JPH07322639A

JPH07322639A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH07322639A
Application number: JP6112930A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Nakamura; 俊朗中村; Haruo Nagase; 春男永瀬; Shojiro Kido; 正二郎木戸; Takashi Kanbara; 隆神原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1994-05-26
Filing date: 1994-05-26
Publication date: 1995-12-08

Abstract

(57)【要約】【目的】インバータやＤＣ−ＤＣコンバータのような電
力変換装置において、電圧を検出する必要がある検出点
と検出出力とが直流的に絶縁されており、且つ検出電圧
が直流から低周波の交流まで対応できる簡単な構成で小
型化が容易な電圧検出回路を提供する。【構成】出力電圧によって、限流素子Ｒｃを介してコン
デンサＣｐを充電する充電回路と、前記コンデンサＣｐ
の充電電圧が所定値に達すると放電させるパルス発振動
作を行うスイッチング回路Ｑｓと、スイッチング回路Ｑ
ｓの発振出力を１次側に入力し、２次側出力との絶縁を
行うパルストランスＰＴと、パルストランスＰＴの２次
側出力に接続されたローパスフィルタ回路２２とから成
る電圧検出回路２０と、その検出値を制御入力とする制
御回路３０とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は電力変換装置の出力電圧
検出回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、インバータやＤＣ−ＤＣコンバー
タなどの電力変換装置において、その出力電圧として必
要な電圧を得るために、出力電圧を検出し、その検出値
に応じて、制御量を決定する方式が広く用いられてい
る。例えば、図１８に示すようなチョッパー型のＤＣ−
ＤＣコンバータでは、負荷１への出力電圧を直接検出
し、基準電圧Ｖｋとの誤差から、スイッチング素子Ｑの
スイッチング幅をＰＷＭ回路５で決定し、出力電圧を安
定化させている。その回路構成について説明すると、直
流電源Ｖｓには、インダクタＬとスイッチング素子Ｑの
直列回路が接続されており、スイッチング素子Ｑの両端
には、ダイオードＤを介してコンデンサＣと負荷１の並
列回路が接続されている。負荷１への出力電圧は誤差増
幅器２に入力され、基準電圧Ｖｋとの誤差に相当する電
圧が差動増幅して出力され、コンパレータ３の第１の入
力となる。コンパレータ３の第２の入力には、三角波発
振器４から出力される三角波電圧が入力されている。こ
れにより、コンパレータ３は、負荷１への出力電圧に応
じたパルス幅の矩形波信号を周期的に発生し、ドライブ
回路６を介してスイッチング素子Ｑを駆動するものであ
る。スイッチング素子Ｑがオンされると、直流電源Ｖｓ
からインダクタＬにエネルギーが蓄積され、スイッチン
グ素子Ｑがオフされると、インダクタＬの両端に電圧が
発生し、直流電源Ｖｓの電圧と重畳されて、ダイオード
Ｄを介してコンデンサＣに充電される。このコンデンサ
Ｃの電圧が上昇すると、スイッチング素子Ｑのオン時間
幅を短くし、降下すると、オン時間幅を長くするように
制御するものである。

【０００３】また、図１９に示すようなフライバックト
ランスＴｆを使用したＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力
と出力が直流的に絶縁されているので、２次側の検出値
をフォトカプラＰＣにより１次側の制御部に伝達して、
出力電圧を安定化している。負荷１の両端には、抵抗Ｒ
₁と発光ダイオード７及びツェナーダイオードＺＤの直
列回路が接続されている。負荷１の出力電圧がツェナー
ダイオードＺＤのツェナー電圧を越えると、抵抗Ｒ₁を
介して発光ダイオード７に電流が流れて、その電流に応
じた強度の光信号が出力される。この光信号をフォトダ
イオード８により受光して、フォトダイオード８の導電
性を光信号の強度に応じて変化させ、基準電圧Ｖｋをフ
ォトダイオード８の抵抗成分と固定抵抗Ｒ₂により分圧
して、誤差増幅器２に入力している。その他の構成は、
図１８と同様である。

【０００４】また、図２０に示すように、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ９の出力にインバータ回路１０が接続されてい
る場合には、インバータ回路１０の入力電圧を抵抗
Ｒ₃，Ｒ ₄により分圧して、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御
回路１１に入力することによりインバータ回路１０の入
力電圧を一定化する方式がある。インバータ回路１０で
は、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄がインバータ制御回路
１２により駆動されており、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₄がオン、スイッチング素子Ｑ₂，Ｑ₃がオフとなる状
態と、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₄がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ₂，Ｑ₃がオンとなる状態とが交互に切り替わ
ることにより、コンデンサＣの電圧が交互に逆極性で負
荷１に印加される。この方式では、コンデンサＣの電圧
が安定化されているので、負荷１には振幅が一定の矩形
波電圧が印加されることになる。

【０００５】また、図２１に示すように、フライバック
トランスＴｆを用いたＤＣ−ＤＣコンバータの出力にイ
ンバータ回路１０が接続されている場合には、負荷１へ
の出力端子が接地電位に対して一定でないフローティン
グ状態であり、しかも入力と出力が絶縁されていること
から、出力電圧を検出するために、電圧検出用トランス
Ｔ₁を用いる場合がある。トランスＴ₁の出力は、ダイ
オードブリッジと平滑コンデンサよりなる整流平滑回路
１３により直流電圧に変換されて、誤差増幅器２に入力
されている。この方式では、出力周波数が低いほどトラ
ンスＴ₁が大型化するという問題がある。そこで、図２
２に示したような絶縁アンプ１４を用いてフローティン
グ状態の出力電圧を検出し、絶対値回路１５を介して誤
差増幅器２に入力する方式もあるが、回路構成が複雑で
高価になるという問題がある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、インバータやＤＣ−ＤＣコンバータのような電力変
換装置において、電圧を検出する必要がある検出点と検
出出力とが直流的に絶縁されており、且つ検出電圧が直
流から低周波の交流まで対応できる簡単な構成で小型化
が容易な電圧検出回路を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図１に示すように、出力電圧が
直流あるいは低周波の交流であり、その出力電圧を検出
する電圧検出回路２０と、電圧検出回路２０の検出値を
制御入力とする制御回路３０とを備え、出力電圧のいず
れの端子電圧も制御回路３０の接地電位に対して固定さ
れていない電力変換装置において、前記電圧検出回路２
０は、出力電圧によって、限流素子Ｒｃを介してコンデ
ンサＣｐを充電する充電回路と、前記コンデンサＣｐの
充電電圧が所定値に達すると放電させるパルス発振動作
を行うスイッチング回路Ｑｓと、スイッチング回路Ｑｓ
の発振出力を１次側に入力し、２次側出力との絶縁を行
うパルストランスＰＴと、パルストランスＰＴの２次側
出力に接続されたローパスフィルタ回路２２とから成る
ことを特徴とするものである。

【０００８】

【作用】本発明によれば、負荷１への出力電圧によって
限流素子Ｒｃを介してコンデンサＣｐを充電し、コンデ
ンサＣｐの充電電圧が所定値に達すると放電させるパル
ス発振動作を行うスイッチング回路Ｑｓを設けて、その
パルス発振出力をパルストランスＰＴにより２次側に伝
達するようにしたので、出力電圧が直流電圧であっても
低周波の交流電圧であっても、出力電圧を検出すること
が可能であり、しかも、パルストランスＰＴはパルス発
振出力を伝達するものであるから、小型化できる。ま
た、パルストランスＰＴにより１次側と２次側を絶縁で
きるので、制御部電位と出力部電位が、直流的に絶縁さ
れている場合や大幅に両電位が違う場合、あるいは出力
部電位が不安定な場合等においても、出力電圧を制御部
に伝達できるものである。

【０００９】

【実施例】図１は請求項１記載の発明の一実施例の回路
図である。以下、その回路構成について説明する。直流
電源Ｖｓには、インバータ回路１０が接続されている。
インバータ回路１０は、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の
直列回路と、スイッチング素子Ｓ₃，Ｓ₄の直列回路
を、直流電源Ｖｓの両端に並列接続したフルブリッジ構
成を有しており、スイッチング素子Ｓ₁，Ｓ₂の接続点
とスイッチング素子Ｓ ₃，Ｓ₄の接続点の間には、イン
ダクタＬ₁とＬ₂を介してコンデンサＣと負荷１の並列
回路が接続されている。各スイッチング素子Ｓ₁〜Ｓ₄
は、制御回路３０により制御されている。負荷１の両端
ａ，ｂは、電圧検出回路２０に接続されている。電圧検
出回路２０は、負荷１の両端電圧を検出し、その電圧に
より抵抗Ｒｃを介してコンデンサＣｐを充電する。コン
デンサＣｐの両端には、スイッチング回路Ｑｓとパルス
トランスＰＴの１次側の直列回路が接続されている。パ
ルストランスＰＴの２次側は、整流回路２１に接続され
る。整流回路２１の出力は、ＬＰＦ（ローパスフィル
タ）２２に入力されており、その出力が検出出力とし
て、制御回路３０に入力されている。

【００１０】パルストランスＰＴの１次側に接続された
スイッチング回路Ｑｓは、電圧応答型の双方向スイッチ
であり、スイッチング回路Ｑｓの両端電圧が設定された
オン電圧以上になるとオンし、設定されたオフ電圧以下
になるとオフするスイッチ、あるいはスイッチング回路
Ｑｓの両端電圧が設定されたオン電圧以上になるとオン
し、設定された保持電流以下になるとオフするスイッチ
であり、正負どちらの極性でも同一特性を持っているス
イッチである。例えば、図４のようなＳＢＳ（シリコン
・バイラテラル・スイッチ）などが挙げられる。

【００１１】本実施例の動作波形を図２及び図３に示
す。図中、（ａ）はコンデンサＣｐの電圧、（ｂ）は整
流回路２１による整流後の電圧、（ｃ）はＬＰＦ２２の
出力電圧である。負荷１の両端ａ，ｂ間に電圧が印加さ
れると、抵抗ＲｃとコンデンサＣｐの時定数で、コンデ
ンサＣｐが充電され、コンデンサＣｐの電圧がスイッチ
ング回路Ｑｓのオン電圧になると、コンデンサＣｐの電
荷は、パルストランスＰＴの１次側を通って放電され
る。このとき、パルストランスＰＴの２次側には、パル
ス状の出力が得られる。これを整流回路２１を通した
後、ＬＰＦ２２によって平滑すれば、負荷１の両端電圧
に比例した検出出力が得られる。負荷１の両端電圧が上
昇すれば、図３のように、コンデンサＣｐの充電速度は
速くなり、パルストランスＰＴの２次側に出力される。
これにより、単位時間当たりのパルス数が増加するの
で、これをＬＰＦ２２に通せば、検出出力も上昇するこ
とになる。逆に、負荷１の両端電圧が低下すれば、パル
ストランスＰＴの２次側に出力される単位時間当たりの
パルス数は減少し、ＬＰＦ２２の出力、すなわち検出出
力も低下する。この電圧検出回路２０では、検出点であ
る負荷１の両端ａ，ｂと検出出力との絶縁はパルストラ
ンスＰＴで行うものであり、また、パルストランスＰＴ
に印加されるのはパルス状の波形であるため、パルスト
ランスＰＴ自体は小型化できる。また、電圧検出回路２
０において電源等は不要となる。

【００１２】スイッチング回路Ｑｓの具体例としては、
図４に示したＳＢＳ（シリコン・バイラテラル・スイッ
チ）のように、設定電圧でオンし、保持電流以下でオフ
する２端子素子を用いても良いし、図５に示すように、
補助スイッチであるＭＯＳトランジスタＱ₁₁あるいはＱ
₁₂によりＳＢＳをオフさせる回路構成を用いても良い。
この場合、スイッチング回路Ｑｓのオンは、ＳＢＳのオ
ン電圧Ｖｂで決定され、オフはＭＯＳトランジスタ
Ｑ₁、Ｑ₂のしきい値電圧Ｖｔｈで決められる。そのた
め、Ｖｂ＞Ｖｔｈとなるよう設定されている。

【００１３】図６に示す回路構成では、スイッチング回
路Ｑｓのオン、オフ共に、スイッチング回路Ｑｓの回路
両端電圧で決定されるものであり、オン電圧は、ツェナ
ダイオードＺＤ₁₁あるいはＺＤ₁₂のツェナ電圧ＶｚとＭ
ＯＳトランジスタＱ₁₁あるいはＱ₁₂のしきい値電圧Ｖｔ
ｈを加えた電圧によって決定される。スイッチング回路
Ｑｓの回路両端電圧が（Ｖｚ＋Ｖｔｈ）を越えるとＭＯ
ＳトランジスタＱ₁₁あるいはＱ₁₂がオンし、スイッチン
グ回路Ｑｓが導通する。ＭＯＳトランジスタＱ ₁₁，Ｑ₁₂
は、印加された電圧の極性でどちらがオンするかが決定
される。ＭＯＳトランジスタＱ₁₁がオンするとトランジ
スタＱ₁₃がオンし、ツェナダイオードＺＤ₁₁をショート
状態にするので、スイッチング回路Ｑｓのオフは、ＭＯ
ＳトランジスタＱ₁₁のしきい値電圧Ｖｔｈで決まる。図
７の回路は、図６の回路と同様な動作を行うスイッチン
グ回路Ｑｓの構成を示している。

【００１４】図８は請求項３に記載された発明の一実施
例の要部回路構成を示している。この回路では、図１に
示した電圧検出回路において使用されていたパルストラ
ンスＰＴの代わりに、フォトアイソレータＰＣを使用し
たものである。コンデンサＣｐの両端には、スイッチン
グ回路Ｑｓと放電電流制限用の抵抗Ｒｘを介してフォト
アイソレータＰＣの発光側の端子が接続されている。図
８のフォトアイソレータＰＣは、発光側の入力極性が正
負どちらの場合でも発光するように発光ダイオードが２
個のものとなっているが、発光ダイオードが１個構成の
フォトアイソレータの場合、フォトアイソレータを２個
使用し、発光ダイオードの極性が逆極性となるように並
列接続した回路を用いても良い。また、スイッチング回
路ＱｓとフォトアイソレータＰＣとの間に、整流回路を
設けて、フォトアイソレータＰＣの発光ダイオードに加
えられる電圧極性を一定方向に限定するような回路を使
用してもよい。フォトアイソレータＰＣの受光側では、
コンデンサＣの放電電流による発光ダイオードの発光を
検出し、信号を出力する。この信号は、パルス状である
ので、ＬＰＦ２２を通すと、直流の検出出力が得られ
る。本実施例の動作は、図２及び図３と同一である。

【００１５】図９は請求項４に記載された発明の一実施
例の要部回路構成である。本実施例では、検出点の電圧
が交流である場合に、その検出出力も検出点電圧に対応
した交流波形として出力するための回路である。この場
合、検出点側のコンデンサＣｐの電荷を放電する回路が
２種類あり、検出点ａ側が正極の場合、コンデンサＣｐ
の電荷は、ダイオードＤａ、スイッチング素子Ｑａ、パ
ルストランスＰＴの１次側を通って放電され、また検出
点ｂ側が正極の場合には、パルストランスＰＴの１次
側、スイッチング素子Ｑｂ、ダイオードＤｂを通って放
電される。パルストランスＰＴの２次側に発生するパル
ス極性は、ダイオードＤａあるいはＤｂにより正負どち
らかに限定され、また、その極性は検出点ａ，ｂ間の電
圧極性により決定される。パルストランスＰＴの出力
は、パルス状の波形であるので、ＬＰＦ２２で平滑する
ことで、検出点の電圧波形が得られる。

【００１６】図１０は図２１の従来例を放電灯ＤＬの点
灯装置に利用した回路構成を示している。直流電源Ｖｓ
はフライバックタイプのＤＣ−ＤＣコンバータ３１によ
り昇降圧された直流電圧に変換され、インバータ回路３
２により低周波の交流電圧に変換されて、放電灯ＤＬに
印加される。ＤＣ−ＤＣコンバータ３１は、フライバッ
クトランスＴｆとトランジスタＱ₀及びダイオードＤ₀₁
よりなり、インバータ回路３２はトランジスタＱ₁〜Ｑ
₄で構成されたフルブリッジ回路よりなる。トランジス
タＱ₁〜Ｑ₄は放電灯ＤＬに交流電圧を印加するように
低周波でオン・オフし、トランジスタＱ₀は高周波で動
作する。放電灯ＤＬと並列にコンデンサＣとトランスＴ
₁が接続されている。コンデンサＣは高周波成分をバイ
パスするものである。トランスＴ₁は放電灯ＤＬの両端
電圧を検出するものである。トランスＴ₁の出力を受け
て、制御回路３０によりトランジスタＱ₀を制御する。
放電灯ＤＬには低周波の矩形波電流が流れ、放電灯ＤＬ
は安定に点灯維持する。この装置では、出力が低周波
（例えば、数百Ｈｚ）であるため、電圧検出用のトラン
スＴ₁は大型化する。トランジスタＱ₁とＱ₃の両端か
ら（抵抗を用いて）電圧を検出する方法もあるが、この
方法では１次側と２次側の絶縁ができなくなる。このよ
うに負荷との絶縁を確保し、かつ負荷の両端電圧を検出
する場合には、負荷の周波数が低いときには、検出部が
大型化していた。

【００１７】そこで、図１１の回路に示すように、コン
バータのトランスＴｆに３次巻線Ｎ ₃を設ければ、低周
波で動作するトランスＴ₁を使用することなく、出力電
圧を検出することができる。つまり、トランジスタＱ₀
がオフのとき、トランスＴｆの２次側から負荷側にエネ
ルギーが放出され、トランスＴｆの２次巻線Ｎ₂に負荷
１の両端電圧が印加されるので、この現象を利用して、
トランジスタＱ₀がオフのときに、３次巻線Ｎ₃から負
荷１の電圧を検出すればよい。トランスＴｆの３次巻線
Ｎ₃は、２次巻線Ｎ₂と同方向で１次巻線Ｎ₁と逆方向
である。これにより、図１０のトランスＴ₁は不要とな
り、トランスＴｆに３次巻線Ｎ₃を追加するだけでよ
い。３次巻線Ｎ₃には、ダイオードＤ₀₂を２次巻線Ｎ₂
のダイオードＤ₀₁と同じ方向に接続して、電圧を検出す
れば、負荷１の両端電圧を精度良く検出できる。また、
高周波の動作に対応して検出するので、負荷１の状態を
迅速に制御動作にフィードバックできる。しかも、出力
電圧検出部３３は、３次巻線Ｎ₃とダイオードＤ₀₂だけ
で構成でき、検出部を小型化することができる。

【００１８】図１１の回路における主要部の動作波形を
図１２に示す。図中、（ａ）はトランスＴｆの１次電流
Ｉ₁、（ｂ）はトランスＴｆの２次電流Ｉ₂、（ｃ）は
トランスＴｆの３次巻線Ｎ₃の出力電圧Ｖ₃である。ス
イッチング素子Ｓ₀がオンすると、時刻ｔ₁で電流Ｉ₁
が増加し、スイッチング素子Ｓ₀がオフすると、時刻ｔ
₁〜ｔ₂間で蓄積されたエネルギーが放出される。その
エネルギー放出期間が時刻ｔ₂〜ｔ₃間である。スイッ
チング素子Ｓ₁〜Ｓ₄は低周波でオン・オフし、スイッ
チング素子Ｓ₀が動作しているときは、スイッチング素
子Ｓ₁，Ｓ₄又はスイッチング素子Ｓ₂，Ｓ₃がオン状
態である。このｔ₁〜ｔ₃の期間には、３次巻線Ｎ₃の
出力電圧Ｖ₃は図１２（ｃ）のようになり、時刻ｔ₂〜
ｔ₃間には、出力電圧に相当する電圧Ｖｏが出力され
る。このとき、正方向の電流のみがダイオードＤ₀₂を介
して制御回路３０に入力される。このように、スイッチ
ング素子Ｓ₀がオフの期間ｔ₂〜ｔ₄では、電流Ｉ₂が
流れている間、電圧Ｖｏが出力される。この電圧はスイ
ッチング素子Ｓ₀の周期Ｔｓに同期しているので、高周
波での検出値となり、制御部へ瞬時電圧が迅速に伝達で
き、その値によるスイッチング素子Ｓ₀のコントロール
も速く行える。

【００１９】図１３は他の実施例であり、ダイオードＤ
₀₂の出力を抵抗Ｒ₃₁とコンデンサＣ ₃₂で積分して整形し
て検出量を検出回路３４に入力している。コンデンサＣ
₃₂は高周波で充電され、コンデンサＣ₃₂の両端電圧は、
フラットな直流電圧となる。瞬時的な電圧を検出したい
場合には、図１４に示すように、抵抗Ｒ₃₁，Ｒ₃₂によっ
て分圧して、検出回路３４に入力してもよい。

【００２０】図１５は他の実施例であり、図１１と異な
る点は、電流Ｉ₂が流れている期間のみ検出量を制御回
路３０へ供給しようとする点であり、スイッチング素子
Ｓ₀がオフ時でしかも電流Ｉ₂がゼロの期間（ｔ₃〜ｔ
₄）はノイズが出やすいので、このノイズを除去するた
めに、スイッチ回路ＳＷを設けて、電流検出部ＣＴと同
期をとって、精度良い検出を行うものである。

【００２１】スイッチ回路ＳＷの具体的な回路例を図１
６に示した。電流検出部ＣＴにより電流Ｉ₂が流れてい
る期間を検出し、検出回路３５によりトランジスタ
Ｑ₆，Ｑ ₅がオンして、３次巻線Ｎ₃、ダイオード
Ｄ₀₂、トランジスタＱ₅、抵抗Ｒ₃₁，Ｒ₃₂、３次巻線Ｎ
₃の閉回路を形成し、実質的には図１４の回路と同じと
なる。電流Ｉ₂がゼロでは、トランジスタＱ₆，Ｑ₅は
オフで出力はゼロとなる。

【００２２】図１７は他の実施例であり、図１６の電流
トランスＣＴの代わりにタイマー３６によりスイッチ回
路ＳＷをオン・オフするものである。これはトランジス
タＱ ₀がオフする時点から所定時間Ｔａのオン信号を、
スイッチ回路ＳＷへ入力してスイッチ回路ＳＷをオンさ
せて出力電圧を検出するものであり、制御回路３０内の
トランジスタＱ₀のオフ信号を得ることにより、容易に
実現できる。なお、図１２でｔ₂〜ｔ₄間の電流Ｉ₂を
ずっと流し続けるモードで動作させるのであれば、ノイ
ズ除去のためのスイッチ回路ＳＷは不要となる。

【００２３】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、出力電圧によ
り限流素子を介してコンデンサを充電し、その充電電圧
が所定値に達すると放電させるパルス発振動作を行うス
イッチング回路を設けて、その発振出力をパルストラン
スとローパスフィルタ回路を介して検出するようにした
ので、制御部と検出部との絶縁を図ることができ、ま
た、検出点の電圧が直流、交流を問わず使用できる。ま
た、絶縁手段としてのトランスにはパルス状の信号が印
加されるので、小型のパルストランスを使用でき、回路
を小型化できる。さらに、検出回路には電源を必要とし
ないので、回路構成が簡単で部品も小型化できるので、
検出回路自体の小型化を図ることができる。

【００２４】請求項５の発明によれば、高周波で動作す
るトランスに３次巻線を追加すると共に、ダイオードを
接続するだけで、負荷の出力電圧を検出することがで
き、構成が簡単で小型化が容易であり、また、高周波で
動作する箇所から電圧を検出するので、応答速度が速く
なるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。

【図２】本発明の出力電圧が低い場合の動作波形図であ
る。

【図３】本発明の出力電圧が高い場合の動作波形図であ
る。

【図４】本発明に用いるスイッチング回路の一例を示す
回路図である。

【図５】本発明に用いるスイッチング回路の他の一例を
示す回路図である。

【図６】本発明に用いるスイッチング回路のさらに他の
一例を示す回路図である。

【図７】本発明に用いるスイッチング回路の別の一例を
示す回路図である。

【図８】請求項３記載の発明の一実施例を示す回路図で
ある。

【図９】請求項４記載の発明の一実施例を示す回路図で
ある。

【図１０】従来の放電灯点灯装置の出力電圧検出回路を
示す回路図である。

【図１１】請求項５記載の発明の第１実施例を示す回路
図である。

【図１２】請求項５記載の発明の動作波形図である。

【図１３】請求項５記載の発明の第２実施例を示す回路
図である。

【図１４】請求項５記載の発明の第３実施例の要部構成
を示す回路図である。

【図１５】請求項５記載の発明の第４実施例の回路図で
ある。

【図１６】請求項５記載の発明の第５実施例の回路図で
ある。

【図１７】請求項５記載の発明の第６実施例の回路図で
ある。

【図１８】第１の従来例の回路図である。

【図１９】第２の従来例の回路図である。

【図２０】第３の従来例の回路図である。

【図２１】第４の従来例の回路図である。

【図２２】第５の従来例の回路図である。

【符号の説明】

Ｖｓ直流電源１負荷１０インバータ回路２０電圧検出回路３０制御回路Ｒｃ抵抗ＣｐコンデンサＱｓスイッチング回路ＰＴパルストランス２１整流回路２２ローパスフィルタ回路

フロントページの続き (72)発明者神原隆大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】出力電圧が直流あるいは低周波の交流
であり、その出力電圧を検出する電圧検出回路と、電圧
検出回路の検出値を制御入力とする制御回路とを備え、
出力電圧のいずれの端子電圧も制御回路の接地電位に対
して固定されていない電力変換装置において、前記電圧
検出回路は、出力電圧によって、限流素子を介してコン
デンサを充電する充電回路と、前記コンデンサの充電電
圧が所定値に達すると放電させるパルス発振動作を行う
スイッチング回路と、スイッチング回路の発振出力を１
次側に入力し、２次側出力との絶縁を行うパルストラン
スと、パルストランスの２次側出力に接続されたローパ
スフィルタ回路とから成ることを特徴とする電力変換装
置。
【請求項２】前記パルストランスのトランス２次側
出力と前記ローパスフィルタ回路との間に整流回路を設
けたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】前記パルストランスに代えてフォトア
イソレータを設けたことを特徴とする請求項１記載の電
力変換装置。
【請求項４】前記スイッチング回路による発振出力
の極性は、出力電圧の極性によって決定されることを特
徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項５】高周波でオン・オフされるスイッチン
グ素子を介してトランスの１次巻線を直流電源に接続
し、トランスの２次巻線に第１のダイオードを介して低
周波で動作するフルブリッジインバータ回路を接続して
成る電力変換装置において、トランスの３次巻線に第２
のダイオードを介して出力電圧検出回路を接続し、第１
のダイオードと第２のダイオードは同一極性で導通する
ように接続されていることを特徴とする電力変換装置。