JPH0746907B2

JPH0746907B2 - 単相インバ−タの駆動方法

Info

Publication number: JPH0746907B2
Application number: JP62151264A
Authority: JP
Inventors: 康之榊原; 克美木部
Original assignee: 東洋電産株式会社
Priority date: 1987-06-19
Filing date: 1987-06-19
Publication date: 1995-05-17
Anticipated expiration: 2010-05-17
Also published as: JPS63316673A

Description

【発明の詳細な説明】〈産業上の利用分野〉本発明は直流電源を交流電力に変換する単相インバータ
に関し、特に、各種の自動車両に搭載のバッテリや直流
発電機等の発生する直流電力を商用交流100V電源相当に
変換する単相インバータの駆動方法における改良に関す
る。

〈従来の技術〉例えばテレビとか据置きのオーディオ・セット、電動大
工工具等々、本来ならば消費電力が大きいため、商用交
流100V電源により屋内や庭等で使用されるべき各種の電
子、電気機器を車等に積んで持出し、商用電源を取れな
い所で使用したいことも良くある。

こうしたことから従来においても、例えば車両搭載のバ
ッテリ電圧を変換、昇圧したり、直流発電機の出力を変
換して商用電源相当の出力電圧値の交流電源を得るた
め、各種の単相インバータが開発されてきた。もっと
も、大電力容量を望む向きには車両搭載のバッテリにの
み頼るものは不都合であり、車両の機関軸に対し、ベル
ト−プーリ機構を介する等して発電軸を結合させた直流
発電機利用型が要請される。

ところで、第５図（Ａ）に示されているように、言うま
でもなく商用交流100V電源は、その波高値を実効値ない
し定格値100Vの（約140V）とする50Hzないし60Hzの正弦波形で定義され
る。

一方、通常屋内で使用される各種の電子、電気機器は、
この商用電源を整流し、直流電力に変換して用いるもの
が多いが、その場合、当該整流波形の電圧は、第５図
（Ｂ）に図示のように、原理的には無負荷最大で入力交
流電源の波高値140Vに等しくなる。

しかるに、このような商用交流電源の持つ性質は、正弦
波形でなくとも、第４図（Ａ）に示されているように、
正負各矩形パルスの間にそれぞれ適当なる時間幅の休止
期間P₀を設けた交番矩形波形によってもほぼ満足するこ
とができる。

ただしこの場合、第一、第二通電期間P₊,P_-中における
正負各矩形パルスの最大振幅値は、共にその絶対値にお
いて商用交流電源の波高値に等しくなるよう設定すると
共に、無通電期間（休止期間）P₀の時間幅ないし各矩形
波に関するパルス・デューティ比;P₊（or P_-）／｛P
₊（or P_-）＋P₀｝も適切に設定し、第４図（Ｂ）に示さ
れているように、これが例えば整流されたとき、先に第
５図（Ｂ）に即して述べた商用交流電源整流時とほぼ同
等な電位関係が得られるべくする必要がある。

もちろん、第一通電期間P₊、休止期間P₀、第二通電期間
P_-、休止期間P₀が単位の一サイクルを構成し、これが所
定の周波数50Hzないし60Hzで繰返される。

こうしたことから、正弦波形でなく交番矩形波形であっ
ても、一般に提供されている商用交流電源とほぼ同等の
性質の交流電源を構成し得ることが理解されるが、実は
これがまさしく、従来から開発されている単相インバー
タの原理なのである。

すなわち、第６図（Ａ）に示されているように、バッテ
リとか直流発電機等、適当なる直流電源の正負端子T⁺,T
^-の間に、第一、第二のバイポーラ・スイッチング・ト
ランジスタQ₁,Q₂の直列回路と、第三、第四のバイポー
ラ・スイッチング・トランジスタQ₃,Q₄の直列回路とを
互いには並列に挿入し、第一、第二スイッチング・トラ
ンジスタQ₁,Q₂の接続点T₁と、第三、第四スイッチング
・トランジスタQ₃,Q₄の接続点T₂とを一対のインバータ
出力端子T₁,T₂とした上で、各バイポーラ・スイッチン
グ・トランジスタQ₁〜Q₄の各ベースに対し、第６図
（Ｂ）に示されるようなシーケンス・パターンに従う駆
動信号S₁〜S₄を与えると、端子T₁,T₂間に挿入された負
荷L_Dが抵抗負荷である場合、原理的には一応、第４図
（Ａ）図示した所期の交番矩形波形が得られるのであ
る。

つまり、第一通電期間P₊において第一トランジスタQ₁と
第四トランジスタQ₄のベースに有意の正の電圧値で規定
される駆動信号S₁,S₄を与え、これらトランジスタQ₁,Q₄
をターン・オンさせる一方、第三トランジスタQ₃、第四
トランジスタQ₄のベースには有意の電圧信号S₂,S₃を印
加せず、望ましくは接地することによりこれらをオフ状
態に維持させると、直流電源正端子T⁺から流れ込む電流
は、当該オンとなった第一トランジスタQ₁から端子T₁、
負荷L_D、端子T₂、第四トランジスタQ₄を介した後、直流
電源負端子T^-に至る経路を採り、したがってまず、第４
図（Ａ）中における第一通電期間P₊内の正方向矩形パル
スが生成される。

ただし便宜的に、本書では負荷L_Dの接続されている一対
のインバータ出力端子T₁,T₂の中、端子T₁から負荷L_Dへ
の電流流れ込み方向を上記のように正方向と呼んでお
く。

この第一通電期間P₊に続く既述の休止期間P₀は、全ての
トランジスタQ₁〜Q₄のベースに対し、有意の正の電圧値
を印加せず、望ましくは接地することにより得られる。
換言すれば、それまで有意の正の値として第一、第四ト
ランジスタQ₁,Q₄に印加していた駆動信号S₁,S₄を除去な
いし接地電位とすることにより、休止期間P₀となる。

これに次ぐ第二通電期間P_-においては、今度は第二トラ
ンジスタQ₂と第三トランジスタQ₄のベースに有意の駆動
信号S₃,S₄を与え、これらをターン・オンさせる一方、
第一トランジスタQ₁、第四トランジスタQ₄はその前の休
止期間P₀におけると同じまま、オフ状態に維持させる。

このときには直流電源正端子T⁺からの電流は、第三トラ
ンジスタQ₃、端子T₂、負荷L_D、端子T₁、第二トランジス
タQ₂を介して直流電源負端子T^-に至る経路に流れ、もっ
て第４図（Ａ）中の負方向矩形パルスが生成される。

この第二通電期間P_-の後には再度、先と同様、全てのト
ランジスタQ₁〜Q₄をオフとする休止期間P₀を設け、ここ
までを単位の一サイクルとして、以下、この過程を繰返
す。

もちろん先に述べたように、この単相インバータに関
し、出力周波数50Hzを満たす場合には上記単位サイクル
長（P₊＋２・P₀＋P_-）を20mSに、60Hzを満たす場合には
約16.7mSに選ぶ。

なお、直流電源正負端子T₁,T₂間に接続される直流電源
が、例えば直流発電機であって約140Vを生成し得るもの
である場合にはともかく、車載用のバッテリとか、当該
バッテリ電圧値と同程度の電圧値しか発生しない直流発
電機である場合には、第６図示の基本構成による単相イ
ンバータを通した後、変圧器により昇圧して第４図示の
ような波高値140Vが得られるべくされる。特に後者の場
合には、当該変圧器を通すことにより結果としてロー・
パス・フィルタ効果を受け、積分されるため、その変圧
器出力は交番矩形波形と言うより疑似正弦波形に近いパ
ターンとなることもある。

また、第一〜第四の各スイッチング・トランジスタQ₁〜
Q₄のエミッタ−コレクタ間に並列に付されているダイオ
ードD₁〜D₄は、当該それぞれのトランジスタQ₁〜Q₄に関
し、逆方向印加電圧を制限するために必要な保護ダイオ
ードである。

〈発明が解決しようとする問題点〉上記のように、これまでに開発されている第６図示の単
相インバータにおいても、原理的には所期通り、何等問
題なく、第４図示の交番矩形波形が得られるかのように
思われる。

しかしこれは、実際上、既述のように負荷L_Dとして抵抗
負荷が選定されている場合に限られ、端子T₁,T₂間が無
負荷開放されたり、あるいは負荷L_Dとして誘導負荷が選
択されると、種々の問題を生起するのである。

例えば第６図（Ａ）中においては、負荷L_Dに対し、並列
にブリーダ抵抗R_Bが付されているが、第６図（Ｂ）に示
される駆動シーケンス・パターンに従う限り、これは従
来における単相インバータにとってほとんど必須の構成
子であり、にもかかわらず、できれば用いたくない構成
子でもある。以下、その理由を含め、これら従来の単相
インバータにおける諸問題につき考察する。

今、単相インバータ出力端子T₁,T₂間が無負荷開放され
たとしよう。この場合、第６図（Ｂ）に示された駆動シ
ーケンスに従う各時点での単相インバータの回路状態は
第７図示のようになる。

理解を助けるため、同図中においては各スイッチング・
トランジスタQ₁〜Q₄を方向性のあるオン・オフ・スイッ
チとして捕え、コレクタからエミッタに向けて電流の流
れ得る方向に対応させて矢印を付すと共に、オフとなっ
ているときにはコレクタ，エミッタに各対応する端子間
を開放して示し、また、ここでの説明では関与すること
のない保護ダイオードD₁〜D₄は省略しているが、まず、
第一通電期間P₊中において先のようにトランジスタQ₁,Q
₄がオンとなると、端子T₁,T₂間に負荷が接続されていな
い場合、直流電源の電位はこのときにオフとなっている
トランジスタQ₂,Q₃のエミッタ−コレクタ間に印加され
る。

しかるに、通常、オフとなっているバイポーラ・トラン
ジスタのエミッタ−コレクタ間には容量分があり、ま
た、実際の回路系においては、これに加えて各種要因に
よる浮遊容量成分も見込まれることから、これらを包括
的に表すと、それぞれのトランジスタQ₁,Q₂,Q₃,Q₄の主
電流通路（エミッタ−コレクタ間電流通路）に各々並列
にキャパシタC₁,C₂,C₃,C₄を付設したのと同じことにな
っているため、上記のように第一通電期間P₊において端
子T₁,T₂間が無負荷開放状態にあると、第７図（Ａ）中
に仮想線の経路で示されるように、当該このときにオフ
となっているトランジスタQ₂,Q₃のエミッタ−コレクタ
間容量C₂,C₃に対し、これを充電する電流が流れる。

したがって、第一通電期間P₊に引続く休止期間P₀に入
り、全てのトランジスタQ₁〜Q₄がオフ状態に付けられる
と、第７図（Ｂ）に示されているように、これらキャパ
シタC₂,C₃に充電されている電荷が問題となり、放電経
路が閉成しないがために本来ならば何等有意の電圧が発
生しないはずの端子T₁,T₂間に、当該キャパシタ内残存
電荷による余剰エネルギ電位E_Rが生成してしまう。

これは、先の従来例の動作シーケンス波形を示す第６図
（Ｂ）中にあって、 “端子T₁,T₂間電圧波形（無負荷時）” として示した行中に明示されている。

すなわち、本来ならば同部分中、休止期間P₀の開始と共
に立ち下がる破線の波形とならなければならないのに対
し、余剰蓄積電荷エネルギE_Rの存在により、休止期間P₀
中にも端子電圧が生じてしまうのである。

これは全く同様に、第二通電期間P_-の後の休止期間P₀中
においても発生し、負方向余剰電荷に基づく端子電圧E_R
（絶対値として考え、図中においての正負の別は表示し
ていない）として表れる。

つまり、第７図（Ｂ）から同図（Ｃ）に移り、第二通電
期間P_-に入ると、オンとなったトランジスタQ₂,Q₃によ
り、それまで電荷を蓄積していたそれらトランジスタに
並列なキャパシタC₂,C₃の蓄積電荷は放電されるが、逆
にオフに維持されているトランジスタQ₁,Q₄に並列なキ
ャパシタC₁,C₄には仮想線の充電経路で充電電流が流
れ、第７図（Ｄ）に示されているように、一サイクル内
の第二の休止期間P₀に入ったとき、先とは逆方向である
が絶対値においては同じ程度の残存電位E_Rが生じてしま
うのである。

したがって例えば、図示の単相インバータの出力が各種
機器に内蔵の整流回路に接続されており、この整流回路
の負荷が開放されていることにより、等価的に単相イン
バータの負荷開放と同等の現象が生じているようなとき
には、当該整流回路出力電位が異常に上昇し、整流回路
内平滑コンデンサの耐電圧特性上、好ましくない状態と
なる等、使用する機器に望ましくない影響を与えること
がある。

さらにまた、第６図（Ｂ）示される従来の駆動シーケン
ス・パターンは、負荷L_Dとして誘導負荷が選択された場
合にも不具合を露呈する。

第８図は従来の単相インバータにおいて負荷L_Dが誘導負
荷L_Lである場合を模式的に示しているが、同図（Ａ）に
示されるように、第一通電期間P₊においてトランジスタ
Q₁,Q₄がオンとされると、図中、仮想線で示されている
ように、当該誘導負荷L_Lに対し、トランジスタQ₁の側か
らの正方向電流が流れ、トランジスタQ₂から直流電源負
端子T₂に抜けて行くが、この際、周知のように、当該誘
導負荷L_Lには電磁エネルギが蓄積される。

したがって、第８図（Ｂ）に示されているように、引続
く休止期間P₀の開始当初において、それまで導通してい
たトランジスタQ₁,Q₄がターン・オフし、全てのトラン
ジスタがオフとなった瞬間、当該誘導負荷L_L内に蓄積さ
れていた電磁エネルギは、電源電圧（140V）を越える分
に関してはトランジスタQ₂,Q₃に付設されている保護ダ
イオードD₂,D₃を介し、電源に吸収されるべく有意の電
流として流れ去るものの、変換電圧値が電源電圧を越え
得ない分、結局はほぼ140V程度までの分は、放電経路が
閉成し得ないため、第６図（Ｂ）中、 “端子T₁,T₂間電圧波形（誘導負荷時）” として示した行中に明示のように、端子T₁,T₂間にそれ
までとは逆極性関係の負方向スパイク状電位E_Pとして表
れる。

なお第６図（Ｂ）中、このスパイク状電位E_Pの頭がクラ
ンプされているのは、上記のようにこれを越える分は電
源側に吸収されるからである。

これは全く同様に、スパイク状電位E_Pの極性こそ異なる
ものの、第８図（Ｃ）から同図（Ｄ）に掛けて示されて
いる第二通電期間P_-から第二休止期間P₀に掛けても生ず
る問題であり、結局、従来の駆動方法においては、この
誘導負荷時にも、先と同様、正規の電圧値以外の高電圧
が発生する可能性がある。

そこで、従来においては、上記のような無負荷開放時や
誘導負荷時における不都合を緩和すべく、先に述べたよ
うに、負荷L_Dに関し並列にブリーダ抵抗R_Bを挿入すべく
していたのである。

というのも、このブリーダ抵抗R_Bがあれば完全に無負荷
となる状態を回避でき、かつまた誘導負荷に蓄積される
電磁エネルギの強制放電経路を確保できるからである。

しかし明らかなように、このブリーダ抵抗R_Bは、第一通
電期間P₊中や第二通電期間P_-中においても定常的に電力
を消費する。

これは極めて不合理であり、実際上、このことが従来に
おけるこの種の単相インバータの変換効率向上を阻む大
きな要因になっていたし、また、このブリーダ抵抗自体
の放熱経路ないし放熱空間を確保するため、機器全体を
大型化しなければならない欠点もあった。

そこで、本発明は、インバータの変換効率を低下させる
と共に放熱量の高いブリーダ抵抗を用いることなく、無
負荷解放時や誘導負荷時においても適正な矩形波交流に
変換することができる単相インバータの駆動方法を提供
することを目的とする。

〈問題点を解決するための手段〉上記目的を達成するために、本発明に係る単相インバー
タの駆動方法は、浮遊容量が発生し得るスイッチング素
子（例えば、エミッタ−コレクタ間に浮遊容量が生ずる
バイポーラ・トランジスタQ₁〜Q₄）を４つ用いてブリッ
ジを構成し、第１スイッチング素子と第３スイッチング
素子との接続点（例えば直流電源正端子T⁺）を直流電源
の正極に接続すると共に、第２スイッチング素子と第４
スイッチング素子との接続点（直流電源負端子T^-）を直
流電源の負極に接続し、第１スイッチング素子と第２ス
イッチング素子との接続点（T₁）を第１給電点とすると
共に、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子と
の接続点（T₂）を第２給電点とし、第１〜第４スイッチ
ング素子のオン・オフ制御を行うことで、第１給電点と
第２給電点との間に接続した負荷（L_D）へ交番矩形波形
の交流を供給する単相インバータの駆動方法において、
少なくとも第２スイッチング素子と第４スイッチング素
子には、各スイッチング素子におけるオン時の導通方向
とは逆方向となる整流路（例えば、保護ダイオードD₂,D
₄）を形成しておき、第１スイッチング素子と第４スイ
ッチング素子とをオンさせる所定時間幅の第１通電期間
（P₊）と、第２スイッチング素子と第３スイッチング素
子とをオンさせる所定時間幅の第２通電期間（P_-）と
を、第２スイッチング素子および第４スイッチング素子
を共にオンさせる所定時間幅の休止期間（P₀）を介して
交互に起生させるようにした。

＜作用および効果＞本発明に係る単相インバータの駆動方法によれば、第1,
第２給電点の間に負荷を接続しない無負荷解放時におい
て、第１通電期間中に第２スイッチング素子に蓄積され
た電荷は、休止期間中に第２スイッチング素子がオンす
ることで放電され、第２通電期間中に第４スイッチング
素子に蓄積された電荷は、休止期間中に第４スイッチン
グ素子がオンすることで放電される。

従って、浮遊容量が発生し得るスイッチング素子を用い
た単相インバータにおいても、第1,第２給電点間にブリ
ーダ抵抗を介挿することなく、スイッチング素子に蓄積
された電荷を効果的に放電させることが可能となり、第
1,第２給電点間に発生させる矩形波形を適正ならしめる
ことができる。

また、第1,第２給電点の間に誘導性負荷を接続した誘導
負荷時において、第１給電期間から休止期間に変換する
ことで誘導性負荷に逆起電力が生ずると、第２給電点か
ら第４スイッチング素子および第２スイッチング素子の
整流路を介して第１給電点へ至る電流路が形成され、第
２給電期間から休止期間に変換することで誘導性負荷に
逆起電力が生ずると、第１給電点から第２スイッチング
素子および第４スイッチング素子の整流路を介して第２
給電点へ至る電流路が形成される。

従って、第1,第２給電点間にブリーダ抵抗を介挿するこ
となく、第1,第２給電点の電位が変化することに基づい
て誘導性負荷に逆起電力が生じても、放電用の電流路に
おいて速やかに消費されることとなるので、第１給電期
間から休止期間あるいは第２給電期間から休止期間へ変
換する際に第1,第２給電端子間にスパイク電圧E_Pが生ず
ることを効果的に防止でき、第1,第２給電点間に発生さ
せる矩形波形を適正ならしめることができる。

さらに、無負荷解放時および誘導負荷時の何れにおいて
もブリーダ抵抗を必要としないので、インバータの変換
効率を高めることができると共に、ブリーダ抵抗によっ
て集中的に発生する多量の熱を放散する放熱構造を採る
必要がないので、当該単相インバータを含む機器自体を
軽量小型化することに寄与できる。

〈実施例〉第１図には本発明の駆動方法を適用し得る単相インバー
タの構成例と、本発明の駆動方法の望ましい一実施例が
示されている。もちろん本発明においても、単相インバ
ータの出力端子間に得るべき波形はすでに第４図（Ａ）
に即して説明した交番矩形波形である。

第１図（Ａ）に例示の単相インバータは、スイッチング
素子Q₁〜Q₄にバイポーラ・トランジスタを用いたもの
で、先に説明した従来例において用いられていた基本構
成と同じである。

ただし、従来例においては必須とされていたものの、定
常的に電流を消費し、部品点数を増し、筺体構造を大型
化する点で望ましくないブリーダ抵抗R_B（第６図）やこ
れに類似の構成子は用いられておらず、また、用いる必
要がない。

念のため、第１図（Ａ）に示されている単相インバータ
の静的な構成につき説明すると、車両搭載のバッテリと
か直流発電機であって良い直流電源の正負両端子T₁,T₂
間には、第一、第二のバイポーラ・トランジスタQ₁,Q₂
の直列回路と、第三、第四のバイポーラ・トランジスタ
Q₃,Q₄の直列回路とが互いには並列に挿入されており、
第一、第二バイポーラ・トランジスタQ₁,Q₂の接続点T₁
と第三、第四バイポーラ・トランジスタQ₃,Q₄の接続点T
₂とが単相インバータの出力端子T₁,T₂として定義され、
この間に負荷L_Dを接続するようになっている。

また、各バイポーラ・トランジスタQ₁〜Q₄のエミッタ−
コレクタ間主電流通路には、逆方向印加電圧を制限し、
当該各トランジスタを保護する保護ダイオードD₁〜D₄が
並列に抱かされている。

こうした静的な構成において、本発明は、各トランジス
タQ₁〜Q₄のベースに印加する駆動信号S₁〜S₄に関し、第
１図（Ｂ）に示されるようなシーケンス・パターンを採
る。

本発明においても、所定のパルス幅P₊,P_-の正負各矩形
パルスを生成する第一通電期間P₊、第二通電期間P_-にお
いては、既述した従来例と同様の信号関係となり、第一
通電期間P₊は駆動信号S₁,S₄を有意の正の値として第一
トランジスタQ₁と第四トランジスタQ₄の各ベースに与
え、これらをオンにすることにより形成され、第二通電
期間P_-は同様に駆動信号S₃,S₂を有意の正の値にし、第
三トランジスタQ₃と第二トランジスタQ₂をオンにするこ
とにより形成される。

すなわち、第一通電期間P₊の場合、直流電源正端子T⁺か
らの電流はオンとなっている第一トランジスタQ₁を介
し、端子T₁、負荷L_D、端子T₂、第四トランジスタQ₄の順
で流れ、直流電源負端子T^-に至るため、第１図（Ｂ）の
最下段に示されているように、正方向矩形波パルスが形
成される。この電位は、例えば本単相インバータに接続
されている直流電源の出力電位が商用交流電源の波高値
に等しい場合、この波高値（約140V）となる。

一方、第二通電期間P_-においては、直流電源正端子T⁺か
らの電流は第三トランジスタQ₃を介し端子T₂の方から負
荷L_Dに流れ込み、端子T₁から第二トランジスタQ₂を介し
て直流電源負端子T^-に戻る経路となるため、波高値こそ
絶対値において所期の約140Vであるが、負荷L_Dに関して
は先とは逆方向に流れる負方向矩形パルスが形成され
る。

これに対し、正負矩形パルスの生成期間P₊,P₀の間に既
に説明した理由により設けられる無通電期間ないし休止
期間P₀は、本発明の場合、特徴的なことに、従来例のよ
うな全てのトランジスタのオフにより規定されるのでは
なく、第一、第三トランジスタQ₁,Q₃はオフとされて
も、第二、第四トランジスタQ₂,Q₄がオンとされること
により形成される。

ここでさらに、まず負荷L_Dとして最も問題が少ない抵抗
性の負荷を選んだものとし、時間的な流れに沿って本発
明駆動方法に従う動作を見てみると、第一通電期間P₊に
おいては先のように第一、第四トランジスタQ₁,Q₄がオ
ン、第二、第三トランジスタQ₂,Q₃がオフとされて、負
荷L_Dに対し正方向電源電流が供給され、続いてこの第一
通電期間P₊に定められている時間を経過すると、第一ト
ランジスタQ₁がオフとされ、また第三トランジスタQ₃は
その前からオフ状態にあるため、負荷L_Dの一端である端
子T₁と直流電源正端子T⁺の間は等価的に開放される結果
（保護ダイオードD₁,D₃も逆方向である）、この時点で
負荷L_Dに対する直流電源からの給電が断たれ、所期の無
通電状態が生起する。

一方でこのとき、負荷L_Dの両端、すなわち端子T₁,T
₂は、それまでオンとなっていた第四トランジスタQ₄が
そのままオン状態を維持するに加え、第二トランジスタ
Q₂もオン状態に遷移させられることにより、当該両トラ
ンジスタQ₂,Q₄の各コレクタに接続されるが、ここで仮
定した抵抗性負荷L_Dの場合、まずもってこれで何等問題
がないことは明らかである。電位的には負荷両端が共に
ほぼ接地電位に付いていることになるからである。

第一の休止期間P₀に既述のようにして定められている時
間を経過すると、それまでオン状態を保っていた第二ト
ランジスタQ₂はそのままオン状態に維持されるが、当該
休止期間P₀中においてオン状態になっていた第四トラン
ジスタQ₄はターン・オフされ、代わって第三トランジス
タQ₃がターン・オンして第二通電期間P_-に入る。

これにより、直流電源正端子T⁺からの電源電流は第三ト
ランジスタQ₃を介し端子T₂の方から負荷L_Dに流れ込み、
端子T₁から第二トランジスタQ₂を介して電源負端子T^-に
戻る経路となる。

この状態を所定の時間幅P_-に亘り維持させた後、それま
でオンとなっていた第二、第三トランジスタQ₂,Q₃の
中、第三トランジスタQ₃はオフとするが、第二トランジ
スタQ₂はそのままオン状態に維持しながら、第四トラン
ジスタQ₄のベースに再び有意の正の値の駆動信号S₄を与
え、これをオンとすると、先の第一通電期間P₊に引続く
休止期間P₀と同様に、第二の休止期間P₀が生起する。

以下、この単位サイクル（P₊→P₀→P_-→P₀）を所定周波
数50Hzないし60Hzで繰返せば、本単相インバータの出力
端子T₁,T₂間に第１図（Ｂ）の最下段に示されている交
番矩形波形が得られ、これはまたとりも直さず、先に第
４図（Ａ）にて示した所期の波形である。

このような本発明による駆動信号のシーケンス・パター
ンに従うと、上述のように負荷L_Dとして抵抗性の負荷が
選択された場合に限らず、仮に負荷L_Dが開放されたり、
あるいは負荷L_Dとして誘導性の負荷L_Lが接続された場合
にも、従来例におけるようなブリーダ抵抗等を特に必要
とすることもなく、残存蓄積電荷や蓄積電磁エネルギに
起因する問題から逃れることができる。

以下、これにつき説明すると、第２図は本発明駆動方法
に従う第１図（Ａ）の単相インバータの出力端子T₁,T₂
間が開放された場合の動作を示している。ただし本図に
おいては、各トランジスタQ₁〜Q₄のエミッタ−コレクタ
間に接続されている保護ダイオードD₁〜D₄は無関係なた
め、省略しており、また先の従来例に関しての説明上で
も用いたように、各トランジスタQ₁〜Q₄はそれがオンと
なっているとき、図中での矢印方向にのみ、直流電流の
流れを許容する線路で示し、オフとなっているときには
線路開放として示した。

まず第一通電期間P₊においては、既述のように、また第
２図（Ａ）に示されているように、第一トランジスタQ₁
と第四トランジスタQ₄がオンとなるから、端子T₁,T₂間
が開放されている場合、オフとなっている第二、第三ト
ランジスタQ₂,Q₃のエミッタ−コレクタ間に並列に接続
されているのと等価なキャパシタC₂,C₃が存在していた
場合（また、普通にはこれが存在するが）、これら両キ
ャパシタQ₂,Q₃に対し、図中の仮想線で示される経路で
充電電流が流れる。

しかし、当該第一通電期間P₊に定められている時間を経
過後、そのまま第一の休止期間P₀に移ったときにも、本
発明の駆動方法においては、第２図（Ｂ）に示されてい
るように、第二、第四トランジスタQ₂,Q₄が共にオンと
されることから、当該第２図（Ｂ）中に相対的に太い仮
想線で示されているように、第二トランジスタQ₂のエミ
ッタ−コレクタ間に並列に挿入されている等価キャパシ
タC₂に蓄積されている電荷は当該オンとなった第二トラ
ンジスタQ₂の主電流通路（エミッタ−コレクタ間通路）
を介して速やかに放電することができる。

そのため、この時点ではまだ第三キャパシタC₃に残存電
荷が蓄積されていても、端子T₁,T₂は結果として各電流
通路Q₂,Q₄を介し、接地に落ちているのと等価となるか
ら、従来においては発生することのあった端子T₁,T₂間
の異常な電圧波形はこれを抑制し得るのである。

なお、キャパシタC₃に残った電荷は、次いで生起する第
二通電期間P_-の当初の第三トランジスタQ₃のターン・オ
ンにより、そのエミッタ−コレクタ通路を介し、速やか
に放電される。

全く同様に、端子T₁,T₂間が開放状態にある場合、第二
通電期間P_-中においては第２図（Ｃ）に示されているよ
うに、このときにオフとなっている第一、第四トランジ
スタQ₁,Q₄のエミッタ−コレクタ間に並列接続されてい
るのと等価なキャパシタC₁,C₄に対し、充電電流が流れ
るが、第２図（Ｄ）に示されるように、これに引続く第
二の休止期間中においては第四トランジスタQ₄がオンと
されることから、キャパシタQ₄に充電されている電荷は
速やかに放電され、端子T₁,T₂間には何等異常な電圧波
形が発生しないし、このときにまだ蓄積されているキャ
パシタC₁内の蓄積電荷も、次の単位サイクル開始の当初
の第一通電期間P₊の形成に伴う第一トランジスタQ₁のエ
ミッタ−コレクタ通路を介し速やかに放電される。

このようにして、本発明によると、従来においては問題
となっていたキャパシタ内蓄積電荷に基づき端子T₁,T₂
間に生じ得る異常な電圧波形を良く抑え込めることが理
解される。

次いで負荷L_Dとして誘導性の負荷L_Lが選択された場合に
つき、第３図に即して考察する。

すでに従来例に関し説明したように、誘導性の負荷L_Lに
電源電流が流れ込むと、これに基づく電磁エネルギが蓄
積され、逆起電力が生じ得る。

したがって、第一通電期間において第３図（Ａ）中、誘
導性負荷L_Lに対し、端子T₁の側から電源電流が流れ込む
と、これにより蓄積された電磁エネルギは、もし仮に、
その両端T₁,T₂が急に開放されると、逆方向に相当大き
な誘導起電圧を生ずる。

しかし、本発明の駆動方法によると、第３図（Ａ）から
第一休止期間P₀である第３図（Ｂ）の状態になった場
合、第二、第四トランジスタQ₂,Q₄がオン状態であるこ
とにより、当該誘導負荷L_Lに蓄積されていた電磁エネル
ギは、第四トランジスタQ₄から第二トランジスタQ₂に通
常設けられる保護ダイオードD₂を介する閉ループを流
れ、当該第四トランジスタQ₄のエミッタ−コレクタ間通
路の低抵抗路、ダイオードD₂の順方向抵抗、及び誘導性
負荷の持っている抵抗分等で速やかに熱変換されて消失
し、したがって従来例に認められたような単相インバー
タ出力端子T₁,T₂間に問題となる程のスパイク電圧E_Pを
生ずることがないのである。

全く同様に、このメカニズムは第３図（Ｃ）と第３図
（Ｄ）に示される第二通電期間P_-から第二休止期間P₀へ
の遷移過渡期においても生成し、誘導性負荷L_Lに蓄積さ
れることある電磁エネルギを速やかに第二トランジスタ
Q₂のエミッタ−コレクタ間通路、ダイオードD₄、誘導性
負荷に流し、ここでジュール熱に変換することにより、
急激に消費させることができる。

以上、本発明の望ましい実施例を通じ、本発明の有効性
共々詳記したが、第１図（Ｂ）に良く示されているよう
に、本発明の駆動方法においては、各直列回路を構成す
る一対のトランジスタQ₁,Q₂;Q₃,Q₄の一対の駆動信号S₁,
S₂;S₃,S₄は、論理値関係で記述すると結果として相補論
理関係（コンプリメンタリ）となっていることが分か
る。すなわち、第一トランジスタQ₁がオンとなっている
ときには必ず第二トランジスタQ₂はオフにあり、第二ト
ランジスタQ₂がオンとなっているときには第一トランジ
スタQ₁の方がオフとなっているし、同様に第三トランジ
スタQ₃がオンとなているときには第四トランジスタQ₄が
オフ、第四トランジスタQ₄がオンとなっているときには
必ず第三トランジスタQ₃の方がオフとなっているのであ
る。

これも結構便利な結果である。というのも、各トランジ
スタを駆動する駆動信号S₁〜S₄は、既存の集積回路モジ
ュールとして得られるクロック・ジェネレータとかタイ
ミング・ジェネレータ等により得ることができるが、こ
の際、各ジェネレータにはあらかじめ相補出力端子が装
備されているのが普通だからである。

しかも、第一、第二トランジスタQ₁,Q₂の組に関する相
補駆動信号対S₁,S₂に対し、第三、第四トランジスタQ₃,
Q₄に関する相補駆動信号対S₃,S₄は、単に時間軸上、時
間（P₊＋P₀）だけ遅れて発生するタイミングにあれば良
く、このことが既存のタイミング・ジェネレータの使用
をより一層、簡単化する理由ともなる。

又、第一トランジスタ、第三トランジスタQ₁,Q₃と、第
二、第四トランジスタQ₂,Q₄の動作を今までに説明した
駆動方法と全く逆にして、例えば第一通電期間P₊では第
一、第四トランジスタQ₁,Q₄をオンとし、第二通電期間P
_-では第二、第三トランジスタQ₂,Q₃をオンとし、それぞ
れ第一、第二休止期間P₀で第一、第三トランジスタQ₁,Q
₃をオンにしても同様の効果を期待することができる。

なおもちろん、すでに述べたが、本発明で言うスイッチ
ング素子としては図示実施例のバイポーラ・トランジス
タに限らず、制御入力によりオン・オフを規定できるも
のであれば、適当なる半導体スイッチング素子等、任意
適当なるものを選択することができるし、また、図示に
おいては直流電源は始めから交流波高値140Vを発生して
いる旨例示してあるが、低圧の直流電源にも本発明はそ
のまま適用可能である。既述のように、適当な変圧器に
より、単相インバータ出力をさらに昇圧すれば良いから
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の駆動方法を適用可能な単相インバータ
の構成例とその動作の説明図、第２図は本発明の駆動方
法における無負荷開放時の動作説明図、第３図は本発明
の駆動方法における誘導負荷時の動作説明図、第４図は
単相インバータ出力として得るべき交番矩形波形および
その整流波形の説明図、第５図は通常の商用交流電源波
形およびその整流波形の説明図、第６図は従来の単相イ
ンバータの構成と動作の説明図、第７図は従来の単相イ
ンバータの無負荷開放時の説明図、第８図は従来の単相
インバータの誘導負荷時の説明図、である。図中、T⁺,T^-は直流電源入力端子、T₁,T₂は単相インバー
タ出力端子、Q₁〜Q₄は制御入力付きのスイッチング素子
として選ばれたバイポーラ・トランジスタ、S₁〜S₄は駆
動信号、L_Dは負荷、L_Lは特に誘導性の負荷、D₁〜D₄は保
護ダイオード、P₊は第一通電期間、P₀は休止期間、P_-は
第二通電期間、である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】浮遊容量が発生し得るスイッチング素子を
４つ用いてブリッジを構成し、第１スイッチング素子と
第３スイッチング素子との接続点を直流電源の正極に接
続すると共に、第２スイッチング素子と第４スイッチン
グ素子との接続点を直流電源の負極に接続し、第１スイ
ッチング素子と第２スイッチング素子との接続点を第１
給電点とすると共に、第３スイッチング素子と第４スイ
ッチング素子との接続点を第２給電点とし、第１〜第４
スイッチング素子のオン・オフ制御を行うことで、第１
給電点と第２給電点との間に接続した負荷へ交番矩形波
形の交流を供給する単相インバータの駆動方法におい
て、少なくとも第２スイッチング素子と第４スイッチング素
子には、各スイッチング素子におけるオン時の導通方向
とは逆方向となる整流路を形成しておき、第１スイッチ
ング素子と第４スイッチング素子とをオンさせる所定時
間幅の第１通電期間と、第２スイッチング素子と第３ス
イッチング素子とをオンさせる所定時間幅の第２通電期
間とを、第２スイッチング素子および第４スイッチング
素子を共にオンさせる所定時間幅の休止期間を介して交
互に起生させるようにしたことを特徴とする単相インバ
ータの駆動方法。