JPH0753105Y2 - 垂直ラスタセンタリング回路 - Google Patents
垂直ラスタセンタリング回路Info
- Publication number
- JPH0753105Y2 JPH0753105Y2 JP1989093933U JP9393389U JPH0753105Y2 JP H0753105 Y2 JPH0753105 Y2 JP H0753105Y2 JP 1989093933 U JP1989093933 U JP 1989093933U JP 9393389 U JP9393389 U JP 9393389U JP H0753105 Y2 JPH0753105 Y2 JP H0753105Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- zener diode
- circuit
- voltage
- power supply
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Description
【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、テレビジョン受像機・コンピュータ等のディ
スクプレイ装置に用いられる受像管の垂直偏向回路、特
にラスタの位置を定めるラスタセンタリング回路に関す
る。
スクプレイ装置に用いられる受像管の垂直偏向回路、特
にラスタの位置を定めるラスタセンタリング回路に関す
る。
受像管を走査するラスタを上下して、垂直方向の位置を
設定するラスタセンタリング回路は、通常第２図のよう
に構成されている。周知のように垂直偏向回路は、垂直
ドライブ増幅器１で、垂直偏向ヨーク２にのこぎり波電
流を流し、この電流の直線性を補正するコンデンサおよ
び図示のようにその端子電圧を垂直ドライブ増幅器１に
負帰還（NF）させる帰還抵抗５とから構成されている。
そして、のこぎり波電流に直流電流をバイアス電流とし
て印加し、このバイアス電流の値を変えることによって
ラスタを上下方向に移動することができる。従来、この
バイアス電流の供給は、可変直流電源７を抵抗８を介し
て、垂直偏向ヨーク２の低電位側（図では垂直偏向ヨー
ク２と、補正コンデンサ４との接続点Ｍ）に接続したセ
ンタリング回路６で行なっている。
設定するラスタセンタリング回路は、通常第２図のよう
に構成されている。周知のように垂直偏向回路は、垂直
ドライブ増幅器１で、垂直偏向ヨーク２にのこぎり波電
流を流し、この電流の直線性を補正するコンデンサおよ
び図示のようにその端子電圧を垂直ドライブ増幅器１に
負帰還（NF）させる帰還抵抗５とから構成されている。
そして、のこぎり波電流に直流電流をバイアス電流とし
て印加し、このバイアス電流の値を変えることによって
ラスタを上下方向に移動することができる。従来、この
バイアス電流の供給は、可変直流電源７を抵抗８を介し
て、垂直偏向ヨーク２の低電位側（図では垂直偏向ヨー
ク２と、補正コンデンサ４との接続点Ｍ）に接続したセ
ンタリング回路６で行なっている。
上記従来のセンタリング回路６の供給するバイアス電流
は、可変直流電源７の電圧とＭ点の電圧との電圧差およ
び抵抗８によってきまる。ところがＭ点の電圧波形は補
正コンデンサ４におよび帰還抵抗５によって図において
矢印で指示したパラボラ状電圧波形となるので、バイア
ス電流もこのパラボラ状に変調された波形になる。通常
は、ラスタの上下の移動はごくわずかな場合が多く、そ
の場合には、わずかのバイアス電流を流すだけでよいの
で、センタリング回路６がＭ点のパラボラ状電圧波形に
与える影響は無視できるものである。しかしラスタを垂
直方向に大幅に移動させたい場合、あるいは高精細なデ
ィスクプレイ装置に用いてラスタを垂直方向に微調整し
たい場合ではセンタリング回路６が与える影響は無視で
きなくなる。
は、可変直流電源７の電圧とＭ点の電圧との電圧差およ
び抵抗８によってきまる。ところがＭ点の電圧波形は補
正コンデンサ４におよび帰還抵抗５によって図において
矢印で指示したパラボラ状電圧波形となるので、バイア
ス電流もこのパラボラ状に変調された波形になる。通常
は、ラスタの上下の移動はごくわずかな場合が多く、そ
の場合には、わずかのバイアス電流を流すだけでよいの
で、センタリング回路６がＭ点のパラボラ状電圧波形に
与える影響は無視できるものである。しかしラスタを垂
直方向に大幅に移動させたい場合、あるいは高精細なデ
ィスクプレイ装置に用いてラスタを垂直方向に微調整し
たい場合ではセンタリング回路６が与える影響は無視で
きなくなる。
又、ラスタを垂直方向に大幅に移動させたい場合には、
電圧可変範囲の広い可変直流電源７を用意しなければな
らなかった。
電圧可変範囲の広い可変直流電源７を用意しなければな
らなかった。
さらに、従来のセンタリング回路６では、単に可変直流
電源７の電圧値を調整するのみで、バイアス電流を制御
していたので、ラスタの垂直方向の調整精度は低かっ
た。
電源７の電圧値を調整するのみで、バイアス電流を制御
していたので、ラスタの垂直方向の調整精度は低かっ
た。
加えて、可変直流電源７の電圧値の初期変動や経時的変
化が、そのままラスタの垂直方向の変動として現れる原
理的欠点を有していた。
化が、そのままラスタの垂直方向の変動として現れる原
理的欠点を有していた。
本考案の目的は、上記の欠点を除去し、垂直変更回路に
おいて、変更ヨークに一定電流のバイアスを高安定・高
精度かつ微調可能に与えることのできるセンタリング回
路を提供することにある。
おいて、変更ヨークに一定電流のバイアスを高安定・高
精度かつ微調可能に与えることのできるセンタリング回
路を提供することにある。
本考案の垂直ラスタセンタリング回路は、変更コイルの
低電位端にコレクタを接続した第１のトランジスタと、
この第１のトランジスタのエミッタを第１の抵抗を介し
て第１の直流定電圧源に接続し、さらにこの第１のトラ
ンジスタのベースにアノードが接続された第１のツェナ
ーダイオードを備え、前記第１のトランジスタのコレク
タに第２のトランジスタのコレクタを接続し、この第２
のトランジスタのエミッタを第２の抵抗を介して第２の
直流定電圧源に接続し、さらに第２のトランジスタにカ
ソードが接続された第２のツェナーダイオードを備え、
第１のトランジスタと第２のトランジスタは相補型とし
て構成され、さらに前記第１のツェナーダイオードのカ
ソードと第２のツェナーダイオードのアノードを接続
し、この接続点を制御端子として、差動増幅回路の差動
出力を接続し、当該差動増幅回路の一方の差動入力には
電源電圧を固定抵抗により抵抗分圧した基準電圧を入力
し、当該差動増幅回路の他方の差動入力には前記電源電
圧をポテンショメータにより抵抗分圧した比較電圧を入
力したものである。
低電位端にコレクタを接続した第１のトランジスタと、
この第１のトランジスタのエミッタを第１の抵抗を介し
て第１の直流定電圧源に接続し、さらにこの第１のトラ
ンジスタのベースにアノードが接続された第１のツェナ
ーダイオードを備え、前記第１のトランジスタのコレク
タに第２のトランジスタのコレクタを接続し、この第２
のトランジスタのエミッタを第２の抵抗を介して第２の
直流定電圧源に接続し、さらに第２のトランジスタにカ
ソードが接続された第２のツェナーダイオードを備え、
第１のトランジスタと第２のトランジスタは相補型とし
て構成され、さらに前記第１のツェナーダイオードのカ
ソードと第２のツェナーダイオードのアノードを接続
し、この接続点を制御端子として、差動増幅回路の差動
出力を接続し、当該差動増幅回路の一方の差動入力には
電源電圧を固定抵抗により抵抗分圧した基準電圧を入力
し、当該差動増幅回路の他方の差動入力には前記電源電
圧をポテンショメータにより抵抗分圧した比較電圧を入
力したものである。
本考案では、偏向ヨークに流入し、あるいは流出される
ように電流の向きを変え、しかも電流の大きさが前記制
御手段によって安定かつ高精度に制御された定電流回路
を設けてある。この安定かつ高精度に制御された定電流
がバイアス電流として偏向電流に正または負方向に加わ
りのこぎり波形を歪ますことなくラスタを安定かつ高精
度に垂直方向に調整移動させる。
ように電流の向きを変え、しかも電流の大きさが前記制
御手段によって安定かつ高精度に制御された定電流回路
を設けてある。この安定かつ高精度に制御された定電流
がバイアス電流として偏向電流に正または負方向に加わ
りのこぎり波形を歪ますことなくラスタを安定かつ高精
度に垂直方向に調整移動させる。
以下、図面を参照して、本考案の一実施例につき説明す
る。第１図は垂直偏向回路と、それに組込まれた実施例
のセンタリング回路の回路例である。垂直偏向回路は従
来例で説明したとおりであって、偏向ヨーク２の低電位
側と、直線性補正コンデンサ４との接続点Ｍにセンタリ
ング回路が結合されている。
る。第１図は垂直偏向回路と、それに組込まれた実施例
のセンタリング回路の回路例である。垂直偏向回路は従
来例で説明したとおりであって、偏向ヨーク２の低電位
側と、直線性補正コンデンサ４との接続点Ｍにセンタリ
ング回路が結合されている。
基準電圧Vsは電源電圧VDを抵抗11,12によって分割して
得られ、また調整用可変電圧Viは電源電圧VDに接続され
た多回転型のポテンショメータ13で得られる。ここでは
単なる可変抵抗器に代えてポテンショメータ13を採用
し、高精度・高確度かつ微調可能としている。電圧VB，
V1は、定電流回路の制御手段である差動増幅器14の正入
力端子，負入力端子にそれぞれ入力する。差動増幅器14
の出力電圧Vpは（Vi−Vs）・R2／R1となる。
得られ、また調整用可変電圧Viは電源電圧VDに接続され
た多回転型のポテンショメータ13で得られる。ここでは
単なる可変抵抗器に代えてポテンショメータ13を採用
し、高精度・高確度かつ微調可能としている。電圧VB，
V1は、定電流回路の制御手段である差動増幅器14の正入
力端子，負入力端子にそれぞれ入力する。差動増幅器14
の出力電圧Vpは（Vi−Vs）・R2／R1となる。
即ち抵抗値R2，R1により決定される増幅率R2／R1が乗算
され、変化率及び設定電圧範囲を自在に設定可能であ
る。
され、変化率及び設定電圧範囲を自在に設定可能であ
る。
この際、電圧VB，V1は共に電源電圧VDを抵抗分圧して得
ており、さらにこれら電圧VB，V1は差動増幅器14の両差
動入力にそれぞれ接続されているので、電源電圧VDの電
圧変動を自律的に打ち消し合う。
ており、さらにこれら電圧VB，V1は差動増幅器14の両差
動入力にそれぞれ接続されているので、電源電圧VDの電
圧変動を自律的に打ち消し合う。
定電流回路は、電源電圧VD（第２の直流定電圧源）とア
ース（第１の直流定電圧源）との間に直列に接続された
pnpトランジスタ（第２のトランジスタ）18,npnトラン
ジスタ（第１のトランジスタ）19とから構成される。ト
ランジスタ18,19は互いにコレクタで結ばれ、偏向回路
の接続点Ｍに接続される。そしてトランジスタ18のエミ
ッタは抵抗（第２の抵抗）17を介して電源電圧VDに、ト
ランジスタ19のエミッタは抵抗（第１の抵抗）20を介し
てアースに接続されるとともに、トランジスタ18,19の
ベースは図示のような極性で直列になったツェナーダイ
オード15（第２のツェナーダイオード）およびツェナー
ダイオード16（第１のツェナーダイオード）で結ばれ、
ツェナーダイオード15,16の接続点Ｑに差動増幅器14の
出力電圧Vpが印加される。なお上述の括弧内の表示は特
許請求の範囲の請求項２に対応して表示したものであ
る。この例では第１の直流電圧源はアースであるが、も
っと一般的に例えば負の値とすることができる。
ース（第１の直流定電圧源）との間に直列に接続された
pnpトランジスタ（第２のトランジスタ）18,npnトラン
ジスタ（第１のトランジスタ）19とから構成される。ト
ランジスタ18,19は互いにコレクタで結ばれ、偏向回路
の接続点Ｍに接続される。そしてトランジスタ18のエミ
ッタは抵抗（第２の抵抗）17を介して電源電圧VDに、ト
ランジスタ19のエミッタは抵抗（第１の抵抗）20を介し
てアースに接続されるとともに、トランジスタ18,19の
ベースは図示のような極性で直列になったツェナーダイ
オード15（第２のツェナーダイオード）およびツェナー
ダイオード16（第１のツェナーダイオード）で結ばれ、
ツェナーダイオード15,16の接続点Ｑに差動増幅器14の
出力電圧Vpが印加される。なお上述の括弧内の表示は特
許請求の範囲の請求項２に対応して表示したものであ
る。この例では第１の直流電圧源はアースであるが、も
っと一般的に例えば負の値とすることができる。
上記の定電流回路はツェナーダイオード15および16のツ
ェナー電圧をそれぞれVZD15，VZD16として、トランジス
タ18,19のベース−エミッタ間のバイアス電圧をそれぞ
れVBE18，およびVBE19とすると、差動増幅器14の出力電
圧Vpが高いとき、つまりVPH＞（VZD16＋VBE19）のとき
［VPH−（VZD16＋VBE19）］の電圧が抵抗20に印加され
センタリング電流I2（偏向ヨークからの流出電源）が流
れる。また、このとき電源電圧VD＜（VPH＋VZD15＋V
BE18）（１）式となるようにツェナーダイオード15の電
圧を選んでおけば、ツェナーダイオード15およびトラン
ジスタ18はカットオフとなりセンタリング電流I1は流れ
ない。
ェナー電圧をそれぞれVZD15，VZD16として、トランジス
タ18,19のベース−エミッタ間のバイアス電圧をそれぞ
れVBE18，およびVBE19とすると、差動増幅器14の出力電
圧Vpが高いとき、つまりVPH＞（VZD16＋VBE19）のとき
［VPH−（VZD16＋VBE19）］の電圧が抵抗20に印加され
センタリング電流I2（偏向ヨークからの流出電源）が流
れる。また、このとき電源電圧VD＜（VPH＋VZD15＋V
BE18）（１）式となるようにツェナーダイオード15の電
圧を選んでおけば、ツェナーダイオード15およびトラン
ジスタ18はカットオフとなりセンタリング電流I1は流れ
ない。
一方、ポテンショメータ13を調整して、差動増幅器14の
出力電圧Vpを低くしたとき、つまりVPL＜（VD−VZD15−
VBE18）のとき、［VD−Vp−VZD15−VBE18］の電圧が抵
抗17に印加されセンタリング電流I1（偏向ヨークへの流
入電源）が流れる。また、このときVPL＜（VZD16＋V
BE19）（２）式となるようにツェナーダイオード16の電
圧VZD16を選んでおけばツェナーダイオード16およびト
ランジスタ19はカットオフとなり、センタリング電流I2
は流れない。
出力電圧Vpを低くしたとき、つまりVPL＜（VD−VZD15−
VBE18）のとき、［VD−Vp−VZD15−VBE18］の電圧が抵
抗17に印加されセンタリング電流I1（偏向ヨークへの流
入電源）が流れる。また、このときVPL＜（VZD16＋V
BE19）（２）式となるようにツェナーダイオード16の電
圧VZD16を選んでおけばツェナーダイオード16およびト
ランジスタ19はカットオフとなり、センタリング電流I2
は流れない。
ここで前記（１）式と、前記（２）式を同時に満足させ
るようにVZD15およびVZD16を定めるためには、VZD15＋V
ZD16＞VD−VBE18−VBE19となるようにツェナーダイオー
ド15,16を選べばよい。一例としてVZD15＝VZD16＝VD/2
として構成することができる。
るようにVZD15およびVZD16を定めるためには、VZD15＋V
ZD16＞VD−VBE18−VBE19となるようにツェナーダイオー
ド15,16を選べばよい。一例としてVZD15＝VZD16＝VD/2
として構成することができる。
本構成によれば、垂直センタリング電流I1およびI2は前
記のようにそれぞれI1＝（VD−Vp−VZD15−VBE18）／R
17およびI2＝（VP−VZD16−VBE19）／R20として与えら
れる。ここでR17，R20はそれぞれ抵抗17,20の抵抗値で
ある。抵抗値R1，R2を最適に選択しポテンショメータ13
を調整して、Vpを微調整することにより、それぞれVPに
応じて一定の電流となりパラボラ状電圧波形に影響を与
えない。
記のようにそれぞれI1＝（VD−Vp−VZD15−VBE18）／R
17およびI2＝（VP−VZD16−VBE19）／R20として与えら
れる。ここでR17，R20はそれぞれ抵抗17,20の抵抗値で
ある。抵抗値R1，R2を最適に選択しポテンショメータ13
を調整して、Vpを微調整することにより、それぞれVPに
応じて一定の電流となりパラボラ状電圧波形に影響を与
えない。
以上、説明したように、本考案によればセンタリング回
路として、定電流回路を構成し、さらにその定電流値を
制御手段で高安定かつ高精度に微調整することによって
出力電流の向きおよび大きさを変えるようにしている。
したがって、このセンタリング回路の出力端子を垂直偏
向回路の偏向ヨークの低電位側に接続することによっ
て、偏向電流にその時間波形に無関係にバイアス電流を
印加できる。これによりラスタを歪なく画面で上下移動
でき、広範囲に亙って高精度かつ微妙な位置設定が可能
となる。
路として、定電流回路を構成し、さらにその定電流値を
制御手段で高安定かつ高精度に微調整することによって
出力電流の向きおよび大きさを変えるようにしている。
したがって、このセンタリング回路の出力端子を垂直偏
向回路の偏向ヨークの低電位側に接続することによっ
て、偏向電流にその時間波形に無関係にバイアス電流を
印加できる。これによりラスタを歪なく画面で上下移動
でき、広範囲に亙って高精度かつ微妙な位置設定が可能
となる。
又、差動増幅回路を用いて制御手段を構成したことで、
電源電圧の初期変動や経時変化を自律的に打ち消し、高
安定性・高信頼性を発揮する。
電源電圧の初期変動や経時変化を自律的に打ち消し、高
安定性・高信頼性を発揮する。
第１図は、垂直偏向回路に組合わせた本考案の実施例の
回路ブロック図、第２図は従来例の回路ブロック図であ
る。 ２……偏向ヨーク（偏向コイル）、11,12……分圧抵
抗、15……第２のツェナーダイオード、16……第１のツ
ェナーダイオード、17……第２の抵抗、18……第２のト
ランジスタ、19……第１のトランジスタ、20……第１の
抵抗、13……ポテンショメータ、14……差動増幅器（制
御手段）。
回路ブロック図、第２図は従来例の回路ブロック図であ
る。 ２……偏向ヨーク（偏向コイル）、11,12……分圧抵
抗、15……第２のツェナーダイオード、16……第１のツ
ェナーダイオード、17……第２の抵抗、18……第２のト
ランジスタ、19……第１のトランジスタ、20……第１の
抵抗、13……ポテンショメータ、14……差動増幅器（制
御手段）。
Claims (1)
- 【請求項１】偏向コイルの低電位端にコレクタを接続し
た第１のトランジスタと、この第１のトランジスタのエ
ミッタを第１の抵抗を介して第１の直流定電圧源に接続
し、さらにこの第１のトランジスタのベースにアノード
が接続された第１のツェナーダイオードを備え、前記第
１のトランジスタのコレクタに第２のトランジスタのコ
レクタを接続し、この第２のトランジスタのエミッタを
第２の抵抗を介して第２の直流定電圧源に接続し、さら
に第２のトランジスタにカソードが接続された第２のツ
ェナーダイオードを備え、第１のトランジスタと第２の
トランジスタは相補型として構成され、さらに前記第１
のツェナーダイオードのカソードと第２のツェナーダイ
オードのアノードを接続し、この接続点を制御端子とし
て、差動増幅回路の差動出力を接続し、当該差動増幅回
路の一方の差動入力には電源電圧を固定抵抗により抵抗
分圧した基準電圧を入力し、当該差動増幅回路の他方の
差動入力には前記電源電圧をポテンショメータにより抵
抗分圧した比較電圧を入力したことを特徴とする垂直ラ
スタセンタリング回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1989093933U JPH0753105Y2 (ja) | 1989-08-11 | 1989-08-11 | 垂直ラスタセンタリング回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1989093933U JPH0753105Y2 (ja) | 1989-08-11 | 1989-08-11 | 垂直ラスタセンタリング回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0333483U JPH0333483U (ja) | 1991-04-02 |
| JPH0753105Y2 true JPH0753105Y2 (ja) | 1995-12-06 |
Family
ID=31643292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1989093933U Expired - Lifetime JPH0753105Y2 (ja) | 1989-08-11 | 1989-08-11 | 垂直ラスタセンタリング回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0753105Y2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003011796A (ja) * | 2001-06-28 | 2003-01-15 | Tsubasa System Co Ltd | 車輌点検整備請求書の点検装置，車輌点検整備請求書の点検方法およびコンピュータ実行可能なプログラム |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62158971U (ja) * | 1986-03-28 | 1987-10-08 |
-
1989
- 1989-08-11 JP JP1989093933U patent/JPH0753105Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0333483U (ja) | 1991-04-02 |
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