JPH0734535B2 - フイルタ回路 - Google Patents
フイルタ回路Info
- Publication number
- JPH0734535B2 JPH0734535B2 JP28928986A JP28928986A JPH0734535B2 JP H0734535 B2 JPH0734535 B2 JP H0734535B2 JP 28928986 A JP28928986 A JP 28928986A JP 28928986 A JP28928986 A JP 28928986A JP H0734535 B2 JPH0734535 B2 JP H0734535B2
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- differential amplifier
- amplifier circuit
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ （産業上の利用分野） この発明は、例えば音声信号周波数多重方式のVTR（ビ
デオテープレコーダ）において、再生FM信号から音声信
号を抽出するためのフィルタ回路に関する。
デオテープレコーダ）において、再生FM信号から音声信
号を抽出するためのフィルタ回路に関する。
（従来の技術） 周知のように、音声信号周波数多重方式のVTRでは、記
録時に音声信号をFM変調した後ビデオ信号に周波数多重
し、再生時に再生信号からFM変調された音声信号を分離
してFM復調することによって元の音声信号を得ている。
ここで、FM復調器としてパルス・カウント形式を用いた
場合、後段にローパスフィルタが必要となる。
録時に音声信号をFM変調した後ビデオ信号に周波数多重
し、再生時に再生信号からFM変調された音声信号を分離
してFM復調することによって元の音声信号を得ている。
ここで、FM復調器としてパルス・カウント形式を用いた
場合、後段にローパスフィルタが必要となる。
従来の音声信号周波数多重方式VTRに用いられているロ
ーパスフィルタの一例として、第３図に特開昭58−1614
13に記載されている回路の基本構成を示す。
ーパスフィルタの一例として、第３図に特開昭58−1614
13に記載されている回路の基本構成を示す。
この回路は、トランジスタQ1、Q2、エミッタ抵抗R1,R
2、定電流源I1,I2によって差動増幅回路を構成し、トラ
ンジスタQ3及び定電流源I3によってエミッタフォロワに
よる出力バッファ回路を構成する。そして、差動増幅回
路の一方の入力端（＋）に入力信号Vinを印加し、他方
の入力端（−）に出力信号Voutを印加し、該差動増幅回
路の出力電流（トランジスタQ2のコレクタ電流）をコン
デンサＣに供給し、該コンデンサＣの積分出力を出力バ
ッファ回路を介して出力するようにしたものである。
2、定電流源I1,I2によって差動増幅回路を構成し、トラ
ンジスタQ3及び定電流源I3によってエミッタフォロワに
よる出力バッファ回路を構成する。そして、差動増幅回
路の一方の入力端（＋）に入力信号Vinを印加し、他方
の入力端（−）に出力信号Voutを印加し、該差動増幅回
路の出力電流（トランジスタQ2のコレクタ電流）をコン
デンサＣに供給し、該コンデンサＣの積分出力を出力バ
ッファ回路を介して出力するようにしたものである。
ここで入力信号Vinと出力信号Voutとの関係を求める
と、 が成立する。但し、ｓは複素周波数である。
と、 が成立する。但し、ｓは複素周波数である。
R1＋R2＝REとすれば、 と表わせる。この式から明らかなように、この積分型ロ
ーパスフィルタはカットオフ周波数1/（２πCRE）で入
力電圧信号Vinから低周波成分を抽出して出力すること
ができる。
ーパスフィルタはカットオフ周波数1/（２πCRE）で入
力電圧信号Vinから低周波成分を抽出して出力すること
ができる。
しかしながら、上記構成のローパスフィルタでは、入力
ダイナミックレンジが差動増幅回路のエミッタ抵抗RE及
び駆動用の定電流源I1の積REI1によって制限されるた
め、入力信号Vinの振幅が大きくなると波形歪を生じ、
小さくなると必要な振幅が得られないという問題が生じ
る。
ダイナミックレンジが差動増幅回路のエミッタ抵抗RE及
び駆動用の定電流源I1の積REI1によって制限されるた
め、入力信号Vinの振幅が大きくなると波形歪を生じ、
小さくなると必要な振幅が得られないという問題が生じ
る。
つまり、上記FM復調器の復調感度を２［V/MHz］とし、
被復調信号のキャリアが1.7［MHz］とすると、ローパス
フィルタの入力には２×1.7×２＝6.8［Vpp］の入力振
幅が必要となるが、上記ローパスフィルタでは電源電圧
VCCを大きく（6.8［Ｖ］以上）とするかまたは入力信号
の振幅を圧縮し、後段で増幅する等の回路を設けなくて
はならない。
被復調信号のキャリアが1.7［MHz］とすると、ローパス
フィルタの入力には２×1.7×２＝6.8［Vpp］の入力振
幅が必要となるが、上記ローパスフィルタでは電源電圧
VCCを大きく（6.8［Ｖ］以上）とするかまたは入力信号
の振幅を圧縮し、後段で増幅する等の回路を設けなくて
はならない。
（発明が解決しようとする問題点） この発明は、従来回路では入力ダイナミックレンジが狭
く、入力信号の振幅が適切に得られなければ必要な出力
振幅が得られなかったという問題を改善するためになさ
れたもので、入力ダイナミックレンジが広く、入力信号
の振幅が小さいくても必要な出力振幅が得られるゲイン
の高いフィルタ回路を提供することを目的とする。
く、入力信号の振幅が適切に得られなければ必要な出力
振幅が得られなかったという問題を改善するためになさ
れたもので、入力ダイナミックレンジが広く、入力信号
の振幅が小さいくても必要な出力振幅が得られるゲイン
の高いフィルタ回路を提供することを目的とする。
［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） この発明に係るフィルタ回路は、印加電圧に応じて電流
を出力する差動増幅回路と、この差動増幅回路の出力端
にコンデンサを接続して前記差動増幅回路の出力電流を
積分出力する積分回路と、前記差動増幅回路の入力に前
記積分回路の出力を印加する帰還手段と、入力信号に応
じた電流を前記差動増幅回路の出力電流に加算する電流
加算手段とを具備して構成される。
を出力する差動増幅回路と、この差動増幅回路の出力端
にコンデンサを接続して前記差動増幅回路の出力電流を
積分出力する積分回路と、前記差動増幅回路の入力に前
記積分回路の出力を印加する帰還手段と、入力信号に応
じた電流を前記差動増幅回路の出力電流に加算する電流
加算手段とを具備して構成される。
（作用） 上記構成によるフィルタ回路は、入力信号に応じた電流
をコンデンサの充放電電圧を帰還増幅した差動増幅回路
の出力電流に加算してコンデンサの充放電電流を生成す
るため、入力信号の振幅レベル、すなわち入力ダイナミ
ックレンジが大きくとれるようになり、また電流加算時
に入力信号に応じた電流を増幅することによって入力信
号の振幅が小さくても必要な出力振幅が得られるように
なる。
をコンデンサの充放電電圧を帰還増幅した差動増幅回路
の出力電流に加算してコンデンサの充放電電流を生成す
るため、入力信号の振幅レベル、すなわち入力ダイナミ
ックレンジが大きくとれるようになり、また電流加算時
に入力信号に応じた電流を増幅することによって入力信
号の振幅が小さくても必要な出力振幅が得られるように
なる。
（実施例） 以下、第１図及び第２図を参照してこの発明の一実施例
を説明する。
を説明する。
第１図は第３図に示した従来回路にこの発明を適用した
場合の基本構成を示している。すなわち、このローパス
フィルタは前記差動増幅回路のトランジスタQ1のベース
にバイアス電圧源VBを接続し、入力信号Vinに応じた電
流を出力する電流源Iinの出力端を差動増幅回路の出力
端となるトランジスタQ2のコレクタに接続して構成した
ものである。
場合の基本構成を示している。すなわち、このローパス
フィルタは前記差動増幅回路のトランジスタQ1のベース
にバイアス電圧源VBを接続し、入力信号Vinに応じた電
流を出力する電流源Iinの出力端を差動増幅回路の出力
端となるトランジスタQ2のコレクタに接続して構成した
ものである。
この構成では、差動増幅回路でバイアス電圧VBと出力電
流Voutの差に対応する電流を得た後、この電流に電流源
Vinからの入力電流を加算している。このため、入力ダ
イナミックレンジは（RE1＋RE2）・I1に制限されなくな
り、大きくとることができる。また、入力信号Vinが微
少振幅であっても電流源Iinのゲインを大きくすること
によって必要な出力振幅が得られる。
流Voutの差に対応する電流を得た後、この電流に電流源
Vinからの入力電流を加算している。このため、入力ダ
イナミックレンジは（RE1＋RE2）・I1に制限されなくな
り、大きくとることができる。また、入力信号Vinが微
少振幅であっても電流源Iinのゲインを大きくすること
によって必要な出力振幅が得られる。
第２図は上記回路の具体的な構成を示すもので、トラン
ジスタQ4,Q5、電流源I4〜I6（2I4＝I5＝16）は入力信号
Vinを電圧−電流変換するための第２の差動増幅回路を
構成するものであり、この差動増幅回路の反転、非反転
出力電流を上記差動増幅回路を構成するトランジスタQ
1,Q2のコレクタ電流に加算している。また、トランジス
タQ6,Q7は差動対トランジスタQ1,Q2に電流を供給するた
めのカレントミラー回路を構成している。トランジスタ
Q5はQ1のバイアス電源EBによってバイアスされている。
ジスタQ4,Q5、電流源I4〜I6（2I4＝I5＝16）は入力信号
Vinを電圧−電流変換するための第２の差動増幅回路を
構成するものであり、この差動増幅回路の反転、非反転
出力電流を上記差動増幅回路を構成するトランジスタQ
1,Q2のコレクタ電流に加算している。また、トランジス
タQ6,Q7は差動対トランジスタQ1,Q2に電流を供給するた
めのカレントミラー回路を構成している。トランジスタ
Q5はQ1のバイアス電源EBによってバイアスされている。
すなわち、第２の差動増幅回路は第１図の電流源Iinに
対応しており、入力信号Vinを電流増幅してメインの差
動増幅回路の出力電流に加算している。このとき、第２
の差動増幅回路のゲインと共に、該回路の非反転、反転
出力をメインの差動増幅回路の非反転、反転出力に加算
するようにしているので、さらにゲインを高められてい
る。したがって、入力信号Vinの振幅が微少であっても
必要な出力振幅を得ることができる。
対応しており、入力信号Vinを電流増幅してメインの差
動増幅回路の出力電流に加算している。このとき、第２
の差動増幅回路のゲインと共に、該回路の非反転、反転
出力をメインの差動増幅回路の非反転、反転出力に加算
するようにしているので、さらにゲインを高められてい
る。したがって、入力信号Vinの振幅が微少であっても
必要な出力振幅を得ることができる。
例えば、前述したFM復調器に使用した場合を考えると、
入力信号Vinが6.8［Vpp］の方形波入力であるとき、定
電流源I4を6.8［Vpp/RE］（例えばRE＝10［ｋΩ］とし
たときI4＝0.68［mA］）とすることによって、入力振幅
がトランジスタQ4,Q5をスイッチングするだけの0.2
［Ｖ］程度あれば動作が可能であり、必要な出力振幅を
得ることができる。
入力信号Vinが6.8［Vpp］の方形波入力であるとき、定
電流源I4を6.8［Vpp/RE］（例えばRE＝10［ｋΩ］とし
たときI4＝0.68［mA］）とすることによって、入力振幅
がトランジスタQ4,Q5をスイッチングするだけの0.2
［Ｖ］程度あれば動作が可能であり、必要な出力振幅を
得ることができる。
尚、上記実施例では最も簡単な一次のローパスフィルタ
で説明したが、この発明に係るフィルタ回路の電流入力
手段はこれにとどまらず、２次以上の高次のフィルタ、
ローパス以外のバンドパスフィルタやハイパスフィル
タ、全差動型フィルタなどへもそのまま適用でき、同様
の効果が得られることは明らかである。
で説明したが、この発明に係るフィルタ回路の電流入力
手段はこれにとどまらず、２次以上の高次のフィルタ、
ローパス以外のバンドパスフィルタやハイパスフィル
タ、全差動型フィルタなどへもそのまま適用でき、同様
の効果が得られることは明らかである。
［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、入力ダイナミックレン
ジが広く、入力信号の振幅が小さくても必要な出力振幅
が得られるゲインの高いフィルタ回路を提供することが
できる。
ジが広く、入力信号の振幅が小さくても必要な出力振幅
が得られるゲインの高いフィルタ回路を提供することが
できる。
第１図はこの発明に係るフィルタ回路の一実施例を示す
基本回路図、第２図は同実施例の具体的な構成を示す回
路図、第３図は従来の積分型のローパスフィルタの構成
を示す回路図である。 Q1,Q2…差動対トランジスタ、RE1,RE2…エミッタ抵抗、
I1〜I6…定電流源、Q4,Q5…差動対トランジスタ、Vin…
入力信号、Vout…出力信号、EB…バイアス電圧源。
基本回路図、第２図は同実施例の具体的な構成を示す回
路図、第３図は従来の積分型のローパスフィルタの構成
を示す回路図である。 Q1,Q2…差動対トランジスタ、RE1,RE2…エミッタ抵抗、
I1〜I6…定電流源、Q4,Q5…差動対トランジスタ、Vin…
入力信号、Vout…出力信号、EB…バイアス電圧源。
Claims (1)
- 【請求項１】印加電圧に応じて電流を出力する差動増幅
回路と、この差動増幅回路の出力端にコンデンサを接続
して前記差動増幅回路の出力電流を積分出力する積分回
路と、前記差動増幅回路の入力に前記積分回路の出力を
印加する帰還手段と、入力信号に応じた電流を前記差動
増幅回路の出力電流に加算する電流加算手段とを具備し
たことを特徴とするフィルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28928986A JPH0734535B2 (ja) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | フイルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28928986A JPH0734535B2 (ja) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | フイルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63142712A JPS63142712A (ja) | 1988-06-15 |
| JPH0734535B2 true JPH0734535B2 (ja) | 1995-04-12 |
Family
ID=17741249
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28928986A Expired - Lifetime JPH0734535B2 (ja) | 1986-12-04 | 1986-12-04 | フイルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0734535B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05341167A (ja) * | 1992-06-08 | 1993-12-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | レンズ保持部材と薄膜形成方法 |
| JPH06273852A (ja) * | 1993-03-19 | 1994-09-30 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 透過型キャビネットスクリーンとその製造法 |
| JP2011106896A (ja) | 2009-11-16 | 2011-06-02 | Mitsutoyo Corp | 非接触プローブ、及び測定機 |
-
1986
- 1986-12-04 JP JP28928986A patent/JPH0734535B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63142712A (ja) | 1988-06-15 |
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