JPH0738379A - 電子的負荷インピーダンス - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【構成】 通常の集積差動増幅器は負荷インピーダンス
として埋込まれるインピーダンスを持ち，その制限され
る大きさが電流消費の減少に対する限界となつている。
本発明によれば，負荷インピーダンスが例えばダイオー
ドのような非直線２端子網を形成する負荷素子Ｄ１〜Ｄ
３により代えられ，制御回路を介して制御素子Ａ例えば
制御トランジスタにより，これらの負荷素子Ｄ１〜Ｄ３
の電位が一定に保持される。 【効果】 回路の集積のために所要面積を増大すること
なく，差動増幅器回路の電流消費を残留電流の程度まで
低下させることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は，電力の少ないバイポー
ラ回路及び制御増幅器用の少なくとも１つの信号源から
信号電流を供給される電子的負荷インピーダンス，及び
非対称信号の対称化のためこの電子的負荷インピーダン
スの使用に関する。

【０００２】

【従来の技術】増幅回路において，電流を電圧に変換す
るため負荷インピーダンスが使用され，増幅素子例えば
バイポーラトランジスタが出力電流を供給し，この出力
電流が負荷インピーダンスに電圧降下を生じ，この電圧
降下を別の増幅段の入力電圧として使用することができ
る。差動回路が２つの出力電流を供給し，通常は２つの
負荷インピーダンスを必要とする。２つ以上の出力電流
を持つ装置もある。大地電位に対して非対称な信号を対
称化するためにも，大抵は補助回路に埋込まれる負荷イ
ンピーダンスが使用される。小さい電流入力が求められ
ると，バイポーラ集積回路に大きい負荷インピーダンス
が生じて，過度に大きい場所を必要とし，その堰層容量
により周波数応答に不利な影響を及ぼす。大きい所要場
所は，それに応じて集積回路の製造費を高くする。この
理由から，能動フイルタに関して，抵抗の代りにダイオ
ードの直列回路を使用することが提案された（欧州特許
第０２９６１３１号明細書）。インピーダンスをブート
ストラツプにより電子的に増大することも可能である
（ＶＬＳＩ ｄｅｓｉｇｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆ
ｏｒ ａｎａｌｏｇ ａｎｄ ｄｉｇｉｔａｌ ｃｉｒ
ｃｕｉｔｓ，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ Ｂｏｏｋ Ｃ
ｏ．，Ｓｉｎｇａｐｏｒｅ １９９０，ｐ．３２７）。

【０００３】しかしダイオードの直列回路では，電力平
衡及び制御可能性に関して非常に望ましくない大きい所
要電圧が生ずる。ブートストラツプによる抵抗の増大は
あまり安定でなく，望ましい面積減少に反して付加的な
結合コンデンサを必要とする。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】従つて本発明の課題
は，受動インピーダンスの代りに使用可能で，僅かな電
流しか必要とせず，集積回路における所要面積も小さ
く，大きい堰層容量によつて負荷されないような電子的
負荷インピーダンスを提示することである。

【０００５】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
本発明によれば，それぞれ非直線２端子網を形成する少
なくとも２つの負荷素子が存在し，これらの負荷素子の
第１の端子がそれぞれ１つの制御可能な電流源に接続さ
れ，負荷素子の第２の端子が互いに接続され，負荷素子
へ給電する少なくとも１つの給電電源が設けられ，制御
可能な電流源を制御する制御素子が負荷素子に接続され
ている。

【０００６】更に本発明によれば，それぞれ２つの回路
素子の直列回路から成る非直線２端子網をそれぞれ形成
する少なくとも２つの負荷素子が存在し，これらの負荷
素子の第１の端子が，負荷素子に対応するそれぞれ１つ
の制御可能な電流源に接続され，負荷素子の第２の端子
が互いに接続され，給電電源が負荷素子の第２の端子の
接続点に給電するか，又はそれぞれの負荷素子の２つの
回路素子の接続点がそれぞれ１つの給電電源から給電さ
れ，それぞれの負荷素子の２つの回路素子の接続点が，
対応する制御可能な電流源の入力端にそれぞれ１つの制
御素子を介して接続され，制御可能な電流源の各入力端
が，コンデンサにより基準点又は他の入力端に接続され
ている。

【０００７】こうして本発明によれば，制御可能な電流
源は，負荷素子及び制御素子と共に，負荷素子の電位を
一定に保持する制御回路を形成する。このような負荷素
子の使用により，所要面積を増大することなく，差動回
路の電流消費を残留電流の程度に低減することができ
る。電子的負荷インピーダンスのための付加的な所要電
流は，給電する差動回路の所要電流の１／Ｖ倍にすきな
い。ここでＶは差動回路の増幅度である。

【０００８】

【実施態様】負荷素子として半導体ダイオード又はダイ
オードとして接続されるトランジスタを使用することが
できる。このようなトランジスタダイオードの基板容量
は埋込まれるインピーダンスの基板容量より小さいの
で，有効周波数範囲が増大する。トランジスタダイオー
ドの非直線性は後続の差動増幅器回路の非直線性に完全
に一致し，トランジスタダイオードにおける電流−電圧
変換及び差動増幅器回路における後続の電圧−電流変換
は，原理的に全く歪みなしの増幅を行う。別の利点とし
て，小さい電流において半導体ダイオードは大きい散弾
雑音を持つが，インピーダンスは熱雑音を持つ。この場
合微分抵抗Ｒｘを持つダイオードの雑音出力は，大きさ
Ｒｘのオーム抵抗の雑音出力の半分にすぎないので，こ
の点からも特性の悪化はおこらない。本発明の別の有利
な構成は従属請求項からわかる。

【０００９】

【実施例】本発明の実施例を図面により以下に説明す
る。図１において信号電流源を形成する電流源Ｉａ１，
Ｉａ２，Ｉａ３は，信号電流に重畳されて零信号電流を
供給する。接続点Ａ１，Ａ２，Ａ３は負荷インピーダン
スの端子に一致している。一般に非直線２端子網と解釈
されるそれぞれ１つの負荷素子Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３は，そ
の第１の端子を接続点Ａ１，Ａ２，Ａ３に接続されてい
る。負荷素子の第２の端子は１つの接続点Ｃにまとめら
れている。給電電源Ｉ２は負荷素子へ電流を供給し，こ
こでＩ２は電流の値も意味するものとしている。この例
では，負荷素子Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３はダイオードとして構
成されている。負荷素子に 特に接続点Ｃで接続さ
れる制御素子Ａは，ｎｐｎトランジスタとして構成され
る制御可能な電流源Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７の入力端Ｄに接続
され，これらのトランジスタのコレクタも同様にそれぞ
れ接続点Ａ１，Ａ２，Ａ３に接続され，そのエミツタは
給電電圧Ｕｂの電位に接続されている。最も簡単な場合
制御素子Ａは，接続点Ａ１，Ａ２，Ａ３の適当な動作電
位を供給する役割のみを持ち，簡単なダイオード，ツエ
ナダイオード等から形成することができる。高級な制御
のためには，図４のａ）に示すようなトランジスタ又は
図４のｄ）に示すような差動増幅器も使用することがで
きる。

【００１０】給電電流Ｉ２は接続点Ｃを負荷し，アース
ＧＮＤに対してその電圧Ｖｃを低下する方向に作用す
る。電圧Ｖｃの低下は制御素子Ａを介して制御可能な電
流源Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７の入力端Ｄへ伝達され，その結果
これらの電流源がその電流Ｉｂ１，Ｉｂ２，Ｉｂ３を増
大する。これは前記の低下に抗して作用するので，平衡
状態が形成される。制御素子Ａが接続点Ｃに大した電流
を必要としないものと仮定すれば，給電電流Ｉ２は負荷
素子Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３へのみ流れ，従つてＩ２＝ＩＣ１
＋ＩＣ２＋ＩＣ３が成立する。通常の場合制御可能な電
流源Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７は互いに同じであり，従つてＩｂ
１＝Ｉｂ２＝Ｉｂ３＝Ｉｂである。信号源Ｉａ１，Ｉａ
２，Ｉａ３の電流を，基本値としての平均値と偏差との
和Ｉａ１＝Ｉａ＋ｉａ１，Ｉａ２＝Ｉａ＋ｉａ２，Ｉａ
３＝Ｉａ＋ｉａ３として示すことができる。Ｉｃ＝Ｉ２
／３と定義すれば，Ｉｃ１＝Ｉｃ−ｉａ１，Ｉｃ２＝Ｉ
ｃ−ｉａ２，Ｉｃ３＝Ｉｃ−ｉａ３が得られる。即ち負
荷素子において，信号源におけるのと同じ電流差が有効
となるが，基本値は電流Ｉｃ＝Ｉ２／３のみによつて規
定されている。Ｉｃ＜Ｉａに選べば，基本値に対して差
は大きくなる。相対差の増大は，別の実施例に示すよう
に，増幅に利用することができる。

【００１１】負荷素子Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の電流は信号電
流Ｉａ１，Ｉａ２，Ｉａ３の基本値Ｉａには関係せす，
その差にのみ関係するので，装置の対称化作用が生ず
る。２つの信号源において非対称は，一方の信号源の変
化が他方の信号源の変化に精確に対抗しないことを意味
する。３つ以上の信号源では，非対称は，最も簡単に
は，すべての変化の和が零に等しくないことを意味す
る。この意味で装置は対称化作用する。なぜならば，負
荷素子を通る電流の和は常にＩ２であり，従つて変化の
和は零でなければならないからである。対称化作用は，
負荷素子を通る電流に対して成立する。制御素子Ａを図
４のｄ）により高増幅度の差動増幅器として構成し，そ
の第２の入力端を基準電圧Ｕｒへ接続することにより，
接続点Ｃの電圧が実際上もはや変化しないようにするこ
とができる。その場合接続点Ａ１，Ａ２，Ａ３における
電圧も一種の対称性を満足する。

【００１２】図３は，電子的負荷インピーダンスを２つ
の差動回路の間の接続部として使用することを示してい
る。第１の差動回路はトランジスタＴ３及びＴ４と給電
電源Ｉ１とから成り，電子的負荷インピーダンスの端子
Ａ１，Ａ２から出力Ｉａ１及びＩａ２を取る。トランジ
スタＴ１１及びＴ１２と給電電源Ｉ３とから成る第２の
差動回路は，その入力端を端子Ａ１，Ａ２に接続されて
いる。負荷素子はトランジスタＴ１，Ｔ２である。制御
素子はエミツタホロワとして接続されているトランジス
タＴ８から成つている。

【００１３】ベース電流を無視すると，図１の説明にお
けるように，Ｉｂ１＝Ｉａ１＋Ｉｃ１及びＩｂ２＝Ｉａ
２＋Ｉｃ２が成立する。電流Ｉｂ１＝Ｉｂ２は互いに等
しく，Ｉｂ１＋Ｉｂ２＝Ｉ１＋Ｉ２のため一定でなけれ
ばならないので，Ｉａ１又はＩａ２の各変化の結果，Ｉ
ｃ１又はＩｃ２は逆向き同じ大きさの変化を行う。電流
Ｉ２が小さいほど，トランジスタダイオードＴ１，Ｔ２
の差インピーダンス従つて第１の差動回路の入力端から
出力端Ａ１，Ａ２への電圧増輻が大きくなる。技術的に
同種のトランジスタに対して，ベース電流を無視する
と，Ｖ＝Ｉ１／Ｉ２の増幅度が生じ，使用されるトラン
ジスタの電流増幅度の約１０％までの増幅では，僅かな
偏差しか生じない。

【００１４】オーム抵抗で動作する差動回路に対して，
電流Ｉ２が付加的に必要とされる。式Ｖ＝Ｉ１／Ｉ２
は，付加的に必要な電流が係数１／Ｖに一致し，即ち普
通の増幅度では重要でないことを示している。

【００１５】半導体ダイオードの逆方向電圧と流れる電
流との間の対数関係のため，出力端Ａ１とＡ２との間の
電圧差は，大きい制御では歪んでいる。第２の差動回路
のトランジスタＴ１１，Ｔ１２の指数関数特性は，この
歪みを再び打消すので，入力電流Ｉａ１，Ｉａ２と出力
電流Ｉｄ１，Ｉｄ２との間に直線関係が生ずる。従つて
電子的負荷インピーダンスは第２の差動回路の非直線性
を相殺する。それにより電子的負荷インピーダンスで
は，オーム負荷抵抗におけるより大きい制御範囲が可能
である。

【００１６】半導体ダイオードは大きすぎない電流の範
囲で大きい散弾雑音を示す。微分抵抗Ｒｘを持ちかつ導
通方向に電流を流される半導体ダイオードの雑音出力
は，大きさＲｘのオーム抵抗のちようど半分の強さであ
る。従つて電子的負荷インピーダンスにおける半導体ダ
イオードの雑音寄与は，同じオーム抵抗の寄与より少な
い。この利点は制御可能な電流源Ｔ５，Ｔ６の雑音によ
り減殺されるが，これらの電流源の雑音寄与は第１の差
動回路Ｔ３，Ｔ４の雑音寄与とせいぜい同じであり，ト
ランジスタＴ５及びＴ６のエミツタの前にエミツタ抵抗
を挿入することにより更に低下可能である。

【００１７】図４は，負荷素子の接続点Ｃと制御可能な
電流源との間に挿入可能な制御素子の若干の例を示して
いる。この図４のａ）は図３の構成に類似し，エミツタ
ホロワに負荷抵抗Ｒｅが付加されて，制御速度を高めて
いる。

【００１８】図４のｂ）では，制御素子は単にダイオー
ドから成つている。この構成は，トランジスタＴ５及び
Ｔ６のベースのために必要な電流が電流Ｉ２より小さい
限り，あまり大きすぎない増幅度において充分である。
Ｉ１／Ｉ２＞＞１（実際には約５以上）では，制御可能
な電流源のベース電流が重要であり，近似的にＶ＝Ｉ１
／（Ｉ２−Ｉｒ）が得られ，ここにＩｒはトランジスタ
Ｔ５及びＴ６のベース電流である。この回路の機能は，
Ｉ２＞Ｉｒである間にのみ保証される。

【００１９】できるだけ小さい給電電圧を得るために，
図４のｃ）による制御素子が推奨される。トランジスタ
Ｔ８のベースには，給電電圧Ｕｂより約０．３Ｖ低い所
にある基準電圧が供給される。この基準電圧は，図によ
れば（複数の制御素子に対しても），抵抗Ｒｒ及び電流
源Ｉｒによつて生ずることができる。この制御素子によ
り，電子的負荷インピーダンス及び普通のトランジスタ
電流源を持つ差動増幅器が，約Ｕｂ＝１．２Ｖから動作
可能になる。制御可能な電流源Ｔ５，Ｔ６の入力電流に
よる接続点Ｃの負荷及び増幅式の補正に関して，図４の
ｂ）によるダイオード回路と同じことがいえる。

【００２０】最後に図４のｄ）は差動増幅器ＯＰ及び基
準電圧Ｕｒを持つ一般的な構成を示している。差動増幅
器ＯＰの増幅度が充分大きいと，接続点Ｃにおける電圧
は，供給電流Ｉ１及びＩ２には無関係に，基準電圧Ｕｒ
に等しい。

【００２１】図３による回路において，電流の差が｜Ｉ
ａ１−Ｉａ２｜＞Ｉ２になると，電子的負荷インピーダ
ンスの制御範囲を超過する。Ｉａ１＞Ｉａ２であると仮
定すれば，トランジスタダイオードＴ１が無電流にな
り，トランジスタＴ３のベース−コレクタダイオードが
導通するか又は他の飽和効果が始まるまで，端子Ａ１の
電圧が低下する。これを回避するため，図５によれば，
端子Ａ１，Ａ２に制限トランジスタＴ１３，Ｔ１４が接
続されて，端子Ａ１又はＡ２における電圧の１つの許容
できない低下を防止する。制限トランジスタのベース
は，選ばれる動作点に応じて補助電圧Ｕｂに接続され，
コレクタは給電電圧Ｕｂに接続される。場合によつては
コレクタもベースのように補助電圧Ｕｈ又は給電電圧Ｕ
ｂに接続することができる。

【００２２】式Ｖ＝Ｉ１／Ｉ２からわかるように，増幅
度Ｖは電流比を介して設定することができる。これによ
り，増幅度を信号に合わせ，こうして過制御を防止する
ことが可能になる。図６はこのための実施例を示してい
る。制限ダイオードの代りに，監視トランジスタＴ１
３，Ｔ１４のベース−エミツタダイオードが設けられて
いる。コレクタは，給電電源Ｉ２を形成する電源トラン
ジスタＴ１５のベースＥに接続されている。監視トラン
ジスタの動作点は，大きい制御の際初めて注目すべき電
流が入力端Ｅに生ずるように，選ばれている。この電流
はトランジスタＴ１５の電流を強めるか又は発生し，そ
れにより増幅度が低下せしめられ，過制御が防止され
る。入力端ＥとアースＧＮＤとの間のフイルタコンデン
サＣ４により，大抵の場合望ましい慣性が増幅度制御に
与えられる。入力端Ｅに接続されるトランジスタＴ１６
のトランジスタダイオードにより，増幅度制御をトラン
ジスタＴ１５の電流増幅度の変動とは無関係にすること
ができる。基本電流Ｉ２は，過制御防止のため，図面に
示すように，入力端Ｅへ給電する独立した電源Ｉ２′に
より，規定することができる。しかし監視トランジスタ
Ｔ１３，Ｔ１４が不動作状態でも電流Ｉ２の発生に必要
な電流を導くように，これらのトランジスタの動作点を
選ぶことも可能である。

【００２３】交流量用の電子的負荷インピーダンスを使
用する際，ドリフト効果及び望ましくない直流量を抑制
する希望がある。このため図２によれば，負荷素子Ｄ
１，Ｄ２がそれぞれ２つの回路素子Ｔ１，Ｒ１及びＴ
２，Ｒ２の直列回路から構成され，それぞれ１つの制御
素子Ｔ９，Ｔ１０が回路素子の接続点Ｂ１，Ｂ２に接続
され，制御素子Ｔ９，Ｔ１０の出力端は対応する制御可
能な電流源Ｔ５，Ｔ６の入力端にそれぞれ接続されてい
る。制御可能な電流源の各入力端には，給電端子又は他
の入力端に対するコンデンサが接続されている。

【００２４】この回路拡張の動作原理は，直流量と交流
量とを分離し，直流量を入力端子Ａ１，Ａ２へ負帰還す
ることである。適当な極性の直流量を得るため，実施例
の負荷素子Ｄ１，Ｄ２は，トランジスタダイオードＴ
１，Ｔ２とオーム抵抗Ｒ１，Ｒ２との直列回路により構
成されている（ＢＩＣＭＯＳ技術では抵抗Ｒ１，Ｒ２が
例えば電界効果素子であつてもよい）。互いに同じであ
ると仮定される抵抗Ｒ１，Ｒ２には，負荷素子を流れる
電流Ｉｂ１，Ｉｂ２に応じて電圧降下が生ずる。電流が
異なつていると，接続点の間に電圧差が生ずる。実施例
では共通ベース回路のトランジスタＴ９，Ｔ１０により
構成されている制御素子は，この電圧差により異なる電
流を通す。従つて制御可能な電流源のトランジスタＴ
５，Ｔ６の電流増幅度に応じて，異なる電流Ｉｂ１，Ｉ
ｂ２が生ずる。この異なる電流が入力電流Ｉａ１，Ｉａ
２の静的差に抗して作用する。即ち負荷素子Ｄ１，Ｄ２
における電流Ｉｂ１とＩｂ２との静的差が減少せしめら
れる。予想される機能に対して，トランジスタダイオー
ドＴ１，Ｔ２の微分抵抗の５〜２０％の範囲にある抵抗
Ｒ１，Ｒ２の大きさで通常は充分である。それにより純
オーム負荷抵抗に対する電子的負荷インピーダンスの利
点は減じるが，相殺されることはない。後続の差動回路
における歪みの補償作用も同様に減じるが，適当に選ば
れるエミツタ抵抗の挿入により再び改善することができ
る。

【００２５】制御可能な電流源の入力端に接続されるコ
ンデンサにより，限界周波数以上でこの負帰還が消失す
る。この個所における大きいインピーダンスにより，比
較的小さいコンデンサで充分である。２つの入力端の間
にコンデンサＣ３を使用する方が，給電電圧Ｕｂ又はア
ースＧＮＤに対して２つのコンデンサＣ１，Ｃ２を設け
るより好ましい。なぜならば，Ｃ３＝（Ｃ１＋Ｃ２）／
４により同じ効果が得られ，対称化作用（即ち入力電流
の直流成分への反作用）の周波数範囲は僅かしか減少し
ないからである。更に制御可能な電流源の入力端へのコ
ンデンサ接続は，コレクタ−ベース容量（ミラー効果）
によるトランジスタＴ５，Ｔ６の電流源機能の低下を抑
制する役割を果たす。

【００２６】多段交流電圧増幅器では，動作点の安定化
を周波数限定負帰還として行うのが普通である。図７に
示す実施例により適当な出力信号を発生することができ
る。この回路は，負荷素子Ｄ１，Ｄ２の接続点Ｃに接続
されてコレクタ側でトランジスタ電流源Ｔ５，Ｔ６を制
御する制御トランジスタＴ８を持つ内部動作点安定化装
置を含んでいる。負荷素子自体はトランジスタＴ１，Ｔ
２と抵抗Ｒ１，Ｒ２との直列回路として構成されてい
る。これらの直列回路の接続点Ｂ１，Ｂ２には別の制御
トランジスタＴ９，Ｔ１０が接続され，その出力信号が
増幅器入力端への帰還のために使用される。このような
帰還の実施は，伝送される周波数帯の制限を含み，その
他の場合回路技術的に公知の手段で行われる。

【００２７】最後に図８は，差動回路のバイアス給電及
びよく規定される入力抵抗の形成のために電子的負荷イ
ンピーダンスをどのように使用できるかの例を示してい
る。差動回路Ｔ１１，Ｔ１２，Ｉ３は，入力側を電子的
負荷インピーダンスの端子Ａ１，Ａ２に接続されてい
る。制御素子ＡはトランジスタＴ１５〜Ｔ１８及び電流
源Ｉｒを持つ差動増幅器として構成されている。その入
力端は電子的負荷インピーダンスの端子Ａ２及び基準電
圧Ｕｒに接続されている。信号源Ｕａ（電流源の特性を
持つものでよい）は，場合によつては結合コンデンサＣ
４を介して，電子的負荷インピーダンスの端子Ａ１及び
差動回路Ｔ１１，Ｔ１２の入力端に接続されている。

【００２８】制御素子Ａは，役割に合わせた高増幅度の
差動増幅器である。その入力電圧Ｕａ２−Ｕｒ（ここで
Ｕａ１，Ｕａ２は端子Ａ１，Ａ２の電圧を意味する）
は，従つて他の信号電圧より小さい。理想化して見る
と，端子Ａ２は基準電圧Ｕｒに固定される。入力電圧Ｕ
ａはコンデンサＣ４を介して端子Ａ１へ伝送されるの
で，電圧差はＵａ１−Ｕａ２＝Ｕａになる。従つて入力
電圧はトランジスタダイオードＴ１，Ｔ２の直列回路に
印加される。その微分抵抗は，半導体物理学から知られ
ている温度電圧Ｕｔ＝２５ｍＶ（室温で）及びそれぞれ
Ｉ２／２の電流により，４Ｕｔ／Ｉ２になる。従つて入
力抵抗は更に温度のほかに電流Ｉ２にのみ関係し，電流
Ｉ２により調節可能である。差動回路Ｔ１１，Ｔ１２の
入力抵抗は，電子的に生ずる抵抗４Ｕｔ／Ｉ２に並列接
続されており，場合によつては考慮されねばならない。
差動回路のバイアス電流は，制御可能な電流源の制御機
構により一緒に発生される。

【００２９】制御素子Ａの第１の入力端が，端子Ａ２で
なく接続点Ｃに設けられると，接続点Ｃの電圧が基準電
圧Ｕｒに接続される。その場合電子的入力インピーダン
スは２Ｕｔ／Ｉ２になり，端子Ａ２の電圧は端子Ａ１の
供給電圧に対して逆位相で変化する。その際電子的負荷
インピーダンスは既に述べた対称化機能をとる。

【００３０】図１ないし８に示す実施例は，逆の導電形
のトランジスタでも，即ちｎｐｎトランジスタの代りに
ｐｎｐトランジスタでも構成することができる。更にバ
イポーラトランジスタの代りに電界効果トランジスタも
使用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】周波数範囲に直流量を含みかつ非対称信号源の
対称化のためにも使用できる３つの負荷素子を持つ回路
装置の接続図である。

【図２】静的に非対称な信号を補償できる所定の限界周
波数以上の信号用の２つの負荷素子を持つ回路装置の接
続図である。

【図３】２つの差動回路の間へ電子的負荷インピーダン
スを挿入される回路装置の接続図である。

【図４】制御素子の４つの構成例の回路図である。

【図５】制限ダイオード又はトランジスタを持つ過制御
防止用回路装置の接続図である。

【図６】電子的負荷インピーダンスの制御により過制御
を防止する回路装置の接続図である。

【図７】先行する機能装置の動作点を安定化するために
使用できる付加的な制御素子を持つ回路装置の接続図で
ある。

【図８】よく規定される入力インピーダンスを生ずるた
め差動回路にバイアス電圧を供給する電子的負荷インピ
ーダンスの使用を示す接続図である。

【符号の説明】

Ａ；Ｔ９，Ｔ１０ 制御素子 Ａ１〜Ａ３ 第１の端子 Ｂ１，Ｂ２ 接続点 Ｃ 第２の端子 Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ Ｄ１〜Ｄ３ 負荷素子 Ｉａ１〜Ｉａ３ 信号源 Ｉ２，Ｉ２ａ，Ｉ２ｂ 給電電源 Ｔ５〜Ｔ７ 制御可能な電流源 Ｔ１，Ｒ１；Ｔ２，Ｒ２ 回路素子

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも１つの信号源（Ｉａ１，Ｉａ
   ２，Ｉａ３）から信号電流を供給されるものにおいて， ａ）それぞれ非直線２端子網を形成する少なくとも２つ
   の負荷素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）が存在し， ｂ）これらの負荷素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）の第１の端
   子（Ａ１，Ａ２，Ａ３）がそれぞれ１つの制御可能な電
   流源（Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７）に接続され， ｃ）負荷素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）の第２の端子（Ｃ）
   が互いに接続され， ｄ）負荷素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）へ給電する少なくと
   も１つの給電電源（Ｉ２）が設けられ， ｅ）制御可能な電流源（Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７）を制御する
   制御素子（Ａ）が負荷素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）に接続
   されている ことを特徴とする，電子的負荷インピーダンス。
2. 【請求項２】 少なくとも１つの信号源（Ｉａ１，Ｉａ
   ２）から信号電流を供給されるものにおいて， ａ）それぞれ２つの回路素子（Ｔ１，Ｒ１；Ｔ２，Ｒ
   ２）の直列回路から成る非直線２端子網をそれぞれ形成
   する少なくとも２つの負荷素子（Ｄ１，Ｄ２）が存在
   し， ｂ）これらの負荷素子（Ｄ１，Ｄ２）の第１の端子（Ａ
   １，Ａ２）が，負荷素子（Ｄ１，Ｄ２）に対応するそれ
   ぞれ１つの制御可能な電流源（Ｔ５，Ｔ６）に接続さ
   れ， ｃ）負荷素子（Ｄ１，Ｄ２）の第２の端子（Ｃ）が互い
   に接続され， ｄ）給電電源（Ｉ２）が負荷素子（Ｄ１，Ｄ２）の第２
   の端子の接続点（Ｃ）に給電するか，又はそれぞれの負
   荷素子（Ｄ１，Ｄ２）の２つの回路素子（Ｔ１，Ｒ１；
   Ｔ２，Ｒ２）の接続点（Ｂ１，Ｂ２）がそれぞれ１つの
   給電電源（Ｉ２ａ，Ｉ２ｂ）から給電され， ｅ）それぞれの負荷素子（Ｄ１，Ｄ２）の２つの回路素
   子（Ｔ１，Ｒ１；Ｔ２，Ｒ２）の接続点（Ｂ１，Ｂ２）
   が，対応する制御可能な電流源（Ｔ５，Ｔ６）の入力端
   にそれぞれ１つの制御素子（Ｔ９，Ｔ１０）を介して接
   続され， ｆ）制御可能な電流源（Ｔ５，Ｔ６）の各入力端が，コ
   ンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）により基準点又は他の入
   力端に接続されている ことを特徴とする，電子的負荷インピーダンス。
3. 【請求項３】 負荷素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）が２つの
   回路素子（Ｔ１，Ｒ１；Ｔ２，Ｒ２）の直列回路から成
   ることを特徴とする，請求項１に記載の電子的負荷イン
   ピーダンス。
4. 【請求項４】 負荷素子（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）又は回路
   素子（Ｔ１，Ｔ２）が半導体ダイオード又はトランジス
   タダイオードであることを特徴とする，請求項１ないし
   ３の１つに記載の電子的負荷インピーダンス。
5. 【請求項５】 他の回路素子がオーム抵抗であることを
   特徴とする，請求項４に記載の電子的負荷インピーダン
   ス。
6. 【請求項６】 給電電源（Ｉ２）が負荷素子（Ｄ１，Ｄ
   ２，Ｄ３）の第２の端子の接続点（Ｃ）に給電すること
   を特徴とする，請求項１又は３ないし５の１つに記載の
   電子的負荷インピーダンス。
7. 【請求項７】 回路素子（Ｔ１，Ｒ１；Ｔ２，Ｒ２）の
   接続点（Ｂ１，Ｂ２）が，それぞれ１つの給電電源（Ｉ
   ２ａ，Ｉ２ｂ）から給電されることを特徴とする，請求
   項１又は３ないし５の１つに記載の電子的負荷インピー
   ダンス。
8. 【請求項８】 制御素子（Ａ，Ｔ８）が負荷素子（Ｄ
   １，Ｄ２，Ｄ３）の第２の端子の接続点（Ｃ）に接続さ
   れるか，又はそれぞれ１つの制御素子（Ｔ９，Ｔ１０）
   が回路素子（Ｔ１，Ｒ１；Ｔ２，Ｒ２）の接続点（Ｂ
   １，Ｂ２）に接続されていることを特徴とする，請求項
   １又は３ないし７の１つに記載の電子的負荷インピーダ
   ンス。
9. 【請求項９】 制御素子が負荷素子（Ｄ１，Ｄ２）の第
   １の端子（Ａ１，Ａ２）に接続されていることを特徴と
   する，請求項１又は３ないし７の１つに記載の電子的負
   荷インピーダンス。
10. 【請求項１０】 制御素子がダイオードから成ることを
    特徴とする，請求項１ないし９の１つに記載の電子的負
    荷インピーダンス。
11. 【請求項１１】 制御素子が差動増幅器から成り，その
    第２の入力端に基準電圧が供給されることを特徴とす
    る，請求項１ないし９の１つに記載の電子的負荷インピ
    ーダンス。
12. 【請求項１２】 制御素子がトランジスタであり，その
    制御入力端としてエミツタ端子が役立ち，基準入力端と
    してベース端子が役立ち，出力端としてコレクタ端子が
    役立つことを特徴とする，請求項１ないし９の１つに記
    載の電子的負荷インピーダンス。
13. 【請求項１３】 制御可能な電流源がトランジスタ電流
    源として構成されていることを特徴とする，請求項１な
    いし１２の１つに記載の電子的負荷インピーダンス。
14. 【請求項１４】 給電電源がトランジスタ電流源として
    構成され，そのベースで制御可能であることを特徴とす
    る，請求項１ないし１３の１つに記載の電子的負荷イン
    ピーダンス。
15. 【請求項１５】 負荷素子の第１の端子が制限ダイオー
    ドに接続されていることを特徴とする，請求項１ないし
    １４の１つに記載の電子的負荷インピーダンス。
16. 【請求項１６】 制限ダイオードの第２の端子が供給電
    圧の１つの極に接続されていることを特徴とする，請求
    項１５に記載の電子的負荷インピーダンス。
17. 【請求項１７】 制限ダイオードの第２の端子が基準電
    圧に接続されていることを特徴とする，請求項１５に記
    載の電子的負荷インピーダンス。
18. 【請求項１８】 制限ダイオードがバイポーラトランジ
    スタのエミツタ−ベースダイオードであり，このトラン
    ジスタのコレクタが給電電源を制御することを特徴とす
    る，請求項１５ないし１７の１つに記載の電子的負荷イ
    ンピーダンス。
19. 【請求項１９】 給電電源の制御入力端にトランジスタ
    ダイオードが並列接続されていることを特徴とする，請
    求項１８に記載の電子的負荷インピーダンス。
20. 【請求項２０】 給電電源の制御入力端にコンデンサが
    並列接続されていることを特徴とする，請求項１８に記
    載の電子的負荷インピーダンス。