JPH07501399A - 光電検出器の非線形補正技術 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 充電検出器の非線形補正技術 背景技術 本発明は一般的に光電検出器に関し、さらに詳しくは、フーリエ変換スペクトロ メータ（分光器）に使用される線形検出器の出力を供給するだめの技術に関する 。

フーリエ変換分光計は適格、マイケルソン干渉計を備え、その干渉計には分析す べき赤外線ビームと、単色の基醐ビーム（通１）；；、可視範囲とする）とが投 入される。本干渉計は、固定鏡と、全移動部分に亘って名目上一定速度で駆動さ れる可動鏡とを有する。

各入力ビームは、固定鏡から反射するように設けられた通路を進む一方の部分と 可動鏡から反射するように設けられた通路を進む他の部分とを有するビームスプ リッタで分割される。各ビームの部分はビームスリッタで再度合流し、再結合し た赤外線および単色ビームは適当な光電検出装置（検出器）に送られる。

各ビームの上記２部分の間の光学的干渉により、単色ビームの強度はその光周波 数と鏡速度とに比例する周波数に変調され、一方、赤外線ビームの各周波数成分 はその成分の光周波数と鏡速度とに比例する周波数に変調される。

各検出器は、検出器に達する光強度を示す（好ましくはその光強度に比例する） ′ＦｆＬ圧を発生するような関係回路を備える。したがって、赤外線検出器の出 力信号は変調された周波数成分の重複を示しており、フーリエ変換により必要な スペクトルが得られるインターフェログラムを発生する。１１ｉ色の検出器は通 常、可動鏡が基準波長の１７４を通過する毎にゼロ交差が発生するような、名目 上の正弦基準信号を供給する。データ獲得電子装置はこれらのゼロ交差法により トリガーされインターフェログラムに対する規定のザンブル値を供給する。鏡の 速度を適切に選択することにより、出力信号を都合のよい変調周波数範囲、たと えば可聴範囲とすることができる。

検出器のある特定の型、すなわち、フォトダイオードおよび増倍型光電管は、通 常、直流増幅器とともに使用される。一方、その他の光電検出器等は交流増幅器 とともに使用される。いづれの場合も、インターフェログラムの平均値は有益な 分光情報を与えるものではなく、通常、フーリエ変換を行う前に除去される。

インターフェログラムは、干渉計における２個の光路の長さが等しいような鏡移 動部分に対応する非常に大きい光強度の変動が存在するセンタバース）　（ｃｅ ｎｔｅｒｂｕｒｓ＋）領域を有することに特徴がある。鏡はいづれの側において も等しい距離で走査する必要がないので、センターバーストはインターフェログ ラムの中央においては必要がなｌ／）。利得標定と呼ばれる技術は、しばしば、 センターバースト領域の増幅器利得を低減するの［こ用いられる。

赤外線検出器の一形式は、水銀力ドミュームテルル（ＭＣＴ）のような光電導材 料から作られる。光電導材料はその羽料に照射される光束により変化する光電導 性を有する。

理想的光電導体は、線形特性を有するので、一定の電圧でバイアスされたとき、 それを流れる電流は光強度の変化とともに線形的に変化する。初段増幅器（プリ アンプ）に負帰還を使用して検出器の電流を直接測定する出力電圧を得ることは よく知られてＶ）る。

現実の光電導体は、線形ではないが、ある杼度、固定抵抗と直列にある理想的光 電導体に近い非線形の性能を示す。フーリエ変換分光計にお＋７１では、検出器 出力信号の非線形は、検出器が高感度を示す波長領域においては得られたスペク トルを変形させることによりそれ自身を確かめることができ、検出器が実際に低 感度を示す波長領域におＩ／ムではエネルギーの存在を示す人工物を生じている 。通常の方法は、不可避のものとして非線形を受け入れ、検出特性がほぼ線形で あるような低赤外線光源強度の範囲におし）で操作を行う。しかし、この方法は しばしば好ましくないものとされる、その理由は、赤外線の光源強度方法きくな ると、スペクトル測定の信号対雑音比が改善されるからである。

内部直列抵抗の非線形効果をバランスするようにプリアンプ回路中に正帰還を与 えることにより非線形を補正することはよく知られている。この正帰還の手法は 検出器の非線形を補正するのに効果的であろうが、そのような正帰還を使用する と増幅器の明確なノイズを助長する。このことは、検出器雑音（増幅器雑音に対 抗するような）が全ての信号対雑音比の制限要素となっているような比較的騒音 の多ｌ／）検出器には問題ではなし）。

しかし、作られる検出器の現状は低雑音の特徴が一般である、したがって、増幅 器雑音は性能制限要素となっていて、たとえば、検出器の雑音の程度がプリアン プの雑音の２倍程度であると、プリアンプの正帰還の効果によりブリングの雑音 を検出器の雑音と同程度レベルに上げてしまう。

発明の開示 本発明は検出器の信号の雑昌しベル全増やすことなく光電検出器の非線形を補正 する技術を提供する。このような補正の結果として、分光器を高度の光源強度で 動作させ、これにより、改善された信号対雑音比から利点を享受することができ る。

−組の実施例においては、検出器は、光電導体の非線形特性を示す記憶された較 正情報によりディジタル化され補正された出力信号を有する線形増幅器システム に結合される。このようにして、補正されディジタル化された値は光源の強度の 関数として線形特性を示す。いくつかの実施例においては、補正がディジタル化 される以前に行われ、他の実施例においては、その後に行われる。　少なくとも 、正確さの観点から、インターフェログラムに各サンプリングされ測定された電 圧をその測定した電圧の適切な値により補正することが好ましい。このためには 、実際の電圧（ＡＣおよびＤＣ成分）に対する知識が必要である。実施するとき は、別々のＡＣおよびＤＣ増幅器により行われる。

この補正がソフトウェアにおいて行われる場合は、較正情報が、各測定電圧に対 し用意された分析式に対する１個またはそれ以上の数値的パラメータとして記憶 される。固定内部直列抵抗を示す単一の数値パラメータにより検出器の非線形を 概算することは、しばしば可能である。表の利用技術も採用される。

補正がバー　ドウエアにおいて行われる場合は、較正情報が非線形回路網におい て実施される。−組の実施例においては、非線形回路網はダイオードと抵抗とを 備えており、他の実施例においては、Ａ／Ｄコンバータと、ＲＯＭベースの一覧 表と、Ｄ／Ａ：７ンパータとを備えている。非線形回路網は電圧を直接補正する のに使用されるが、または、補正信号を供給するのに使用される。後者において 、補正要素を示す電圧は、非線形回路網を通じて全体の強度を示す電圧と接続す ることにより発生し、ＡＣ！圧はこの要素と掛は合わされる。この乗算はＡＣプ リアンプに続く利得制御増幅器を使用して行うことができる。

異なるハードウェアの手法は正帰還を利用し補正を行うが、これはプリアンプよ りはむしろ増幅器において行われる。これにより、正帰還により導入された雑音 は今やプリアンプで増幅された検出器郊蛭の部分値であるため、先行技術の問題 は避けられる。

好ましい較正方法としては、光源強度の各種既知レベルに対し、または、互いに すでに知られた関係を有する各種光源強度のレベルにおいて、電圧測定を行う必 要がある。

これは各光源強度レベルにおいてインターフェログラムを得ることにより行われ る。検出器の非線形と同様に増幅器の非線形も充分検討されるので、干渉計で較 正を行うことは有利となる。

いくつもの簡単な代案実施例が提案され、それらの補正は充分に意義はあるが、 正確性に欠けている。たとえば、　（ＡＣ増幅器で測定したように）インターフ ェログラムの最大ピークから最大ピークへの移動により、　（そのインターフェ ログラムのチョッピング効率に関する仮定に基づき）インターフェログラム平均 値に関する情報が得られる。

したがって、別のＤＣ増幅器を使用することなく近似的に得られた平均値に基づ き点毎の補正を行うことが可能となる。この線に沿った別の方法は、全ての点に 対する、平均値により決められた同じ補正要素を使用することである。これによ り、広帯域のＤＣ結合増幅器を供給する必要はなくなる。

この明細書および図面の以−１；の部分を参照することにより、本発明の特徴お よび利点は、さらに詳しく理解されるであろう。

図面の簡単な説明 図ＩＡは代表的な先行技術のＤＣ結合プリアンプおよび光電検出器回路の簡単な 回路図である、 図ＩＢは非線形検出器の応答を示す典型的プロット図、図２はソフトウェアにお いて補正が成された本発明の実施例のブロック図、図３はソフトウェア補正を遂 行するための処理と補正プログラムの工程図、図４は分離したＡＣおよびＤＣチ ャンネルを有するプリアンプおよび検出器回路の最適実施例の簡単な回路図、 図５はハードウェアにおいて補正が行われた二重チャンネル実施例のブロック図 、図６はハードウェアにおいて補正が行われた単一チャンネル実施例のブロック 図、図７および図８はハードウェアにおいて補正が行われた二重チャンネル実施 例のブロック図、 図９は補正が次段増幅器において正帰還を利用して補正が行われた線形プリアン プを備えた実施例のブロック図、 図１０はアナログオフセット、スケーリング、および非線形補正回路の簡単な回 路図、図１１はＲＯＭベースの補ＩＬ回路網のブロック図、図１２は較正のため の装置のブロック図、図１３Ａおよび図１３Ｂは共にＡＣ結合プリアンプの先行 技術の実施例の簡単な回路図。

Ｈ細な実施例の記述 先行技術における検出器信号の発生（ＤＣ結合）図ＩＡは光電検出器１０に対す る先行技術プリアンプステージの簡単な回路図である。

プリアンプステージは検出器の非線形に対して補正を行わない。図示したプリア ンプはＤＣ結合である。

検出器１０は、演算増幅器１５の逆転入力端子に結合され、かつ、バイアス抵抗 １７を通じ供給電圧■−こ至る第１の端子を備える。検出器は接地された第２の 端子を備える。分圧器２０は、増幅器の非逆転入力端子を供給電圧Ｖ、の既定部 分である一定電圧Ｖ、に保持する。

増幅器の逆転入力端子と出力端子との間に結合したフィードバック抵抗２２によ り負帰還が行われる。これにより、非逆転および逆転入力端子が実質的に同じレ ベルに保持される。こうして、検出器１０の第１の端子が分圧器１７により決め られた同じ一定の電圧ｖｄに保持され、出力電圧Ｖ　６　ｕ　ｌは次式となる、 ■。、、＝　（Ｖ、Ｒ，）Ｇ、＋［Ｖ、＋Ｇ、Ｒ，（Ｖ、−Ｖ、）］　（１）、 ここで、Ｇ、４出器のコンダクタンス　（１／Ｒ，）Ｒ，＝フィードバック抵抗 値 Ｇ、＝バイアス抵抗のコンダクタンス　（］／Ｒ，）■。、は光電検出器のコン ダクタンスの線形関数と見ることができる。光電検出器のコンダクタンスは、そ れが検出器に達する放４ｊの強度に比例する限り、出力電圧Ｖ。ｕ＋はその強度 の線形関数となってし・る。

しかしながら、通常の光電検出器はそのような強度に比例しないので、出力電圧 は強度の非線形関数となっていることはよく知られている。多くの要素が非線形 に貢献するが、単純モデルが光電導体を第１の固定抵抗と直列接続された理想的 光電導体として使用する、その直列結合は第２の固定抵抗と並行になっている。

下記のように、このモデルにより、強度依存の特殊なフ１７析的形態を予見する ことができる。

図ＩＢは代表的非線形検出器の応答を示し、ここでは、測定された電圧（Ｖ、、 ｅ、、）が強度の関数としてプロット与れでいる。理想的線形応答Ｖ　１ｄｔａ −まダッシュラインで示した。このプロットにおいて、電圧が、強度がゼロのと きはゼロとなるように、オフセントされた。

ソフトウェア−補正−データ獲得および分析システム図２は本発明の最適実施例 におけるデータの発生と、検出器の非線形補正を導入した獲得システムとのブロ ック図である。これについてはフーリエ変換分光計を操作する状況に述べてあり 、ここでは検出器信号は増幅され、サンプリングされ、ディジタル化され、数値 的処理をされている。

多くの先行技術の分光計において、また、最も多くＭＣＴ検出器を使用する場合 （こおいて、プリアンプおよび増幅器はＡＣ結合される、その理由は、ゼロ周波 数のスペクトル情報の必要性がないからである。実際に、インターフェログラム の実在する平均値（Ａ／Ｄコンバータ中の増幅器の不完全および固有のディジタ ル化エラーに起因するもの）がすべて、通常、フーリエ変換演算に先立ち除去さ れる。このよ狗こして、測定したインターフェログラム電圧値は光強度の平均値 による限定情報を含んでしする。

下記のように、検出器の非線形を較正し補正するためには、検出器電圧のＡＣお よびＤＣ成分についての知識が必要である。このことはＤＣ増幅器の使用各二対 して不利番二作用する一方で、多くの要素が各種異なる手段によし）影響を与え る。たとえｉｆ、光電導体検出器は通常、光強度ゼロに対して大きなりＣ値を有 する出力電圧を供給する。もし、検出器が、開回路Ｒ６をもって図ＩＡに示すよ うなりＣ増幅器に結合されたとすると、通常のインターフェログラムに対する信 号は、　（ａ＞サブナノボルトの範囲の振幅のノイズ、　（ｂ）ナノボルト　（ センターバース）・から離間してν）る）と１ポルトの程度１こ至る（センター バーストに近接している）間の範囲に亘る振幅を有するＡＣ信号成分、（Ｃ）約 １ボルトの平均強度に大体比例するＤＣ成分とをそれぞれ有するとし１う特微力 τある。しかし、これは５ないし１０ボルトのオーダーで強度ゼロに対するＤＣ レベル番二重ねられている。代表的Ａ／Ｄコンバータは約１０ボルトの人力範囲 番二対し出力１二つｌ／１てはフルレンジが可能である。全ての信号がディジタ ル化されると、関係のあるＡＣ成分はわずか約１０％のＡ／ＤｍＥ四に亘るのみ であり、大体ディジタル（？、される結果となる。

強度をゼロとするためにゼロボルトの出力電圧を与えるＲ６を選択すること力で 可能であるが、ＤＣ結合の増幅器は依然、この出願におし）てＡＣ信号を測定す る最適の手段を示していない。ＤＣ結合増幅器はＤＣド１叡トの傾向があり、そ れらを低ド１）フトに夕すして最適値にしようとして、雑音を増加しそれらのＡ Ｃ性能を低下させる傾向力ｆある。

したがって、下記に全体を示し訂ｉｌｌに説明しようとする本実施例をこ番よ、 低雑音しこ夕１して最適のＡＣ結合チャンネルを設けｆコそれぞれ分離した最適 のＡＣ結合ｉ３よびＤＣ結合増幅器チャンネルと、低ドリフｌ−に対して最適の ＡＣ結合チャンオ・ルと、Ａ／Ｄコンノく−幅器は好ましいと判断される。

ＡＣチャンネルは線形プリアンプ２５と線形増幅器２７（２７はオプション）と を備えている。先行技術は検出器の非線形を補正するためにプリアンプに正のフ ィードバックを使用することを示しているが、本’；ｌ”Ａに使用されるプリア ンプは正のフィードバックが存在しないのが特徴である。このチャンネルがＡＣ 結合であるということは、プリアンプへの入力にブロックコンデンサ２８がある ことによりその概略が示されている。

増幅器２７からの信号は最終スペクトルが得られる未加工のインターフェログラ ムである。

ＤＣチャンネルには、それぞれ低ドリフトに対し最適に構成された線形ＤＣプリ アンプ３２と線形ＤＣ増幅器３３（３３はオプション）を備える。インターフェ ログラムの平均値を供給する機能のＤＣチャンネルは、わずかな帯域幅（すなわ ち、０ないし１００Ｈｚのオーダー）を有する特徴がある。この帯域幅はＡＣチ ャンネルの低周波数側カットオフ値まで延びている。ＤＣチャンネルの非ゼロ周 波数は関連するスペクトルの周波数範囲外にあるが、補正に必要な情報を含んで いる。

増幅器２７からのアナログ電圧は、関連するサンプルと保持回路を有するＡ／Ｄ コンバータ３５に接続されている。代表的な装置において、アナログ電圧信号は 、鏡がその指定された移動範囲に亘って移動するにしたがって、単色基醐信号の 各ゼロ交差に対しサンプリングされディジタル化される。増幅器３３からの電圧 は又、Ａ／Ｄコンバータ３５に接続されており、インターフェログラムの各点が サンプリングされていない場合の走査においても１個ないしそれ以上の点におい てサンプリングが行われる。これは、各サンプル間で、または走査の両端のどち らかにおいて、または鏡の戻動中のある点において、または特別なり　Ｃ１ｌｌ １１定走査中において行われる。スイッチ３７はどの増幅器出力がＡ／Ｄコンバ ータに接続されているかを判断する。一方、Ａ／ＤコンバータはＡＣチャンネル およびＤＣチャンネルに対する分離したサンプルおよび保持回路が設けられてお り、それら両値は各サンプル点においてディジタル化されている。

各電圧のディジタル化された値は、以降の処理を行うためにコンピュータ４０に 接続される。コンピュータ４０は、下記に述べるようにディジタル化されたイン ターフェログラムデータの各点に基づきスペクトルを計算するプログラムを実行 する。分離ブロック４５どして示したように、処理ソフトウェアに関連して、検 出器の非線形の原因となっているデータポイントを補正するのに使用される較正 情報が記憶されている、このことは下記にさらに詳細に説明する。このコンピュ ータが分光泪の動作をも制御することは充分理解されよう。

図３はコンピュータにより実行されインターフェログラムをスペクトルに変換す るプログラムの工程図である。単一データポイントが得られるのにしたがって、 それらは記憶され共に加えられる（ステップ５０）。多くのインターフェログラ ムを平均することは標準作業となっている。したがって、各データポイントが得 られると、コンピュータは必要な数のインターフェログラムの全てのデータポイ ントが蓄積されたかどうかをテストする（ステップ５２）。もしそうでないと、 コンピュータはさらにデータポイントを入手する。ひとたび全てのインターフェ ログラムが蓄積され平均化されると、コンピュータはインターフェログラムの中 心領域を補正しくステップ５３）利得標定増幅器が使用されていることに対し補 正を行なう。利得標定増幅器が使用きれていない限り、このステップは行なわれ ない。

インターフェログラムの各点は補正され（ステップ５５）検出器の非線形を補償 する。

この補正ステップは下記に詳しく述べる。インターフェログラムの平均値（全て の補正点の平均値）は各点から除去され（ステップ５７）シフトされたインター フェログラムは記憶される。位相角は、センターバーストを中心とする小領域に フーリエ変換を行なうことにより計算される（ステップ６０）。

ここで、インターフェログラムはアポダイゼーション処理され（ステップ６２） 、フーリエ変換を受け（ステップ６５）複雑なスペクトルが得られる。ステップ ６０からの計算された位相角は除去され、結果として複雑なスペクトルを残し、 実部は抽出されて（ステップ６７）出カスベクトルを生ずる。

上述のように、本実施例はＤＣ結合されていないが、むしろ、分離ＡＣおよ゛び ＤＣチャンネルを使用して較正と補正に必要な信号を展開している。このために は、ＡＣおよびＤＣｔ圧情報が特に相関関係になるように２個のチャンネルの相 対的利得の測定が必要となる。

図４は検出器１０のある程度単純化した図と、その関連するバイアス回路で、Ａ ＣおよびＤＣチャンネルに対するプリアンプ回路に従ったものである。バイアス 回路は演算増幅器７０とバイアス抵抗７２　（１００オームからｌｋオームのオ ーダー）を備えている。増幅器７０は、一定のＤＣＣ電圧　ｂ　ｉ　ａ　Ｉに保 持されたその非逆転入力端子と検出器１０に結合されたその逆転入力端子とを備 える。このように、増幅器７０は検出器上に一定のバイアス電圧を維持するよう に動作し、フィルター回路網７５は増幅器７０からの雑音出力にフィルターをか ける。

ＤＣ増幅器８０はバイアス抵抗７２０両端に接続された入力端子を備え、一方、 逆転入力端子側のフィルター回路網８５は検出器電流のＡＣ信号成分にフィルタ ーをかける（フィルターのカットオフ周波数はＤＣチャンネルに対し必要な帯域 幅を与え得るように選択される）。このように増幅器８０は検出器電流のＤＣ成 分に比例するＤＣ電圧を供給する。フィードバック抵抗９２　（ＩＯＫのオーダ ー）を有するＡＣ増幅器９０はコンデンサ９５を通じて検出器に結合する逆転入 力端子を備え、検出器電流のＡＣ成分に比例するＡＣ電圧を供給する。

増幅器の利得は、ＡＣおよびＤＣ電圧がＡ、／Ｄコンバターに対してほぼスケー リング（整合）できるように選択される。すなわち、ＡＣ成分は数ボルトに対し てピークとピーク間で２．３ボルトを有し、ＤＣ成分も同じように数ボルトに対 してピークとピーク間で２．３ボルトを有する必要がある。上述の例につＶ）て 、同じ増幅に対してＡＣ成分の振幅はＤＣ成分より少ない。したがって、ＡＣ利 得に対する電流パラメータをＤＣ利得の約１０倍に設定するのがよい。

概略図について、与えられた強度に夕・」するＡＣ出力電圧はフィードバック抵 抗値とＡＣ電流成分との積であり、一方、ＤＣ出力電圧はバイアス抵抗とＤＣ電 流成分との積である（増幅器８０に対しては単位利得と仮定すること）。適切な 利得はしたがって、これらの電流成分の適切な抵抗値を選択することにより達成 される。

上述のように、ＡＣチャンネルとＤＣチャンネルとの間の相対的スケールを正確 に知ることが必要となり、そのことは、多くの方法により決定することができる 。一方法は、上述したように、既知の回路のパラメータに基づいてスケーリング を計算することである。もう一つの方法は、ゼロ強度にたいしてはＤＣチャンネ ルを通じて、成る一定の強度レベルに対しては照度についてＤＣ出力電圧を１ｌ ｊｌｌ定することである。もし、ＶｏおよびＶｌがＤＣ出力電圧でありＶ２がＡ Ｃ出力電圧のピークからピーク間の値であるとすると、スケールファクターの比 はＶ２／（Ｖ、−Ｖ。）で句えられる。相対的スケーリング較正に使用される一 定強度は、検出器、すなわち、比線形が作動することがないように充分低い値で ある必要がある。

較正および補正（ＤＣ−結合） すでに述べたように、検出器プリアンプ出力電圧（および、したがって増幅器出 力電圧）が検出器コンダクタンスの線形関数であるが、検出器コンダクタンスは 強度に対して単純に比例しない。説明のために、検出器は固定抵抗と直列接続、 すなわち、他の固定抵抗を並列接続した直列結合を有する理想的光厄導体と考え る。さらに、プリアンプおよび増幅器はＤＣ結合とする。この単純化したモデル において、検出器のコンダクタンスは次式で与えられる、 Ｇ＝　（Ｇ、、、、、／　（ｔ＋Ｒ，Ｇ、、、、、）　）　＋１／Ｒ，（２）こ こで、Ｇ、□、１＝理想的充電導体のコンダクタンスＲ−固定直列抵抗 より与えられる、 Ｖ　＝ｂａＰ／　（１＋Ｒ，ａＰ）　＋Ｖｏ（３）ここで、ａ−コンダクタンス と入力光学的パワーとの間の比例要素ｂ＝増幅器出力電圧と検出器コンダクタン スとの間の比例要素■−ゼロ人力光学的パワーにたいする電圧式３の逆は次式と なる、 Ｐ−（Ｖ、、。ａｓ−Ｖｏ）　／　（ｂａ−Ｒ，ａ　（Ｖ、、、、、　Ｖｇ）　 （４）線形検出器は「補正」電圧Ｖｅ０．．＝ｂ　ａ　Ｐ＋Ｖｏを与え、これし こより、Ｖｍｅａｓを二関して■　が次式を満足する、 −（ｖｆｆｉ。、、−ｖｏ）　／　（ｌ−ａ（Ｖ、、、、、−Ｖｏ）　）　＋Ｖ ０（ｓ）なる比例要素が適応され、補正の単純形は適応されること力（なし）。

較正手段は、検出器の照度の強度の異なるレベルで多くの電圧測定を行なうこと を必要とする、これには、検出器が非線形動作を示すのに充分高い、成る強度レ ベルを少なくとも含んでいる。検出器チャンネルがＤＣ結合であると、調整可能 であるが、そうでない場合固定強度の光源をもつ検出器を照射することと、異な る強度の値に対して出力電圧を直接測定することとにより較正が行なわれる。光 源強度の調整については、黒体光源を使用し温度を制御することにより、または 、すでに知られた特性の１個またはそれ以上の個数の減衰器を有する固定光強度 の光源を使用することにより達成される。

非線形補正が、　（（５）式に示すαおよび■。のような）既知の関数的関係に おける１対のパラメータを有することを特徴とする場合は、たとえ強度の絶対値 が未知であっても、強度ゼロでは一つの電圧測定に基づいて、既知の強度比によ り異なる非ゼロ強度では２つの電圧測定に基づいてこれらのパラメータを決定す ることが理論的に可能である。さらに、もし第２の１対の測定が異なる強度で行 なわれる場合、同じ比が両対に使用される限り、強度比を知ることは依然必要で はないであろう。いかなる場合でも、測定は本来誤差を伴うものであり、好まし い手法は、非線形およびＤＣオフセットパラメータに対して解決するための必要 量よりさらに高い強度レベルにおいて測定を行なうこととなろう。したがって、 最小の基憩または他の適切な固定手段を使用してパラメータを決定することが可 能である。

較正手段の最終結果は、光源強度の関数として、θり定電圧を示す多くのデータ ポイントで示される。この情報は多くの異なる方法で記憶され操作される。第１ に、各データポイントは、解析式を解決するのに使用される数値パラメータ値が 得られるように、仮定の解析フオームをもつ曲線として表現される。たとえば、 補正について、強度ゼロで検出器電圧に対応するパラメータＶ。と固定直列抵抗 に対応するパラメータσとを有することを特徴とする単純な場合において、パラ メータを記憶することができ、ステップ５５において実行されたソフトウェアに 対しては（５）式の劃−算を行なうことになろう。

さらに実際的状況では、データポイントは、極めて多くの補正パラメータと補正 の若干異なる解析フオームとを有することを特徴とする。

約５０オームのフィードバック抵抗をもつＭＣＴ検出器の特殊較正において、最 大光源強度は、強度ゼロに列する電圧を超える０、３ボルトの測定電圧を生じた 。この場合、αに対する値は、最大強度において２２％の補正を示す０．７３に 決定した。

較正および補正（ＡＣおよびＤＣチャンネル）与えられた瞬間においては、検出 器の電流は光強度の一定および変動成分に相当するＤＣおよびＡＣ成分を含んで いる。その電流に比例する電圧は、ＤＣチャンネルおよびＡＣチャンネルの各出 力電圧の加重線形結合により与えられ、上記のようにして決定した相対的加重要 素を有している。以上が、較正および補正に利用されるＡＣおよびＤＣチャンネ ル電圧の線形結合であるが、それらは以下に説明する。

鏡位置の関数としての検出器における光強度の形態、インターフェログラムは、 平均値およびその平均値の変動に特徴がある。その変動はセンターバースト領域 において最大となり、いづれの位置においても平均値の約８０％に達し、理想に 如何にして近づくかは、干渉計の性能による。

一般的に、検出器における平均光強度および検出器に於ける光強度の変動は光源 強度としてスケーリング（基準化）される。たとえば、光源強度の二重化は平均 強度と検出器に達する光の変動とを二重にする。しがし、測定電圧のスケーリン グは検出器の非線形によりひっくり返されてしまう。実際、もし平均値まわりの 電圧変動が大きいと、平均値の上下の電圧変動は互いに、かつ平均値から異なっ てスケーリングきれる。さらに、大きな電圧変動は平均値に対し異なってスケー リングを生じさせる。インターフェログラムが故意に、そのチョッピング効率が 低くなるように調整外（離調状態）に置かれた場合は、その変動は平均値に比べ て比較的小さな値であろう。その変動は、たとえ非線形でも平均値に対して厳格 にスケーリングされる。

較正はＤＣ結合の場合と同じ方法で行なうことができる、すなわち、各種の光強 度のレベルで検出器を照射する方法、検出器が非線形であるようなレベルと同様 にゼロレベルも含ませる方法、および各種のＤＣチャンネル出力電圧をθり定す る（ＡＣチャンネル出力電圧はこれらの固定強度に対しゼロとなる）方法がある 。したがって、較正定数は上述のように計算される。

しかし、較正は干渉計を操作して行なうのが好ましい。この較正において、　（ 固定光源および１組の既知の減衰器のような）調整可能な光源が干渉計を通過し 、インターフニー　ログラムは多数の光源強度とともに移動する。以上のように 、干渉計が離調すると、ＡＣチャンネルの小振幅変動は、ＤＣチャンネルで測定 されたように平均値（ゼロ強度にたいするＤＣ値に関連する）と同じ比でスケー リングされる。このことは、ＡＣおよびＤＣチャンネル電圧の試験および分析に より証明することができる。

補正パラメータはしたがって、単独で、またはＡＣ電圧比（通常、インターフェ ログラムに対応する各ポイントにおけるピークとピーク間の比）と組み合わせて 、ＤＣ電圧比に基づいて決定することができる。インターフェログラムの各ポイ ントへのつぎの補正は、そのポイントに対するＡＣおよびＤＣチャンネルの各出 力電圧との線形結合に基づいて、補正のために選択した式またはアルゴリズムに より、計算される。

その処理は、干渉計を調整し、スタートポイントとして離調した干渉計をもって 決定した補正パラメータを使用することにより改良される。インターフェログラ ムは、小さい光強度の値に向けての大きな負の移動と同様に検出器の非線形範囲 内に向けての大きな正の移動を確実とする光源強度により取り出される。基県イ ンターフェログラムは、検出器が線形作動すると期待され、または、少なくとも 補正が小であるような小光源強度により取り出される。補正はインターフェログ ラムに適応され、２個の補正されたインターフェログラムが大小の移動に対して 互いにスケーリングする限度が、補正パラメータを最適にする基礎をノじ成する ために利用される。また、インターフェログラムの補正後、スペクトルを計算し 、スペクトルが最適化のための基礎として関連あるスペクトル範囲にわたってス ケーリングされる限度を利用することが可能である。

図２および図３にて示した実施例は、Ａ／Ｄコンバータ３５がらのディジタル化 したデータ値を処理するソフトウェアルーチンの一部として非線形補正を行なう 。しかし、ディジタル化したデータがコンピュータに到達する前に非線形補正を 行なうことが可能である。実際の補正は、アナログまたはディジタル回路におい て行なわれる、その詳細を下記に述べる。図５ないし図９は非線形のための補正 がハードウェアにおいて行なわれる一連の発明の実施例におけるデータ獲得およ び補正システムを説明するブロック図である。図２に相当する各部品には同じ参 照番号を伺しである。

図５はディジタル化される以前にハードウェアの非線形のために補正をする二重 チャンネルの実施例のブロック図である。前記実施例のように、検出器出力はＡ ＣおよびＤＣチャンネルに接続される。

小帯域幅ＤＣプリアンプ（およびオプションのＤＣ増幅器）からの電圧は通常、 光強度ゼロにないしゼロでないＤＣ成分を含む。このことは、光強度ゼロに対し ＤＣ！圧がゼロになるように、オフセットおよびスケーリング（０／Ｓ）ステー ジ１０２において除去されている。ステージ１０２は、オフセットのほかにさら に増幅率を含んでいる。

このようにオフセットおよびスケーリングされたＤＣ！圧は、集計ノード１０３ においてＡＣ信号電圧と線形に結合される。○／Ｓステージ１０２と集計ノード １０３は一体形成して、ＡＣおよびＤＣチャンネルの利得の差異の原因となって いる。結果は、補正されない全強度（すなわち、全検出器電流に比例する信号） を示す合成信号となる。

集計ノードからの出力は、検出器１０の非線形特性を必要とした非線形回路網１ ０５に接続される。回路網１０５は作動して入力電圧を補正された電圧に変換す る、補正された電圧は、上述のように、次にＡ／Ｄコンバータ３５およびコンビ 、ュータ４０に接続される。ディジタル化した値はすでに非線形補正を完了して いるので、ソフトウェアは図３のステップ５５に相当するステップを行なうこと はない。

図６は上述の分離ＡＣおよびＤＣチヤンネルよりはむしろくオプションの増幅器 と同様に）ＤＣ結合プリアンプ１０７を使用する実施例のブロック図である。Ｄ Ｃ結合のプリアンプは周波数ゼロ近くの領域において、および、関連するスペク トル領域に対応するＡＣ範囲にわたって、等しい利得を有すると推定される。増 幅器出力は二重チャンネル実施例におけるようにＯ／Ｓステージおよび線形回路 網に接続される。０／Ｓステージは追加利得を与えているので、分離増幅器は示 してない。

図７は分離ＡＣおよびＤＣチャンネルを有し、信号をＤＣチャンネルに展開し、 信号を使用してＡＣ信号を補正する実施例のブロック図である。上述のように、 検出器ｌＯからの信号はＡＣプリアンプ１１０に結合され、また、スペクトル関 連の周波数を含む帯域幅をもつＤＣ結合増幅器１１５にも結合されている。増幅 器１１５からの出力はＯ／Ｓステージ１１７および非線形回路網１１８に接続さ れる。回路網１１８は、回路網１０５と異なる、すなわち、回路網１１８は、乗 法的に印加可能な補正要素を示す信号に入力電圧を変換する。この信号は、信号 乗算器１２０においてＡＣチャンネルの信号に印加される。信号乗算器１２０は 、そのノイズの影響が検出器ノイズより小さくなるように、大きなダイナミック レンジを有する装置である。信号乗算器に対しては、利得制御入力において非線 形回路網１１８からの信号を受ける利得制御増幅器が作動可能である。

図８は図７の実施例の変化したものを示すブロック図である。この実施例は関係 するＡＣ周波数と同様にＤＣを含むのに充分な帯域幅を有するＤＣ結合増幅器が 存在する点において相違がある。したがって、ＡＣ増幅器１１Ｇからの出力はＡ Ｃ増幅器１３０で増幅され、集計ノード１３５で狭い帯域幅のＤＣ増幅器１３７ からの出力と結合される。

その結果、補正されない全強度を示す合成信号が得られる。増幅器１３０と集計 ノード１３５とは一体となり、ＡＣプリアンプ１１０とＤＣプリアンプ１３７と の間の利得中の差異のもとを作る。合成信号は図７のＤＣ結合プリアンプ１１か らの信号と同じように処理される。実際のＤＣ値が必要である限り、ＤＣ増幅器 の出力は、たとえば、図２に示すような切り替えた装置を使用してディジタル化 される。

図９は正のフィードバンクが非線形補正の実施に使用される異なるハードウェア 手段を示すブロック図である。特に、ＤＣ結合プリアンプ１４０はＯ／Ｓステー ジ１４２を通り集計ノード１４３の一人力に接続された信号を発生する。集計ノ ードの出力はＤＣ結合増幅器１４５の入力に接続される。増幅器からの出力電圧 はフィードバック回路網１４７を経て集計ノードの他の入力に接続される。回路 網１４７は、低い電圧においてフィードバックされた信号の量が少なくしたがっ て増幅器が実質的に線形の作動をするように要求される。回路網１４７は、たと えば、抵抗が電圧とともに変化するフィールド効果トランジスタを備えることが できる。

−見して、増幅器回路に正のフィードバンクを使用することには、増幅器回路に 正のフィードバックを使用する先行技術の手法に関して述べたように注目すべき 雑音の問題が存在するようである。簡単な数値例で現在のものは以上に示した場 合ではないことを説明する。この説明をするために、それぞれの特性は、検出器 が１単位の雑音を有し、プリアンプはその入力端子において０．５単位の雑音を 有し、プリアンプは１００の利得であり、増幅器はプリアンプと同様な低ノイズ 特性を有すると仮定する。

プリアンプには正のフィードバンクがないというこれらの条件のもとで、プリア ンプで増幅された信号中のノイズは１００単位の検出器からの影響と５０単位の プリアンプからの影響とを受ける。正のフィードバックがこのステージに導入さ れたとすると、プリアンプの顕著なノイズの影響は又、１単位となり、したがっ て、プリアンプ信号の雑音は各検出器およびプリアンプからの１００単位の影響 を受ける。このようにして、最終的に増幅された信号は検出器の雑音と同Ｈの増 幅器雑音となる。

正のフィードバンクが増幅器に導入されると、増幅器はその入力端子に１単位を 与える（正のフィードバックがあるので、Ｑ、５ｊｉｉ位ではない）。これが１ ００単位の検出器雑音と５０里位のプリアンプ雑音とに重ねられて、合計の増幅 器雑音は５１単位となる。こうして、正のフィードバックの増幅器への導入は信 号チャンネルにおけるノイズについては無視できるものである。

図４０は、図６のようにライン中にあるときの０／Ｓステージ１０２および非線 形回路網１０５の代表的構成を説明する回路図である。オフセントおよびスケー リング部分は演算増幅器１５０と抵抗回路網とを備えている。増幅器の非逆転入 力は接地され逆転入力は３個の抵抗に接続されている。抵抗Ｒ１゜は入力信号Ｖ ｉｎを受け、抵抗Ｒ８ｌ１ｓｅ、はオフセット電圧Ｖ。２７、わ、と接続し、抵 抗Ｒ８Ｕ、は出力端子と非逆転入力端子との間の負のフィードバック接続を構成 する。こうして、演算増幅器からの出力電圧Ｖ０８．は次式で与えられる。

Ｖ、、、＝−（Ｒｏ、、／Ｒ，、）　Ｖ、。

ここで、抵抗とオフセット電圧を適当に選択すれば必要量のオフセットとスケー リングとを得ることができる。Ｖ　Ｏｕ　ｌは図ＩＢのＶ□。、で示したような 非線形特性を現す電圧である。

代表的な非線形回路網は、ダイオード１５５（１）ないしく４）、抵抗１５７（ １）ないしく４）、１６０および１６２より成るダイオード・抵抗溝造を有する 。抵抗の近似値が示されているが、抵抗の少なくともあるものは可変抵抗である 。これは、較正中にｖ！４整が行なわれる、すなわち、１り調整である。回路網 は、ゼロ以外の光強度にたいしては正であり光強度ゼロに夕・凡てはゼロと仮定 される、分圧器に印加された電圧■。。

を受け、分圧器の中間ノードに電圧■。。、７を与える。ダイオード抵抗体は抵 抗１６０の両端に接続される。

非線形回路網の動作を次のように纏めて述べる。小さい値Ｖ。Ｕ、について、ダ イオードは動作することなく、Ｖ　＋　ｏ　＋　ｔは抵抗１６０および１６２の 比により決定される。ｖｏｌがダイオードをオンするのに必要なレベルに達する と、ダイオード１５５（１）は導通を開始し抵抗１５７（１）を通じてさらに導 通路を供給する。これにより、Ｖｃｏ＋ｒがＶ。ｕｌのさらに大きい部分を占め るように分圧器の比が変化する。同様に、■。、ｌがダイオード１５５（１）お よび１５５（２）をオンするのに必要なレベルに達すると、さらに電流路が抵抗 １５７（２）を経て設けられる。このように、Ｖ　ｏ　ｕ　ｔが増加し、さらに 電流路が設けられ、■、。１．はＶ。ｕｌの大部分を占めるようになる。

図１１は代替の非線形回路網を示す。電圧はＡ／Ｄコンバータ１６５に接続され 、そのディジタル化した出力はＲＯＭチップ】７０のアドレス入力に接続される 。ＲＯＭデータ出力はＤ／Ａコンバータ１７５の入力に接続され、そのアナログ 出力は入力電圧に依存する要求関数をもつ電圧となる。この手法が図７および図 ８に示したような実施例に使用されるとき、その電圧は関連する乗法ノードに接 続される。光強度ゼロに相当するＤＣ？を圧成分は除去されたので、Ａ／Ｄコン バータのレンジはよりよく利用できるようになる。ＲＯＭは２５６ｘ１６ＥＰＲ ＯＭである。この手法が図５および図６のような実施例に使用されると、Ｄ／Ａ コンバータ１７５およびＡ／Ｄコンバータ３５は必要なくなる。この場合、Ａ／ Ｄコンバータ１６５はさらにビットを必要とし、ＲＯＭＩ　７０は大きいことを 要求されて必要な精度が実現する。

ＲＯＭに記憶される値は、検出器の較正と信号乗算器（利用可能の場合）の特性 により決定する。検出器とその関連する電子装置（プリアンプ）はユニットを構 成するので、同じ回路基板上に利得制御回路を設け、較正を行なうときにＲＯＭ をプログラムするのが便利である。実際に、ソフトウェア実施例に対しても、検 出器の電子部品を有する回路基板上に位置するＲＯＭに記憶される較正情報４５ を設けるのが適切であろう。

図１２は非線形回路網１０５を較正するための装置を示し、すでに図５および図 ６の実施例について説明したものである。較正装置は、低強度の光源１８０　（ 検出器が線形とするのに充分な低い強度）と、期（４される最大レベルまで調整 可能な光強度を有する光源１８２とを備えている。光源１８２は検出器が非線形 であるような光強度を供給する筈である。チョッパ１８５は光源１８０と検出器 との間に介在する。初期的に、両光源が出力ゼロに設定され、０／Ｓステージ１ ０２のパラメータは出力電圧ゼロに設定される。次に、光源１８０は非線形が発 生するような値より低い固定低光強度に付勢される。この光強度は較正の間は一 定レベルに維持される。チョッパは付勢され、出力電圧のＡ／Ｃ成分が測定され る。光源１８２の強度は次第に高くし、各ステップにおいて、出力電圧のＡ／Ｃ 成分を測定し、そして、非線形回路網１０５のパラメータは、光源１８２の強度 ゼロの場合の値に等しいＡ／Ｃ電圧が得られるように調整する。

近似補正技術 上述の各種技術は、インターフェログラムの各点の全光強度に適合する補正要素 により上記各点における検出器の電圧を補正する試みが成されている。」二連の ように、このために、Ａ／ＣおよびＤ／Ｃ成分の精密な１ｌｊｌｌ定が一般的に 要求されている。しかし、なお有益であるとされている近似的補正を行なうこと は可能である、なぜならば、補正によっては、全くやらないよりは有益だからで ある。

一つの手法は、各点ごとに浦ｌ、を先１ｊさぜ、かつ、ＤＣチャンネルにより得 られたように平均値に基づく補正要素によってインターフェログラム（または、 スペクトル）を単にスケーリングすることである。平均値についてインターフェ ログラムの変動があまり大きくない限り、各点に加えられるべき補正要素は、セ ンターバースト領域を除いて、インターフェログラムにわな・、で著しく変化す ることはない。したがって、各点に対する単一の補正要素（平均のインターフゴ ーログラム値に基づいている）を適応することにより近似的補正を行なうことは 可能である。この場合、スプリアス（偽）な効果が依然残る傾向にあるが、スペ クトルの振輔（すなわち、スペクトルの高さ）は補正される傾向にある。多くの スペクトルの調査は一次的にはスペクトルと基準スペクトルとの比に関係するの で、このレベルでの補正は必ず必要なものである。しかし、疑問のある値につい ては、プログラムに不十分な補正を実行させるように見られる、その理由は、補 正にたいする計算時間が全てのデータ処理を通じて、これに充分な効果を与えて いないからである。それにもかかわらず、近似補正はハードウェアにおいて容易 に実施可能であるという利点がある。

第２の手法は、インターフェログラムの平均値を正確に知る必要性を緩和するこ とである。上述のように、インターフェログラム内の最大のピークとピーク間の 移動は、干渉計のチョッピング効率に依存する状態で平均値に関係している。単 純化した例により、チョッピング効率が１００％とすると、平均値は最大のピー クとピーク間の移動の５０％となろう。したがって、分＃ＬＤＣチャンネルを除 去し、ＡＣチャンネルから平均値を引き出すことができる。

この実施例において、干渉泪のチョッピング効率が決定され、特別の測定器に関 連する較正情報の一部が得られる。ＡＣチャンネルのみを有する測定器のチョッ ピング効率は、−次的にＤＣ増幅器を供給し測定器でＡＣおよびＤＣ測定を行な うことにより工場において判定される。一方では、そのような測定は、２．３の 同じような測定器モデルに基づいて行なわれ、そのような測定器モデル全てに使 用される数値データが得られる。

補正がこの場合に最も適合するソフトウェアにおいて実行されるときは、チョッ ピング効率に依存する波長が較正情報内に組み込まれる。

先行技術のＡＣプリアンプ 図１３Ａおよび図１３Ｂは共に、水銀カドミウムテルル（ＭＣＴ）光電検出器と ともに使用される先行技術のＡＣ結合プリアンプ回路の簡単な回路図である。こ の型の回路はＡＣチャンネルに対する最適手法を示す。しかし、図４のシステム のためのバイアス回路は一定の検出器電圧を供給するものである、ただし、これ は本先行技術のプリアンプの場合ではない。

バイアス電流はバイアス抵抗Ｒ１，ＡおよびＲＩＢを通じて供給され、一方、ト ランジスタＱ３、コンデンサＣ２、および抵抗Ｒ６がこのバイアス電流に対する アクティブフィルターを供給する。

ＤＣ結合の場合と異なり、検出器のＤＣＴＬ圧は一定値に維持されることはない 。負のフィードバックによる増幅は、入力ＡＣ利得ステージ（Ｑｌ、Ｑ２）およ び演算増幅器Ｕｌにより行なわれる。利得ステージは逆転するので、信号は増幅 器Ｕｌの非逆転入力端子に接続される。フィードバック抵抗Ｒ２およびＲ３は増 ＩＩ器Ｕｌの出力端子とブロックコンデンサＣ１との間に結合される。これら２ 個の抵抗を使用することにより、コンデンサＣ１は、単一のフィードバック抵抗 が使用されたときの状態より小さくなる。抵抗Ｒ３はプリアンプの全利得にわた りで調整し変化させることができる。

増幅器Ｕ１からの信号はブロックコンデンサＣ１２およびＣ１ｌを経て１対の演 算増幅器Ｕ２の逆転および非逆転入力端子に接続され、演算増幅器はバッファと して使用され平衡出力信号を供給する。出力信号は、共通モードの雑音を除くよ うに単一のシールドにより１対の導体上に供給される。人力利得ステージは低イ ンピーダンス検出器（ＭＣＴ検出器のインピーダンスは１０ないし１００オーム のオーダーである）に対し増幅器のノイズ特性を最適にする、しかし、低ドリフ トにたいしては必然的に最適にすることはない。

結論 結論として、本発明は、検出器の応答の非線形の原因となる分光計を較正するた めの自己矛盾のない方法を提供するものと言える。その補正はハードウェアおよ びソフトウェアにおいて行なわれ、ひとたび、較正手法が遂行され関連のパラメ ータがソフトウェア実施例に記憶されると、補正は、割算」−の不利な条件を最 小とし、最良の測定が得られる。

以上により多くの実施例について記述を完結したが、各種の修正、代案、および 均等物を採用する事が可能である。たとえば、較正と補正の技術はＭＣＴのよう な光電導体検出器の記述において上記のとおり説明したが、本発明は非線形動作 を示す他の型の光電検出器にも適用される。ざらに、解析割算に対するパラメー タとして補正情報を記憶するよりは、むしろ、補正を現す１組のデータポイント を表に記憶し、線形および非線形の補間により特に測定された電圧に対する補正 を決定することが可能となる。

したがって、本明細書の記述により、本明細書に添付したクレームにより規定さ れた本発明の範囲が限定されるが如くに判断されるものではない。

強腐 スタート ＦＩＧ、　５ ＦＩＧ、　８ ＦＩＧ、１１ Ｒ１０Ｒ１４ ＋１２■ 補正書写しく翻訳文）提出書（特許法第１８４条の８）平成６年５月１３日

Claims (27)

【特許請求の範囲】
1. １．強度の関数として非線形変化を示す出力信号を供給する検出器に入射する強 度を測定する方法であって、 非線形変化を示す較正情報を供給し、 上記検出器を正帰還のないことを特徴とするプリアンプ回路に結合し上記強度を 示すプリアンプ出力信号を供給し、 上記プリアンプで増幅した出力信号に上記較正情報に基づいて補正された１組の ディジタル化した値となる１組の計算を適用し、上記補正したデイジタル化した 値にさらに処理を与える各工程から成る方法。
2. ２．強度の関数として非線形変化を示す出力信号を供給する検出器を備えるフー リエ変換分光計でインターフェログラムデータを獲得する方法であって、非線形 変化を示す較正情報を供給し、 上記検出器を正帰還のないことを特徴とするプリアンプ回路に結合し上記強度を 示すプリアンプ出力信号を供給し、 分光計を作動し上記強度を調整し、 上記プリアンプで増幅した出力信号に上記較正情報に基づいて補正された１組の ディジタル化した値となる１組の計算を適用する各工程から成る方法。
3. ３．フーリエ変換分光計の動作において、非線形変化を示す較正情報を供給し、 同時に上記検出器信号のＡＣお炭びＤＣ成分を測定し、少なくとも上記較正情報 と上記測定したＤＣレベルとに基づいて補正要素を決定し、 上記補正要素を上記ＡＣ成分に適用する名工程から成る、検出器非線形に対し補 正を行なう方法。
4. ４．上記プリアンプで増幅した出力信号はＤＣおよびＡＣ成分を合む請求の範囲 １または２記載の上記方法。
5. ５．上記プリアンプで増幅した信号はＤＣお上びＡＣ成分を含み、上記ＤＣおよ びＡＣ成分は分離チャンネルに設けられる、請求の範囲１または２記載の上記方 法。
6. ６．上記プリアンプで増幅した出力信号はＡＣ成分のみを含み、平均値は上記Ａ Ｃ成分の量大ピークからピークヘの移動に基づいて決定される、請求の範囲２記 載の上記方法。
7. ７．上記適用ステップは、 正帰還の無いことを特徴とする増幅器回路に上記プリアンプで増幅した出力信号 を結合し増幅した出力信号を供給し、 上記増幅した出力信号をディジタル化し補正されない強度情報を示す測定した値 を供給し、 上記較正情報を使用して各測定した値を補正し、その補正した値を供給する各サ ブステップより成り、 上記各サブステップは記述した順序に遂行される請求の範囲１または２記載の上 記方法。
8. ８．各測定した値はＤＣおよびＡＣ成分の線形結合を示す、請求の範囲７記載の 上記方法。
9. ９．上記プリアンプで増幅した信号はＤＣおよびＡＣ成分を含み、上記ＤＣお炭 びＡＣ成分は分離チャンネルに供給され、上記ディジタル化したステップは上記 ＡＣおよびＤＣ成分を示す信号に基づいて別々に遂行され、さらに、上記デイジ タル化したＡＣおよびＤＣ値を線形結合するステップから成り、上記結合するス テップは上記補正ステップの前に遂行する、請求の範囲１または２記載の上記方 法。
10. １０．上記適用ステップは、 上記プリアンプで増幅した出力信号を上記較正情報を使用して補正し補正した信 号を供給し、 上記補正した信号をディジタル化し１組の補正した値を供給する、各サブステッ プから成り、 上記各サブステップはヒ記記述の順序に遂行される、請求の範囲１または２記載 の上記方法。
11. １１．上記適用ステップは、 上記プリアンプで増幅した信号を上記較正情報を示す正帰還部分を有する増幅器 回路に結合し補正した信号を供給し、 上記補正した信号をデイジタル化し１組の補正した値を供給する、各サブステッ プから成り、 上記各サブステップは上記記述の順序に遂行される、請求の範囲１または２記載 の上記方法。
12. １２．上記検出器はＭＣＴ検出器である、請求の範囲１または２または３記載の 上記方法。
13. １３．フーリエ変換分光計において検出蹄を較正し、上記検出器は強度の関数と して非線形変化を示す出力信号を供給する方法であって、上記検出器を正帰還が ないことを特徴とするプリアンプ回路に結合し上記強度を示すプリアンプ出力信 号を供給し、 上記出力信号を出力端子を有する調整可能な非線形回路網に結合し、変動振幅と 平均値とが指定最大値と比較して小さくなるような上記平均値の上記変動を示す 強度を有することを特徴とする第１の光源を供給し、ゼロと上記指定最大値との 間の値を仮定することができる調整可能な強度を有する第２の光源を供給し、上 記強度はひとたび調整されると一定となり、基準強度で動作する上記第１の光源 のみにより上記検出器を照明し、上記非線形回路網の出力端子的おける上記電圧 のＡＣ成分を測定し、上記測定した値は基準値を指定され、 上記基準強度で動作する上記第１の光源と各条件に対し異なる強度を供給するよ うに調整した上記第２の光源との両光源をもって１紐の条件のそれぞれにおいて 上記検出器を照明し、各条件に対して上記非線形回路網の出力端子における上記 電圧のＡＣ成分が上記基準値に等しくなるように上記非線形回路網を調整する、 各工程から成る上記方法。
14. １４．フーリエ変換分光計において検出器を較正し、上記検出器は強度の関数と して非線形変化を示す出力信号を供給する方法であって、対応する複数の異なる 照明条件において複数のインターフェログラムを発生し、上記照明条件は互いに 既知の関係を有し、各上記インターフェログラムに対し対応する補正されない強 度値を測定し、上記測定した補正されない強度値と上記既知の関係とを相互に関 係づけ、上記非線形変化を示す較正情報を決定する、 各工程から成る上記方法。
15. １５．干渉計と補正されない検出器信号を発生するための回路とを備えるフーリ エ変換分光計における強度の関数として非線形変化を示す出力信号を供給する検 出器を較正する方法であって、 対応する複数の異なる照明条件において復数のインターフェログラムを発生し、 上記照明条件は互いに既知の関係を有し、上記分光計は上記インターフェログラ ムが上記インターフェログラムの平均他の小さい部分である変動を示すように低 チョッピング効率にたいして調整され、 上記各インターフェログラムに対し上記検出器信号の対応する値を測定し、上記 測定した検出器信号値と上記既知の関係とを相互に関係づけ、上記非線形変化を 示す較正情報を決定する、 各工程から成る上記方法。
16. １６．上記異なる照明条件は既知特性の１個またはそれを超える数の減衰器を有 する固定した条件において動作する光源を使用して確立される、請求の範囲１４ または１５記載の上記方法。
17. １７．上記対応する強度値は上記強度の平均値である、請求の範囲１４または１ ５記載の上記方法。
18. １８．上記対応する強度値は上記強度について平均値と少なくともピークからピ ークに至る移動を示す或る値とである、請求の範囲１４または１５記載の上記方 法。
19. １９．上記検出器はＭＣＴ検出器である、請求の範囲１３または１４または１５ 記載の上記方法。
20. ２０．ゼロ強度に対する上記検出器信号値を測定し、前記相関ステップ的おいて 、上記値を使用し、そのように測定する、さらに各ステップから成る請求の範囲 １４または１５記載の上記方法。
21. ２１．強度の関数として非線形変化を示す出力信号を供給する検出器に入射する 強度を測定するための装置であって、 上記非線形変化を示す較正情報を供給する手段と、上記出力信号に応答し正帰還 がないことを特徴とし上記強度を示す増幅した出力信号を供給する増幅器回路と 、 上記増幅した出力信号をデイジタル化し補正されない強度情報を示す測定した値 を供給するための手段と、 上記較正情報を使用して各測定した値を補正し補正した値を供給するための手段 と、 上記補正した値にさらに処理を与えるための手段とを具備する、装置。
22. ２２．非線形変化を示す較正情報を供給する手段と、上記出力信号に応答し正帰 還がないことを特徴とし上記強度を示す増幅した出力信号を供給する増幅器回路 と、 上記強度を調整するための手段と、 上記増幅した出力信号をディジタル化し補正されない強度情報を示す測定した値 を供給するための手段と、 上記較正情報を使用して各測定した値を補正し補正した値を供給するための手段 とを具備する、 フーリエ変換分光計。
23. ２３．強度の関数として非線形変化を示す出力信号を供給する検出器と、上記非 線形を示す較正情報を供給する手段と、上記検出器信号のＡＣおよびＤＣ成分を 測定するための手段と、上記較正情報と上記測定したＡＣお上びＤＣ成分の既定 線形結合とに基づいて上記測定した線形結合に対する適切な補正要素を決定する ための手段と、上記補正要素を上記測定した線形結合に適用するための手段とを 具備する、フーリエ変換分光計。
24. ２４．フーリエ変換分光計において、 ＡＣ信号チャンネルを定める手段と、 ＤＣ信号チャンネルを定める手段と、 検出器の非線形に関する較正情報を供給するための手段と、少なくとも上記較正 情報および上記ＤＣチャンネル内の信号に応答し、上記ＡＣチャンネルの利得を 変更し少なくとも部分的補正を行なうための手段とを具備する、検出器の非線形 に対しＡＣ信号を補正するための装置。
25. ２５．上記増幅器回路は上記増幅した出力信号の各ＡＣおよびＤＣ成分を供給す る分離ＡＣおよびＤＣチャンネルと、上記ＡＣお上びＤＣ成分の動作を別々にデ ィジタル化するための上記手段とを備え、さらに、そのようにディジタル化した 上記ＡＣおよびＤＣ成分を線形結合するため手段を具備する、請求の範囲２２記 載のフーリエ変換分光計。
26. ２６．上記増幅器回路はＤＣ結合される、請求の範囲２２記載のフーリエ変換分 光計。
27. ２７．上記検出器はＭＣＴ検出器である、請求の範囲２２または２３または２４ 記載のフーリエ変換分光計。