JPH05506548A - 電子スイッチング式電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 電子スイッチング式電源 本発明は、入力電圧源から負荷に電力を供給する電子スイッチング式電源に関す るもので、この電源は変圧器を有するフライバックコンバータを具備し、前記変 圧器の一次コイルは入力電圧源と並列配置をなす第１トランジスタのコレクタ・ エミッタ回路と直列に接続され、前記変圧器の二次コイルは負荷および第１ダイ オードと直列に接続され、前記第１トランジスタのエミッタは第１抵抗器を介し てシャシまたは基準電位に接続され、一方前記第１トランジスタのベースは制御 回路に接続され、前記基準電位から遠位の側のコンデンサの接続点の電圧は前記 第１抵抗器と第１トランジスタの接続点の電圧と同じ極性を有するものである。

電子スイッチング式電源は、定電圧および／または定電流を電気装置または電子 装置に配送するために用いられ、−次または二次スイッチドモードフライバック または順方向コンバータあるいはプッシュプルコンバータとして構成されること が多い。一般に、これらのコンバータは整流回路を有し、続いて濾波・平滑化配 置が設けられ、この濾波・平滑化配置には変圧器が接続されている。この変圧器 の一次コイルには直列に電子スイッチが接続され、１つまたは数個の制御変数に 従ってオン、オフされる。ここで変圧器に蓄積されたエネルギーは、フライバッ クコンバータが用いられる逆周期の間に、また順方向コンバータが用いられる順 方向周期の間に、さらにプッシュプルコンバータが用いられる逆周期および順方 向周期の間に適切な極性のダイオードを通して電気負荷に配送される。

上記初めに引用した種類のスイッチング式電源は、例えばＥＰＯ１３０４１１Ｂ １に開示されている。この特許の明細書の図２に示しである実施例では自動式フ ライバックコンバータが組み込まれている。すなわち、第１トランジスタのベー スに接続された制御回路はコンデンサおよび抵抗器を通して二次回路から、第１ トランジスタのベースへのフィードバックループを実質的に構成し、さらに第２ トランジスタが設けられ、これは第１トランジスタのベースと基準電位の間にそ のコレクタ・エミッタ回路を有し、そのベースは第１抵抗器の電圧を受けるよう に構成されている。しかしながら、本発明は、自励発振フライバックコンバータ を有するスイッチング電源に制限されるものではな（、さらにマスク励起フライ バックコンバータを有するスイッチング電源に対しても適用されるものである。

このような構成において、制御回路は、例えば、第１トランジスタのベースを駆 動するクロック周波数またはパルス／ノーパルス比が入カ電圧−次電流および／ または二次電流に従って変化するマルチバイブレータからなる。

このようなスイッチングｔ７Ｎの設計は、従来、その用途に従って所定の（最大 ）動作電流を供給するようになされている。しかしながら、用途によっては、例 えばシェーバなどの小形の電気的装置やヘア・リム−ピング装置のモータのよう な負荷はその動作Ｎ流よりかなり大きな始動電流を必要とする。このような条件 の下では、動作中の負荷により要求されるものよりかなり大きなピーク電流に対 してスイッチング電源が設計されなければならず、したがって大きな一次ピーク 電流のために始動相の終了時にも電力の消散が増加するようになる。それは、単 に大きな始動電流を一時的に必要とするためである０例えば、−次回路に配置さ れた第１抵抗器の値はかなり小さく、大きな一次ピーク電流が流れることを可能 にするものでなければならず、これは特に前記スイッチングトランジスタにより 大きな損失をもたらすことになる。

従って、本発明の目的は、動作時に、すなわち始動相の終了時により大きな一次 ピーク電流を必要とすることなしに上記初めに引用した種類の電子スイッチング 式電源が一負荷に対してより大きな始動電流を配送することを可能にするように 前記Ｗ源を構成することにある。

この目的は、第１抵抗器と第１トランジスタの接続点および基準電位がら遠位側 のコンデンサの接続点の間に第２抵抗器を配置する本発明により実現される。

フライバックコンバータにより配送される電流はスイッチングトランジスタのエ ミッタ抵抗に比例するので、本発明の方法は、始動相時に、すなわち負荷にがか る電圧が第１抵抗器の最大電圧降下より小さな大きさであり、次に第２抵抗器が 負荷を通して第１抵抗器と並列に接続される間に第２抵抗器を通して付加的な一 次電流を供給する簡単な手段を提供する。

本発明の都合のよい実施例においては、第２ダイオードが第２抵抗器と直列に接 続される。

ダイオードを直列に接続することは、負荷にかかる電圧が第２抵抗器の最大電圧 降下の大きさになったとき自動的にオフになされる利点を有している。

他の都合のよい実施例は他のサブクレームから明らかになろう。

以下に、添付図面に示した実施例を参照して本発明をさらに詳細に説明する。

添付図面において、 図１は本発明の実施例を示す電気的概略図であり、図２は自動発振式フライバッ クコンバータを有するスイッチング式電源の回路構成図であり、さらに 図３は、破線で示した第２抵抗器および実線で示した直列配置の第２抵抗器と第 ２ダイオードを用いた場合の負荷電圧ＵＯに対してプロットされた一次ピーク電 流Ｉａを示すグラフである。

図１に示した電子スイッチング式ｉｔ源は整流ブリッジ配置３を通して直流また は交流源２０から付勢されたフライバックコンバータで構成される。整流ブリッ ジ配置３の直流電圧入力端子と並列に入力電圧を濾波、平滑化する入力コンデン サ４が接続される。

この入力コンデンサ４と並列に、変圧器５の一次コイル５１と、第１トランジス タ１の負荷回路および第１抵抗器８からなる直列配置が接続される。

変圧器５の二次コイル５２が、ダイオード７と、コンデンサ１６および負荷６か らなる並列回路に直列接続される。

トランジスタ１のベースは制御回路Ｓｔにより駆動される。この制御回路Ｓｔの 構成は、フライバックコンバータが自動発振形かマスタ励振形かにも依存して変 化する。

スイッチングトランジスタ１のエミッタを抵抗器８に接続する接続点Ａと基準電 位から遠位側でコンデンサ１６を負荷６に接続する接続点Ｂの間には、抵抗器８ １とダイオード８２からなる直列回路が配置される。ダイオード８２はツェナー ダイオードであってもよい。本実施例においては、トランジスタ１がＮＰＮトラ ンジスタなので、ダイオードのカソードは接続点Ｂに接続されている。ＰＮＰ形 トランジスタを用いたときは、ダイオード８２のカソードは接続点Ａに接続され なければならない。

図２は自励発振式フライバックコンバータを有するスイッチング電源の詳細な回 路構成を示す図である。

トランジスタ１のベースは、抵抗器１２を通して変圧器５の一次コイル５１の一 端部に接続されると共に、フィードバックコンデンサ９とフィードバック抵抗器 １０からなる直列配置を通して変圧器５の二次コイル５２の一端部に、およびス イッチ１７を通してブリッジ整流配置３の一方の直流端子にエミッタを接続した トランジスタ２のコレクタに接続される。

トランジスタ２のベースは、ツェナーダイオード１１の形態の第１基準要素を通 して変圧器５の二次コイル５２の他方の端部および出力コンデンサ１６または直 流モータ６に接続され、さらにツェナーダイオード２２の形態をなす第２基準要 素を通して第１トランジスタ１のエミッタに接続される。抵抗器８に並列に設け られた抵抗器１３およびコンデンサ１４がトランジスタ２のベース・エミッタ回 路と並列に配置される。

それぞれのカソードが接続されたツェナーダイオード１８と電流が逆方向に流れ ることを許容する極性のダイオード１９かもなる直列配置は漏洩インダクタンス から生じる電圧キックパックパルスのピークを制限または排除するように作用す る。

フィードバックコンデンサ９と並列にダイオード１５が配置され、そのアノード は変圧器５の二次コイル５２の一方の端部に接続される。

従って、図２において、図１の制御回路Ｓｔは実質的にフィードバックコンデン サ９、フィードバック抵抗器１０、およびトランジスタ２により構成されている 。トランジスタエのベースと基準電位の間にはトランジスタ２の代りにツェナー ダイオードを配置してもよい。このツェナーダイオードは、抵抗器８の電圧（Ｕ ｍ）降下とトランジスタ１のベース・エミッタ電圧がツェナーダイオードのツェ ナー電圧の大きさに達したとき導通状態になる。この場合は、制御回路はトラン ジスタ１のエミッタに接続されなければならない。

抵抗器８１とダイオード８２で構成された直列回路がスイッチングトランジスタ のエミッタ（接続点Ａ）と基準電位から遠位の直流モータ６の側の間に配置され る。

なお、ラインとは別に直流モータ６を動作させるために用いられるアキュムレー タを対応するスイッチ２亘を通して直流モータ６に並列に設けてもよい。

次に、図２のスイッチング電源の動作モードについて抵抗器８１とダイオード８ ２が省略されたものとして説明する。

交流ライン電圧が整流ブリッジ配置３に印加されると、整流された交流電圧が平 滑・濾波コンデンサ４に供給され、したがって変圧器５の一次コイル５１および 抵抗器１２を流れる電流が、トランジスタ１のベースの電圧がトランジスタ１を 導通状態になる値に増加するまでフィードバック抵抗器１０を通してフィードバ ックコンデンサ９を充電する。これにより発生されたコレクタ電流は変圧器５の 一次コイル５１を流れ、二次コイル５２に正電圧を誘起し、この正電圧はフィー ドバックコンデンサ９およびフィードバック抵抗器１０を通してトランジスタ１ のベースに印加され、大きなベース電流を発生する。トランジスタ１が導通され ると、変圧器５の一次コイル５１を流れる電流は一次コイル５１のインダクタン スに起因して直線的に上昇し、これはこの直線的に上昇する電流に比例する電圧 が抵抗器８で降下するまでなされ、またこの電圧は、所定の大きさから、トラン ジスタ２にべ一久電流が流れることを許容し、第２トランジスタ２を導通させる と共にトランジスタ１のベースの電位を基準電位にプルダウンし、トランジスタ １をオフにする。トランジスタ１０オフ時には変圧器５のコアに蓄積された磁気 エネルギ〜は二次コイル５２およびダイオード７を通して出力コンデンサ１６に 配送される。

出力コンデンサ１６における電圧がこの出力コンデンサ１６の充電条件の結果と してツェナーダイオード１１のツェナー電圧を越えると、トランジスタ２、抵抗 器８の電圧降下とは無関係に、導通状態を維持され、したがってシャシまたは基 準電位は常にトランジスタ１のベースで維持され、その結果フライバックコンバ ータは動作を停止する。並列接続直流モータ６により電流が消費された結果、出 力コンデンサ１６の電圧がツェナーダイオード１１のツェナー電圧以下の値が降 下したときにのみ、トランジスタ２のしたがってまたトランジスタ１のオフまた はオン状態がツェナーダイオード２２のツェナー電圧に関して抵抗器８の電圧降 下に再び依存するようになり、またフライバックコンバータは再び発振を開始で きるようになる。

ツェナーダイオード２２は、このツェナーダイオード２２のツェナー電圧がエミ ッタ抵抗器８の電圧増加の結果として越えられたときトランジスタ２を導通させ るように作用する。

ダイオード１５およびフィードバックコンデンサ９の並列配置は、電圧がツェナ ーダイオード１１のツェナー電圧以下に降下したとき、フライバックコンバータ が速やかに発振を停止することを可能にするが、これは変圧器５の二次コイル５ ２における出力電圧が直ちにダイオード１５を通してトランジスタ１を駆動する 極性を与えることに起因する。

例えば、−次ピーク電流Ｉａを０．５Ａ、エミッタ抵抗を１０オーム（抵抗器８ １とダイオード８２を除く）とすると、エミッタ抵抗にわたって降下する最大ピ ーク電圧はＵｍ＝５Ｖになる。二次回路に生じるピーク電流は一次ピーク電流に 比例する。このようにして得られる負荷６を流れる電流の代数平均が十分でない ときは、−次ピーク電流は増加されなければならない。これは、例えば、エミッ タ抵抗器８の値を小さくすることにより実現できる。しかしながら、例えば直流 モータである負荷６が始動相時にのみ電流増加を要求するときは、上記の方法は 、−次ピーク電流が変化しないままなので、正常動作モードにおいてもトランジ スタ１に必然的に大きなスイッチング損失をもたらすことになる。

負荷６に対応してより大きなモータ始動トルクを発生するより大きな始動電流を 供給するために、抵抗器８１とダイオード８２が接続点Ａと接続点Ｂの間にそう 人される。以下、この構成の動作モードを図３により説明する。図３は、電源投 入時の負荷６およびコンデンサ１６における電圧ＵＯに対して一次ピーク電流Ｉ ａをプロットしたものである。電圧Ｕｏは従って時間の関数として与えられる。

抵抗器８１と抵抗器８はそれぞれ１ｏΩの抵抗を有し、負荷の動作電圧はＵｏ＝ １０Ｖである。電源が投入された瞬間には、またダイオード８２の順方向電圧を 省略すると、この時点では接続点Ｂの電圧が基ｒｓ電位に関してＯ■なので、− 次ピーク電流は前の０．５Ａの代りにＩａ＝：ＩＡになる。

ここで、次の方程式が適用される。

ただし、ｔＪｆはダイオード８２の順方向電圧である。出力電圧Ｕｏが上昇する と（モータの回転周波数が増加すると）、−次ピーク電流Ｉａの振幅が減少する ことになる。

接続１点ＡとＢの間に抵抗器８１とダイオード８２を共に配置したとき、図３の 実線は（Ｏｆを省略して）Ｕｏの関数としてＩａの特性を示す。Ｕｏ＝５Ｖのと き、これは抵抗器８の最大電圧Ｕｍに対応するが、−次ピーク電流は０８５Ａに 降下していることになる。電圧ＵＯがさらに５Ｖ以上の大きさに増加すると、ダ イオード８２が遮断されるので抵抗器８１は自動的にオフになされる。−次ピー ク電流Ｉａは、抵抗器８１のない前の場合と同様に０．５Ａになる。

ダイオード８２は省略してもよい、その場合の構成は図３に破線で示したように なる。このとき、電圧Ｕｏが電圧ｔＪｍ　（５Ｖで）以上になると、すなわち接 続点Ｂの電位が接続点Ａのものより大きくなると、−次ピーク電流Ｉａが降下し 続け、さらに二次回路から抵抗器８１および抵抗器８を通して基準電位に向けて 付加的な電流が流れる。ダイオード８２がない場合もより大きな始動電流を実現 する目的は同様に実現されるが、抵抗器８１を通してＢからＡにこの電流が流れ ることから動作条件下での電力の消散はダイオード８２がある場合よりも大きく なる。

ダイオード８２がないときは次の式が適用される。

要約書 電子スイッチ式電源ユニットは変圧器（５）を有するブロッキング発振器を備え ている。変圧器の二次コイル（５１）は入力電圧源（２０）と並列をなすトラン ジスタ（１）のコレクタ・エミッタ部分と直列に接続され、また変圧器の二次コ イル（５２）は負荷（６）およびダイオード（７）と直列に接続される。トラン ジスタ（１）のエミッタは第１抵抗器（８）を通して接地または基準電位に接続 され、かつトランジスタ（１）のベースは制御回路（Ｓｔ）に接続される。負荷 （６）と並列にコンデンサ（１６）が接続され、この負荷（６）には直流モータ を用いてもよい。基準電位と逆側のコンデンサ（１６）の接続点（Ｂ）における 電圧は第１抵抗器（９）のトランジスタ（１）との接続点（Ａ）における電圧と 同一の極性を有する。大きな始動電流を得るために接続点（Ａ）と接続点（Ｂ） の間に第２抵抗器（８１）が接続される。

国際調査報告 国際調査報告

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. １．入力電圧源（２０）から負荷（６）に電力を供給する電子スイッチング式電 源であって変圧器（５）付きフライバックコンバータを備え、前記変圧器（５） は入力電圧源（２０）と並列配置をなす第１トランジスタ（１）のコレクタ・エ ミッタ回路と直列に接続されたその一次コイル（５１）を有し、一方その二次コ イル（５２）は負荷（６）および１ダイオード（７）に直列に接続され、前記第 １トランジスタ（１）のエミッタは第１抵抗器（８）を介してシャシまたは基準 電位に接続され、一方第１トランジスタ（１）のベースは制御回路（Ｓｔ）に接 続され、負荷（６）に対してコンデンサ（１６）が並列配置され、前記基準電圧 から遠位の側におけるコンデンサ（１６）の接続点（Ｂ）にかかる電圧は前記第 １抵抗器（８）と第１トランジスタ（１）の接続点（Ａ）にかかる電圧と同じ極 性をなす電子スイッチング式電源において、第１抵抗器（８）と第１トランジス タ（１）との接続点（Ａ）と前記基準電位から遠位側でのコンデンサ（１６）の 接続点（Ｂ）との間に第２抵抗器（８１）が配置されることを特徴とする電子ス イッチング式電源。
2. ２．前記第２抵抗器（８１）と直列に第２ダイオード（８２）が接続され、この ダイオードのアノードは前記第１トランジスタ（１）がＮＰＮ形トランジスタの ときはこの第１トランジスタ（１）と前記第１抵抗器（８）の接続点（Ａ）に接 続され、そのカソードは、前記第１トランジスタ（１）がＰＮＰ形トランジスタ のときは前記接続点（Ａ）に接続されることを特徴とする請求項１記載の電子ス イッチング式電源。
3. ３．前記フライバックコンバータは自励発振し、また前記制御回路（Ｓｔ）は、 前記フライバックコンバータの二次回路と第１トランジスタ（１）のベースの間 に配置されたフィードバックコンデンサ（９）とフィードバック抵抗器（１０） の直列配置と、前記第１トランジスタ（１）のペースと基準電位の間に配置され 、所定電圧から導通するようになる基準電圧源とで構成されることを特徴とする 請求項１記載の電子スイッチング式電源。
4. ４．前記基準電圧源はツェナーダイオードであることを特徴とする請求項３記載 の電子スイッチング式電源。
5. ５．前記基準電圧源は、前記第１トランジスタ（１）と第１抵抗器（８）の接続 点（Ａ）に接続されたベースを有する第２トランジスタ（２）のコレクタ・エミ ッタ回路であることを特徴とする請求項３記載の電子スイッチング式電源。
6. ６．前記負荷（６）は直流モータであることを特徴とする請求項１記載の電子ス イッチング式電源。