JP2940559B2 - 変位検出装置 - Google Patents
変位検出装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、特にレーザ測長器等の位相変調方式による
変位量検出器からの信号を変位量に比例した数値に変換
する変位検出装置に関する。
変位量検出器からの信号を変位量に比例した数値に変換
する変位検出装置に関する。
（従来の技術） 一般にレゾルバ，インダクトシン，レーザ測長器等の
ように入力基準波を測定変位量で位相変調し、変位量の
数値を出力する検出器の変位検出装置では、位相変調波
の基準波に対する位相差を検出する為に、基準波に同期
しかつ周波数が基準波の整数倍のカウントパルスにより
位相差量を計数して変位量を検出していた。しかし、こ
の方法では、レゾルバやインダクトシンのようにカウン
トパルスを分周して基準波を形成できる場合は良いが、
レーザ測長器のように基準波の周波数がレーザ発振器内
部で決まるような検出器では、基準波に同期したカウン
トパルスをPLL（Phase Locked Loop）回路を用いて発生
しなければならなかった。この為、基準波の周波数が不
安定なレーザ発振器ではPLL回路の応答遅れによる検出
誤差が発生した。また、このような変位検出装置では高
い分解能を得るために高周波のカウントパルス及びカウ
ンタを必要とし、高分解能化が困難という問題があっ
た。
ように入力基準波を測定変位量で位相変調し、変位量の
数値を出力する検出器の変位検出装置では、位相変調波
の基準波に対する位相差を検出する為に、基準波に同期
しかつ周波数が基準波の整数倍のカウントパルスにより
位相差量を計数して変位量を検出していた。しかし、こ
の方法では、レゾルバやインダクトシンのようにカウン
トパルスを分周して基準波を形成できる場合は良いが、
レーザ測長器のように基準波の周波数がレーザ発振器内
部で決まるような検出器では、基準波に同期したカウン
トパルスをPLL（Phase Locked Loop）回路を用いて発生
しなければならなかった。この為、基準波の周波数が不
安定なレーザ発振器ではPLL回路の応答遅れによる検出
誤差が発生した。また、このような変位検出装置では高
い分解能を得るために高周波のカウントパルス及びカウ
ンタを必要とし、高分解能化が困難という問題があっ
た。
ここにおいて、第４図はレーザ測長器と従来方式によ
る変位検出装置の構成図を示しており、レーザ発振器１
は２つの偏光面と周波数の異なる光f1,f2を発振し、出
力された光f1,f2はビームスプリッタ２で光学的に２経
路に分割され、分割された光f1,f2の一方はフォトディ
テクタ６で光f1及びf2の干渉光強度の電気信号FRに変換
される。ここで、電気信号FRの周波数は光f1及びf2の差
周波数であり、これが基準波FRとなる（FR＝|f1−f
2|）。また、ビームスプリッタ２で分割された他方の光
f1及びf2は更にビームスプリッタ３で光学的に光f1及び
f2に分割され、光f1は可動反射鏡５へ送られ、可動反射
鏡５がＸ方向に移動している場合、光f1は移動速度に比
例して±Δｆのドップラー変調を受けて反射光f1±Δｆ
となる。一方、ビームスプリッタ３で分割された光f2は
固定反射鏡４で反射され、その反射光f2がビームスプリ
ッタ３で反射光f1±Δｆと合せられ、一緒にされた反射
光f1±Δｆ及びf2はフォトディテクタ７で光f1±Δｆ及
びf2の干渉光強度の電気信号FPに変換される。ここで、
電気信号FRの周波数は光f1±Δｆ及びf2の差周波数とな
る。したがって、電気信号FRを基準とすると、電気信号
FPは可動反射鏡５の移動変位Ｘだけ基準信号FRを位相変
調した位相変調波となる。具体的にはλを光f1の波長と
すると、位相変調波FPは（４π／λ）Ｘ分だけ位相がず
れることになる。
る変位検出装置の構成図を示しており、レーザ発振器１
は２つの偏光面と周波数の異なる光f1,f2を発振し、出
力された光f1,f2はビームスプリッタ２で光学的に２経
路に分割され、分割された光f1,f2の一方はフォトディ
テクタ６で光f1及びf2の干渉光強度の電気信号FRに変換
される。ここで、電気信号FRの周波数は光f1及びf2の差
周波数であり、これが基準波FRとなる（FR＝|f1−f
2|）。また、ビームスプリッタ２で分割された他方の光
f1及びf2は更にビームスプリッタ３で光学的に光f1及び
f2に分割され、光f1は可動反射鏡５へ送られ、可動反射
鏡５がＸ方向に移動している場合、光f1は移動速度に比
例して±Δｆのドップラー変調を受けて反射光f1±Δｆ
となる。一方、ビームスプリッタ３で分割された光f2は
固定反射鏡４で反射され、その反射光f2がビームスプリ
ッタ３で反射光f1±Δｆと合せられ、一緒にされた反射
光f1±Δｆ及びf2はフォトディテクタ７で光f1±Δｆ及
びf2の干渉光強度の電気信号FPに変換される。ここで、
電気信号FRの周波数は光f1±Δｆ及びf2の差周波数とな
る。したがって、電気信号FRを基準とすると、電気信号
FPは可動反射鏡５の移動変位Ｘだけ基準信号FRを位相変
調した位相変調波となる。具体的にはλを光f1の波長と
すると、位相変調波FPは（４π／λ）Ｘ分だけ位相がず
れることになる。
以上はレーザ測長器の基本原理であり、次に第５図の
タイミングチャートを参照して第４図の変位検出装置の
動作を説明する。
タイミングチャートを参照して第４図の変位検出装置の
動作を説明する。
先ずフォトディテクタ６からの基準波FRはコンパレー
タ23により第５図（Ａ）に示すような信号DFRに波形整
形されて位相比較器９に入力され、カウンタ８の出力信
号Ｔ′の最上位ビット信号MSB（第５図（Ｂ）参照）と
位相比較され、その位相ズレ量に比例したパルス幅の電
圧RVが出力される。位相比較器９からの出力電圧RVはLP
F（ローパスフィルタ）10で平滑化され、更にVCO（電圧
制御発振器）11へ入力されて位相差量に従った周波数の
第５図（Ｃ）に示すようなカウントパルスCLK′が発振
出力される。カウントパルスCLK′はカウンタ８に入力
されて第５図（Ｄ）のように64分周され、カウンタ出力
信号Ｔ′の最上位ビット信号MSBとなる。以上のことか
ら位相比較器9,LPF 10,VCO 11及びカウンタ８はPLL回路
を構成しており、これによりカウントパルスCLK′は基
準波FRにほぼ同期し且つ64倍の周波数となる。また、カ
ウンタ８の出力信号Ｔ′は、第５図（Ａ）及び（Ｄ）に
示すように基準波FRのほぼ一周期内で“0"〜“63"まで
鋸歯状に変化する信号となる。カウンタ８の出力信号
Ｔ′は、第５図（Ｅ）に示すような位相変調波Fpをコン
パレータ17により波形整形した信号DFpの立下がりにラ
ッチ回路12で同図（Ｆ）に示すような信号ｘ′として記
憶され、この信号ｘ′が位相変調波FPの基準波FRに対す
る一波長内の位相差となる。従って、ここまでの動作で
可動反射鏡５のλ/2までの変位Ｘを検出することができ
る。
タ23により第５図（Ａ）に示すような信号DFRに波形整
形されて位相比較器９に入力され、カウンタ８の出力信
号Ｔ′の最上位ビット信号MSB（第５図（Ｂ）参照）と
位相比較され、その位相ズレ量に比例したパルス幅の電
圧RVが出力される。位相比較器９からの出力電圧RVはLP
F（ローパスフィルタ）10で平滑化され、更にVCO（電圧
制御発振器）11へ入力されて位相差量に従った周波数の
第５図（Ｃ）に示すようなカウントパルスCLK′が発振
出力される。カウントパルスCLK′はカウンタ８に入力
されて第５図（Ｄ）のように64分周され、カウンタ出力
信号Ｔ′の最上位ビット信号MSBとなる。以上のことか
ら位相比較器9,LPF 10,VCO 11及びカウンタ８はPLL回路
を構成しており、これによりカウントパルスCLK′は基
準波FRにほぼ同期し且つ64倍の周波数となる。また、カ
ウンタ８の出力信号Ｔ′は、第５図（Ａ）及び（Ｄ）に
示すように基準波FRのほぼ一周期内で“0"〜“63"まで
鋸歯状に変化する信号となる。カウンタ８の出力信号
Ｔ′は、第５図（Ｅ）に示すような位相変調波Fpをコン
パレータ17により波形整形した信号DFpの立下がりにラ
ッチ回路12で同図（Ｆ）に示すような信号ｘ′として記
憶され、この信号ｘ′が位相変調波FPの基準波FRに対す
る一波長内の位相差となる。従って、ここまでの動作で
可動反射鏡５のλ/2までの変位Ｘを検出することができ
る。
次に、信号ｘ′は次回の位相変調波FPの立下がりでラ
ッチ回路13に信号ｘ″として記憶されるが、信号ｘ″は
信号ｘ′の変化する一つ前の信号となる。信号ｘ′及び
信号ｘ″はアップダウンパルス発生器14内で減算され、
第５図（Ｇ）に示すような減算値Δｘが次式（１）の条
件により第５図（Ｈ）に示すようなアップパルスUP又は
ダウンパルスDPが出力される。
ッチ回路13に信号ｘ″として記憶されるが、信号ｘ″は
信号ｘ′の変化する一つ前の信号となる。信号ｘ′及び
信号ｘ″はアップダウンパルス発生器14内で減算され、
第５図（Ｇ）に示すような減算値Δｘが次式（１）の条
件により第５図（Ｈ）に示すようなアップパルスUP又は
ダウンパルスDPが出力される。
アップダウンパルス発生器14からのアップパルスUP又
はダウンパルスDPはアップダウンカウンタ15をアップカ
ウント又はダウンカウントさせ、位相変調波FPの基準波
FRに対する位相差が基準波波長数xuでアップダウンカウ
ンタ15より出力される（第５図（Ｉ）参照）。ここで、
信号ｘ′を下位桁とし、信号xuを上位桁、つまり64×xu
＋ｘ′とする信号ｘは基準波FRに対する位相変調波FPの
位相差ｘとなる。したがって、可動反射鏡５の移動変位
Ｘをλ/128の分解能で検出することができる。
はダウンパルスDPはアップダウンカウンタ15をアップカ
ウント又はダウンカウントさせ、位相変調波FPの基準波
FRに対する位相差が基準波波長数xuでアップダウンカウ
ンタ15より出力される（第５図（Ｉ）参照）。ここで、
信号ｘ′を下位桁とし、信号xuを上位桁、つまり64×xu
＋ｘ′とする信号ｘは基準波FRに対する位相変調波FPの
位相差ｘとなる。したがって、可動反射鏡５の移動変位
Ｘをλ/128の分解能で検出することができる。
第５図（Ｄ），（Ｆ）及び（Ｊ）における破線特性Ａ
はPLL回路の追従遅れがない場合の値を示しており、同
図（Ｊ）の斜線部Ｂは追従遅れによる誤差、つまり変位
検出誤差を示している。
はPLL回路の追従遅れがない場合の値を示しており、同
図（Ｊ）の斜線部Ｂは追従遅れによる誤差、つまり変位
検出誤差を示している。
以上の如く第４図の従来装置では、第５図のタイミン
グチャートの信号ｘのようにPLL回路の追従遅れがない
場合に比べ、斜線部Ｂのような大きな変位検出誤差を生
じてしまう。
グチャートの信号ｘのようにPLL回路の追従遅れがない
場合に比べ、斜線部Ｂのような大きな変位検出誤差を生
じてしまう。
（発明が解決しようとする課題） 第４図の従来例ではレーザ発振器１の発振光f1及びf2
の差周波数、つまり基準波FRの周波数は第５図のタイミ
ングチャートのように変動し易く、この為LPFを持つPLL
回路では、基準波FRの周波数変動にカウントパルスCL
K′の周波数が正確に同期追従できない。この為、変位
検出値にこの追従誤差分の変位検出誤差が生ずるという
問題がある。また、変位検出量を高い分解能で得るため
には高周波のカウントパルス及びカウンタを必要とし、
高分解能化が困難である。
の差周波数、つまり基準波FRの周波数は第５図のタイミ
ングチャートのように変動し易く、この為LPFを持つPLL
回路では、基準波FRの周波数変動にカウントパルスCL
K′の周波数が正確に同期追従できない。この為、変位
検出値にこの追従誤差分の変位検出誤差が生ずるという
問題がある。また、変位検出量を高い分解能で得るため
には高周波のカウントパルス及びカウンタを必要とし、
高分解能化が困難である。
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、
本発明の目的は、レーザ測長器等の位相変位方式による
変位量検出器からの信号を高精度の変位量に比例し数値
に変換し、かつ変位検出量の高分解能化の容易な変位検
出装置を提供することにある。
本発明の目的は、レーザ測長器等の位相変位方式による
変位量検出器からの信号を高精度の変位量に比例し数値
に変換し、かつ変位検出量の高分解能化の容易な変位検
出装置を提供することにある。
（課題を解決するための手段） 本発明は、変位量を基準波に対する位相変調波として
出力する検出器の変位検出装置に関するもので、本発明
の上記目的は、前記基準波の立上がり又は立下がりの少
くとも一方のタイミングで前記位相変調波をサンプリン
グする第１のサンプルホールド手段と、前記サンプルタ
イミングから前記基準波の1/4周期前と1/4周期後のタイ
ミングで前記位相変調波をそれぞれサンプリングし、サ
ンプリングした一方の信号を反転した信号と他方の信号
との中間値を出力する第２のサンプルホールド手段と、
前記第１及び第２のサンプルホールド手段からのサンプ
ル信号をそれぞれデジタル値に変換するA/D変換手段
と、前記A/D変換手段からの２つのデジタル値を前記変
位量に変換する数値変換手段とを具備することによっ
て、あるいは前記位相変調波を矩形波に変換する変換手
段と、前記基準波の立上がり又は立下がりの少くとも一
方のタイミングで前記矩形波を記憶する第１の記憶手段
と、前記記憶タイミングから前記基準波の周期の1/4ず
れたタイミングで前記矩形波を記憶する第２の記憶手段
と、前記第１及び第２の記憶手段からの記憶値の変化に
応じて前記変位量を算出するようにアップダウン計数す
る計数手段とを具備することによって達成される。
出力する検出器の変位検出装置に関するもので、本発明
の上記目的は、前記基準波の立上がり又は立下がりの少
くとも一方のタイミングで前記位相変調波をサンプリン
グする第１のサンプルホールド手段と、前記サンプルタ
イミングから前記基準波の1/4周期前と1/4周期後のタイ
ミングで前記位相変調波をそれぞれサンプリングし、サ
ンプリングした一方の信号を反転した信号と他方の信号
との中間値を出力する第２のサンプルホールド手段と、
前記第１及び第２のサンプルホールド手段からのサンプ
ル信号をそれぞれデジタル値に変換するA/D変換手段
と、前記A/D変換手段からの２つのデジタル値を前記変
位量に変換する数値変換手段とを具備することによっ
て、あるいは前記位相変調波を矩形波に変換する変換手
段と、前記基準波の立上がり又は立下がりの少くとも一
方のタイミングで前記矩形波を記憶する第１の記憶手段
と、前記記憶タイミングから前記基準波の周期の1/4ず
れたタイミングで前記矩形波を記憶する第２の記憶手段
と、前記第１及び第２の記憶手段からの記憶値の変化に
応じて前記変位量を算出するようにアップダウン計数す
る計数手段とを具備することによって達成される。
（作用） 本発明にあっては、基準波に同期して位相変調波から
測定変位量の正弦値と余弦値に比例した成分を抽出し、
この値から測定変位量を求めているため、基準波の変動
によるPLL回路のような応答遅れ要素がない。また、測
定変位量の検出分解能はA/D変換器の分解能で決まり、
一般に高分解能なA/D変換器ほど変換速度は低速である
が、本発明のように上位桁を計数手段により得ることに
より、測定変位量の変化速度が速い場合でも変換速度の
遅いA/D変換器が使用できるため、容易に測定変位量の
高分解能検出が可能である。
測定変位量の正弦値と余弦値に比例した成分を抽出し、
この値から測定変位量を求めているため、基準波の変動
によるPLL回路のような応答遅れ要素がない。また、測
定変位量の検出分解能はA/D変換器の分解能で決まり、
一般に高分解能なA/D変換器ほど変換速度は低速である
が、本発明のように上位桁を計数手段により得ることに
より、測定変位量の変化速度が速い場合でも変換速度の
遅いA/D変換器が使用できるため、容易に測定変位量の
高分解能検出が可能である。
（実施例） 以下、図面に基づいて本発明の実施例を説明する。
第１図はレーザ測長器と本発明による変位検出装置の
一実施例を、第４図に対応させて示す構成図であり、そ
の動作を第２図及び第３図のタイミングチャートを参照
して説明する。
一実施例を、第４図に対応させて示す構成図であり、そ
の動作を第２図及び第３図のタイミングチャートを参照
して説明する。
第１図において、レーザ発振器1,ビームスプリッタ2,
3及び固定反射鏡4,可動反射鏡5,フォトディテクタ6,7は
第４図と全く同じレーザ測長器を示しており、ここでは
その説明を省略する。
3及び固定反射鏡4,可動反射鏡5,フォトディテクタ6,7は
第４図と全く同じレーザ測長器を示しており、ここでは
その説明を省略する。
第２図（Ａ）に示すようなフォトディテクタ６からの
基準波FRはコンパレータ23により第２図（Ｃ）に示すよ
うな信号DFRに波形整形されてエッジ検出器26,27に入力
され、基準波FRの立上りと立下りに同期した第２図
（Ｅ），（Ｆ）に示すようなパルス信号SSP,SSNが出力
される。又、基準波FRは積分器22により基準波FRの周期
の1/4（π/2）の位相の遅れた第２図（Ｂ）に示すよう
な波形FR′となり、コンパレータ24で第２図（Ｄ）に示
すような信号DFRに波形整形されてエッジ検出器28,29に
入力され、基準波FRの立上り，立下りから基準波FRの周
期の1/4（以降、この遅れをTbとする）遅れたタイミン
グに同期し第２図（Ｇ），（Ｈ）に示すようなパルス信
号CSP,CSNが出力される。
基準波FRはコンパレータ23により第２図（Ｃ）に示すよ
うな信号DFRに波形整形されてエッジ検出器26,27に入力
され、基準波FRの立上りと立下りに同期した第２図
（Ｅ），（Ｆ）に示すようなパルス信号SSP,SSNが出力
される。又、基準波FRは積分器22により基準波FRの周期
の1/4（π/2）の位相の遅れた第２図（Ｂ）に示すよう
な波形FR′となり、コンパレータ24で第２図（Ｄ）に示
すような信号DFRに波形整形されてエッジ検出器28,29に
入力され、基準波FRの立上り，立下りから基準波FRの周
期の1/4（以降、この遅れをTbとする）遅れたタイミン
グに同期し第２図（Ｇ），（Ｈ）に示すようなパルス信
号CSP,CSNが出力される。
第２図（Ｊ）に示すようなフォトディテクタ７からの
位相変調波FPは自動振幅調整器21により振幅が一定の位
相変調波FP′となる。位相変調波FP′はサンプルホール
ド回路39,40,41でそれぞれＤタイプフリップフロップ3
0,31,32からのサンプル信号によりサンプリングされ
る。ここでＤタイプフリップフロップ30,31,32ではマイ
クロコンピュータ52からの第２図（Ｉ）に示すようなサ
ンプル指令信号SMPがエッジ検出器26,27,28からのパル
ス信号SSP,SSN,CSPに同期したタイミングに修正され、
修正後の信号はそれぞれサンプルホールド回路39,40,41
に入力される。これにより、サンプルホールド回路39,4
0,41では位相変調波FP′がそれぞれ基準波FRの立上りタ
イミングと立下りタイミングとそれらの中間タイミング
でサンプリングされる。
位相変調波FPは自動振幅調整器21により振幅が一定の位
相変調波FP′となる。位相変調波FP′はサンプルホール
ド回路39,40,41でそれぞれＤタイプフリップフロップ3
0,31,32からのサンプル信号によりサンプリングされ
る。ここでＤタイプフリップフロップ30,31,32ではマイ
クロコンピュータ52からの第２図（Ｉ）に示すようなサ
ンプル指令信号SMPがエッジ検出器26,27,28からのパル
ス信号SSP,SSN,CSPに同期したタイミングに修正され、
修正後の信号はそれぞれサンプルホールド回路39,40,41
に入力される。これにより、サンプルホールド回路39,4
0,41では位相変調波FP′がそれぞれ基準波FRの立上りタ
イミングと立下りタイミングとそれらの中間タイミング
でサンプリングされる。
ここで、これらのサンプル値と移動変位Ｘの関係につ
いて説明する。先ず、基準波FRはその角周波数をωＲと
すると次式（２）で表わされる。
いて説明する。先ず、基準波FRはその角周波数をωＲと
すると次式（２）で表わされる。
FR（ｔ）＝SIN（ωRt） ……（２） また、位相変調波FP′は次式（３）で表わされる。
上式（２），（３）よりサンプルホールド回路39がサ
ンプリングする値PS（第２図（Ｋ）参照）はFR（ｔ）の
立上り時、つまりSIN（ωRt）＝0,COS（ωRt）＝１の時
であることから次式（４）となる。
ンプリングする値PS（第２図（Ｋ）参照）はFR（ｔ）の
立上り時、つまりSIN（ωRt）＝0,COS（ωRt）＝１の時
であることから次式（４）となる。
また、サンプルホールド回路40がサンプリングする値
NS（第２図（Ｌ）参照）はFR（ｔ）の立下り時、つまり
SIN（ωRt）＝0,COS（ωRt）＝−１の時であることから
次式（５）となる。
NS（第２図（Ｌ）参照）はFR（ｔ）の立下り時、つまり
SIN（ωRt）＝0,COS（ωRt）＝−１の時であることから
次式（５）となる。
さらに、サンプルホールド回路41がサンプリングする
値AC（第２図（Ｎ）参照）はFR（ｔ）の立上りと立下り
の中間であることからSIN（ωRt）＝1,COS（ωRt）＝０
の時で次式（６）となる。
値AC（第２図（Ｎ）参照）はFR（ｔ）の立上りと立下り
の中間であることからSIN（ωRt）＝1,COS（ωRt）＝０
の時で次式（６）となる。
以上のことから、サンプルホールド回路39,40,41は測
定変位Ｘの正弦値と余弦値に比例した値を出力すること
が理解できる。ただし、上式（４）〜（６）は測定変位
Ｘが静止しているときに成立する式であり、実際は測定
変位Ｘが変化している場合は、Ｘ＝ｘ（ｔ）とすると上
式（４）〜（６）はそれぞれ次式（７）〜（９）とな
る。
定変位Ｘの正弦値と余弦値に比例した値を出力すること
が理解できる。ただし、上式（４）〜（６）は測定変位
Ｘが静止しているときに成立する式であり、実際は測定
変位Ｘが変化している場合は、Ｘ＝ｘ（ｔ）とすると上
式（４）〜（６）はそれぞれ次式（７）〜（９）とな
る。
上式から測定変位Ｘの変化が速いとｔ′時の正弦値 に対しサンプル値PS,NSの値は誤差が生じる。このた
め、オペレーションアンプリファイア42によりサンプル
ホールド回路39,40の出力信号PS,NSで次式（10）の演算
処理が行なわれ、第２図（Ｍ）に示すような信号ASを得
ている。
め、オペレーションアンプリファイア42によりサンプル
ホールド回路39,40の出力信号PS,NSで次式（10）の演算
処理が行なわれ、第２図（Ｍ）に示すような信号ASを得
ている。
上式（10）は の前後の値の平均値であり、このことから として、測定変位Ｘの変化が速い場合でもほぼ同時刻
ｔ′の測定変位Ｘの正弦値と余弦値に比例した値AS及び
ACを得ることができる。
ｔ′の測定変位Ｘの正弦値と余弦値に比例した値AS及び
ACを得ることができる。
次に、信号AS,ACとはA/D変換器43,44で数値化されマ
イクロコンピュータ52へ正弦値信号DS,余弦値信号DCと
して入力される。
イクロコンピュータ52へ正弦値信号DS,余弦値信号DCと
して入力される。
そして、マイクロコンピュータでは次式（11）がソフ
ト処理により演算される。
ト処理により演算される。
以上の処理で測定変位Ｘのλ/2の変化までを０〜255
の数値XLで表わすことができる。
の数値XLで表わすことができる。
以上の説明から理解できるように、測定変位Ｘの変化
速度が遅い場合はサンプルホールド回路39からの出力信
号を直接A/D変換器43へ入力した装置でも同様の特性を
得ることができる。
速度が遅い場合はサンプルホールド回路39からの出力信
号を直接A/D変換器43へ入力した装置でも同様の特性を
得ることができる。
一方、自動振幅調整器21からの位相変調波Fp′はコン
パレータ25で第２図（Ｏ）に示すような信号Dpに波形整
形されてＤタイプフリップフロップ33,34に入力され、
エッジ検出器26,27及び28,29からのパルス信号SSP,SSN
及びCSP,CSNを入力とするOR回路45及び46からのパルス
信号SL（第３図（Ａ）参照）及びCLにより基準波FRの立
上がり，立下がり時の値Ａ（第２図（Ｐ）参照）及び基
準波FRの立上がり，立下がり時からTd遅れたタイミング
の値Ｂ（第２図（Ｒ）参照）が記憶される。また、NOT
回路35,36ではコンパレータ23,24からの信号DFR,DFR′
が反転されてそれぞれが排他論理回路48,49に入力され
る。そして、排他論理回路48,49ではＤタイプフリップ
フロップ33,34からの信号A,BがNOT回路35,36からの信号
により反転され、反転された各信号A1（第２図（Ｑ）参
照）,B1（第２図（Ｓ）参照）がＤタイプフリップフロ
ップ37,38に入力される。
パレータ25で第２図（Ｏ）に示すような信号Dpに波形整
形されてＤタイプフリップフロップ33,34に入力され、
エッジ検出器26,27及び28,29からのパルス信号SSP,SSN
及びCSP,CSNを入力とするOR回路45及び46からのパルス
信号SL（第３図（Ａ）参照）及びCLにより基準波FRの立
上がり，立下がり時の値Ａ（第２図（Ｐ）参照）及び基
準波FRの立上がり，立下がり時からTd遅れたタイミング
の値Ｂ（第２図（Ｒ）参照）が記憶される。また、NOT
回路35,36ではコンパレータ23,24からの信号DFR,DFR′
が反転されてそれぞれが排他論理回路48,49に入力され
る。そして、排他論理回路48,49ではＤタイプフリップ
フロップ33,34からの信号A,BがNOT回路35,36からの信号
により反転され、反転された各信号A1（第２図（Ｑ）参
照）,B1（第２図（Ｓ）参照）がＤタイプフリップフロ
ップ37,38に入力される。
ここで、信号A1,B1は上式（４）〜（６）により推測
できるように次式（12），（13）となる。
できるように次式（12），（13）となる。
上式（12），（13）から信号A1,B1は測定変位Ｘの変
化によって変化する２相式のパルスジェネレータの出力
信号と同等になることが理解できる。したがって、測定
変位Ｘが一定速で変化している時の信号A1,B1の変化を
図に示すと第３図（Ｂ），（Ｃ）のようになる。
化によって変化する２相式のパルスジェネレータの出力
信号と同等になることが理解できる。したがって、測定
変位Ｘが一定速で変化している時の信号A1,B1の変化を
図に示すと第３図（Ｂ），（Ｃ）のようになる。
そして、信号A1,B1はＤタイプフリップフロップ37,38
にてOR回路45,46からのパルス信号SL,CLにより新しい値
に変化する１つ前の値A2（第３図（Ｄ）参照）,B2（第
３図（Ｅ）参照）として記憶される。そして、信号A1,A
2,B1,B2はデコーダ50へ入力され、これらの信号とOR回
路45からのパルス信号SLによりアップダウンカウンタ51
をアップダウンさせるカウントパルス信号UP（第３図
（Ｆ）参照）,DP（第３図（Ｇ）参照）が次式（14）で
求められてアップダウンカウンタ51に入力される。
にてOR回路45,46からのパルス信号SL,CLにより新しい値
に変化する１つ前の値A2（第３図（Ｄ）参照）,B2（第
３図（Ｅ）参照）として記憶される。そして、信号A1,A
2,B1,B2はデコーダ50へ入力され、これらの信号とOR回
路45からのパルス信号SLによりアップダウンカウンタ51
をアップダウンさせるカウントパルス信号UP（第３図
（Ｆ）参照）,DP（第３図（Ｇ）参照）が次式（14）で
求められてアップダウンカウンタ51に入力される。
そして、変位量Ｘの変化をλ/2の分解能で示す第３図
（Ｈ）に示すような数値信号Xu′がアップダウンカウン
タ51からマイクロコンピュータ52に入力され、この数値
信号Xu′とＤタイプフリップフロップ37からの信号A2
が、サンプル指令信号SMPを出力するタイミングで読取
られる。そいて、数値XLの最上位ビットMSBと信号A2の
関係により次式（15）の処理を行なうことで、数値信号
Xu′は数値XLを下位桁とする数になめらかにつながる上
位桁数値Xuに変換され、数値Xuを上位桁とする数値Ｘ′
による測定変位Ｘのλ/2×（アップダウンカウンタの最
大値）までの長ストロークをλ/512の分解能で表わすこ
とができる。
（Ｈ）に示すような数値信号Xu′がアップダウンカウン
タ51からマイクロコンピュータ52に入力され、この数値
信号Xu′とＤタイプフリップフロップ37からの信号A2
が、サンプル指令信号SMPを出力するタイミングで読取
られる。そいて、数値XLの最上位ビットMSBと信号A2の
関係により次式（15）の処理を行なうことで、数値信号
Xu′は数値XLを下位桁とする数になめらかにつながる上
位桁数値Xuに変換され、数値Xuを上位桁とする数値Ｘ′
による測定変位Ｘのλ/2×（アップダウンカウンタの最
大値）までの長ストロークをλ/512の分解能で表わすこ
とができる。
以上の例では測定変位の速い変化に応答できるようエ
ッジ検出器26,27,28,29により基準波FRの周期の半分の
周期で位相変調波Dpを記憶したが、エッジ検出器26,28
からのパルス信号SSP,CSPをＤタイプフリップフロップ3
3,34のクロック入力へそれぞれ直接入力し、位相変調波
をそれぞれ基準波FRと同じ周期でＤタイプフリップフロ
ップ33,34に記憶した出力信号を直接信号A1,B1として使
用しても同様の動作を行なうことができる。ただし、こ
のときは測定変位の変化に対する応答性は約半分にな
る。
ッジ検出器26,27,28,29により基準波FRの周期の半分の
周期で位相変調波Dpを記憶したが、エッジ検出器26,28
からのパルス信号SSP,CSPをＤタイプフリップフロップ3
3,34のクロック入力へそれぞれ直接入力し、位相変調波
をそれぞれ基準波FRと同じ周期でＤタイプフリップフロ
ップ33,34に記憶した出力信号を直接信号A1,B1として使
用しても同様の動作を行なうことができる。ただし、こ
のときは測定変位の変化に対する応答性は約半分にな
る。
（発明の効果） 以上のように本発明の変位検出装置によれば、変位量
を基準波に対する位相変調波として出力する検出器の変
位量を、基準波の変化に同期してサンプリングした位相
変調波のレベルにより変位量を求めている。したがっ
て、基準波が周波数変動した場合の検出変位量の誤差を
無くすことができる。また、高分解能化が低速高分解能
なA/D変換器で実現できるため、従来のような高い周波
数を発振する発振器や高応答のカウンタを必要とせず、
安価な装置とすることができる。
を基準波に対する位相変調波として出力する検出器の変
位量を、基準波の変化に同期してサンプリングした位相
変調波のレベルにより変位量を求めている。したがっ
て、基準波が周波数変動した場合の検出変位量の誤差を
無くすことができる。また、高分解能化が低速高分解能
なA/D変換器で実現できるため、従来のような高い周波
数を発振する発振器や高応答のカウンタを必要とせず、
安価な装置とすることができる。
第１図は本発明の変位検出装置の一例を示すブロック
図、第２図及び第３図はその動作例を示すタイミングチ
ャート、第４図は従来の変位検出装置の一例を示すブロ
ック図、第５図はその動作例を示すタイミングチャート
である。 １……レーザ発振器、2,3……ビームスプリッタ、４…
…固定反射鏡、５……可動反射鏡、6,7……フォトディ
テクタ、８……カウンタ、９……位相比較器、10……LP
F、11……VCO、12,13……ラッチ回路、14……パルス発
生器、15,51……アップダウンカウンタ、17,23,24,25…
…コンパレータ、21……自動振幅調整器、22……積分
器、26,27,28,29……エッジ検出器、30,31,32,33,34,3
7,38……Ｄタイプフリップフロップ、39,40,41……サン
プルホールド回路、42……オペレーションアンプリファ
イア、43,44……A/D変換器、45,46……OR回路、35,36…
…NOT回路、48,49……排他論理和回路、50……デコー
ダ、52……マイクロコンピュータ。
図、第２図及び第３図はその動作例を示すタイミングチ
ャート、第４図は従来の変位検出装置の一例を示すブロ
ック図、第５図はその動作例を示すタイミングチャート
である。 １……レーザ発振器、2,3……ビームスプリッタ、４…
…固定反射鏡、５……可動反射鏡、6,7……フォトディ
テクタ、８……カウンタ、９……位相比較器、10……LP
F、11……VCO、12,13……ラッチ回路、14……パルス発
生器、15,51……アップダウンカウンタ、17,23,24,25…
…コンパレータ、21……自動振幅調整器、22……積分
器、26,27,28,29……エッジ検出器、30,31,32,33,34,3
7,38……Ｄタイプフリップフロップ、39,40,41……サン
プルホールド回路、42……オペレーションアンプリファ
イア、43,44……A/D変換器、45,46……OR回路、35,36…
…NOT回路、48,49……排他論理和回路、50……デコー
ダ、52……マイクロコンピュータ。
Claims (3)
- 【請求項１】変位量を基準波に対する位相変調波として
出力する検出器の変位検出装置において、前記基準波の
立上がり又は立下がりの少くとも一方のタイミングで前
記位相変調波をサンプリングする第１のサンプルホール
ド手段と、前記サンプルタイミングから前記基準波の1/
4周期前と1/4周期後のタイミングで前記位相変調波をそ
れぞれサンプリングし、サンプリングした一方の信号を
反転した信号と他方の信号との中間値を出力する第２の
サンプルホールド手段と、前記第１及び第２のサンプル
ホールド手段からのサンプル信号をそれぞれデジタル値
に変換するA/D変換手段と、前記A/D変換手段からの２つ
のデジタル値を前記変位量に変換する数値変換手段とを
備えたことを特徴とする変位検出装置。 - 【請求項２】変位量を基準波に対する位相変調波として
出力する検出器の変位検出装置において、前記位相変調
波を矩形波に変換する変換手段と、前記基準波の立上が
り又は立下がりの少くとも一方のタイミングで前記矩形
波を記憶する第１の記憶手段と、前記記憶タイミングか
ら前記基準波の周期の1/4ずれたタイミングで前記矩形
波を記憶する第２の記憶手段と、前記第１及び第２の記
憶手段からの記憶値の変化に応じて前記変位量を算出す
るようにアップダウン計数する計数手段とを備えたこと
を特徴とする変位検出装置。 - 【請求項３】前記第１及び第２の記憶手段が、前記基準
波の1/2の周期で前記矩形波を記憶し、記憶した値とこ
の値を反転した値とを交互に出力するようになっている
請求項２に記載の変位検出装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2202971A JP2940559B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | 変位検出装置 |
| US07/735,909 US5194907A (en) | 1990-07-31 | 1991-07-25 | Displacement detecting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2202971A JP2940559B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | 変位検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0489507A JPH0489507A (ja) | 1992-03-23 |
| JP2940559B2 true JP2940559B2 (ja) | 1999-08-25 |
Family
ID=16466197
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2202971A Expired - Fee Related JP2940559B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | 変位検出装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5194907A (ja) |
| JP (1) | JP2940559B2 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AUPR262801A0 (en) * | 2001-01-19 | 2001-02-15 | Orica Explosives Technology Pty Ltd | Method of blasting |
| JP2004527765A (ja) * | 2001-05-30 | 2004-09-09 | イーグル レイ コーポレーション | 距離測定用光学センサー |
| JP5433846B2 (ja) * | 2008-04-07 | 2014-03-05 | 株式会社ミツトヨ | レーザ干渉測長装置及びレーザ干渉測長方法 |
| JP5596915B2 (ja) * | 2008-10-21 | 2014-09-24 | アズビル株式会社 | 物理量センサおよび物理量計測方法 |
| JP5596917B2 (ja) * | 2008-11-11 | 2014-09-24 | アズビル株式会社 | 物理量センサおよび物理量計測方法 |
| JP5421577B2 (ja) * | 2008-12-03 | 2014-02-19 | アズビル株式会社 | 物理量センサおよび物理量計測方法 |
| JP5663148B2 (ja) | 2009-06-29 | 2015-02-04 | アズビル株式会社 | 計数装置、物理量センサ、計数方法および物理量計測方法 |
| CN102792183B (zh) | 2010-03-10 | 2014-11-26 | 阿自倍尔株式会社 | 物理量传感器以及物理量测量方法 |
| US8537341B2 (en) | 2010-03-16 | 2013-09-17 | Azbil Corporation | Physical quantity sensor and physical quantity measuring method |
| US10333503B1 (en) | 2018-11-26 | 2019-06-25 | Quantum Machines | Quantum controller with modular and dynamic pulse generation and routing |
| US10931267B1 (en) | 2019-07-31 | 2021-02-23 | Quantum Machines | Frequency generation in a quantum controller |
| US10862465B1 (en) | 2019-09-02 | 2020-12-08 | Quantum Machines | Quantum controller architecture |
| US11245390B2 (en) | 2019-09-02 | 2022-02-08 | Quantum Machines | Software-defined pulse orchestration platform |
| US11126926B1 (en) * | 2020-03-09 | 2021-09-21 | Quantum Machines | Concurrent results processing in a quantum control system |
| US12111352B2 (en) | 2022-01-24 | 2024-10-08 | Quantum Machines | Machine learning for syncing multiple FPGA ports in a quantum system |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5491355A (en) * | 1977-12-28 | 1979-07-19 | Nippon Chemical Ind | Device for measuring displacement |
| US4443107A (en) * | 1981-08-03 | 1984-04-17 | Alexander David H | Optical displacement sensor |
| JPS60149902A (ja) * | 1984-01-17 | 1985-08-07 | Toshiba Corp | 光干渉計測装置 |
| US4688940A (en) * | 1985-03-12 | 1987-08-25 | Zygo Corporation | Heterodyne interferometer system |
| JPH0641843B2 (ja) * | 1986-04-03 | 1994-06-01 | 株式会社東京精密 | 計測信号の変換回路 |
| US4715706A (en) * | 1986-10-20 | 1987-12-29 | Wang Charles P | Laser doppler displacement measuring system and apparatus |
-
1990
- 1990-07-31 JP JP2202971A patent/JP2940559B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-07-25 US US07/735,909 patent/US5194907A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5194907A (en) | 1993-03-16 |
| JPH0489507A (ja) | 1992-03-23 |
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