色演算を行い、これによって
被測定物の速度を算定しようとするものである。 すなわち、第２１図の実施例において、速度演算手段は
、ドツプラビート信号を所定レベルまで増幅スるレベル
調整回路２５と、このレベル調整回路２５の出力である
鋸歯状波としてのドツプラビート信号の１周期の１／２
以下のサンプリング周期を備えた低域通過フィルタ２６
と、この低域通過フィルタ２６にてサンプリングされた
データをサンプリング時間ごとにホールドするサンプリ
ングホールド回路２７と、このサンプルホールドされた
信号をデジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換回路２８と、
このＡ−Ｄ変換回路２８の出力を記憶するメモリ２９と
、このメモリ２９に記憶された情報より当該デジタル信
号の全体的な周期性を求めるとともにこの周期性に基づ
いて前記被測定物の移動測定を算定する演算回路部３０
とにより構成されている。 そして、演算回路部３０が、メモリ２９に記憶されたデ
ジタル信号の周波数スペクトラムを高速フーリエ変換の
手法を用いて求める第１の演算機能と、求められたこの
周波数スペクトラムに基づいて当該各周波数のスペクト
ルの相対的強度を求める第２の演算機能と、この各スペ
クトルの相対的強度の内の最も支配的な周波数を抽出す
るとともにこれによって前記デジタル信号の全体的な周
期性を算定する第３の演′ＪＸ機能を備えている点に特
徴を有している。 この演算回路部３０による速度の演算は、デジタル値に
変換された離散データから、ＦＦＴ （ＦａｓｔＦｏｕ
ｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒ−高速フーリエ変換）の手
法によって周波数スペクトラムを求め、信号の支配的周
波数を解析することにより速度を検出しようとするもの
で、第２２図には周期Ｔにおけるサンプリング例を示す
。 その他の構成及び作用は、前述した第１実施例と同一と
なっている０、。 次に、第２１図の動作を説明する。 ビート検出手段３で検出された鋸歯状波としてのドツプ
ラビート信号は、低域通過フィルタ２６を通してサンプ
リング時間Ｔごとにサンプルホールドされ、Ａ−Ｄ変換
回路２８を通してデジタル信号に変換される。ここで低
域通過フィルタ２６は、サンプリングの定理により２Ｔ
より短いｍ％Ａの波形は再現性がないため、また、雑音
を除去するためにＴ／２以上の周波数信号を除去する能
力を有する。従って、サンプリング周期Ｔは被測定信号
の周期の１／２以下に設定されている。 こうしてデジタル値に変換された信号は、メモリ２９に
蓄えられ、演算回路部３０によって前述した如く速度が
計算される。 二こで、演算回路部３０については、特に高速フーリエ
変換の手法を利用して速度を算定する場合を例示したが
、以下に示す手法を用いたものであってもよい。 ■データの符号反転回数カウントによる速度算定法（第
２３図参照） この算定法においては、演算回路部３０が、メモリ２９
に記憶されたデジタル信号に対して所定のデータ収集時
間ＮＴを設定する演算範囲設定機能と、このデータ収集
時間内の時系列データが「正から負へ」又は「負から正
へ３時間的に変化した回数Ｍｃを求める変化点計数機能
と、これら二つの機能を作動して得られるデータに基づ
いて「Ω＝ ２ Ｎ Ｔ ／ Ｍ Ｉ Ｊの演算を行う
とともにこれによってデジタル信号の全体的な周期性を
算定する周期性演算機能とを備えている点に特徴を有し
ている。この場合、求められた周期Ωの精度は、サンプ
リング間隔Ｔを短く、データ収集時間を長くとることに
より向上する。 ■データ同符号連続回数カウントによる速度算定法（第
２４図参照） この算定法においては、時系列データの符号が連続して
同じであった回数Ｍ２をカウントし、その間の時間Ｍｃ
Ｔを２倍することにより、データの周期Ωを求めようと
するものである。 この場合、演算回路部３０は、メモリ２９に記憶された
デジタル信号に係る時系列データの符号が連続して同じ
であった回数Ｍ８を計数する連続同符号計数機能と、こ
の連続同符号が継続する時間ＭｃＴを計時するとともに
当計計数時間ＭｔＴを２倍することにより当該デジタル
信号の繰り返し周期を算定する周期性算定機能とを備え
ている点に特徴を有している。 この場合、求められた周期Ωの精度は、サンプリング間
隔Ｔ以下にならないため、Ωを平均化することにより向
上できる。 ■データの単調増加、単ｍＫ少回数カウントによる速度
算定法（第２１； Ｓ ４ ＩＣＥ、 兄この算定法に
おいては、時系列データの単調増幅する回数Ｍｃ、単調
減少する回数Ｍ４をカウントし、その和をとることによ
り、データの周期Ωを求めようとするものである。 この場合、演算回路部３０は、メモリ２９に記憶された
デジタル信号に係る時系列データが単調増加する回数Ｍ
ｃおよび単調減少する回数Ｍ４を計数するデータ計数機
能と、このデータ計数時間ｒ （Ｍｃ＋Ｍａ ） ・
Ｔ」を演算するとともにこれによって前記デジタル信号
の全体的な周期性を特定する周期性算定機能とを備えて
いる点に特徴を有している。 ここで、上記各実施例は、ビート検出手段３として信号
検出増幅器を使用した場合を例示したが、第２ 図に示
すようにレーザ光源の出力光側とは反対側に配設された
ホトダイオード３Ａと信号検出増幅器３Ｂとを用いたも
のであってもよい。 また、被測定物の移動方向を判別する手法としては種々
の方法を考案し得るが、本発明では、第２７図のものが
使用されている。 以下、この方向判別手段６について説明する。 この第２７図における方向判別手段６は、ドツプラビー
ト信号を所定のタイミング信号に変換する波形変換回路
部３０と、このタイミング信号に基づいて一定の基準に
従いデユーティ比の異なる二つの波形を形成する信号処
理回路部３１と、この信号処理回路部３１の各出力を各
別に均一化する二つのローパスフィルタ３２．３３と、
前記各ローパスフィルタ３２．３３から出力サレルレヘ
ルの異なった二つの信号の内、一方の信号を基準として
他方の信号のレベル差を演算するとともにその値の大小
により前記移動物体の移動方向を判別する比較判定手段
３４とにより構成されている。 次に、この第２７図において入力信号■は微分回路に入
力され波形の立ち上がり、立ち下がりのタイミング信号
■が抽出される。 この信号は二分され、一方は波形整形回路Ａにより立ち
下がりに同期したパルス列■となる。パルス列■の周期
は■と■を比較すると分かるように鋸歯状波の周期Ｔに
対して２倍であり、周波数では１／２になっている。こ
のため鋸歯状波の周波数に換算した矩形波に対するデユ
ーティ比は５０％ となり、上り勾配と下り勾配の時間
が等しい参照用三角波と等価と見なすことができる。従
ってパルス列■をＬＰＦによって平均化すると、鋸歯状
波の一周期に対応した電圧値となる■、■は上述したよ
うに上り勾配と下り勾配の傾きが等しい参照用三角波の
平均電圧値である。 また、他方の信号は波形変換回路部により反転された後
、ＬＰＦによって平均化され、鋸歯状波の下り勾配の時
間に対応した電圧値となる■。 ■と■の電圧値をコンパレータで比較することに相当し
ており、下り勾配の時間が長い場合には出力はハイレベ
ル、短い場合にはローレベルとなるのでこれによって下
り勾配の時間が鋸歯状波の半周期より長いか短いか判別
でき速度方向の判別ができる。 尚、本実施例は下り勾配に着目したが、上り勾配を使っ
た方向判別も同様にして容易に実現できることはいうま
でもない。 〔発明の効果〕 本発明は以上のように構成され機能するので、これによ
ると、レーザ光源を用いてレーザドツプラビート信号を
確実に受信し得ることがらレーザ受信手段を別に設ける
必要がなくなり、光学系が単純な集光手段でよいことか
ら装置全体の操作が容易となり、同時に装置全体を著し
く小型化することができ、ドツプラビート信号より直接
当該ビートの周期性を簡単な信号処理によって得ること
ができ、従って被測定物の速度を容易に算定することが
できるという従来にない小型化されたレーザドツプラ速
度計を提供することができる。
第１図ないし第４図は第１実施例を示す説明図、第５図
ないし第６図は第１実施例の変形例を示す説明図、第７
図ないし第８図は各々第２実施例を示す説明図、第９図
ないし第１０図は各々第３実施例を示す説明図、第１１
図ないし第１２図は各々第４実施例を示す説明図、第１
３図ないし第１４図は各々第５実施例を示す説明図、第
１５図ないし第１６図は第５実施例の変形例を示す説明
図、第１７図ないし第２０図は各々第６実施例を示す説
明図、第２１図ないし第２２図は第７実施例を示す説明
図、第２３図ないし第２５図は各々第７実施例における
演算回路部の具体例を示す説明図、第２６図はビート検
出手段の他の例を示す説明図、第２７図ないし第２８図
は方向判別手段の一例を示す説明図、第２９図（］）（
２）（３）は各々従来例を示す説明図である。 特許出願人 鈴木自動車工業株式会社代理人 弁理士
高 橋 勇二面の浄書 第１図 １（レープｙｔ′Ｊ１．） （盈Ａ二１＋） ＜！５虜＝π）図面の浄書 第２図 −間 Ｏ■ Ｏ■ Ｃ）０６） ■ ○ ０ｅＯＯ ｅ ＯＯ■ Ｏ■ Ｏ ＯＯ○ ■○ Ｏ ＯＯＯ■ Ｏ θ Ｏｅ ■ Ｏ 第１８図 １丁−１ （イｕ；ｉａ） 第２１図 第２２図 第２図 □７．ユ７、。 ↓Ｉ 図面の浄書 第ｕ図 第２５図 二面の浄り 第２６図 図面の浄書 第’ＩＢ図 」Ｌ−ユー工り一■＝コ」＝に二二。 ユニコニ＝工二二〇 一一一−−−−−−−−−−−− ［有］区面の浄書 第２（？ ｖＡ （ｆ） Ｃ／）Ｂ丸部） （−人前九法） 手ｖｔ 補 正 書（方式） ％式％ １、事件の表示 昭和６３年特許願第０６０．０５
７号３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 静岡県浜名郡可美村高塚３００番地４
、代理人 〒１０１電話（０３） ８６２−６５２
０昭和６３年５月１１日（発送日；昭和６３年５月３１
Ｂ）６、補正の対象 ：、 図 面 ７、補正の内容 手ｖＬ 補 正 書（自発） 昭和６３年１０月１７日 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 静岡県浜名郡可美村高塚３００番地４
、代理人 〒１０１電話（０３） ８６２−６５２
０６、補正の内容 明 細 書 １、発明の名称 レーザドツプラ速度計 ２、特許請求の範囲 （１）、コヒーレント光を出力するレーザ光源と、この
レーザ光源から出力されるレーザ出力光を集光旦被斑足
勤二皿■するとともに被測定物からの反射散乱光を前記
レーザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反射散乱光に
より形成されるドツプラビート信号を前記レーザ光源か
ら分離抽出するビート検出手段と、このビート検出手段
により検出されるドツプラビート信号に基づいて被測定
物の移動もしくは回転速度を演算する速度演算手段とを
設け、 前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力され
るドツプラビート信号を所定のタイミング信号に変換す
る波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力され
るタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を出力
する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力に基
づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とにより構
成したことを特徴とするレーザドツプラ速度計。 （２）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号を微分する微分回路と、この微
分回路から出力されるタイミング信号の立上りに同期し
て前記タイミング信号の二周期分を一周期とする整形ク
ロフクを出力する波形整形回路とにより構成し、 前記信号処理回路部を、周波数のＭｆｆｉに対応した電
圧を出力するＦ−Ｖ変換回路と、このＦ−Ｖ変換回路の
出力をアナログ−デジタル変換する八−り変換回路とに
より構成したことを特徴とする請求項ｌ記載のレーザド
ツプラ速度計。 （３）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に基づいて所定レベルのタイミ
ング信号を出力するコンバレー９と、このコンパレータ
から出力されるタイミング信号に同期して同一周期の整
形クロックを出力する波形整形回路とにより構成したこ
とを特徴とする請求項２記載のレーザドツプラ速度計。 （４）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラ信号を所
定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレベル調
整回路の出力信号を微分する微分回路と、この微分回路
から出力されるタイミング信号に同期して当該タイミン
グ信号の二周期分を一周期とするゲート制御信号を出力
するゲート制御回路とにより構成し、 前記信号処理回路を、前記ゲート制？１１信号に制御さ
れてオン−オフ動作するゲート回路と、このゲート回路
に基準クロックを送り込む基準クロック出力回路と、前
記ゲート回路を通過した基準クロックを計数するカウン
タとにより構成したことを特徴とする請求項１記載のレ
ーザドツプラ速度計。 （５）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に基づいて所定レベルのタイミ
ング信号を出力するコンパレータと、このコンパレータ
から出力されるタイミング信号に同期してゲート制御信
号を出力するゲート制御回路とにより構成したことを特
徴とする請求項４記載のレーザドツプラ速度計。 （６）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に同期して異ったタイミング信
号を出力する並列接続された二つのコンパレータと、こ
の二つのコンパレータ出力を入力するとともにこれら二
つのコンパレータ出力に基づいて所定のゲート制御信号
を出力するゲート制御回路とにより構成したことを特徴
とする請求項４記載のレーザドツプラ速度計。 （７）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号を微分する微分回路と、この微
分回路から出力されるタイミング信号に同期して計数パ
ルス信号を出力する計数パルス発生回路とにより構成し
、 前記信号処理回路を、前記計数パルス信号を入力するゲ
ート回路と、このゲート回路に併設され当該ゲート回路
の開閉動作を制御するサンプリング周期設定回路と、前
記ゲート回路から出力される計数パルスを計数するカウ
ンタとにより構成したことを特徴とする請求項１記載の
レーザドツプラ速度計。 （８）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に同期して所定のタイミング信
号を出力するコンパレータと、このコンパレータ出力に
基づいて所定レベルの計数パルスを出力する計数パルス
発生回路とにより構成したことを特徴とする請求項７記
載のレーザドツプラ速度計。 （９）、コヒーレント光を出力するレーザ光源と、この
レーザ光源から出力されるレーザ出力光を集光−レ１し
肚冗Ｊ１会」ＬＬするとともに被測定物からの反射散乱
光を前記レーザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反射
散乱光により形成されるドツプラビート信号を前記レー
ザ光源から分離抽出するビート検出手段と、このビート
検出手段により検出されるドツプラビート信号に基づい
て被測定物の移動もしくは回転速度を演算する速度演算
手段とを設け、 前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力され
るドツプラビート信号を所定のタイミング信号に変換す
る波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力され
るタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を出力
する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力に基
づいて被測定物の速度を算定する６ｉｌｉ算回路部とに
より構成するとともに、 前記波形変換回路部と信号処理回路部との間に、前記タ
イミング信号の繰返周期を安定せしめる周波数安定化手
段を装備したことを特徴とするレーザドツプラ速度計。 （１０） 、前記周波数安定化手段を、その入力信号に
係る電圧値に対応した発振周波数の信号を出力する電圧
制御発振回路と、この電圧制御発振回路から出力される
所定の信号と前記入力信号との位相差に応じた電圧を発
生せしめる位相検出回路と、この位相検出回路の出力電
圧を平均化して前記電圧制’＜８発振器回路に対して入
力信号として送り込む低域フィルタとにより構成したこ
とを特徴とする請求項９記載のレーザドツプラ速度計。 （１１）、 コヒーレント光を出力するレーザ光源と、
このレーザ光源から出力されるレーザ出力光を集光−し
上１淀」１二」ＬＬするとともに被測定物からの反射散
乱光を前記レーザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反
射散乱光により形成されるドップラビート信号を前記レ
ーザ光源から分離抽出するビート検出手段と、このビー
ト検出手段により検出されるドツプラビート信号に基づ
いて被測定物の移動もしくは回転速度を演算する速度演
算手段とを設け、 前記速度演算手段を、前記ドツプラビート信号の１周期
の１／２以下のサンプリング周期を備えた低域通過フィ
ルタと、この低域通過フィルタにてサンプリングされた
データをサンプリング時間ごとにホールドするサンプリ
ングホールド回路と、このサンプルホールドされた信号
をデジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換回路と、このＡ−
Ｄ変換回路の出力を記憶するメモリと、このメモリに記
憶された情報より当該デジタル信号の全体的な周期性を
求めるとともにこの周期性に基づいて前記被測定物の移
動速度を算定する演算回路部とにより構成したことを特
徴とするレーザトップ立止度計。 （１２） 、前記演算回肚が、前記メモリに記憶された
デジタル信号の周波数スペクトラムを高速フーリエ変換
の手法を用いて求める第１の演算機能と、求められたこ
の周波数スペクトラムに基づいて当該各周波数のスペク
トルの相対的強度を求める第２の演算機能と、この各ス
ペクトルの相対的強度の内の最も支配的な周波数を抽出
するとともにこれによって前記デジタル信号の全体的な
周期性を算定する第３の演算機能を備えていることを特
徴とする請求項１１記載のレーザドツプラ速度計。 （１３） 、前記演算回路部が、前記メモリに記憶され
たデジタル信号に対して所定のデータ収集時間ＮＴを設
定する演算範囲設定機能と、このデータ収集時間内の時
系列データが「正から負へ」又は「負から正へ」時間的
に変化した回数Ｍｃを求める変化点計数機能と、これら
二つの機能を作動して得られるデータに基づいて「Ω＝
２ＮＴ／ＭｃＪの演算を行うとともにこれによって前述
デジタル信号の全体的な周期性を算定する周期性演算機
能とを備えていることを特徴とする請求項１１記載のレ
ーザドツプラ速度計。 （１４） 、前記演算回路部が、前記メモリに記憶され
たデジタル信号に係る時系列データの符号が連続して同
じであった回数Ｍｙを計数する連続同符号計数機能と、
この連続同符号が継続〒る時間Ｍ２Ｔを計時するととも
に当該計数時間ｈ！Ｔを２倍することにより当該デジタ
ル信号の繰返周期を算定する周期性算定機能とを備えて
いることを特徴とする請求項−Ｌ」」巳乾のレーザドツ
プラ速度計。 （１５） 、前記演算回路部が、前記メモリに記憶され
たデジタル信号に係る時系列データが単調増加する回数
Ｍｅおよび単調減少する回数Ｍ４を計数するデータ計数
機能と、このデータ計数時間「（Ｍｅ ＋Ｍａ ）
・Ｔ」を演算するとともにこれによって前記デジタル信
号の全体的な周期性を特定する周期性算定機能とを備え
ていることを特徴とする請求［ｖｔのレーザドツプラ速
度計。 ３、発明の詳細な説明 〔産業上の利用分野〕 本発明は、レーザドツプラ速度計に係り、とくに照射光
としてレーザ光を用いるとともに、その反射光に生じる
ドツプラ効果を利用して被測定物の速度計測を行う方式
のレーザドツプラ速度計に関す名。 〔従来の技術］ レーザドツプラ速度計は、コヒーレント光を移動物体に
照射するとともに、その散乱光のドツプラ周波数偏移を
測定し、これによって被測定物の移動速度を非接触にて
検出するものである。このレーザドツプラ速度計は、近
時においては例えば、特開昭６０−２４３５８３号公報
、実開昭６２−４２２６７号公報及び実開昭６０−１３
５６８２号公報等にみられる如く、各方面で比較的多く
の研究・開発が進められている。 このレーザドツプラ方式による速度測定においては、所
謂散乱光と参照光を重ね合せるとともに、これにより生
じるビート周波数を測定して被測定物の移動速度を算定
するという手法が採られている。そして、この散乱光と
参照光の重ね合せの方法により、参照光法および自己比
較法等、種々の光学系の構成が考えられている。 この内、参照光は、その光学系が第２９図（１）に示す
ように配設されている。この第２９図（１）においては
、レーザ光ｔＡ１００から出力されるレーザビームＡ０
を被測定対象物である移動物体に照射するとともに、そ
の一部を参照光Ｂとして、ド・７プラ周波数偏移を受け
ないような光路を通して光検出機２００へ導くようにな
っている。そして、この光検出器２００にて、参照光を
散乱光Ａ′と重ね合せるとともに、これによって生じる
速度情報を含んだビートが検出され出力されるようにな
っている。 自己比較法は、参照光自体もドツプラ周波数偏移を受け
るもので、−入射光法と二人射光法の二つに分けられて
いる。 一入耐性における自己比較法は、その光学系が第２９図
（２）に示すように配設されている。この第２９図（２
）に示す手法においては、移動物体Ｍにレーザ光が当る
までは入射光が一つであるが、その移動物体Ｍ上で散乱
される散乱光の周波数偏移がその散乱方向により異るこ
とを利用し、異った方向に散乱する二つの散乱光をレン
ズで光検出器２００上に集光し、互いに他を参照光とし
てビートが形成されるようになっている。 さらに、二人耐性における自己比較法は、その光学系が
第２９図（３）に示すように配設されている。この第２
９図（３）に示す手法は、差動形レーザドツプラ速度計
ともいい、レーザ光源より出力された光はビームスブリ
フタで二分割された後、レンズ等によって測定面上にて
交差させるという手法が採られている。そして、この交
差せしめた部分での散乱光を集光レンズ等で光検出器上
に集光しビートを形成せしめるという構成となっている
。 〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら、かかる従来例にあっては、レーザ送信手
段とレーザ光受信手段とが必要不可欠のものとなってい
ることから、装置全体が大型化し同時に高価なものとな
り、且つ掻作性が悪いという不都合が生じている。さら
に特開昭６０−２４３５８３号公報および実開昭６２−
４２２６７号公報記載のものにあっては、参照光と散乱
光とを所定箇所にて集合せしめるという手法を採ってい
ることから、これら二つのレーザビームを形成するため
の光学系が複雑となり、その最適測定条件の設定に多く
の時間と労力を要し、しかも光学系の固定装備を堅牢に
しなければならないことから装置全体が大型化するとい
う不都合が生じていた。 〔発明の目的〕 本発明の目的は、かかる従来例の有する不都合を改善し
、とくに単一のレーザ光源を用いて回転もしくは移動物
体の速度を高精度に測定し演算処理することのできる比
較的小型化されたレーザドツプラ速度計を提供すること
にある。 〔課題を解決するための手段〕 そこで、本発明では、コヒーレント光を出力するレーザ
光源と、このレーザ光源から出力されるレーザ出力光を
集光するとともに被測定物からの反射散乱光を前記レー
ザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反射散乱光により
形成され、るドツプラビート信号を前記レーザ光源から
分離抽出するビート検出手段と、このビート検出手段に
より検出されるドツプラビート信号に基づいて被測定物
の移動もしくは回転速度を演算する速度演算手段とを設
け、前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力
されるドツプラビート信号を所定のタイミング信号に変
換する波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力
されるタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を
出力する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力
に基づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とによ
り構成するとし、これによって前述した目的を達成しよ
うとするものである。 〔第１実施例〕 以下、本発明の第１実施例を第１図ないし第６図に基づ
いて説明する。 第１図の実施例は、コヒーレント光を出力するレーザ光
源１と、このレーザ光′ｔＡ１がら出力されるレーザ出
力光１ａを集光するとともに被測定物からの反射散乱光
１ｂをレーザ光源ｌ側へ送り込む集光手段２と、反射散
乱光１ｂにより形成されるドツプラビート信号り、をレ
ーザ光源ｌがら分離抽出するビート検出手段３と、この
ビート検出手段３により検出されるドツプラビート信号
り。 に基づいて被測定物４の移動もしくは回転速度を演算す
る速度演算手段５及び方向判別手段６とを備えている。 この内、レーザ光源１はレーザ駆動回路７に駆動されて
作動するようになっている。このレーザ光源１は、本実
施例においては半導体レーザが使用されている。このレ
ーザ光源ｌは、被測定物４を照射するコヒーレント光１
ａを誘導放出により出力する。この場合、被測定物４に
よって散乱されドツプラ周波数偏移ｒ、を受けた反射戻
り光ｌｂが半導体レーザに戻ると、ドッラプ偏移を受け
ていないコヒーレント光との間で自己混合作用が共振器
内部に生じドツプラビートが発生する。 そして、半導体レーザ駆動電流には、ビート周波数に対
応した鋸歯状波信号が重畳される。 集光手段２として、本実施例では光学レンズが使用され
ている。この集光手段は、レーザ光Ｂ１と被測定物４と
の間に置かれ、被測定物４上での照射、散乱条件が最適
となるように焦点位置が調節できる保持機構上（第１図
では省略）に設置されている。この集光手段２はレーザ
光源１から出射されたレーザ照射光１ａを集光して被測
定物４に効率よく照射する機能を持っている。同時に被
測定物４によって散乱された反射戻り光を集光し、半導
体レーザ光源１の端面ａに入射させる機能を持っている
。 ビート検出手段３としては、本実施例では信号検出増幅
器が使用されている。この信号検出増幅器は、レーザ駆
動回路７の出力端に併設され、レーザ光源を駆動する駆
動電流中より当該駆動電流に重畳された鋸歯状波に近位
したドツプラビート信号を抽出し出力する機能を備えて
いる。第２図（１） （２）にドツプラビート信号の例
を示す、ここで、第２図（１）は被・測定物４が近づい
てくる場合を示し、同図（２）は被測定物４が遠ざかる
場合を示す。 また、速度演算手段５は、第３図に示すように、ビート
検出手段３から出力されるドツプラビート信号を所定の
タイミング信号に変換する波形変換回路部１０と、この
波形変換回路部１０から出力されるタイミング信号を信
号処理して演算用速度信号を出力する信号処理回路部１
１と、この信号処理回路部１１の出力に基づいて被測定
物４の速度Ｖを算定する演算回路部１２とにより構成さ
れている。 この内、波形変換回路部１０は、ドツプラビート信号を
所定レベルまで増幅するレベル調整回路１０Ａと、この
レベル調整回路１０Ａの出力信号を微分する微分回路１
０Ｂと、この微分回路１０Ｂから出力されるタイミング
信号の立上りに同期してタイミング信号の二周期分を一
周期とする整形クロックを出力する波形整形回路１０Ｃ
とにより構成されている。また、信号処理回路部１１は
、周波数の大小に対応した電圧を出力するＦ−Ｖ変換回
路１１Ａと、このＦ−Ｖ変換回路１１Ａの出力をアナロ
グ−デジタル変換するＡ−Ｄ変換回路１１Ｂとにより構
成されている。 次に、上記実施例における速度演算手段５の動作を第４
図に基づいて説明する。 ビート検出手段３によって検出されたドツプラビート信
号り、は、波形変換回路部１０の微分回路１０Ｂの作用
によって鋸歯状波の立ち上がりおよび立ち下がりのタイ
ミング信号Ａ Ｉ６が抽出される。 波形整形回路１０Ｃでは、このタイミング信号Ａ１゜の
立ち上がりに同期した整形クロックＢ ＩＩＩを作成す
るのであるが、この整形クロフクＢ、、は、元の信号で
ある鋸歯状波りあの周波数Ｆに対応した周波数を持つこ
とになる（本実施例では整形クロックＢ、。の周波数が
鋸歯状波の周波数の１／２となっている）、従って、こ
の整形クロックＢ、。の周波数をＦ−Ｖ変換によって電
圧値に線形変換し、その後、Ａ−Ｄ変換によりデジタル
的に周波数情報を得ることにより鋸歯状波のビート周波
数ｒ４をも得られる。被測定物４の速度■は、この周波
数ｆ４に基づいて次式によって求められる。 ｆａ−（２１Ｖｌ ・ ｃｏｓθ）／λ但し、λは波長
を示し、θは被測定物４の進行方向に対するレーザ照射
光の照射角度を示す、かかる演算は演算回路部１２で行
われる。これによって被測定物４の移動速度Ｖが掻く容
易に算定されるようになっている。 以上のように、この第１実施例においては、光源として
半導体レーザを使用していることがら光学系を含めて全
体的な小型化が可能となり、また光束を二つに分ける必
要性が全くないことから、光学系保持機構が簡単となり
、更に周波数シフタが不要となり、従ってその駆動回路
も不要となることから装置全体を著しく小型化すること
ができる。 また、半導体レーザの自己混合によるビート信号の周波
数は半導体レーザのＡＭ変調可能な周波数と同程度とな
る。このため、従来の方向判別性能が数１０〜数百ＭＨ
ｚであったのに対して０〜２．３ （ＧＨｚ）となり、
測定値の信号処理の高速化を図ることが可能となってい
る。 更に、光学系が簡単化されていることから、全体的に安
価に入手することが可能となり、且つ軽量化が図られて
いることから可搬性が良好となる。 上記実施例においては整形クロックＢ ｌ（ｌをタイミ
ング信号の立ち上がりに同期して作成したが、これは立
ち下がりに同期したものでもよく、周波数もパルス輻り
を一様に保ったものであれば１／２としなくとも同様の
結果が得られる。 また、タイミング信号の抽出においても、微分回路１０
Ｂを使用するほか、例えば第５図に示すように、コンパ
レータを使用しても同様な作用効果を得ることができる
。第６図は、この場合の第５回者部の出力波形を示す。 即ち、第５図において、波形変換回路部１３は、ドツプ
ラビート信号り、を所定レベルまで増幅するレベル調整
回路１３Ａと、このレベル調整回路１３Ａの出力信号に
基づいて所定レベルのタイミング信号ＡＩ３を出力する
コンパレータ１３Ｂと、このコンパレータ１３Ｂから出
力されるタイミング信号に同期して同−周期の整形クロ
ックＢ１２を出力する波形整形回路１３Ｃとにより構成
されている。１３ａは基準レベル信号出力回路を示す、
このようにしても、前述した第３図の場合とほぼ同様の
作用効果を得ることができる。 〔第２実施例〕 次に、第２実施例を第７図ないし第８図に基づいて説明
する。 この第２実施例は、鋸歯状波の一周期に既知の周期を持
つクロックが幾つ存在するのかを計数して鋸歯状波の周
期を求め、更に計算によって速度を得ようとするもので
ある。 この第７図に示す第２実施例においては、波形変換回路
部１５が、前述したドツプラ信号を所定レベルまで増幅
するレベル調整回路１５Ａと、このレベル調整回路１５
Ａの出力信号り、を微分する微分回路１５Ｂと、この微
分回路１５Ｂから出力されるタイミング信号Ａ ＋ ｈ
に同期して当該タイミング信号の二周期分を一周期とす
るゲート制御信号を出力するゲート制御回路１５Ｃとに
より構成されている。 また、信号処理回路部１６が、ゲート制御信号０１４に
制ｍされてオン−オフ動作するゲート回路１６Ａと、こ
のゲート回路１６Ａに基準クロックＥ１ｍを送り込む基
準クロック出力回路１６Ｂと、ゲート回路１６Ａを通過
した基準クロックＥ １６を計数するカウンタ１６Ｃと
により構成されている。その他の構成は前述した第１実
施例と同一となっている。 次に、この第７図における速度演算手段の動作について
説明する。 この第７図に示す第２実施例は波形変換回路部１５に入
力された鋸歯状波は、微分回路１５Ｂの作用により鋸歯
状波の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミング信号Ａ
７．を抽出する。ゲート制御回路１５Ｃでは、このタイ
ミング信号Ａ Ｉ ＆の立ち下がりに同期したゲート制
御信号Ｇｌ＆によってゲートを開閉する。これによって
、基準クロック出力回路１６Ｂで作られた基準クロック
ＥＩ６はゲートの開いている時だけ基準クロックＥ Ｉ
６の通過する計数クロックとなってカウンタ１６Ｃに入
力することになる。ゲートの開いている時間は鋸歯状波
の一周期に対応することを考慮すると、カウンタ１６Ｃ
で計数した計数値より鋸歯状波の周３ＩＩＩＴが次式で
求められることになる。 Ｔ＝ｎＸｔ （ｎ：計数値、【：基準クロックの周
期） 被測定物４の速度■はこの周期Ｔから前述した如く計算
で求めるのである。尚、上記第７図の実施例において、
ゲート制御信号Ｃ１１４はタイミング信号Ａｌｔｈの立
ち上がりに同期して作成しても同様の結果が得られる。 このようにしても前述した第１実施例と同様の作用効果
を存するほか、基準クロックＥ １４の数を増すことに
より測定精度を向上させることができるという利点があ
る。 〔第３実施例〕 次に、第３実施例を第９図ないし第１０図に基づいて説
明する。 この実施例は、鋸歯状波の電圧値の時間的変化を所定の
基準電圧をもつコンパレータと既知の周期をもつクロッ
クとにより求め、これに基づいて速度を演算するもので
ある。 即ち、この第９図に示す実施例は、波形変換回路部１７
が、ドップラビート信号を所定レベルまで増幅するレベ
ル調整回路１７Ａと、このレベル調整回路１７Ａの出力
信号Ｄ１に基づいて所定レベルのタイミング信号Ａ、を
出力するコンパレータ１７Ｂと、このコンパレータ１７
Ｂから出力されるタイミング信号Ａ Ｉ 、に同期して
ゲート制御信号ＣＩ？（又はｃ’ 、、）を出力するゲ
ート制御回路１７Ｃとにより構成されている。 その他の構成は、前述した第７図の実施例の場合と同一
となっている。 次に、この第３実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。 波形変換回路部１７に入力された鋸歯状波り。 は、コンパレータ１７Ｂにて第１０図に示す基準値Ｒｅ
ｆと比較されコンパレート信号Ａ ＋ 、に変換される
。このコンパレート信号Ａ１．はゲート制御ｎ回路１７
Ｃへ送られる。これによって鋸歯状波の電圧値がＲｅｆ
以上になった時ゲートが開かれ、同様にＲｅ４以下の電
圧値となった時にゲートが閉じられる様なゲート制？Ｂ
信号ＣＩｆｆが作成される。このゲートが開かれてから
閉じられるまでに要するゲート時間Ｔ′は、参照電圧Ｒ
ｅｆの設定値によって鋸歯状波の周期Ｔと次式の碌な関
係を持つ。 ” ＝Ｔ×［１（Ｒｅｒ−負ピーク値）／（正ピーク値
−負ピーク値）］ 従って、上記ゲート時間Ｔ′を、基準クロック発生部１
６Ｂから発生する基準クロックＥ ｌ？がゲートを通過
して得られる計数パルスＥ ｉｆｆをカウンタにより計
数することによって測定すれば、次式から鋸歯状波の周
！！ｌｌＴを求めることができる。 ”＝ｎｘｔ／ （１（Ｒｅｆ−負ピーク値）／（正ピー
ク値−負ピーク値）〕 但し、ｎは計数値、ｔは基準クロックの周期を示す。 測定対象である速度はこの周期Ｔがら計算で求めるので
ある。尚、上記実施例においてゲート制？Ｄの論理はＧ
′１．に示す様に逆にしてもよく、この場合のゲート時
間Ｔ″とｒｆＡ歯状波の周期Ｔとの関係は次式の樟にな
り、 Ｔ″−ＴＸ（（Ｒｅ４−負ピーク値）／（正ピーク値−
負ピーク（Ｊ）） この時の計数パルスＥ″目をカウンタで計数することに
よって同様の結果が得られる。 Ｔ＝ｎ’ ｘｔ／ （（Ｒｅｆ−負ピークイ直）／（
正ピーク値−負ピーク値）〕 （ｎ′ ：計数値） 〔第４実施例〕 次に、第４実施例を第１１図ないし第１２図に基づいて
説明する。 この実施例は、前述した第３実施例と同一の考えのもと
にコンパレータを２個使用したものである。この第１１
図の実施例においては、波形変換回路部１８が、ドツプ
ラビート信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路
１８Ａと、このレベル調整回路］８Ａの出力信号り、に
同期して異ったタイミング信号Ａ＋＊ａ、Ａ＋ｓｃを出
力する並列接続された二つのコンパレータ１８Ｂ、１８
ｃと、この二つのコンパレータ出力Ａ１５ｍ、Ａ＋＊ｃ
を入力するとともにこれら二つのコンパレータ１８Ｃ，
１８Ｃの出力Ａ １ ＠Ｂ Ａ １ ｋに基づいて所定
のゲート制御信号Ｃ６，を出力するゲート制御回路１８
Ｄとにより構成されている点に特徴を有している。 その他の構成は前述した第２実施例（第７図参照）と同
一となっている。 次に、この第４実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。 まず、各コンパレータ１ＢＢ、１８Ｃの比較基準電圧Ｒ
ｍ、Ｒｃを次の如く設定する。 （負ピーク値）≦Ｒ１≦シ≦（正ピーク４ｉ）次に、レ
ベル調整回路１８Ａの出力は二つに分けられ、コンパレ
ータ１８Ｂ、１８Ｃに各々入力される。 各コンパレータでは、比較基１！電圧Ｒ，，Ｒ，に基づ
いて入力信号を比較し、コンパレート信号Ａ＋ｓ＊＋Ａ
１゜を出力する。これら２つの信号をもとにゲート制御
回路１８Ｄからゲート制御信号Ｃｚｓを出力してゲート
回路１６Ａを制御する。ゲートが問いているゲート時間
Ｔ’ ＡおよびＴ’ Ｂは比較基ｔｊＡ電圧Ｒ３とＲゎ
の設定値によって鋸歯状波の周！ｔＩＩＴと次式の様な
関係を持つ。 Ｔ＝ （Ｔ’ Ａ＋Ｔ’ Ｂ） ・ 〔（正ピーク値
）−（負ピーク値））／ （Ｒｃ −Ｒ１）従って上記
ゲート時間Ｔ’ＡおよびＴ’ Ｂを、基準クロック発生
部から発生する基準パルスｇｅｔがゲートを通過して得
られる計数パルスＥ ｒ、ッ。 Ｅ″１１をカウンタによって計数することにより、鋸歯
状波の周期は次のように表すことができる。 Ｔ−（ｎＡ＋ｎＢ） ・ｔ − 〔（正ピーク値）−（負ピーク値）〕／（Ｒｃ−Ｒ１） （ｎＡ、ｎＢ ：Ｔ’ Ａ、Ｔ’ Ｂ中の計数値）測定
対象である速度は、この周期Ｔより算定される。 〔第５実施例〕 次に、第５実施例を第１３図ないし第１４図に基づいて
説明する。 この実施例は、予め設定した一定時間間隔に何周期の鋸
歯状波が存在するのが、を計数してその周波数を求め、
これに基づいて被測定物の速度を得ようとする方法であ
る。 この第１３図に示す第５実施例においては、波形変換回
路部１９が、ドツプラビート信号を所定レベルまで増幅
するレベル調整回路１９Ａと、このレベル調整回路１９
Ａの出力信号を微分する微分回路１９Ｂと、この微分回
路１９Ｂから出力されるタイミング信号に同期して所定
の計数パルス信号を出力する計数パルス発生回路１９Ｃ
とにより構成されている。 また、信号処理回路部２０が、前記計数パルス信号を入
力するゲート回路２ＯＡと、このゲート回路２０Ａに併
設され当該ゲート回路２０Ａの開閉動作を制御するサン
プリング周ｖ１設定回路２０Ｂと、ゲート回路２ＯＡか
ら出力される計数パルスを計数するカウンタ２０Ｃとに
より構成した点に特徴を有している。 その他の構成は前述した第１実施例と同一となっている
。 次に、上記第５實施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。 波形変換回路部１９に入力された鋸歯状波は、微分回路
１９Ｂによって信号の立ち上りおよび立ち下がりのタイ
ミング信号Ａ８．に変換される。計数パルス発生回路１
９Ｃでは、このタイミング信号Ａ５．をもとに鋸歯状波
の周期Ｔに対応した周期を持つ計数パルスＢ １．を出
力する。また、サンプリング周期設定回路２０Ｂで予め
一定時間間隔を定めておき、その時間に対応したゲート
信号Ｃ２，によってゲートを開閉する。ゲートが開かれ
ている一定時間内に幾つの計数パルスが含まれているの
かをカウンタにより計数し、鋸歯状波の周波数Ｆを次式
から求める。 Ｆ＝ｎ／Ｔ’ （ｎ： 計数（直）測定対象
である速度は、この周波数Ｆから計算によって求める。 上記実施例に於ては微分回路で作成したタイミング信号
によって計数パルスを取得したが、第１５図ないし第１
６図に示す様に、コンパレータ２１Ｂを用いてコンパレ
ータ信号Ａ□を得た後、これによって計数パルスＢ ｚ
＋を取得しても同様な結果を得ることができる。 この第１５図において、波形変換回路部２１は、ドツプ
ラビート信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路
２１Ａと、このレベル調整回路２１Ａの出力信号に同期
して所定のタイミング信号Ａ ｚ ＋を出力するコンパ
レータ２１Ｂと、このコンパレータ出力Ａｚｌに基づい
て所定レベルの計数パルス１３ｚ＋を出力する計数パル
ス発生回路２１Ｃとにより構成されている点に特徴を有
している。その他の構成は上述した第１３図の実施例と
同一となっている。 〔第６実施例〕 次に、第６実施例を第１７図ないし第２０図に基づいて
説明する。 この実施例は、位相検出器、ローパスフィルタ及びＶ
ＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ０ｓｃ
ｉｌｌａｔｏｒ）から成るＰ Ｌ Ｌ （Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路によって、入力信号の周
波数変化や断続信号にも追従して速度を求めるものであ
る。 この第１７図の実施例において、速度演算手段は、ビー
ト検出手段３から出力されるドツプラビート信号を所定
のタイミング信号Ａ！２に変換する波形変換回路部２２
と、この波形変換回路部２２から出力されるタイミング
信号Ａ！、を信号処理して演算用速度信号を出力する信
号処理回路部２３と、この信号処理回路部２３の出力に
基づいて被測定物の速度を算定する演算回路部１２とに
より構成され、さらに、波形変換回路部２２と信号処理
回路部２３との間に、前記タイミング信号の繰返周期を
安定せしめる周波数安定化手段２４を備えた構成となっ
ている。 周波数安定化手段２４は、その入力信号に係る電圧値に
対応した発振周波数の信号を出力する電圧制御発振回路
２４Ａと、この電圧制′４■発振回路２４Ａから出力さ
れる所定の信号と入力信号との位相差に応じた電圧を発
生せしめる位相検出回路２４Ｂと、この位相検出回路２
４Ｂの出力電圧を平均化して電圧制御発振回路２４Ａに
対し入力信号として送り込む低域フィルタ２４Ｃとによ
り構成されている。 その他の構成は、前述した第１実施例と同一となってい
る。 次に、上記実施例における速度演算手段の動作を説明す
る。 波形整形回路２２Ｂに入力された鋸歯状波は、波形整形
されて同じ周期Ｔをもったパルス信号Ａ！、となって周
波数安定化手段（以下、単にｒＰＬＬシステム」という
）２４に入力される。電圧制御発振回路定回路 発振器であり、その発振周波数Ｆ０の出力信号Ｐ、４は
位相検出Ｗ２４Ｂに帰還され、ここで入力のパルス信号
の周波数Ｆ、と比較される。この位相検出器２４Ｂの出
力が誤差信号であり、この誤差信号を低域フィルタ（以
下、ｒＬＰＦ、という）２４ｃに通すことにより、入力
のパルス信号と■ＣＯの位相差Δφに比例した平均直流
電圧■が得られる（第１８図波形Ａ、Ｂ参照）、ここで
記号Ａは排他的論理和による位相検出を行った場合のΔ
φ−■特性を示したものであり、記号Ｂは同様にしてエ
ツジトリガによる位相検出を行った場合のものである。 いずれの位相検出を行った場合にもこの平均直流電圧■
はループを形成してＶＣＯ２４Ａに戻され、この電圧に
よってＶＣＯ２４Ａは入力のパルス信号の周波数とＶＣ
○２４Ａ自身の発振周波数との差を少なくする方向へ周
波数を変えるように動作し、これによってＶＣＯ２４Ａ
からの出力信号は入力のパルス信号の周波数変化に追随
することになる。出力信号が入力のパルス信号の周波数
変化に追随するスピードはＬＰＦ２４Ｃによって制限を
受けるが、もし、入力に高周波雑音が混入しても瞬間的
に断続信号になったとしてもＬＰＦ２４Ｃが一種の短時
間記憶能力を持っているので元の信号をすぐにｔｉｌｉ
５１１できるという特徴がある。 更に、ここで得られた出力信号をゲートの制で１信号と
することにより、基準クロック発生部２３Ｂから送出さ
れた基準クロックＥａｔから計数クロックＥ’！！を作
成し、カウンタ２３Ｃで計数することによって出力信号
の周期、すなわち入力信号の鋸歯状波Ｄ５の周ＶＩＴを
求めることができる。 Ｔ−２ＸｎＸＬ 但し、ｎは計数値、ｔは基準クロツクの周期を示す。 そして、被測定物の速度は、この周期に基づいて算定さ
れる。 この第６実施例においては、ＶＣＯ２４Ａからの出力信
号をゲート制御信号として基準クロツクＥ２、を計数し
たが、本発明では必ずしもこれに限定されるものではな
い０例えば、第１７図の信号処理回路２３の基準クロッ
ク発生回路２３Ｂに代えて第１９図に示すようにサンプ
リング周期設定回路２５Ｂとし、これによって信号処理
回路２５を構成するようにしてもよい、この場合は、第
５実施例の場合と同様にゲート回路２５Ａの出力が一定
条件のもとに計数されるようになっている。 信号処理回路２３については、さらに第２０図に示すよ
うにＦ−Ｖ変換器２６Ａ及びＡ＝；Ｄ変換２６Ｂから成
る第１実施例の場合と同様の信号処理回路２６を用いた
ものであってもよい。 （第７実施例） 次に本発明の第７実施例を第２１図ないし第２２図に基
づいて説明する。 この第７実施例は、検出したアナログ信号であるドツプ
ラビート信号をＡ−Ｄ変換器によってデジタル信号に変
換し、メモリに取り込んだ後、マイクロプロセッサ等の
コンピュータを用いて数（直演算を行い、これによって
被測定物の速度を算定しようとするものである。 すなわち、第２１図の実施例において、速度演算手段は
、ドツプラビート信号を所定レベルまで１１幅するレベ
ル調整回路２５と、このレベル調整回路２５の出力であ
る鋸歯状波としてのドツプラビート信号の１周期の１／
２以下のサンプリング周期を備えた低域ｉ！ｌ過フィル
タ２６と、この低域通過フィルタ２６にてサンプリング
されたデータをサンプリング時間ごとにホールドするサ
ンプルホールド回路２７と、このサンプルホールドされ
４゛ た信号をデジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換回路２日と
、このＡ−Ｄ変換回路２８の出力を記憶するメモリ２９
と、このメモリ２９に記憶された情報より当該デジタル
信号の全体的な周期性を求めるとともにこの周期性に基
づいて前記被測定物の移動速度を算定する演算回路部３
０とにより構成されている。 そして、演算回路部３０が、メモリ２９に記憶されたデ
ジタル信号の周波数スペクトラムを高速フーリエ変換の
手法を用いて求める第１の演算機能と、求められたこの
周波数スペクトラムに基づいて当該各周波数のスペクト
ルの相対的強度を求める第２の演算機能と、この各スペ
クトルの相対的強度の内の最も支配的な周波数を抽出す
るとともにこれによって前記デジタル信号の全体的な周
期性を算定する第３の演算機能を備えている点に特徴を
有している。 この演算回路部３０による速度の演算は、デジタル値に
変換された離散データから、ＦＦＴ （ＦａｓｔＦｏｕ
ｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ高速フーリーエ変高速フ
ーリー上変換周波数スペクトラムを求め、信号の支配的
周波数を解析することにより速度を検出しようとするも
ので、第２２図には周期Ｔにおけるサンプリング例を示
す。 その他の構成及び作用は、前述した第１実施例と同一と
なっている。 次に、第２１図の動作を説明する。 ビート検出手段３で検出された鋸歯状波としてのドツプ
ラビート信号は、低域通過フィルタ２６を通してサンプ
リング時間Ｔごとにサンプルホールドされ、Ａ−Ｄ変換
回路２８を通してデジタル値に変換される。ここで低域
通過フィルタ２６は、サンプリングの定理により２Ｔよ
り短い周期の波形は再現性がないため、また、雑音を除
去するためにＴ／２以上の周波数信号を除去する能力を
有する。従って、サンプリング周期Ｔは被測定信号の周
期の１／２以下に設定されている。 こうしてデジタル値に変換された信号は、メモリ２９に
蓄えられ、演算回路部３０によって前述した如く速度が
計算される。 ここで、演算回路部３０については、特に高速フーリエ
変換の手法を利用して速度を算定する場合を例示したが
、以下に示す手法を用いたものであってもよい。 ■データの符号反転回数カウントによる速度算定法（第
２３図参照） この算定法においては、演算回路部３０が、メモリ２９
に記憶されたデジタル信号に対して所定のデータ収集時
間ＮＴを設定する演算範囲設定機能と、このデータ収集
時間内の時系列データが「正から負へ」又は「負から正
へ」時間的に変化した回数Ｍｃを求める変化点計数機能
と、これら二つの機能を作動して得られるデータに基づ
いて「Ω＝２ＮＴ／Ｍ１」の演算を行うとともにこれに
よってデジタル信号の全体的な周期性を算定する周期性
演算機能とを備えている点に特徴を有している。この場
合、求められた周期Ωの精度は、サンプリング間ｉＴを
短く、データ収集時間を長くとることにより向上する。 ■データ同符号連続回数カウントによる速度算定法（第
２４図参照） この算定法においては、時系列データの符号が連続して
同じであった回数Ｍｔをカウントし、その間の時間Ｍｘ
Ｔを２倍することにより、データの周期Ωを求めようと
するものである。 この場合、演算回路部３０は、メモリ２９に記憶された
デジタル信号に係る時系列データの符号が連続して同じ
であった回数Ｍ２を計数する連続同符号計数機能と、こ
の連続同符号が継続する時間ＭｃＴを計時するとともに
当該計数時間Ｍｃ Ｔを２倍することにより当該デジタ
ル信号の繰り返し周期を算定する周期性算定機能とを備
えている点に特徴を有している。 この場合、求められた周期Ωの精度は、サンプリング間
隔Ｔ以下にならないため、Ωを平均化することにより向
上できる。 ■データの単調増加、単ＩＮ少回数カウントによる速度
算定法（第２５図） この算定法においては、時系列データの単調増加する回
数Ｍｃ、単調減少する回数Ｍ６をカウントし、その和を
とることにより、データの周期Ωを求めようとするもの
である。 この場合、演算回路部３０は、メモリ２９に記憶された
デジタル信号に係る時系列データが単調増加する回数Ｍ
ｃおよび単ｉｌｌ少する回数Ｍ４を計数するデータ計数
機能と、このデータ計数時間ｒ （Ｍｃ＋Ｊ ） ・
Ｔ」を演算するとともにこれによって前記デジタル信号
の全体的な周期性を特定する周期性算定ｉ能とを備えて
いる点に特徴を有している。 ここで、上記各実施例は、ビート検出手段３として信号
検出増幅器を使用した場合を例示したが、第２４図に示
すようにレーザ光源の出力光側とは反対側に配設された
ホトダイオード３Ａと信号検出増幅器３Ｂとを用いたも
のであってもよい。 また、被測定物の移動方向を判別する手法としては種々
の方法を考写し得るが、本発明では、第２７図のものが
使用されている。 以下、この方向判別手段６について説明する。 この第２７図における方向判別手段６は、ドツプラビー
ト信号を所定のタイミング信号に変換する波形変換回路
部３０と、このタイミング信号に基づいて一定の基準に
従いデユーティ比の異なる二つの波形を形成する信号処
理回路部３１と、この信号処理回路部３１の各出力を各
別に均一化する二つのローパスフィルタ３２．３３と、
前記各ローパスフィルタ３２．３３から出力されるレベ
ルの異なった二つの信号の内、一方の信号を基準として
他方の信号のレベル差を演算するとともにその値の大小
により前記移動物体の移動方向を判別する比較判定回路
３４とにより構成されている。 波形変換回路部３０は、ドツプラビート信号を所定レベ
ルまで増幅するしペルｆｆｌ整１１（ＡＬＣ；オートレ
ベルコントローラ）３０Ａと、コルペル調整回路３０Ａ
の出力信号を微分する微分回路３０Ｂとにより構成され
ている。 信号処理回路部３１は、微分回路３０Ｂから出力される
所定のタイミング信号に同期して所定レベルの矩形波を
出力する一方の比較回路３１Ａと、この一方の比較回路
３１Ａと同一のタイミング信号を入力するとともに当該
一方の比較回路３１Ａの出力信号を反転した信号を出力
するインバータ３１Ｃ及び他方の比較回路３１Ｂとによ
り構成されている。各比較回路３１Ａ、３１Ｂには、そ
の入力軸に基準信号発生回路（ＲＥＦ）３１ａ、３１ｂ
が各々併設されている。 次に、このように構成された方向判別手段６の動作につ
いて説明する。 まず、ビート検出手段３からの出力信号（鋸歯状波）は
、ＡＬＣ３０Ａにより測定可能レベルの波形に増幅され
る（信号■）、この鋸歯状波の上り勾配の時間（ΔＴｒ
）と下り勾配の時間（ΔＴｆ）を比較するために、信号
■が微分される（信号■）、この信号■を一方の比較回
路３１ＡでＲＥＦ３１ａの出力レベルと比較すると、信
号■が上す勾配の間（ΔＴｒ）ハイレベルとなる矩形波
（信号■）が得られる。同様に、信号■の反転を他方の
比較回路３１ＢでＲＥＦ３ ｌ ｂの出力レベルと比較
すると、下り勾配の間（ΔＴｆ）ハイレベルとなる矩形
波（信号■）が得られる。 ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２とローパスフィルタ（
ＬＰＦ）３３により信号■及び■を平均化すると、ΔＴ
ｒ、ΔＴｆに比例した電圧が信号■、■とじて得られる
。信号■、■の大小を比較判定回路３４で比較し、出力
がハイレベルかローレベルかにより、鋸歯状波の向き即
ち速度方向を判別することができる。 尚、本実施例は下り勾配に着目したが、上り勾配を使っ
た方向判別も同様にして容易に実現できる。 〔発明の効果〕 本発明は以上のように構成され機能するので、これによ
ると、レーザ光源を用いてレーザドツプラビート信号を
確実に受信し得ることがらレーザ受信手段を別に設ける
必要がなくなり、光学系が単純な集光手段でよいことが
らＬｉｔ全体の操作が、容易となり、同時に装置全体を
著しく小型化することができ、ドツプラビート信号より
直接当該ビートの周期性を簡単な信号処理によって得る
ことができ、従って被測定物の速度を容易に算定するこ
とができるという従来にない小型化されたレーザドツプ
ラ速度計を提供することができる。
ないし第６図は第１実施例の変形例を示す説明図、第７
図ないし第８図は各々第２実施例を示す説明図、第９図
ないし第１０図は各々第３実施例を示す説明図、第１１
図ないし第１２図は各々第４実施例を示す説明図、第１
３図ないし第１４図は各々第５実施例を示す説明図、第
１５図ないし第１６図は第５実施例の変形例を示す説明
図、第１７図ないし第２０図は各々第６実施例を示す説
明図、第２１図ないし第２２図は第７実施例を示す説明
図、第２３図ないし第２５図は各々第７実施例における
演算回路部の具体例を示す説明図、第２６図はビート検
出手段の他の例を示す説明図、第２７図ないし第２８図
は方向判別手段の一例を示す説明図、第２９図（］）（
２）（３）は各々従来例を示す説明図である。 特許出願人 鈴木自動車工業株式会社代理人 弁理士
高 橋 勇二面の浄書 第１図 １（レープｙｔ′Ｊ１．） （盈Ａ二１＋） ＜！５虜＝π）図面の浄書 第２図 −間 Ｏ■ Ｏ■ Ｃ）０６） ■ ○ ０ｅＯＯ ｅ ＯＯ■ Ｏ■ Ｏ ＯＯ○ ■○ Ｏ ＯＯＯ■ Ｏ θ Ｏｅ ■ Ｏ 第１８図 １丁−１ （イｕ；ｉａ） 第２１図 第２２図 第２図 □７．ユ７、。 ↓Ｉ 図面の浄書 第ｕ図 第２５図 二面の浄り 第２６図 図面の浄書 第’ＩＢ図 」Ｌ−ユー工り一■＝コ」＝に二二。 ユニコニ＝工二二〇 一一一−−−−−−−−−−−− ［有］区面の浄書 第２（？ ｖＡ （ｆ） Ｃ／）Ｂ丸部） （−人前九法） 手ｖｔ 補 正 書（方式） ％式％ １、事件の表示 昭和６３年特許願第０６０．０５
７号３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 静岡県浜名郡可美村高塚３００番地４
、代理人 〒１０１電話（０３） ８６２−６５２
０昭和６３年５月１１日（発送日；昭和６３年５月３１
Ｂ）６、補正の対象 ：、 図 面 ７、補正の内容 手ｖＬ 補 正 書（自発） 昭和６３年１０月１７日 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 静岡県浜名郡可美村高塚３００番地４
、代理人 〒１０１電話（０３） ８６２−６５２
０６、補正の内容 明 細 書 １、発明の名称 レーザドツプラ速度計 ２、特許請求の範囲 （１）、コヒーレント光を出力するレーザ光源と、この
レーザ光源から出力されるレーザ出力光を集光旦被斑足
勤二皿■するとともに被測定物からの反射散乱光を前記
レーザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反射散乱光に
より形成されるドツプラビート信号を前記レーザ光源か
ら分離抽出するビート検出手段と、このビート検出手段
により検出されるドツプラビート信号に基づいて被測定
物の移動もしくは回転速度を演算する速度演算手段とを
設け、 前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力され
るドツプラビート信号を所定のタイミング信号に変換す
る波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力され
るタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を出力
する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力に基
づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とにより構
成したことを特徴とするレーザドツプラ速度計。 （２）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号を微分する微分回路と、この微
分回路から出力されるタイミング信号の立上りに同期し
て前記タイミング信号の二周期分を一周期とする整形ク
ロフクを出力する波形整形回路とにより構成し、 前記信号処理回路部を、周波数のＭｆｆｉに対応した電
圧を出力するＦ−Ｖ変換回路と、このＦ−Ｖ変換回路の
出力をアナログ−デジタル変換する八−り変換回路とに
より構成したことを特徴とする請求項ｌ記載のレーザド
ツプラ速度計。 （３）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に基づいて所定レベルのタイミ
ング信号を出力するコンバレー９と、このコンパレータ
から出力されるタイミング信号に同期して同一周期の整
形クロックを出力する波形整形回路とにより構成したこ
とを特徴とする請求項２記載のレーザドツプラ速度計。 （４）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラ信号を所
定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレベル調
整回路の出力信号を微分する微分回路と、この微分回路
から出力されるタイミング信号に同期して当該タイミン
グ信号の二周期分を一周期とするゲート制御信号を出力
するゲート制御回路とにより構成し、 前記信号処理回路を、前記ゲート制？１１信号に制御さ
れてオン−オフ動作するゲート回路と、このゲート回路
に基準クロックを送り込む基準クロック出力回路と、前
記ゲート回路を通過した基準クロックを計数するカウン
タとにより構成したことを特徴とする請求項１記載のレ
ーザドツプラ速度計。 （５）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に基づいて所定レベルのタイミ
ング信号を出力するコンパレータと、このコンパレータ
から出力されるタイミング信号に同期してゲート制御信
号を出力するゲート制御回路とにより構成したことを特
徴とする請求項４記載のレーザドツプラ速度計。 （６）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に同期して異ったタイミング信
号を出力する並列接続された二つのコンパレータと、こ
の二つのコンパレータ出力を入力するとともにこれら二
つのコンパレータ出力に基づいて所定のゲート制御信号
を出力するゲート制御回路とにより構成したことを特徴
とする請求項４記載のレーザドツプラ速度計。 （７）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号を微分する微分回路と、この微
分回路から出力されるタイミング信号に同期して計数パ
ルス信号を出力する計数パルス発生回路とにより構成し
、 前記信号処理回路を、前記計数パルス信号を入力するゲ
ート回路と、このゲート回路に併設され当該ゲート回路
の開閉動作を制御するサンプリング周期設定回路と、前
記ゲート回路から出力される計数パルスを計数するカウ
ンタとにより構成したことを特徴とする請求項１記載の
レーザドツプラ速度計。 （８）、前記波形変換回路部を、前記ドツプラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に同期して所定のタイミング信
号を出力するコンパレータと、このコンパレータ出力に
基づいて所定レベルの計数パルスを出力する計数パルス
発生回路とにより構成したことを特徴とする請求項７記
載のレーザドツプラ速度計。 （９）、コヒーレント光を出力するレーザ光源と、この
レーザ光源から出力されるレーザ出力光を集光−レ１し
肚冗Ｊ１会」ＬＬするとともに被測定物からの反射散乱
光を前記レーザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反射
散乱光により形成されるドツプラビート信号を前記レー
ザ光源から分離抽出するビート検出手段と、このビート
検出手段により検出されるドツプラビート信号に基づい
て被測定物の移動もしくは回転速度を演算する速度演算
手段とを設け、 前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力され
るドツプラビート信号を所定のタイミング信号に変換す
る波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力され
るタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を出力
する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力に基
づいて被測定物の速度を算定する６ｉｌｉ算回路部とに
より構成するとともに、 前記波形変換回路部と信号処理回路部との間に、前記タ
イミング信号の繰返周期を安定せしめる周波数安定化手
段を装備したことを特徴とするレーザドツプラ速度計。 （１０） 、前記周波数安定化手段を、その入力信号に
係る電圧値に対応した発振周波数の信号を出力する電圧
制御発振回路と、この電圧制御発振回路から出力される
所定の信号と前記入力信号との位相差に応じた電圧を発
生せしめる位相検出回路と、この位相検出回路の出力電
圧を平均化して前記電圧制’＜８発振器回路に対して入
力信号として送り込む低域フィルタとにより構成したこ
とを特徴とする請求項９記載のレーザドツプラ速度計。 （１１）、 コヒーレント光を出力するレーザ光源と、
このレーザ光源から出力されるレーザ出力光を集光−し
上１淀」１二」ＬＬするとともに被測定物からの反射散
乱光を前記レーザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反
射散乱光により形成されるドップラビート信号を前記レ
ーザ光源から分離抽出するビート検出手段と、このビー
ト検出手段により検出されるドツプラビート信号に基づ
いて被測定物の移動もしくは回転速度を演算する速度演
算手段とを設け、 前記速度演算手段を、前記ドツプラビート信号の１周期
の１／２以下のサンプリング周期を備えた低域通過フィ
ルタと、この低域通過フィルタにてサンプリングされた
データをサンプリング時間ごとにホールドするサンプリ
ングホールド回路と、このサンプルホールドされた信号
をデジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換回路と、このＡ−
Ｄ変換回路の出力を記憶するメモリと、このメモリに記
憶された情報より当該デジタル信号の全体的な周期性を
求めるとともにこの周期性に基づいて前記被測定物の移
動速度を算定する演算回路部とにより構成したことを特
徴とするレーザトップ立止度計。 （１２） 、前記演算回肚が、前記メモリに記憶された
デジタル信号の周波数スペクトラムを高速フーリエ変換
の手法を用いて求める第１の演算機能と、求められたこ
の周波数スペクトラムに基づいて当該各周波数のスペク
トルの相対的強度を求める第２の演算機能と、この各ス
ペクトルの相対的強度の内の最も支配的な周波数を抽出
するとともにこれによって前記デジタル信号の全体的な
周期性を算定する第３の演算機能を備えていることを特
徴とする請求項１１記載のレーザドツプラ速度計。 （１３） 、前記演算回路部が、前記メモリに記憶され
たデジタル信号に対して所定のデータ収集時間ＮＴを設
定する演算範囲設定機能と、このデータ収集時間内の時
系列データが「正から負へ」又は「負から正へ」時間的
に変化した回数Ｍｃを求める変化点計数機能と、これら
二つの機能を作動して得られるデータに基づいて「Ω＝
２ＮＴ／ＭｃＪの演算を行うとともにこれによって前述
デジタル信号の全体的な周期性を算定する周期性演算機
能とを備えていることを特徴とする請求項１１記載のレ
ーザドツプラ速度計。 （１４） 、前記演算回路部が、前記メモリに記憶され
たデジタル信号に係る時系列データの符号が連続して同
じであった回数Ｍｙを計数する連続同符号計数機能と、
この連続同符号が継続〒る時間Ｍ２Ｔを計時するととも
に当該計数時間ｈ！Ｔを２倍することにより当該デジタ
ル信号の繰返周期を算定する周期性算定機能とを備えて
いることを特徴とする請求項−Ｌ」」巳乾のレーザドツ
プラ速度計。 （１５） 、前記演算回路部が、前記メモリに記憶され
たデジタル信号に係る時系列データが単調増加する回数
Ｍｅおよび単調減少する回数Ｍ４を計数するデータ計数
機能と、このデータ計数時間「（Ｍｅ ＋Ｍａ ）
・Ｔ」を演算するとともにこれによって前記デジタル信
号の全体的な周期性を特定する周期性算定機能とを備え
ていることを特徴とする請求［ｖｔのレーザドツプラ速
度計。 ３、発明の詳細な説明 〔産業上の利用分野〕 本発明は、レーザドツプラ速度計に係り、とくに照射光
としてレーザ光を用いるとともに、その反射光に生じる
ドツプラ効果を利用して被測定物の速度計測を行う方式
のレーザドツプラ速度計に関す名。 〔従来の技術］ レーザドツプラ速度計は、コヒーレント光を移動物体に
照射するとともに、その散乱光のドツプラ周波数偏移を
測定し、これによって被測定物の移動速度を非接触にて
検出するものである。このレーザドツプラ速度計は、近
時においては例えば、特開昭６０−２４３５８３号公報
、実開昭６２−４２２６７号公報及び実開昭６０−１３
５６８２号公報等にみられる如く、各方面で比較的多く
の研究・開発が進められている。 このレーザドツプラ方式による速度測定においては、所
謂散乱光と参照光を重ね合せるとともに、これにより生
じるビート周波数を測定して被測定物の移動速度を算定
するという手法が採られている。そして、この散乱光と
参照光の重ね合せの方法により、参照光法および自己比
較法等、種々の光学系の構成が考えられている。 この内、参照光は、その光学系が第２９図（１）に示す
ように配設されている。この第２９図（１）においては
、レーザ光ｔＡ１００から出力されるレーザビームＡ０
を被測定対象物である移動物体に照射するとともに、そ
の一部を参照光Ｂとして、ド・７プラ周波数偏移を受け
ないような光路を通して光検出機２００へ導くようにな
っている。そして、この光検出器２００にて、参照光を
散乱光Ａ′と重ね合せるとともに、これによって生じる
速度情報を含んだビートが検出され出力されるようにな
っている。 自己比較法は、参照光自体もドツプラ周波数偏移を受け
るもので、−入射光法と二人射光法の二つに分けられて
いる。 一入耐性における自己比較法は、その光学系が第２９図
（２）に示すように配設されている。この第２９図（２
）に示す手法においては、移動物体Ｍにレーザ光が当る
までは入射光が一つであるが、その移動物体Ｍ上で散乱
される散乱光の周波数偏移がその散乱方向により異るこ
とを利用し、異った方向に散乱する二つの散乱光をレン
ズで光検出器２００上に集光し、互いに他を参照光とし
てビートが形成されるようになっている。 さらに、二人耐性における自己比較法は、その光学系が
第２９図（３）に示すように配設されている。この第２
９図（３）に示す手法は、差動形レーザドツプラ速度計
ともいい、レーザ光源より出力された光はビームスブリ
フタで二分割された後、レンズ等によって測定面上にて
交差させるという手法が採られている。そして、この交
差せしめた部分での散乱光を集光レンズ等で光検出器上
に集光しビートを形成せしめるという構成となっている
。 〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら、かかる従来例にあっては、レーザ送信手
段とレーザ光受信手段とが必要不可欠のものとなってい
ることから、装置全体が大型化し同時に高価なものとな
り、且つ掻作性が悪いという不都合が生じている。さら
に特開昭６０−２４３５８３号公報および実開昭６２−
４２２６７号公報記載のものにあっては、参照光と散乱
光とを所定箇所にて集合せしめるという手法を採ってい
ることから、これら二つのレーザビームを形成するため
の光学系が複雑となり、その最適測定条件の設定に多く
の時間と労力を要し、しかも光学系の固定装備を堅牢に
しなければならないことから装置全体が大型化するとい
う不都合が生じていた。 〔発明の目的〕 本発明の目的は、かかる従来例の有する不都合を改善し
、とくに単一のレーザ光源を用いて回転もしくは移動物
体の速度を高精度に測定し演算処理することのできる比
較的小型化されたレーザドツプラ速度計を提供すること
にある。 〔課題を解決するための手段〕 そこで、本発明では、コヒーレント光を出力するレーザ
光源と、このレーザ光源から出力されるレーザ出力光を
集光するとともに被測定物からの反射散乱光を前記レー
ザ光源側へ送り込む集光手段と、前記反射散乱光により
形成され、るドツプラビート信号を前記レーザ光源から
分離抽出するビート検出手段と、このビート検出手段に
より検出されるドツプラビート信号に基づいて被測定物
の移動もしくは回転速度を演算する速度演算手段とを設
け、前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力
されるドツプラビート信号を所定のタイミング信号に変
換する波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力
されるタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を
出力する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力
に基づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とによ
り構成するとし、これによって前述した目的を達成しよ
うとするものである。 〔第１実施例〕 以下、本発明の第１実施例を第１図ないし第６図に基づ
いて説明する。 第１図の実施例は、コヒーレント光を出力するレーザ光
源１と、このレーザ光′ｔＡ１がら出力されるレーザ出
力光１ａを集光するとともに被測定物からの反射散乱光
１ｂをレーザ光源ｌ側へ送り込む集光手段２と、反射散
乱光１ｂにより形成されるドツプラビート信号り、をレ
ーザ光源ｌがら分離抽出するビート検出手段３と、この
ビート検出手段３により検出されるドツプラビート信号
り。 に基づいて被測定物４の移動もしくは回転速度を演算す
る速度演算手段５及び方向判別手段６とを備えている。 この内、レーザ光源１はレーザ駆動回路７に駆動されて
作動するようになっている。このレーザ光源１は、本実
施例においては半導体レーザが使用されている。このレ
ーザ光源ｌは、被測定物４を照射するコヒーレント光１
ａを誘導放出により出力する。この場合、被測定物４に
よって散乱されドツプラ周波数偏移ｒ、を受けた反射戻
り光ｌｂが半導体レーザに戻ると、ドッラプ偏移を受け
ていないコヒーレント光との間で自己混合作用が共振器
内部に生じドツプラビートが発生する。 そして、半導体レーザ駆動電流には、ビート周波数に対
応した鋸歯状波信号が重畳される。 集光手段２として、本実施例では光学レンズが使用され
ている。この集光手段は、レーザ光Ｂ１と被測定物４と
の間に置かれ、被測定物４上での照射、散乱条件が最適
となるように焦点位置が調節できる保持機構上（第１図
では省略）に設置されている。この集光手段２はレーザ
光源１から出射されたレーザ照射光１ａを集光して被測
定物４に効率よく照射する機能を持っている。同時に被
測定物４によって散乱された反射戻り光を集光し、半導
体レーザ光源１の端面ａに入射させる機能を持っている
。 ビート検出手段３としては、本実施例では信号検出増幅
器が使用されている。この信号検出増幅器は、レーザ駆
動回路７の出力端に併設され、レーザ光源を駆動する駆
動電流中より当該駆動電流に重畳された鋸歯状波に近位
したドツプラビート信号を抽出し出力する機能を備えて
いる。第２図（１） （２）にドツプラビート信号の例
を示す、ここで、第２図（１）は被・測定物４が近づい
てくる場合を示し、同図（２）は被測定物４が遠ざかる
場合を示す。 また、速度演算手段５は、第３図に示すように、ビート
検出手段３から出力されるドツプラビート信号を所定の
タイミング信号に変換する波形変換回路部１０と、この
波形変換回路部１０から出力されるタイミング信号を信
号処理して演算用速度信号を出力する信号処理回路部１
１と、この信号処理回路部１１の出力に基づいて被測定
物４の速度Ｖを算定する演算回路部１２とにより構成さ
れている。 この内、波形変換回路部１０は、ドツプラビート信号を
所定レベルまで増幅するレベル調整回路１０Ａと、この
レベル調整回路１０Ａの出力信号を微分する微分回路１
０Ｂと、この微分回路１０Ｂから出力されるタイミング
信号の立上りに同期してタイミング信号の二周期分を一
周期とする整形クロックを出力する波形整形回路１０Ｃ
とにより構成されている。また、信号処理回路部１１は
、周波数の大小に対応した電圧を出力するＦ−Ｖ変換回
路１１Ａと、このＦ−Ｖ変換回路１１Ａの出力をアナロ
グ−デジタル変換するＡ−Ｄ変換回路１１Ｂとにより構
成されている。 次に、上記実施例における速度演算手段５の動作を第４
図に基づいて説明する。 ビート検出手段３によって検出されたドツプラビート信
号り、は、波形変換回路部１０の微分回路１０Ｂの作用
によって鋸歯状波の立ち上がりおよび立ち下がりのタイ
ミング信号Ａ Ｉ６が抽出される。 波形整形回路１０Ｃでは、このタイミング信号Ａ１゜の
立ち上がりに同期した整形クロックＢ ＩＩＩを作成す
るのであるが、この整形クロフクＢ、、は、元の信号で
ある鋸歯状波りあの周波数Ｆに対応した周波数を持つこ
とになる（本実施例では整形クロックＢ、。の周波数が
鋸歯状波の周波数の１／２となっている）、従って、こ
の整形クロックＢ、。の周波数をＦ−Ｖ変換によって電
圧値に線形変換し、その後、Ａ−Ｄ変換によりデジタル
的に周波数情報を得ることにより鋸歯状波のビート周波
数ｒ４をも得られる。被測定物４の速度■は、この周波
数ｆ４に基づいて次式によって求められる。 ｆａ−（２１Ｖｌ ・ ｃｏｓθ）／λ但し、λは波長
を示し、θは被測定物４の進行方向に対するレーザ照射
光の照射角度を示す、かかる演算は演算回路部１２で行
われる。これによって被測定物４の移動速度Ｖが掻く容
易に算定されるようになっている。 以上のように、この第１実施例においては、光源として
半導体レーザを使用していることがら光学系を含めて全
体的な小型化が可能となり、また光束を二つに分ける必
要性が全くないことから、光学系保持機構が簡単となり
、更に周波数シフタが不要となり、従ってその駆動回路
も不要となることから装置全体を著しく小型化すること
ができる。 また、半導体レーザの自己混合によるビート信号の周波
数は半導体レーザのＡＭ変調可能な周波数と同程度とな
る。このため、従来の方向判別性能が数１０〜数百ＭＨ
ｚであったのに対して０〜２．３ （ＧＨｚ）となり、
測定値の信号処理の高速化を図ることが可能となってい
る。 更に、光学系が簡単化されていることから、全体的に安
価に入手することが可能となり、且つ軽量化が図られて
いることから可搬性が良好となる。 上記実施例においては整形クロックＢ ｌ（ｌをタイミ
ング信号の立ち上がりに同期して作成したが、これは立
ち下がりに同期したものでもよく、周波数もパルス輻り
を一様に保ったものであれば１／２としなくとも同様の
結果が得られる。 また、タイミング信号の抽出においても、微分回路１０
Ｂを使用するほか、例えば第５図に示すように、コンパ
レータを使用しても同様な作用効果を得ることができる
。第６図は、この場合の第５回者部の出力波形を示す。 即ち、第５図において、波形変換回路部１３は、ドツプ
ラビート信号り、を所定レベルまで増幅するレベル調整
回路１３Ａと、このレベル調整回路１３Ａの出力信号に
基づいて所定レベルのタイミング信号ＡＩ３を出力する
コンパレータ１３Ｂと、このコンパレータ１３Ｂから出
力されるタイミング信号に同期して同−周期の整形クロ
ックＢ１２を出力する波形整形回路１３Ｃとにより構成
されている。１３ａは基準レベル信号出力回路を示す、
このようにしても、前述した第３図の場合とほぼ同様の
作用効果を得ることができる。 〔第２実施例〕 次に、第２実施例を第７図ないし第８図に基づいて説明
する。 この第２実施例は、鋸歯状波の一周期に既知の周期を持
つクロックが幾つ存在するのかを計数して鋸歯状波の周
期を求め、更に計算によって速度を得ようとするもので
ある。 この第７図に示す第２実施例においては、波形変換回路
部１５が、前述したドツプラ信号を所定レベルまで増幅
するレベル調整回路１５Ａと、このレベル調整回路１５
Ａの出力信号り、を微分する微分回路１５Ｂと、この微
分回路１５Ｂから出力されるタイミング信号Ａ ＋ ｈ
に同期して当該タイミング信号の二周期分を一周期とす
るゲート制御信号を出力するゲート制御回路１５Ｃとに
より構成されている。 また、信号処理回路部１６が、ゲート制御信号０１４に
制ｍされてオン−オフ動作するゲート回路１６Ａと、こ
のゲート回路１６Ａに基準クロックＥ１ｍを送り込む基
準クロック出力回路１６Ｂと、ゲート回路１６Ａを通過
した基準クロックＥ １６を計数するカウンタ１６Ｃと
により構成されている。その他の構成は前述した第１実
施例と同一となっている。 次に、この第７図における速度演算手段の動作について
説明する。 この第７図に示す第２実施例は波形変換回路部１５に入
力された鋸歯状波は、微分回路１５Ｂの作用により鋸歯
状波の立ち上がりおよび立ち下がりのタイミング信号Ａ
７．を抽出する。ゲート制御回路１５Ｃでは、このタイ
ミング信号Ａ Ｉ ＆の立ち下がりに同期したゲート制
御信号Ｇｌ＆によってゲートを開閉する。これによって
、基準クロック出力回路１６Ｂで作られた基準クロック
ＥＩ６はゲートの開いている時だけ基準クロックＥ Ｉ
６の通過する計数クロックとなってカウンタ１６Ｃに入
力することになる。ゲートの開いている時間は鋸歯状波
の一周期に対応することを考慮すると、カウンタ１６Ｃ
で計数した計数値より鋸歯状波の周３ＩＩＩＴが次式で
求められることになる。 Ｔ＝ｎＸｔ （ｎ：計数値、【：基準クロックの周
期） 被測定物４の速度■はこの周期Ｔから前述した如く計算
で求めるのである。尚、上記第７図の実施例において、
ゲート制御信号Ｃ１１４はタイミング信号Ａｌｔｈの立
ち上がりに同期して作成しても同様の結果が得られる。 このようにしても前述した第１実施例と同様の作用効果
を存するほか、基準クロックＥ １４の数を増すことに
より測定精度を向上させることができるという利点があ
る。 〔第３実施例〕 次に、第３実施例を第９図ないし第１０図に基づいて説
明する。 この実施例は、鋸歯状波の電圧値の時間的変化を所定の
基準電圧をもつコンパレータと既知の周期をもつクロッ
クとにより求め、これに基づいて速度を演算するもので
ある。 即ち、この第９図に示す実施例は、波形変換回路部１７
が、ドップラビート信号を所定レベルまで増幅するレベ
ル調整回路１７Ａと、このレベル調整回路１７Ａの出力
信号Ｄ１に基づいて所定レベルのタイミング信号Ａ、を
出力するコンパレータ１７Ｂと、このコンパレータ１７
Ｂから出力されるタイミング信号Ａ Ｉ 、に同期して
ゲート制御信号ＣＩ？（又はｃ’ 、、）を出力するゲ
ート制御回路１７Ｃとにより構成されている。 その他の構成は、前述した第７図の実施例の場合と同一
となっている。 次に、この第３実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。 波形変換回路部１７に入力された鋸歯状波り。 は、コンパレータ１７Ｂにて第１０図に示す基準値Ｒｅ
ｆと比較されコンパレート信号Ａ ＋ 、に変換される
。このコンパレート信号Ａ１．はゲート制御ｎ回路１７
Ｃへ送られる。これによって鋸歯状波の電圧値がＲｅｆ
以上になった時ゲートが開かれ、同様にＲｅ４以下の電
圧値となった時にゲートが閉じられる様なゲート制？Ｂ
信号ＣＩｆｆが作成される。このゲートが開かれてから
閉じられるまでに要するゲート時間Ｔ′は、参照電圧Ｒ
ｅｆの設定値によって鋸歯状波の周期Ｔと次式の碌な関
係を持つ。 ” ＝Ｔ×［１（Ｒｅｒ−負ピーク値）／（正ピーク値
−負ピーク値）］ 従って、上記ゲート時間Ｔ′を、基準クロック発生部１
６Ｂから発生する基準クロックＥ ｌ？がゲートを通過
して得られる計数パルスＥ ｉｆｆをカウンタにより計
数することによって測定すれば、次式から鋸歯状波の周
！！ｌｌＴを求めることができる。 ”＝ｎｘｔ／ （１（Ｒｅｆ−負ピーク値）／（正ピー
ク値−負ピーク値）〕 但し、ｎは計数値、ｔは基準クロックの周期を示す。 測定対象である速度はこの周期Ｔがら計算で求めるので
ある。尚、上記実施例においてゲート制？Ｄの論理はＧ
′１．に示す様に逆にしてもよく、この場合のゲート時
間Ｔ″とｒｆＡ歯状波の周期Ｔとの関係は次式の樟にな
り、 Ｔ″−ＴＸ（（Ｒｅ４−負ピーク値）／（正ピーク値−
負ピーク（Ｊ）） この時の計数パルスＥ″目をカウンタで計数することに
よって同様の結果が得られる。 Ｔ＝ｎ’ ｘｔ／ （（Ｒｅｆ−負ピークイ直）／（
正ピーク値−負ピーク値）〕 （ｎ′ ：計数値） 〔第４実施例〕 次に、第４実施例を第１１図ないし第１２図に基づいて
説明する。 この実施例は、前述した第３実施例と同一の考えのもと
にコンパレータを２個使用したものである。この第１１
図の実施例においては、波形変換回路部１８が、ドツプ
ラビート信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路
１８Ａと、このレベル調整回路］８Ａの出力信号り、に
同期して異ったタイミング信号Ａ＋＊ａ、Ａ＋ｓｃを出
力する並列接続された二つのコンパレータ１８Ｂ、１８
ｃと、この二つのコンパレータ出力Ａ１５ｍ、Ａ＋＊ｃ
を入力するとともにこれら二つのコンパレータ１８Ｃ，
１８Ｃの出力Ａ １ ＠Ｂ Ａ １ ｋに基づいて所定
のゲート制御信号Ｃ６，を出力するゲート制御回路１８
Ｄとにより構成されている点に特徴を有している。 その他の構成は前述した第２実施例（第７図参照）と同
一となっている。 次に、この第４実施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。 まず、各コンパレータ１ＢＢ、１８Ｃの比較基準電圧Ｒ
ｍ、Ｒｃを次の如く設定する。 （負ピーク値）≦Ｒ１≦シ≦（正ピーク４ｉ）次に、レ
ベル調整回路１８Ａの出力は二つに分けられ、コンパレ
ータ１８Ｂ、１８Ｃに各々入力される。 各コンパレータでは、比較基１！電圧Ｒ，，Ｒ，に基づ
いて入力信号を比較し、コンパレート信号Ａ＋ｓ＊＋Ａ
１゜を出力する。これら２つの信号をもとにゲート制御
回路１８Ｄからゲート制御信号Ｃｚｓを出力してゲート
回路１６Ａを制御する。ゲートが問いているゲート時間
Ｔ’ ＡおよびＴ’ Ｂは比較基ｔｊＡ電圧Ｒ３とＲゎ
の設定値によって鋸歯状波の周！ｔＩＩＴと次式の様な
関係を持つ。 Ｔ＝ （Ｔ’ Ａ＋Ｔ’ Ｂ） ・ 〔（正ピーク値
）−（負ピーク値））／ （Ｒｃ −Ｒ１）従って上記
ゲート時間Ｔ’ＡおよびＴ’ Ｂを、基準クロック発生
部から発生する基準パルスｇｅｔがゲートを通過して得
られる計数パルスＥ ｒ、ッ。 Ｅ″１１をカウンタによって計数することにより、鋸歯
状波の周期は次のように表すことができる。 Ｔ−（ｎＡ＋ｎＢ） ・ｔ − 〔（正ピーク値）−（負ピーク値）〕／（Ｒｃ−Ｒ１） （ｎＡ、ｎＢ ：Ｔ’ Ａ、Ｔ’ Ｂ中の計数値）測定
対象である速度は、この周期Ｔより算定される。 〔第５実施例〕 次に、第５実施例を第１３図ないし第１４図に基づいて
説明する。 この実施例は、予め設定した一定時間間隔に何周期の鋸
歯状波が存在するのが、を計数してその周波数を求め、
これに基づいて被測定物の速度を得ようとする方法であ
る。 この第１３図に示す第５実施例においては、波形変換回
路部１９が、ドツプラビート信号を所定レベルまで増幅
するレベル調整回路１９Ａと、このレベル調整回路１９
Ａの出力信号を微分する微分回路１９Ｂと、この微分回
路１９Ｂから出力されるタイミング信号に同期して所定
の計数パルス信号を出力する計数パルス発生回路１９Ｃ
とにより構成されている。 また、信号処理回路部２０が、前記計数パルス信号を入
力するゲート回路２ＯＡと、このゲート回路２０Ａに併
設され当該ゲート回路２０Ａの開閉動作を制御するサン
プリング周ｖ１設定回路２０Ｂと、ゲート回路２ＯＡか
ら出力される計数パルスを計数するカウンタ２０Ｃとに
より構成した点に特徴を有している。 その他の構成は前述した第１実施例と同一となっている
。 次に、上記第５實施例における速度演算手段の動作につ
いて説明する。 波形変換回路部１９に入力された鋸歯状波は、微分回路
１９Ｂによって信号の立ち上りおよび立ち下がりのタイ
ミング信号Ａ８．に変換される。計数パルス発生回路１
９Ｃでは、このタイミング信号Ａ５．をもとに鋸歯状波
の周期Ｔに対応した周期を持つ計数パルスＢ １．を出
力する。また、サンプリング周期設定回路２０Ｂで予め
一定時間間隔を定めておき、その時間に対応したゲート
信号Ｃ２，によってゲートを開閉する。ゲートが開かれ
ている一定時間内に幾つの計数パルスが含まれているの
かをカウンタにより計数し、鋸歯状波の周波数Ｆを次式
から求める。 Ｆ＝ｎ／Ｔ’ （ｎ： 計数（直）測定対象
である速度は、この周波数Ｆから計算によって求める。 上記実施例に於ては微分回路で作成したタイミング信号
によって計数パルスを取得したが、第１５図ないし第１
６図に示す様に、コンパレータ２１Ｂを用いてコンパレ
ータ信号Ａ□を得た後、これによって計数パルスＢ ｚ
＋を取得しても同様な結果を得ることができる。 この第１５図において、波形変換回路部２１は、ドツプ
ラビート信号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路
２１Ａと、このレベル調整回路２１Ａの出力信号に同期
して所定のタイミング信号Ａ ｚ ＋を出力するコンパ
レータ２１Ｂと、このコンパレータ出力Ａｚｌに基づい
て所定レベルの計数パルス１３ｚ＋を出力する計数パル
ス発生回路２１Ｃとにより構成されている点に特徴を有
している。その他の構成は上述した第１３図の実施例と
同一となっている。 〔第６実施例〕 次に、第６実施例を第１７図ないし第２０図に基づいて
説明する。 この実施例は、位相検出器、ローパスフィルタ及びＶ
ＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ０ｓｃ
ｉｌｌａｔｏｒ）から成るＰ Ｌ Ｌ （Ｐｈａｓｅ
Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）回路によって、入力信号の周
波数変化や断続信号にも追従して速度を求めるものであ
る。 この第１７図の実施例において、速度演算手段は、ビー
ト検出手段３から出力されるドツプラビート信号を所定
のタイミング信号Ａ！２に変換する波形変換回路部２２
と、この波形変換回路部２２から出力されるタイミング
信号Ａ！、を信号処理して演算用速度信号を出力する信
号処理回路部２３と、この信号処理回路部２３の出力に
基づいて被測定物の速度を算定する演算回路部１２とに
より構成され、さらに、波形変換回路部２２と信号処理
回路部２３との間に、前記タイミング信号の繰返周期を
安定せしめる周波数安定化手段２４を備えた構成となっ
ている。 周波数安定化手段２４は、その入力信号に係る電圧値に
対応した発振周波数の信号を出力する電圧制御発振回路
２４Ａと、この電圧制′４■発振回路２４Ａから出力さ
れる所定の信号と入力信号との位相差に応じた電圧を発
生せしめる位相検出回路２４Ｂと、この位相検出回路２
４Ｂの出力電圧を平均化して電圧制御発振回路２４Ａに
対し入力信号として送り込む低域フィルタ２４Ｃとによ
り構成されている。 その他の構成は、前述した第１実施例と同一となってい
る。 次に、上記実施例における速度演算手段の動作を説明す
る。 波形整形回路２２Ｂに入力された鋸歯状波は、波形整形
されて同じ周期Ｔをもったパルス信号Ａ！、となって周
波数安定化手段（以下、単にｒＰＬＬシステム」という
）２４に入力される。電圧制御発振回路定回路 発振器であり、その発振周波数Ｆ０の出力信号Ｐ、４は
位相検出Ｗ２４Ｂに帰還され、ここで入力のパルス信号
の周波数Ｆ、と比較される。この位相検出器２４Ｂの出
力が誤差信号であり、この誤差信号を低域フィルタ（以
下、ｒＬＰＦ、という）２４ｃに通すことにより、入力
のパルス信号と■ＣＯの位相差Δφに比例した平均直流
電圧■が得られる（第１８図波形Ａ、Ｂ参照）、ここで
記号Ａは排他的論理和による位相検出を行った場合のΔ
φ−■特性を示したものであり、記号Ｂは同様にしてエ
ツジトリガによる位相検出を行った場合のものである。 いずれの位相検出を行った場合にもこの平均直流電圧■
はループを形成してＶＣＯ２４Ａに戻され、この電圧に
よってＶＣＯ２４Ａは入力のパルス信号の周波数とＶＣ
○２４Ａ自身の発振周波数との差を少なくする方向へ周
波数を変えるように動作し、これによってＶＣＯ２４Ａ
からの出力信号は入力のパルス信号の周波数変化に追随
することになる。出力信号が入力のパルス信号の周波数
変化に追随するスピードはＬＰＦ２４Ｃによって制限を
受けるが、もし、入力に高周波雑音が混入しても瞬間的
に断続信号になったとしてもＬＰＦ２４Ｃが一種の短時
間記憶能力を持っているので元の信号をすぐにｔｉｌｉ
５１１できるという特徴がある。 更に、ここで得られた出力信号をゲートの制で１信号と
することにより、基準クロック発生部２３Ｂから送出さ
れた基準クロックＥａｔから計数クロックＥ’！！を作
成し、カウンタ２３Ｃで計数することによって出力信号
の周期、すなわち入力信号の鋸歯状波Ｄ５の周ＶＩＴを
求めることができる。 Ｔ−２ＸｎＸＬ 但し、ｎは計数値、ｔは基準クロツクの周期を示す。 そして、被測定物の速度は、この周期に基づいて算定さ
れる。 この第６実施例においては、ＶＣＯ２４Ａからの出力信
号をゲート制御信号として基準クロツクＥ２、を計数し
たが、本発明では必ずしもこれに限定されるものではな
い０例えば、第１７図の信号処理回路２３の基準クロッ
ク発生回路２３Ｂに代えて第１９図に示すようにサンプ
リング周期設定回路２５Ｂとし、これによって信号処理
回路２５を構成するようにしてもよい、この場合は、第
５実施例の場合と同様にゲート回路２５Ａの出力が一定
条件のもとに計数されるようになっている。 信号処理回路２３については、さらに第２０図に示すよ
うにＦ−Ｖ変換器２６Ａ及びＡ＝；Ｄ変換２６Ｂから成
る第１実施例の場合と同様の信号処理回路２６を用いた
ものであってもよい。 （第７実施例） 次に本発明の第７実施例を第２１図ないし第２２図に基
づいて説明する。 この第７実施例は、検出したアナログ信号であるドツプ
ラビート信号をＡ−Ｄ変換器によってデジタル信号に変
換し、メモリに取り込んだ後、マイクロプロセッサ等の
コンピュータを用いて数（直演算を行い、これによって
被測定物の速度を算定しようとするものである。 すなわち、第２１図の実施例において、速度演算手段は
、ドツプラビート信号を所定レベルまで１１幅するレベ
ル調整回路２５と、このレベル調整回路２５の出力であ
る鋸歯状波としてのドツプラビート信号の１周期の１／
２以下のサンプリング周期を備えた低域ｉ！ｌ過フィル
タ２６と、この低域通過フィルタ２６にてサンプリング
されたデータをサンプリング時間ごとにホールドするサ
ンプルホールド回路２７と、このサンプルホールドされ
４゛ た信号をデジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換回路２日と
、このＡ−Ｄ変換回路２８の出力を記憶するメモリ２９
と、このメモリ２９に記憶された情報より当該デジタル
信号の全体的な周期性を求めるとともにこの周期性に基
づいて前記被測定物の移動速度を算定する演算回路部３
０とにより構成されている。 そして、演算回路部３０が、メモリ２９に記憶されたデ
ジタル信号の周波数スペクトラムを高速フーリエ変換の
手法を用いて求める第１の演算機能と、求められたこの
周波数スペクトラムに基づいて当該各周波数のスペクト
ルの相対的強度を求める第２の演算機能と、この各スペ
クトルの相対的強度の内の最も支配的な周波数を抽出す
るとともにこれによって前記デジタル信号の全体的な周
期性を算定する第３の演算機能を備えている点に特徴を
有している。 この演算回路部３０による速度の演算は、デジタル値に
変換された離散データから、ＦＦＴ （ＦａｓｔＦｏｕ
ｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ高速フーリーエ変高速フ
ーリー上変換周波数スペクトラムを求め、信号の支配的
周波数を解析することにより速度を検出しようとするも
ので、第２２図には周期Ｔにおけるサンプリング例を示
す。 その他の構成及び作用は、前述した第１実施例と同一と
なっている。 次に、第２１図の動作を説明する。 ビート検出手段３で検出された鋸歯状波としてのドツプ
ラビート信号は、低域通過フィルタ２６を通してサンプ
リング時間Ｔごとにサンプルホールドされ、Ａ−Ｄ変換
回路２８を通してデジタル値に変換される。ここで低域
通過フィルタ２６は、サンプリングの定理により２Ｔよ
り短い周期の波形は再現性がないため、また、雑音を除
去するためにＴ／２以上の周波数信号を除去する能力を
有する。従って、サンプリング周期Ｔは被測定信号の周
期の１／２以下に設定されている。 こうしてデジタル値に変換された信号は、メモリ２９に
蓄えられ、演算回路部３０によって前述した如く速度が
計算される。 ここで、演算回路部３０については、特に高速フーリエ
変換の手法を利用して速度を算定する場合を例示したが
、以下に示す手法を用いたものであってもよい。 ■データの符号反転回数カウントによる速度算定法（第
２３図参照） この算定法においては、演算回路部３０が、メモリ２９
に記憶されたデジタル信号に対して所定のデータ収集時
間ＮＴを設定する演算範囲設定機能と、このデータ収集
時間内の時系列データが「正から負へ」又は「負から正
へ」時間的に変化した回数Ｍｃを求める変化点計数機能
と、これら二つの機能を作動して得られるデータに基づ
いて「Ω＝２ＮＴ／Ｍ１」の演算を行うとともにこれに
よってデジタル信号の全体的な周期性を算定する周期性
演算機能とを備えている点に特徴を有している。この場
合、求められた周期Ωの精度は、サンプリング間ｉＴを
短く、データ収集時間を長くとることにより向上する。 ■データ同符号連続回数カウントによる速度算定法（第
２４図参照） この算定法においては、時系列データの符号が連続して
同じであった回数Ｍｔをカウントし、その間の時間Ｍｘ
Ｔを２倍することにより、データの周期Ωを求めようと
するものである。 この場合、演算回路部３０は、メモリ２９に記憶された
デジタル信号に係る時系列データの符号が連続して同じ
であった回数Ｍ２を計数する連続同符号計数機能と、こ
の連続同符号が継続する時間ＭｃＴを計時するとともに
当該計数時間Ｍｃ Ｔを２倍することにより当該デジタ
ル信号の繰り返し周期を算定する周期性算定機能とを備
えている点に特徴を有している。 この場合、求められた周期Ωの精度は、サンプリング間
隔Ｔ以下にならないため、Ωを平均化することにより向
上できる。 ■データの単調増加、単ＩＮ少回数カウントによる速度
算定法（第２５図） この算定法においては、時系列データの単調増加する回
数Ｍｃ、単調減少する回数Ｍ６をカウントし、その和を
とることにより、データの周期Ωを求めようとするもの
である。 この場合、演算回路部３０は、メモリ２９に記憶された
デジタル信号に係る時系列データが単調増加する回数Ｍ
ｃおよび単ｉｌｌ少する回数Ｍ４を計数するデータ計数
機能と、このデータ計数時間ｒ （Ｍｃ＋Ｊ ） ・
Ｔ」を演算するとともにこれによって前記デジタル信号
の全体的な周期性を特定する周期性算定ｉ能とを備えて
いる点に特徴を有している。 ここで、上記各実施例は、ビート検出手段３として信号
検出増幅器を使用した場合を例示したが、第２４図に示
すようにレーザ光源の出力光側とは反対側に配設された
ホトダイオード３Ａと信号検出増幅器３Ｂとを用いたも
のであってもよい。 また、被測定物の移動方向を判別する手法としては種々
の方法を考写し得るが、本発明では、第２７図のものが
使用されている。 以下、この方向判別手段６について説明する。 この第２７図における方向判別手段６は、ドツプラビー
ト信号を所定のタイミング信号に変換する波形変換回路
部３０と、このタイミング信号に基づいて一定の基準に
従いデユーティ比の異なる二つの波形を形成する信号処
理回路部３１と、この信号処理回路部３１の各出力を各
別に均一化する二つのローパスフィルタ３２．３３と、
前記各ローパスフィルタ３２．３３から出力されるレベ
ルの異なった二つの信号の内、一方の信号を基準として
他方の信号のレベル差を演算するとともにその値の大小
により前記移動物体の移動方向を判別する比較判定回路
３４とにより構成されている。 波形変換回路部３０は、ドツプラビート信号を所定レベ
ルまで増幅するしペルｆｆｌ整１１（ＡＬＣ；オートレ
ベルコントローラ）３０Ａと、コルペル調整回路３０Ａ
の出力信号を微分する微分回路３０Ｂとにより構成され
ている。 信号処理回路部３１は、微分回路３０Ｂから出力される
所定のタイミング信号に同期して所定レベルの矩形波を
出力する一方の比較回路３１Ａと、この一方の比較回路
３１Ａと同一のタイミング信号を入力するとともに当該
一方の比較回路３１Ａの出力信号を反転した信号を出力
するインバータ３１Ｃ及び他方の比較回路３１Ｂとによ
り構成されている。各比較回路３１Ａ、３１Ｂには、そ
の入力軸に基準信号発生回路（ＲＥＦ）３１ａ、３１ｂ
が各々併設されている。 次に、このように構成された方向判別手段６の動作につ
いて説明する。 まず、ビート検出手段３からの出力信号（鋸歯状波）は
、ＡＬＣ３０Ａにより測定可能レベルの波形に増幅され
る（信号■）、この鋸歯状波の上り勾配の時間（ΔＴｒ
）と下り勾配の時間（ΔＴｆ）を比較するために、信号
■が微分される（信号■）、この信号■を一方の比較回
路３１ＡでＲＥＦ３１ａの出力レベルと比較すると、信
号■が上す勾配の間（ΔＴｒ）ハイレベルとなる矩形波
（信号■）が得られる。同様に、信号■の反転を他方の
比較回路３１ＢでＲＥＦ３ ｌ ｂの出力レベルと比較
すると、下り勾配の間（ΔＴｆ）ハイレベルとなる矩形
波（信号■）が得られる。 ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３２とローパスフィルタ（
ＬＰＦ）３３により信号■及び■を平均化すると、ΔＴ
ｒ、ΔＴｆに比例した電圧が信号■、■とじて得られる
。信号■、■の大小を比較判定回路３４で比較し、出力
がハイレベルかローレベルかにより、鋸歯状波の向き即
ち速度方向を判別することができる。 尚、本実施例は下り勾配に着目したが、上り勾配を使っ
た方向判別も同様にして容易に実現できる。 〔発明の効果〕 本発明は以上のように構成され機能するので、これによ
ると、レーザ光源を用いてレーザドツプラビート信号を
確実に受信し得ることがらレーザ受信手段を別に設ける
必要がなくなり、光学系が単純な集光手段でよいことが
らＬｉｔ全体の操作が、容易となり、同時に装置全体を
著しく小型化することができ、ドツプラビート信号より
直接当該ビートの周期性を簡単な信号処理によって得る
ことができ、従って被測定物の速度を容易に算定するこ
とができるという従来にない小型化されたレーザドツプ
ラ速度計を提供することができる。
第１図ないし第４図は第１実施例を示す説明図、第５図
ないし第６図は第１実施例の変形例を示す説明図、第７
図ないし第８図は各々第２実施例を示す説明図、第９図
ないし第１０図は各々第３実施例を示す説明図、第１１
図ないし第１２図は各々第４実施例を示す説明図、第１
３図ないし第１４図は各々第５実施例を示す説明図、第
１５図ないし第１６図は第５実施例の変形例を示す説明
図、第１７図ないし第２０図は各々第６実施例を示す説
明図、第２１図ないし第２２図は第７実施例を示す説明
図、第２３図ないし第２５図は各々第７実施例における
演算回路部の具体例を示す説明図、第２６図はビート検
出手段の他の例を示す説明図、第２７図ないし第２８図
は方向判別手段の一例を示す説明図、第２９図（１）（
２）（３）は各々従来例を示す説明図である。 １・・・・・・レーザ光源、２・・・・・・集光手段、
３・・・・・・ビート検出手段、５・・・・・・速度演
算手段、ｔｏ、１３゜１５．１７．１８，１９，２１，
２２．３０・・・・・・波形変換回路部、１１．１６，
２０，２３，２５゜２６．３１・・・・・・信号処理回
路部、１２・・・・・・演算回路部。 特許出願人 鈴木自動車工業株式会社代理人 弁理士
高 橋 勇第 １ 図 （六じ１）（ガ尚＝力） 第５図 第６図 ゴｊ （ＩＩＩ嘴叡〕 Ｃ）０ ０ ■ 第７図 第Ｂ図 Ｙ、９ 図 第１２図 ￥ｆＢ 図 （ζ躍）
ないし第６図は第１実施例の変形例を示す説明図、第７
図ないし第８図は各々第２実施例を示す説明図、第９図
ないし第１０図は各々第３実施例を示す説明図、第１１
図ないし第１２図は各々第４実施例を示す説明図、第１
３図ないし第１４図は各々第５実施例を示す説明図、第
１５図ないし第１６図は第５実施例の変形例を示す説明
図、第１７図ないし第２０図は各々第６実施例を示す説
明図、第２１図ないし第２２図は第７実施例を示す説明
図、第２３図ないし第２５図は各々第７実施例における
演算回路部の具体例を示す説明図、第２６図はビート検
出手段の他の例を示す説明図、第２７図ないし第２８図
は方向判別手段の一例を示す説明図、第２９図（１）（
２）（３）は各々従来例を示す説明図である。 １・・・・・・レーザ光源、２・・・・・・集光手段、
３・・・・・・ビート検出手段、５・・・・・・速度演
算手段、ｔｏ、１３゜１５．１７．１８，１９，２１，
２２．３０・・・・・・波形変換回路部、１１．１６，
２０，２３，２５゜２６．３１・・・・・・信号処理回
路部、１２・・・・・・演算回路部。 特許出願人 鈴木自動車工業株式会社代理人 弁理士
高 橋 勇第 １ 図 （六じ１）（ガ尚＝力） 第５図 第６図 ゴｊ （ＩＩＩ嘴叡〕 Ｃ）０ ０ ■ 第７図 第Ｂ図 Ｙ、９ 図 第１２図 ￥ｆＢ 図 （ζ躍）
Claims (15)
- （１）、コヒーレント光を出力するレーザ光源と、この
レーザ光源から出力されるレーザ出力光を集光するとと
もに被測定物からの反射散乱光を前記レーザ光源側へ送
り込む集光手段と、前記反射散乱光により形成されるド
ップラビート信号を前記レーザ光源から分離抽出するビ
ート検出手段と、このビート検出手段により検出される
ドップラビート信号に基づいて被測定物の移動もしくは
回転速度を演算する速度演算手段とを設け、 前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力され
るドップラビート信号を所定のタイミング信号に変換す
る波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力され
るタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を出力
する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力に基
づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とにより構
成したことを特徴とするレーザドップラ速度計。 - （２）、前記波形変換回路部を、前記ドップラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号を微分する微分回路と、この微
分回路から出力されるタイミング信号の立上りに同期し
て前記タイミング信号の二周期分を一周期とする整形ク
ロックを出力する波形整形回路とにより構成し、 前記信号処理回路部を、周波数の大小に対応した電圧を
出力するＦ−Ｖ変換回路と、このＦ−Ｖ変換回路の出力
をアナログ−デジタル変換するＡ−Ｄ変換回路とにより
構成したことを特徴とする請求項１記載のレーザドップ
ラ速度計。 - （３）、前記波形変換回路部を、前記ドップラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に基づいて所定レベルのタイミ
ング信号を出力するコンパレータと、このコンパレータ
から出力されるタイミング信号に同期して同一周期の整
形クロックを出力する波形整形回路とにより構成したこ
とを特徴とする請求項２記載のレーザドップラ速度計。 - （４）、前記波形変換回路部を、前記ドップラ信号を所
定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレベル調
整回路の出力信号を微分する微分回路と、この微分回路
から出力されるタイミング信号に同期して当該タイミン
グ信号の二周期分を一周期とするゲート制御信号を出力
するゲート制御回路とにより構成し、 前記信号処理回路を、前記ゲート制御信号に制御されて
オン−オフ動作するゲート回路と、このゲート回路に基
準クロックを送り込む基準クロック出力回路と、前記ゲ
ート回路を通過した基準クロックを計数するカウンタと
により構成したことを特徴とする請求項１記載のレーザ
ドップラ速度計。 - （５）、前記波形変換回路部を、前記ドップラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に基づいて所定レベルのタイミ
ング信号を出力するコンパレータと、このコンパレータ
から出力されるタイミング信号に同期してゲート制御信
号を出力するゲート制御回路とにより構成したことを特
徴とする請求項４記載のレーザドップラ速度計。 - （６）、前記波形変換回路部を、前記ドップラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に同期して異ったタイミング信
号を出力する並列接続された二つのコンパレータと、こ
の二つのコンパレータ出力を入力するとともにこれら二
つのコンパレータ出力に基づいて所定のゲート制御信号
を出力するゲート制御回路とにより構成したことを特徴
とする請求項４記載のレーザドップラ速度計。 - （７）、前記波形変換回路部を、前記ドップラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号を微分する微分回路と、この微
分回路から出力されるタイミング信号に同期して計数パ
ルス信号を出力する計数パルス発生回路とにより構成し
、 前記信号処理回路を、前記計数パルス信号を入力するゲ
ート回路と、このゲート回路に併設され当該ゲート回路
の開閉動作を制御するサンプリング周期設定回路と、前
記ゲート回路から出力される計数パルスを計数するカウ
ンタとにより構成したことを特徴とする請求項１記載の
レーザドップラ速度計。 - （８）、前記波形変換回路部を、前記ドップラビート信
号を所定レベルまで増幅するレベル調整回路と、このレ
ベル調整回路の出力信号に同期して所定のタイミング信
号を出力するコンパレータと、このコンパレータ出力に
基づいて所定レベルの計数パルスを出力する計数パルス
発生回路とにより構成したことを特徴とする請求項７記
載のレーザドップラ速度計。 - （９）、コヒーレント光を出力するレーザ光源と、この
レーザ光源から出力されるレーザ出力光を集光するとと
もに被測定物からの反射散乱光を前記レーザ光源側へ送
り込む集光手段と、前記反射散乱光により形成されるド
ップラビート信号を前記レーザ光源から分離抽出するビ
ート検出手段と、こめビート検出手段により検出される
ドップラビート信号に基づいて被測定物の移動もしくは
回転速度を演算する速度演算手段とを設け、 前記速度演算手段を、前記ビート検出手段から出力され
るドップラビート信号を所定のタイミング信号に変換す
る波形変換回路部と、この波形変換回路部から出力され
るタイミング信号を信号処理して演算用速度信号を出力
する信号処理回路部と、この信号処理回路部の出力に基
づいて被測定物の速度を算定する演算回路部とにより構
成するとともに、 前記波形変換回路部と信号処理回路部との間に、前記タ
イミング信号の繰返周期を安定せしめる周波数安定化手
段を装備したことを特徴とするレーザドップラ速度計。 - （１０）、前記周波数安定化手段を、その入力信号に係
る電圧値に対応した発振周波数の信号を出力する電圧制
御発振回路と、この電圧制御発振回路から出力される所
定の信号と前記入力信号との位相差に応じた電圧を発生
せしめる位相検出回路と、この位相検出回路の出力電圧
を平均化して前記電圧制御発振器回路に対して入力信号
として送り込む低域フィルタとにより構成したことを特
徴とする請求項９記載のレーザドップラ速度計。 - （１１）、コヒーレント光を出力するレーザ光源と、こ
のレーザ光源から出力されるレーザ出力光を集光すると
ともに被測定物からの反射散乱光を前記レーザ光源側へ
送り込む集光手段と、前記反射散乱光により形成される
ドップラビート信号を前記レーザ光源から分離抽出する
ビート検出手段と、このビート検出手段により検出され
るドップラビート信号に基づいて被測定物の移動もしく
は回転速度を演算する速度演算手段とを設け、 前記速度演算手段を、前記ドップラビート信号の１周期
の１／２以下のサンプリング周期を備えた低域通過フィ
ルタと、この低域通過フィルタにてサンプリングされた
データをサンプリング時間ごとにホールドするサンプリ
ングホールド回路と、このサンプルホールドされた信号
をデジタル信号に変換するＡ−Ｄ変換回路と、このＡ−
Ｄ変換回路の出力を記憶するメモリと、このメモリに記
憶された情報より当該デジタル信号の全体的な周期性を
求めるとともにこの周期性に基づいて前記被測定物の移
動速度を算定する演算回路部とにより構成したことを特
徴とするレーザドップラビート速度計。 - （１２）、前記演算回路が、前記メモリに記憶されたデ
ジタル信号の周波数スペクトラムを高速フーリエ変換の
手法を用いて求める第１の演算機能と、求められたこの
周波数スペクトラムに基づいて当該各周波数のスペクト
ルの相対的強度を求める第２の演算機能と、この各スペ
クトルの相対的強度の内の最も支配的な周波数を抽出す
るとともにこれによって前記デジタル信号の全体的な周
期性を算定する第３の演算機能を備えていることを特徴
とした請求項１１記載のレーザドップラ速度計。 - （１３）、前記演算回路部が、前記メモリに記憶された
デジタル信号に対して所定のデータ収集時間ＮＴを設定
する演算範囲設定機能と、このデータ収集時間内の時系
列データが「正から負へ」又は「負から正へ」時間的に
変化した回数Ｍ＿１を求める変化点計数機能と、これら
二つの機能を作動して得られるデータに基づいて「Ω＝
２ＮＴ／Ｍ＿１」の演算を行うとともにこれによって前
述デジタル信号の全体的な周期性を算定する周期性演算
機能とを備えていることを特徴とした請求項１１記載の
レーザドップラ速度計。 - （１４）、前記演算回路部が、前記メモリに記憶された
デジタル信号に係る時系列データの符号が連続して同じ
であった回数Ｍ＿２を計数する連続同符号計数機能と、
この連続同符号が継続する時間Ｍ＿２Ｔを計時するとと
もに当該計数時間Ｍ＿２Ｔを２倍することにより当該デ
ジタル信号の繰返周期を算定する周期性算定機能とを備
えていることを特徴とする請求項１２記載のレーザドッ
プラ速度計。 - （１５）、前記演算回路部が、前記メモリに記憶された
デジタル信号に係る時系列データが単調増加する回数Ｍ
＿ｃおよび単調減少する回数Ｍ＿ｄを計数するデータ計
数機能と、このデータ計数時間「（Ｍ＿ｃ＋Ｍ＿ｄ）・
Ｔ」を演算するとともにこれによって前記デジタル信号
の全体的な周期性を特定する周期性算定機能とを備えて
いることを特徴とした請求項１２記載のレーザドップラ
速度計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6005788A JPH0769425B2 (ja) | 1988-03-14 | 1988-03-14 | レーザドップラ速度計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6005788A JPH0769425B2 (ja) | 1988-03-14 | 1988-03-14 | レーザドップラ速度計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01233371A true JPH01233371A (ja) | 1989-09-19 |
| JPH0769425B2 JPH0769425B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=13131074
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6005788A Expired - Fee Related JPH0769425B2 (ja) | 1988-03-14 | 1988-03-14 | レーザドップラ速度計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0769425B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8529460B2 (en) | 2008-09-18 | 2013-09-10 | Fuji Xerox Co., Ltd. | Measuring apparatus |
| US8636668B2 (en) | 2008-09-18 | 2014-01-28 | Fuji Xerox Co., Ltd. | Measuring apparatus |
| WO2019082688A1 (ja) * | 2017-10-27 | 2019-05-02 | ソニー株式会社 | 計測装置、及び計測方法 |
-
1988
- 1988-03-14 JP JP6005788A patent/JPH0769425B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8529460B2 (en) | 2008-09-18 | 2013-09-10 | Fuji Xerox Co., Ltd. | Measuring apparatus |
| US8636668B2 (en) | 2008-09-18 | 2014-01-28 | Fuji Xerox Co., Ltd. | Measuring apparatus |
| WO2019082688A1 (ja) * | 2017-10-27 | 2019-05-02 | ソニー株式会社 | 計測装置、及び計測方法 |
| US11666237B2 (en) | 2017-10-27 | 2023-06-06 | Sony Corporation | Measurement apparatus and measurement method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0769425B2 (ja) | 1995-07-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7557795B2 (en) | Input device using laser self-mixing velocimeter | |
| US5742379A (en) | Device and method for electronically measuring distances | |
| JP4445114B2 (ja) | ジッタ測定装置及びその方法 | |
| EP0348898B1 (en) | High resolution measuring device for time difference | |
| US7543750B2 (en) | Laser velocimetric image scanning | |
| JPH0774824B2 (ja) | 移動対象物の速度及び／又は長さ測定装置 | |
| US5812250A (en) | Doppler velocimeter and various kinds of apparatuses for signal processing thereof | |
| JPH1020036A (ja) | 距離測定方法および装置 | |
| JPH01233371A (ja) | レーザドップラ速度計 | |
| JP2940559B2 (ja) | 変位検出装置 | |
| JPH047451B2 (ja) | ||
| JPH0769426B2 (ja) | 移動物体の移動方向判別装置 | |
| EP3220545B1 (en) | Phase measuring device and apparatuses using phase measuring device | |
| JP5421568B2 (ja) | 物理量センサおよび物理量計測方法 | |
| JP6049328B2 (ja) | 周波数測定装置 | |
| JPH0299826A (ja) | エンコーダの信号処理装置 | |
| Wang et al. | Time-resolved spectroscopy using a chopper wheel as a fast shutter | |
| JPH01182784A (ja) | レーザドップラ速度計 | |
| JP2518064B2 (ja) | レ―ザ測距装置 | |
| JP3484976B2 (ja) | 正弦波発生装置および正弦波発生方法 | |
| Clark et al. | Application of a PLL and ALL noise reduction process in optical sensing systems | |
| SU1670611A1 (ru) | Радиоволновый тахометр | |
| TW401514B (en) | An apparatus for Doppler frequency and velocity readout and decision based on frequency scanning | |
| JPH08159860A (ja) | 振動測定装置 | |
| JP4126800B2 (ja) | 耳孔式体温計 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313532 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |