JPH0864368A - エレクトロルミネッセントランプ用のインバータ - Google Patents
エレクトロルミネッセントランプ用のインバータInfo
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- JPH0864368A JPH0864368A JP7161362A JP16136295A JPH0864368A JP H0864368 A JPH0864368 A JP H0864368A JP 7161362 A JP7161362 A JP 7161362A JP 16136295 A JP16136295 A JP 16136295A JP H0864368 A JPH0864368 A JP H0864368A
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- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B44/00—Circuit arrangements for operating electroluminescent light sources
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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- H02M1/007—Plural converter units in cascade
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors
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- Power Engineering (AREA)
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】ＥＬランプを交互に充放電できる高ＤＣ電圧を
発生すると共にＥＬランプの静電容量を定電流で充電す
るためのブリッジ型回路を提供する。 【構成】ダイオードＤ１７を介してインダクタＬ１に連
結されたコンデンサＣＳはトランジスタＱ１が高周波数
にて高周波発信器１０によりオンおよびオフに切換えら
れた時にインダクタＬ１の繰返しの充放電により充電さ
れる。ブリッジ回路は低周波発振器１５から反対の極性
の２対の低周波数方形波パルス信号を受取る。各信号は
二つの向い合う分岐の二つの直列に連結された脚部の一
つに与えられる。各分岐は高ＤＣ電圧と接地との間に連
結され、各脚部は二つのスイッチ作用ＦＥＴトランジス
タと電流源Ｑ２，ＱＳとを含む。エレクトロルミネッセ
ントランプは各分岐の脚部の間に連結される。
発生すると共にＥＬランプの静電容量を定電流で充電す
るためのブリッジ型回路を提供する。 【構成】ダイオードＤ１７を介してインダクタＬ１に連
結されたコンデンサＣＳはトランジスタＱ１が高周波数
にて高周波発信器１０によりオンおよびオフに切換えら
れた時にインダクタＬ１の繰返しの充放電により充電さ
れる。ブリッジ回路は低周波発振器１５から反対の極性
の２対の低周波数方形波パルス信号を受取る。各信号は
二つの向い合う分岐の二つの直列に連結された脚部の一
つに与えられる。各分岐は高ＤＣ電圧と接地との間に連
結され、各脚部は二つのスイッチ作用ＦＥＴトランジス
タと電流源Ｑ２，ＱＳとを含む。エレクトロルミネッセ
ントランプは各分岐の脚部の間に連結される。
Description
【０００１】
【発明の技術分野】本発明はＡＣ（交流）エレクトロル
ミネッセントランプ駆動回路に関し、そして特に電池
（ｂａｔｔｅｒｙ）源から作動される回路に関する。
ミネッセントランプ駆動回路に関し、そして特に電池
（ｂａｔｔｅｒｙ）源から作動される回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】エレクトロルミネッセント（ＥＬ）ラン
プはある振幅と周波数のＡＣ電圧を必要とし、従って電
池が電力の装置においては、ＤＣ（直流）からＡＣへの
インバータが必要である。
プはある振幅と周波数のＡＣ電圧を必要とし、従って電
池が電力の装置においては、ＤＣ（直流）からＡＣへの
インバータが必要である。
【０００３】しかしながら残念なことに、かかるインバ
ータは大きな、比較的費用のかかる変換器と多くの部
材、或いは周波数を調整するために外部の信号源を必要
とし、そしてこのために、インバータの作動に比較的費
用がかかることになる。
ータは大きな、比較的費用のかかる変換器と多くの部
材、或いは周波数を調整するために外部の信号源を必要
とし、そしてこのために、インバータの作動に比較的費
用がかかることになる。
【０００４】従って、ＥＬランプを約１．５ボルトの単
一電池型の安価な電池で動かすための、安価な小型の手
段が要求されている。
一電池型の安価な電池で動かすための、安価な小型の手
段が要求されている。
【０００５】また、ＥＬランプに最低５フィートランバ
ート輝度、好ましくは１０フィートーランバート輝度を
与えるために、十分高電圧のＤＣからＡＣへのインバー
タが必要である。
ート輝度、好ましくは１０フィートーランバート輝度を
与えるために、十分高電圧のＤＣからＡＣへのインバー
タが必要である。
【０００６】従って、大きく高価な変換器を使用する必
要なく、５ないし１０フィートーランバート輝度のＥＬ
ランプを提供するために、単一の電池を使用することが
できるシステムへの要求がある。
要なく、５ないし１０フィートーランバート輝度のＥＬ
ランプを提供するために、単一の電池を使用することが
できるシステムへの要求がある。
【０００７】ＥＬランプに電力を与えるために電池手段
を使用するシステムの一例は、ピー．キンドルマンによ
る米国特許第４，５２７，０９６号に記載された作動回
路である。
を使用するシステムの一例は、ピー．キンドルマンによ
る米国特許第４，５２７，０９６号に記載された作動回
路である。
【０００８】キンドルマンは、電池の電圧を次第に高い
レベルに増大させて、次第にランプのコンデンサを充電
するインダクタを備えたコンバータを示す。
レベルに増大させて、次第にランプのコンデンサを充電
するインダクタを備えたコンバータを示す。
【０００９】このシステムにおいては、インダクタの電
荷はコンデンサに直接供給され、そして全てのエネルギ
ーはランプに直接伝達される。外部の発振器手段はイン
ダクタを作動し、そしてインダクタからのあらゆるパル
スはコンデンサに放出される。このようにして、ランプ
は、所定数の連続充電電流パルスに達するまで、段階的
に充電される。
荷はコンデンサに直接供給され、そして全てのエネルギ
ーはランプに直接伝達される。外部の発振器手段はイン
ダクタを作動し、そしてインダクタからのあらゆるパル
スはコンデンサに放出される。このようにして、ランプ
は、所定数の連続充電電流パルスに達するまで、段階的
に充電される。
【００１０】これと対照的に、本発明は電流パルスに依
存しない。
存しない。
【００１１】その代りに本発明では、インダクタからの
エネルギーはコンデンサに貯蔵され、そして貯蔵された
電圧は、ＥＬランプを定電流により充電するのに使用さ
れる。
エネルギーはコンデンサに貯蔵され、そして貯蔵された
電圧は、ＥＬランプを定電流により充電するのに使用さ
れる。
【００１２】独立型インバータは、インダクタを作動す
るための外部の発振器又は制御手段の必要性を除き、そ
してインダクタからのエネルギーは貯蔵用コンデンサに
供給されて、基本的に高電圧のＤＣからＤＣへのコンバ
ータを与える。この電圧は、次にＥＬランプにブリッジ
回路を介して一方向に充電しそして他に放電するのに使
用される。このようにして、集積回路に損傷を与えるこ
となく、比較的高いＤＣ電圧を発生することが可能であ
る。
るための外部の発振器又は制御手段の必要性を除き、そ
してインダクタからのエネルギーは貯蔵用コンデンサに
供給されて、基本的に高電圧のＤＣからＤＣへのコンバ
ータを与える。この電圧は、次にＥＬランプにブリッジ
回路を介して一方向に充電しそして他に放電するのに使
用される。このようにして、集積回路に損傷を与えるこ
となく、比較的高いＤＣ電圧を発生することが可能であ
る。
【００１３】その結果、ＥＬランプを作動する電流およ
び周波数を制御することが可能となり、従って、種々の
サイズの多様のランプを一つの集積回路から作動させる
ことができる。
び周波数を制御することが可能となり、従って、種々の
サイズの多様のランプを一つの集積回路から作動させる
ことができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の一つの目的
は、貯蔵できそしてＥＬランプを交互に充電（ｃｈａｒ
ｇｅ）および放電（ｄｉｓｃｈａｒｇｅ）するのに使用
することができる高ＤＣ電圧を発生することである。
は、貯蔵できそしてＥＬランプを交互に充電（ｃｈａｒ
ｇｅ）および放電（ｄｉｓｃｈａｒｇｅ）するのに使用
することができる高ＤＣ電圧を発生することである。
【００１５】本発明の別の目的は、ＥＬランプの静電容
量を定電流で充電するためのブリッジ型回路を提供し、
そしてＥＬランプ端子間にかかるランプ電圧を発生する
ことである。
量を定電流で充電するためのブリッジ型回路を提供し、
そしてＥＬランプ端子間にかかるランプ電圧を発生する
ことである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は単一の電池、即
ち１．５ボルトＤＣ電池、からＥＬランプに電力を供給
できる作動回路を提供する。該回路は下記の（ａ）〜
（ｃ）を含む： ａ）相対的に低い第２のＤＣ電圧から、所定電圧値の高
い第１のＤＣ電圧を与えるＤＣからＤＣへのインバー
タ； ｂ）該第１の高ＤＣ電圧を、静電容量性（ｃａｐａｃｉ
ｔｉｖｅ）ＥＬランプを作動させて所望の輝度の光を放
出させるのに十分なＡＣ電圧に変換する、ＤＣからＡＣ
へのインバータ； ｃ）内部発振器と、ＥＬランプに交互に、一つの極性に
帯電させ、完全に放電させそして反対の極性に帯電させ
て、上記の高ＤＣ電圧の２倍の最高最低電圧を効果的に
作り出す制御回路とにより、低周波数にて切換えられる
定電流源ブリッジ回路。
ち１．５ボルトＤＣ電池、からＥＬランプに電力を供給
できる作動回路を提供する。該回路は下記の（ａ）〜
（ｃ）を含む： ａ）相対的に低い第２のＤＣ電圧から、所定電圧値の高
い第１のＤＣ電圧を与えるＤＣからＤＣへのインバー
タ； ｂ）該第１の高ＤＣ電圧を、静電容量性（ｃａｐａｃｉ
ｔｉｖｅ）ＥＬランプを作動させて所望の輝度の光を放
出させるのに十分なＡＣ電圧に変換する、ＤＣからＡＣ
へのインバータ； ｃ）内部発振器と、ＥＬランプに交互に、一つの極性に
帯電させ、完全に放電させそして反対の極性に帯電させ
て、上記の高ＤＣ電圧の２倍の最高最低電圧を効果的に
作り出す制御回路とにより、低周波数にて切換えられる
定電流源ブリッジ回路。
【００１７】ＤＣ−ＤＣコンバータはフライバックトポ
ロジー（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）を用いるので、内部発振器
により高周波数でスイッチ切換えされ、インダクタのサ
イズを小さくすることが可能となる。
ロジー（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）を用いるので、内部発振器
により高周波数でスイッチ切換えされ、インダクタのサ
イズを小さくすることが可能となる。
【００１８】従って、本発明によると、ＥＬランプは３
ボルトＤＣないし１２ボルトＤＣの電池から約１０フィ
ートランバートまでの輝度に電力上昇することができ
る。更に、比較的小さい、変換器のないＤＣからＡＣへ
のインバータが提供され、該インバータは電池作動装置
内での使用の際に、外部の信号手段を必要としない。
ボルトＤＣないし１２ボルトＤＣの電池から約１０フィ
ートランバートまでの輝度に電力上昇することができ
る。更に、比較的小さい、変換器のないＤＣからＡＣへ
のインバータが提供され、該インバータは電池作動装置
内での使用の際に、外部の信号手段を必要としない。
【００１９】
【発明の詳しい記述】本発明の一態様によると、ＤＣ−
ＤＣコンバータ手段は、ドライバー制御用の振動信号を
発生するための高周波発振器手段；一方の端子で低い第
２の電圧を受け取るためのインダクタ；該振動信号に感
応性で、該インダクタの第２の端子と基準電位との間に
連結されたスイッチ手段；アノードとカソードとを含
み、そのアノードが該第２の端子に連結されたダイオー
ド；および該カソードと該基準電位との間に連結され、
これにより該基準電位に対する該カソードでの電位が第
１ＤＣ電圧を構成するコンデンサ手段、を含む。
ＤＣコンバータ手段は、ドライバー制御用の振動信号を
発生するための高周波発振器手段；一方の端子で低い第
２の電圧を受け取るためのインダクタ；該振動信号に感
応性で、該インダクタの第２の端子と基準電位との間に
連結されたスイッチ手段；アノードとカソードとを含
み、そのアノードが該第２の端子に連結されたダイオー
ド；および該カソードと該基準電位との間に連結され、
これにより該基準電位に対する該カソードでの電位が第
１ＤＣ電圧を構成するコンデンサ手段、を含む。
【００２０】別の態様においては、第１ＤＣ電圧をＡＣ
電圧に変換する手段は、一対の分岐（ｂｒａｎｃｈ）を
有するブリッジ回路手段を有し、該ブリッジ回路手段は
それにかかる第１電圧を受け取るための第１および第２
分岐点（ｎｏｄｅ）を有し、該ブリッジ回路手段は、夫
々別の分岐中の第１分岐点と第２分岐点との間に第５分
岐点および第６分岐点を有し、各分岐は、該ランプを収
納しそして該第５およ、び第６分岐点に接続するための
コネクタ手段を含む。各対の分岐点の間にはスイッチ手
段があり、そして該スイッチ手段には、交替に、第５お
よび第６分岐点の一方を第１分岐点にそして他方を第２
分岐点に一つの相対的極性にて連結し、そして次に他の
相対的極性にて、第５および第６分岐点の一方を第２分
岐点にそして他方を第１分岐点に連結する手段が連結さ
れ、これにより第１ＤＣ電圧を交替の極性で第５および
第６分岐点に印加する。
電圧に変換する手段は、一対の分岐（ｂｒａｎｃｈ）を
有するブリッジ回路手段を有し、該ブリッジ回路手段は
それにかかる第１電圧を受け取るための第１および第２
分岐点（ｎｏｄｅ）を有し、該ブリッジ回路手段は、夫
々別の分岐中の第１分岐点と第２分岐点との間に第５分
岐点および第６分岐点を有し、各分岐は、該ランプを収
納しそして該第５およ、び第６分岐点に接続するための
コネクタ手段を含む。各対の分岐点の間にはスイッチ手
段があり、そして該スイッチ手段には、交替に、第５お
よび第６分岐点の一方を第１分岐点にそして他方を第２
分岐点に一つの相対的極性にて連結し、そして次に他の
相対的極性にて、第５および第６分岐点の一方を第２分
岐点にそして他方を第１分岐点に連結する手段が連結さ
れ、これにより第１ＤＣ電圧を交替の極性で第５および
第６分岐点に印加する。
【００２１】
【実施例】本発明のＩＣインバータ回路のブロック図で
ある図１において、比較的高周波数、例えば１２５ｋＨ
ｚ、の高周波発振器１０は振動方形波出力信号を発生
し、該信号はドライバー制御器（ｄｒｉｖｅｒ ｃｏｎ
ｔｒｏｌ）１２に適用される。このドライバー制御器は
ブーストコンバータ操作を、ＦＥＴトランジスタＱ１の
オン−タイム（作動時）とオフ−タイム（停止時）を制
御することにより制御する。ドライバー制御器１２は、
高周波数（例えば１２５ｋＨｚ）の出力ゲート駆動信号
を発生するためのコンパレーターを含み、該信号はＦＥ
ＴトランジスタＱ１のゲートに適用されて、ドライバー
制御器１２に印加されたＶｐｐの検知値に従って、トラ
ンジスタＱ１を交互に伝導性および非伝導性にする。Ｖ
ｐｐが８０ボルトＤＣから１００ボルトＤＣの間のしき
い値電圧に達すると、ドライバー制御回路１２はＱ１へ
のゲート駆動を切断し、これによりブーストコンバータ
の作動を止める。Ｖｐｐがこのしきい値より下に降下す
ると、次にドライバー制御器１２は高周波発振器１０に
Ｑ１のゲートを駆動させ、そしてブーストコンバータは
Ｖｐｐが再び８０ボルトＤＣから１００ボルトＤＣの間
に達するまで機能し続ける。従って、Ｖｐｐは、その値
がＩＣ内で固定された制御電圧であり、そして約８０ボ
ルトから約１００ボルトＤＣの範囲にわたることができ
る。この構造はインバータの効率を増大させる。何故な
ら、ブーストコンバータは必要な時のみオン状態に変わ
るからである。
ある図１において、比較的高周波数、例えば１２５ｋＨ
ｚ、の高周波発振器１０は振動方形波出力信号を発生
し、該信号はドライバー制御器（ｄｒｉｖｅｒ ｃｏｎ
ｔｒｏｌ）１２に適用される。このドライバー制御器は
ブーストコンバータ操作を、ＦＥＴトランジスタＱ１の
オン−タイム（作動時）とオフ−タイム（停止時）を制
御することにより制御する。ドライバー制御器１２は、
高周波数（例えば１２５ｋＨｚ）の出力ゲート駆動信号
を発生するためのコンパレーターを含み、該信号はＦＥ
ＴトランジスタＱ１のゲートに適用されて、ドライバー
制御器１２に印加されたＶｐｐの検知値に従って、トラ
ンジスタＱ１を交互に伝導性および非伝導性にする。Ｖ
ｐｐが８０ボルトＤＣから１００ボルトＤＣの間のしき
い値電圧に達すると、ドライバー制御回路１２はＱ１へ
のゲート駆動を切断し、これによりブーストコンバータ
の作動を止める。Ｖｐｐがこのしきい値より下に降下す
ると、次にドライバー制御器１２は高周波発振器１０に
Ｑ１のゲートを駆動させ、そしてブーストコンバータは
Ｖｐｐが再び８０ボルトＤＣから１００ボルトＤＣの間
に達するまで機能し続ける。従って、Ｖｐｐは、その値
がＩＣ内で固定された制御電圧であり、そして約８０ボ
ルトから約１００ボルトＤＣの範囲にわたることができ
る。この構造はインバータの効率を増大させる。何故な
ら、ブーストコンバータは必要な時のみオン状態に変わ
るからである。
【００２２】Ｑ１のドレイン−ソース電極はインダクタ
Ｌ１と基準電位、例えばシステム接地、との間に連結さ
れる。インダクタＬ１は電池（図示なし）、例えば３ボ
ルトないし１２ボルトＤＣの電池源、から電位を受け
る。
Ｌ１と基準電位、例えばシステム接地、との間に連結さ
れる。インダクタＬ１は電池（図示なし）、例えば３ボ
ルトないし１２ボルトＤＣの電池源、から電位を受け
る。
【００２３】インダクタＬ１とトランジスタＱ１との間
の接合部（ｊｕｎｃｔｉｏｎ）はダイオードＤ１のアノ
ードに連結され、コンデンサＣｓを通ってシステム接地
へと接続される。ダイオードのカソードとコンデンサＣ
ｓとの間の接合部は所望の増大されたＤＣ電圧Ｖｐｐを
示す。トランジスタＱ１がオンに変わった時、電流がイ
ンダクタＬ１を通って流れ、これによりインダクタＬ１
を充電する。トランジスタＱ１がオフに変わった時、そ
こに貯蔵されたエネルギーはダイオードＤ１を通って移
動し、コンデンサＣｓを制御された相対的に高い電圧Ｖ
ｐｐ、例えば８０ないし１００ボルトＤＣ、まで充電す
る。インダクタＬ１、トランジスタＱ１、ダイオードＤ
１およびコンデンサＣｓを含むコンバータは、ブースト
型ＤＣ−ＤＣコンバータと呼ばれる。
の接合部（ｊｕｎｃｔｉｏｎ）はダイオードＤ１のアノ
ードに連結され、コンデンサＣｓを通ってシステム接地
へと接続される。ダイオードのカソードとコンデンサＣ
ｓとの間の接合部は所望の増大されたＤＣ電圧Ｖｐｐを
示す。トランジスタＱ１がオンに変わった時、電流がイ
ンダクタＬ１を通って流れ、これによりインダクタＬ１
を充電する。トランジスタＱ１がオフに変わった時、そ
こに貯蔵されたエネルギーはダイオードＤ１を通って移
動し、コンデンサＣｓを制御された相対的に高い電圧Ｖ
ｐｐ、例えば８０ないし１００ボルトＤＣ、まで充電す
る。インダクタＬ１、トランジスタＱ１、ダイオードＤ
１およびコンデンサＣｓを含むコンバータは、ブースト
型ＤＣ−ＤＣコンバータと呼ばれる。
【００２４】ダイオードＤ１のカソードでの電圧Ｖｐｐ
はドライバー制御器１２に戻され、該制御器はＶｐｐの
値の大きさを感知する。該値が約９０ボルトＤＣより低
く降下すると、スイッチトランジスタＱ１は、高周波発
振器１０からの信号により、高周波数にてオンおよびオ
フに変わる。該値が約９０ボルトＤＣを越えると、トラ
ンジスタＱ１への振動信号はオフに変わる。これはＶｐ
ｐを約１００ボルトＤＣに調整する。
はドライバー制御器１２に戻され、該制御器はＶｐｐの
値の大きさを感知する。該値が約９０ボルトＤＣより低
く降下すると、スイッチトランジスタＱ１は、高周波発
振器１０からの信号により、高周波数にてオンおよびオ
フに変わる。該値が約９０ボルトＤＣを越えると、トラ
ンジスタＱ１への振動信号はオフに変わる。これはＶｐ
ｐを約１００ボルトＤＣに調整する。
【００２５】高周波発振器１０のデューティーサイクル
（ｄｕｔｙ ｃｙｃｌｅ）は、インダクタＬ１内に貯蔵
されたエネルギーの大きさを、従って電圧Ｖｐｐの大き
さを決定する。デューティーサイクルは約９０％である
のが好ましい。高電位は回路に連結されたＥＬランプ１
４に電圧を印加しそして該ランプを点灯するのに必要で
ある。
（ｄｕｔｙ ｃｙｃｌｅ）は、インダクタＬ１内に貯蔵
されたエネルギーの大きさを、従って電圧Ｖｐｐの大き
さを決定する。デューティーサイクルは約９０％である
のが好ましい。高電位は回路に連結されたＥＬランプ１
４に電圧を印加しそして該ランプを点灯するのに必要で
ある。
【００２６】低周波発振器１５は出力信号ｆ１を有し、
該信号はディバイダー１６により低周波数出力信号ｆ２
に分周される。これは約５０％デューティーサイクルで
行われるのが好ましい。ｆ２値は抵抗Ｒｏｓｃの値によ
って決定される。ｆ２はこの態様では約４００Ｈｚであ
るのが好ましい。信号ｆ２は制御器１８に適用され、該
制御器は信号“ａ”および“ｂ”（図２参照）の切換え
を制御する。
該信号はディバイダー１６により低周波数出力信号ｆ２
に分周される。これは約５０％デューティーサイクルで
行われるのが好ましい。ｆ２値は抵抗Ｒｏｓｃの値によ
って決定される。ｆ２はこの態様では約４００Ｈｚであ
るのが好ましい。信号ｆ２は制御器１８に適用され、該
制御器は信号“ａ”および“ｂ”（図２参照）の切換え
を制御する。
【００２７】制御器１８は機能ブロック（ｂｌｏｃｋ）
であり、そしてブリッジを制御する。それは低周波数信
号ｆ２を受容しそして低周波数信号と同位相の信号
“ａ”を発生するためのドライブを含む。この“ａ”信
号はブリッジの半分のゲートを駆動する。制御器１８は
また、ブリッジの他の半分のゲートを駆動するために、
信号“ａ”と１８０°位相がずれた逆転信号“ｂ”ドラ
イバーを与えるための手段を含む。制御器１８の出力
は、一対の方形状波パルストレイン信号“ａ”と、一対
の方形状波パルストレイン信号“ｂ”であり、これらの
信号は、信号の位相が１８０°ずれている（図２参照）
こと以外は同じである。制御器１８の別の出力は定電流
ソース制御“ｄ”である。該定電流制御“ｄ”はＱ２と
Ｑ５とを制御するが、電流源として構成されたＮ−チャ
ンネル空乏層式ＭＯＳＦＥＴ高電圧ＤＭＯＳトランジス
タであることができる。制御Ｒｃｏｎｔｒｏｌはゲート
電圧をＱ２およびＱ５に制御し、従って定電流を制御す
る。これはライン２８として示される。
であり、そしてブリッジを制御する。それは低周波数信
号ｆ２を受容しそして低周波数信号と同位相の信号
“ａ”を発生するためのドライブを含む。この“ａ”信
号はブリッジの半分のゲートを駆動する。制御器１８は
また、ブリッジの他の半分のゲートを駆動するために、
信号“ａ”と１８０°位相がずれた逆転信号“ｂ”ドラ
イバーを与えるための手段を含む。制御器１８の出力
は、一対の方形状波パルストレイン信号“ａ”と、一対
の方形状波パルストレイン信号“ｂ”であり、これらの
信号は、信号の位相が１８０°ずれている（図２参照）
こと以外は同じである。制御器１８の別の出力は定電流
ソース制御“ｄ”である。該定電流制御“ｄ”はＱ２と
Ｑ５とを制御するが、電流源として構成されたＮ−チャ
ンネル空乏層式ＭＯＳＦＥＴ高電圧ＤＭＯＳトランジス
タであることができる。制御Ｒｃｏｎｔｒｏｌはゲート
電圧をＱ２およびＱ５に制御し、従って定電流を制御す
る。これはライン２８として示される。
【００２８】信号Ｖｐｐ、“ａ”、“ｂ”がブリッジ回
路２０に適用される。ブリッジ回路２０は、電圧Ｖｐｐ
を受けるために、コンデンサＣｓとダイオードＤ１との
接合部に連結された分岐点２を含む。分岐点２は、電流
源Ｑ２およびＦＥＴトランジスタＱ３のドレインソース
電極を通って分岐点６に連結される。分岐点６は、ＥＬ
ランプ１４の一組の端子を受け取るためのコネクタ２４
を含む。電流源Ｑ２は、Ｑ２のゲート電圧を制御する制
御Ｒにより制御される。“ｂ”信号の一つはトランジス
タＱ３のゲート電極に適用されて、信号“ｂ”の低パル
スの存在下でＱ３をオンにする。分岐点６は、ＦＥＴト
ランジスタＱ４のドレインソース電極を介してシステム
接地される。トランジスタＱ４のゲート電極は信号
“ｂ”を受け取る。従って、トランジスタＱ３および電
流源Ｑ２は、分岐点２および６の間でブリッジ回路２０
の一つの脚部２８を形成する。そしてＱ４は、分岐点６
とシステム接地との間でブリッジ回路２０の第２の脚部
３０を形成する。二つの脚部２８、３０はブリッジ回路
２０の一つの枝を構成する。
路２０に適用される。ブリッジ回路２０は、電圧Ｖｐｐ
を受けるために、コンデンサＣｓとダイオードＤ１との
接合部に連結された分岐点２を含む。分岐点２は、電流
源Ｑ２およびＦＥＴトランジスタＱ３のドレインソース
電極を通って分岐点６に連結される。分岐点６は、ＥＬ
ランプ１４の一組の端子を受け取るためのコネクタ２４
を含む。電流源Ｑ２は、Ｑ２のゲート電圧を制御する制
御Ｒにより制御される。“ｂ”信号の一つはトランジス
タＱ３のゲート電極に適用されて、信号“ｂ”の低パル
スの存在下でＱ３をオンにする。分岐点６は、ＦＥＴト
ランジスタＱ４のドレインソース電極を介してシステム
接地される。トランジスタＱ４のゲート電極は信号
“ｂ”を受け取る。従って、トランジスタＱ３および電
流源Ｑ２は、分岐点２および６の間でブリッジ回路２０
の一つの脚部２８を形成する。そしてＱ４は、分岐点６
とシステム接地との間でブリッジ回路２０の第２の脚部
３０を形成する。二つの脚部２８、３０はブリッジ回路
２０の一つの枝を構成する。
【００２９】ブリッジ回路２０の２番目の分岐は、分岐
点２と５との間の脚部３２と、分岐点５とシステム接地
との間の脚部３４とを含む。脚部３２および３４は、脚
部２８および３０と同じであり且つそれらの鏡像であ
り、そしてこの態様においては同一の構成要素である。
脚部３２はＦＥＴトランジスタＱ６を含み、該トランジ
スタのドレインソース電極は、分岐点２と５との間で電
流源Ｑ５と直列に連結されている。該脚部３４はＦＥＴ
トランジスタＱ７を含み、該トランジスタＱ７のドレイ
ンソース電極は分岐点５とシステム接地との間に連結さ
れている。既に述べたように、全ての電流源は制御Ｒ
ｃｏｎｔｒｏｌによって制御され、該Ｒｃｏｎｔｒｏｌ
はＱ２のゲート電圧を制御する。トランジスタＱ７のゲ
ート電極は信号“ａ”を受け取り、トランジスタＱ６の
ゲート電極は信号“ａ”を受け取る。従って、Ｑ３とＱ
６は信号“ａ”および“ｂ”に反応して同時にオンおよ
びオフになり、そしてＱ７とＱ４は信号“ｂ”および
“ａ”に反応して同時にオンおよびオフとなる。信号
“ａ”および“ｂ”は、曲線“ａ”および“ｂ”に示さ
れるように（図２参照）、互いに１８０°位相がずれて
いる。コネクタ２６を受ける２番目のランプは、第２の
一組のＥＬランプ１４端子を受けるために、分岐点５に
位置する。
点２と５との間の脚部３２と、分岐点５とシステム接地
との間の脚部３４とを含む。脚部３２および３４は、脚
部２８および３０と同じであり且つそれらの鏡像であ
り、そしてこの態様においては同一の構成要素である。
脚部３２はＦＥＴトランジスタＱ６を含み、該トランジ
スタのドレインソース電極は、分岐点２と５との間で電
流源Ｑ５と直列に連結されている。該脚部３４はＦＥＴ
トランジスタＱ７を含み、該トランジスタＱ７のドレイ
ンソース電極は分岐点５とシステム接地との間に連結さ
れている。既に述べたように、全ての電流源は制御Ｒ
ｃｏｎｔｒｏｌによって制御され、該Ｒｃｏｎｔｒｏｌ
はＱ２のゲート電圧を制御する。トランジスタＱ７のゲ
ート電極は信号“ａ”を受け取り、トランジスタＱ６の
ゲート電極は信号“ａ”を受け取る。従って、Ｑ３とＱ
６は信号“ａ”および“ｂ”に反応して同時にオンおよ
びオフになり、そしてＱ７とＱ４は信号“ｂ”および
“ａ”に反応して同時にオンおよびオフとなる。信号
“ａ”および“ｂ”は、曲線“ａ”および“ｂ”に示さ
れるように（図２参照）、互いに１８０°位相がずれて
いる。コネクタ２６を受ける２番目のランプは、第２の
一組のＥＬランプ１４端子を受けるために、分岐点５に
位置する。
【００３０】ブリッジ回路２０は、印加されたＡＣ電圧
と同様に、ＥＬランプ１４に逆の極性信号を適用するこ
とにより、高ＤＣ電圧Ｖｐｐを同等のＡＣ電圧に効果的
に変換する。周波数は信号“ａ”および“ｂ”の周波
数、好ましくは４００Ｈｚ、である。初めにＥＬランプ
１４は放電される。信号“ａ”が高いとき、信号“ｂ”
は低く、そして逆も成り立つ。トランジスタＱ３および
Ｑ７をオンに、そしてトランジスタＱ４およびＱ６をオ
フにして、並列な抵抗ＲＬおよびコンデンサＣＬと直列
の抵抗Ｒｓの同等な回路を有するＥＬランプ１４に、Ｖ
ｐｐ信号を介して電荷が、トランジスタＱ３およびＱ７
を通って、抵抗Ｒｃｏｎｔｒｏｌで決定される速度で印
加される。抵抗Ｒｃｏｎｔｒｏｌは定電流源により発生
される電流を制御する。該ランプは、電圧Ｖｐｐ値（図
２参照）により決定される最高電圧まで、或いは充電電
流流が除かれるまで充電し続ける。
と同様に、ＥＬランプ１４に逆の極性信号を適用するこ
とにより、高ＤＣ電圧Ｖｐｐを同等のＡＣ電圧に効果的
に変換する。周波数は信号“ａ”および“ｂ”の周波
数、好ましくは４００Ｈｚ、である。初めにＥＬランプ
１４は放電される。信号“ａ”が高いとき、信号“ｂ”
は低く、そして逆も成り立つ。トランジスタＱ３および
Ｑ７をオンに、そしてトランジスタＱ４およびＱ６をオ
フにして、並列な抵抗ＲＬおよびコンデンサＣＬと直列
の抵抗Ｒｓの同等な回路を有するＥＬランプ１４に、Ｖ
ｐｐ信号を介して電荷が、トランジスタＱ３およびＱ７
を通って、抵抗Ｒｃｏｎｔｒｏｌで決定される速度で印
加される。抵抗Ｒｃｏｎｔｒｏｌは定電流源により発生
される電流を制御する。該ランプは、電圧Ｖｐｐ値（図
２参照）により決定される最高電圧まで、或いは充電電
流流が除かれるまで充電し続ける。
【００３１】信号“ａ”が低くなると、信号“ｂ”は高
くなり、トランジスタＱ６およびＱ４をオンにし、そし
てトランジスタＱ３およびＱ７をオフにする。この作用
は、ＥＬランプ１４を、トランジスタＱ４を通って放電
させそして次にトランジスタＱ４およびＱ６を通って反
対の極性に充電させる。充電速度およびピーク電圧は前
に説明したようにして決定される。次に信号“ａ”は高
くなり、トランジスタＱ７をオンにそしてトランジスタ
Ｑ４をオフにし、そして信号“ｂ”は低くなって、トラ
ンジスタＱ４をオフにそしてトランジスタＱ３をオンに
する。この時、ＥＬランプはトランジスタＱ７を通って
放電し、そしてサイクルは繰返す。その結果生じる波形
“Ｃ”（図２参照）は上昇線状勾配と、次いで指数的コ
ンデンサ放電下降勾配から線状下降勾配が続き、次いで
指数的コンデンサ放電上昇勾配が続く。
くなり、トランジスタＱ６およびＱ４をオンにし、そし
てトランジスタＱ３およびＱ７をオフにする。この作用
は、ＥＬランプ１４を、トランジスタＱ４を通って放電
させそして次にトランジスタＱ４およびＱ６を通って反
対の極性に充電させる。充電速度およびピーク電圧は前
に説明したようにして決定される。次に信号“ａ”は高
くなり、トランジスタＱ７をオンにそしてトランジスタ
Ｑ４をオフにし、そして信号“ｂ”は低くなって、トラ
ンジスタＱ４をオフにそしてトランジスタＱ３をオンに
する。この時、ＥＬランプはトランジスタＱ７を通って
放電し、そしてサイクルは繰返す。その結果生じる波形
“Ｃ”（図２参照）は上昇線状勾配と、次いで指数的コ
ンデンサ放電下降勾配から線状下降勾配が続き、次いで
指数的コンデンサ放電上昇勾配が続く。
【００３２】図１を参照すると、破線内の全ての構成要
素は集積回路の部品である。従って外部の構成要素はＬ
１、Ｃｓ、Ｒｏｓｃ、ＲｃｏｎｔｒｏｌおよびＥＬラン
プだけである。
素は集積回路の部品である。従って外部の構成要素はＬ
１、Ｃｓ、Ｒｏｓｃ、ＲｃｏｎｔｒｏｌおよびＥＬラン
プだけである。
【００３３】トランジスタＱ１はＣＭＯＳ高電圧スイッ
チであるのが好ましい。電流源Ｑ２およびＱ５は、電流
源のように構成されたＮ−チャンネル空乏層型ＭＯＳＦ
ＥＴ高電圧ＤＭＯＳトランジスタであってもよい。ＦＥ
ＴトランジスタＱ３およびＱ６は、スイッチとして構成
された高電圧ＤＭＯＳ ｐ−チャンネル増補モードＦＥ
Ｔトランジスタであってもよい。そしてトランジスタＱ
４およびＱ７は、スイッチとして構成された高電圧ＤＭ
ＯＳ ｎ−チャンネル増補モードＦＥＴトランジスタで
あってもよい。ＥＬランプ１４の放電開始から反対の極
性ピークまでの時間は周波数周期の１／２であるのが好
ましい。従って、トランジスタＱ３およびＱ７は周波数
の比率（ｒａｔｅ）の約１／２はオンの状態であり、そ
の間ＥＬランプ１４を放電しそして二つの極性の一方に
なるまで充電する。高周波発振器１０の振動周波数は抵
抗Ｒｏｓｃにより制御される。波形“Ｃ”、例えば方形
波、以外の波形も使用できるが、相対的に効果的でな
い。何故なら、ＥＬランプ１４での高ピーク電流は該ラ
ンプと同じ列の抵抗Ｒｓと切り換えトランジスタＱ３の
直列抵抗等に大きい損失を生じさせるからである。
チであるのが好ましい。電流源Ｑ２およびＱ５は、電流
源のように構成されたＮ−チャンネル空乏層型ＭＯＳＦ
ＥＴ高電圧ＤＭＯＳトランジスタであってもよい。ＦＥ
ＴトランジスタＱ３およびＱ６は、スイッチとして構成
された高電圧ＤＭＯＳ ｐ−チャンネル増補モードＦＥ
Ｔトランジスタであってもよい。そしてトランジスタＱ
４およびＱ７は、スイッチとして構成された高電圧ＤＭ
ＯＳ ｎ−チャンネル増補モードＦＥＴトランジスタで
あってもよい。ＥＬランプ１４の放電開始から反対の極
性ピークまでの時間は周波数周期の１／２であるのが好
ましい。従って、トランジスタＱ３およびＱ７は周波数
の比率（ｒａｔｅ）の約１／２はオンの状態であり、そ
の間ＥＬランプ１４を放電しそして二つの極性の一方に
なるまで充電する。高周波発振器１０の振動周波数は抵
抗Ｒｏｓｃにより制御される。波形“Ｃ”、例えば方形
波、以外の波形も使用できるが、相対的に効果的でな
い。何故なら、ＥＬランプ１４での高ピーク電流は該ラ
ンプと同じ列の抵抗Ｒｓと切り換えトランジスタＱ３の
直列抵抗等に大きい損失を生じさせるからである。
【００３４】ランプの劣化（ａｇｉｎｇ）に対する埋合
わせは本発明に従って達成される。何故なら、ＥＬラン
プ１４が劣化するにつれて、対応する静電容量ＣＬは値
が減少し、そして対応する並列の抵抗ＲＬは値が増大す
るからである。ＣＬ値の減少は回転速度（ｓｌｅｗ ｒ
ａｔｅ）ｄｖ／ｄｔを増大させ、従ってピーク電圧を増
大させ、そして／又はピーク電圧がＶｐｐの値であるな
ら、ＲＭＳ電圧を増大させる。するとＥＬランプは高電
圧を“見る（ｓｅｅｓ）”ことになり、従って輝度レベ
ルが一定に維持される傾向になる。
わせは本発明に従って達成される。何故なら、ＥＬラン
プ１４が劣化するにつれて、対応する静電容量ＣＬは値
が減少し、そして対応する並列の抵抗ＲＬは値が増大す
るからである。ＣＬ値の減少は回転速度（ｓｌｅｗ ｒ
ａｔｅ）ｄｖ／ｄｔを増大させ、従ってピーク電圧を増
大させ、そして／又はピーク電圧がＶｐｐの値であるな
ら、ＲＭＳ電圧を増大させる。するとＥＬランプは高電
圧を“見る（ｓｅｅｓ）”ことになり、従って輝度レベ
ルが一定に維持される傾向になる。
【００３５】ＣＬ、ＲＬおよびＲｓの値はＥＬランプ１
４のサイズと形状、およびＥＬランプ１４を製造するの
に使用された層の性質および特性、並びにドライブの条
件に依存する。これらの値は照明面積（ｌｉｔ ａｒｅ
ａ）平方インチ当たりで表される。ランプの静電容量Ｃ
Ｌは、１．５ｎＦ／平方インチから６Ｎｆ／平方インチ
まで変化することができる。平行な抵抗ＲＬは５０Ｋｏ
ｈｍ／平方インチから１．５Ｍｏｈｍ／平方インチまで
変化することができる。直列抵抗Ｒｓは１００ｏｈｍ／
平方インチから１０００ｏｈｍ／平方インチまで変化す
ることができる。静電容量は照明面積が増大するにつれ
て増大し、そして抵抗は照明面積が増大するにつれて減
少する。本発明の回路は０．５平方インチないし１０平
方インチの照明面積に電力を与えることができる。５０
ｖｒｍｓ／４００Ｈｚで作動される１種のランプ構造体
についての典型的な負荷は、ＣＬ＝３ｎＦ／平方イン
チ、ＲＬ＝５００ｋｏｈｍｓ／平方インチ、そしてＲｓ
／１０００ｏｈｍｓ／平方インチである。
４のサイズと形状、およびＥＬランプ１４を製造するの
に使用された層の性質および特性、並びにドライブの条
件に依存する。これらの値は照明面積（ｌｉｔ ａｒｅ
ａ）平方インチ当たりで表される。ランプの静電容量Ｃ
Ｌは、１．５ｎＦ／平方インチから６Ｎｆ／平方インチ
まで変化することができる。平行な抵抗ＲＬは５０Ｋｏ
ｈｍ／平方インチから１．５Ｍｏｈｍ／平方インチまで
変化することができる。直列抵抗Ｒｓは１００ｏｈｍ／
平方インチから１０００ｏｈｍ／平方インチまで変化す
ることができる。静電容量は照明面積が増大するにつれ
て増大し、そして抵抗は照明面積が増大するにつれて減
少する。本発明の回路は０．５平方インチないし１０平
方インチの照明面積に電力を与えることができる。５０
ｖｒｍｓ／４００Ｈｚで作動される１種のランプ構造体
についての典型的な負荷は、ＣＬ＝３ｎＦ／平方イン
チ、ＲＬ＝５００ｋｏｈｍｓ／平方インチ、そしてＲｓ
／１０００ｏｈｍｓ／平方インチである。
【００３６】当業者は、ここに記載した態様に種々に変
更を加えることができる。記述は例示のためであり、限
定するためのものではない。本発明の範囲は特許請求の
範囲によって規定される。
更を加えることができる。記述は例示のためであり、限
定するためのものではない。本発明の範囲は特許請求の
範囲によって規定される。
【図１】本発明の一態様の回路のブロック図である。
【図２】本発明の原理を説明する経時グラフである。
１０ 高周波発振器 １２ ドライバー制御器 １４ エレクトロルミネッセントランプ １５ 低周波発振器 １６ ディバイダー １８ 制御器 ２０ ブリッジ回路 Ｑ１、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ７ ＦＥＴトランジスタ Ｌ１ インダクタ Ｄ１ ダイオード Ｃｓ、ＣＬ コンデンサ ｆ１、ｆ２ 出力信号 ＲＬ、ＲＳ、Ｒｃｏｎｔｒｏｌ、Ｒｏｓｃ 抵抗
Claims (15)
- 【請求項１】 抵抗と直列の並列抵抗−静電容量を示す
エレクトロルミネッセントランプに点灯する、直流から
交流へのインバータ器具であって、下記を含むインバー
タ器具：相対的に低い第２直流電圧から、所定値の相対
的に高い第１直流電圧を発生させるための、直流から直
流へのコンバータ；該第１直流電圧を交流電圧へ変換す
るための手段；およびエレクトロルミネッセントランプ
を収容しそして該収容されたランプに該交流電圧を印加
して、該エレクトロルミネッセントランプに交互に反対
の極性を充電および放電して、該ランプに印加された最
高最低交流電圧を該第１直流電圧の上記の所定値の約２
倍に効果的にするための手段。 - 【請求項２】 上記の直流から直流へのコンバータ手段
がインダクタ手段とコンデンサ手段とを含み；該インダ
クタ手段は、第１の入力に印加された低い該第２直流電
圧と高周波発振器によって発生する高周波数振動信号と
に感応性であり；該高周波発振器は第２の入力において
該インダクタ手段と連結していて、該インダクタ手段を
交互に充電および放電して、該インダクタ手段の出力に
おいて該所定値の電圧を周期的に発生させ；そして該コ
ンデンサ手段は、該インダクタ手段の出力と連結してお
りそして該第１電圧値に充電させる周期的電圧に感応性
であり、これによって該第１直流電圧を発生させる、請
求項１記載の器具。 - 【請求項３】 上記のインダクタ手段がスイッチ手段と
一方向性電圧制御手段とを含み；該スイッチ手段は、周
期的に該出力を基準電位に連結するために該高周波発振
手段から該第２入力に適用される高周波数振動入力信号
に感応性であり；そして該一方向性電圧制御手段は該出
力および該コンデンサ手段に連結されて、所定の極性の
電圧を該コンデンサ手段に印加する、請求項２記載の器
具。 - 【請求項４】 直流から直流への該コンバータ手段が、
高周波数振動信号を発生するための高周波発振器手段
と、低い該第２電圧をその一端で受取るためのインダク
タと、該インダクタの第２の端子と基準電位との間に連
結された該振動信号に感応性のスイッチ手段と、アノー
ドとカソードとを含み且つそのアノードが該第２端子と
連結されたダイオードと、該カソードと基準電位との間
に連結されたコンデンサと、を含みこれにより該カソー
ドの該基準電位に対する電位が該第１直流電圧を構成す
る、請求項１記載の器具。 - 【請求項５】 該第１直流電圧を交流電圧に変換する手
段が、一対の分岐を有するブリッジ回路と該スイッチ手
段に連結された手段とを含み；該ブリッジ回路手段はそ
れに印加される該第１電圧を受取るための第１および第
２の分岐点を有し；該ブリッジ回路手段は夫々、別の分
岐内の第１と第２の分岐点の間にある第５および第６の
分岐点を有し；各分岐は該エレクトロルミネッセントラ
ンプを収容しそして第５および第６の分岐点に連結する
ための連結手段を有し；該スイッチ手段に連結された上
記の手段は、交互に、一つの相対的極性においては第５
および第６分岐点の一方を第１分岐点にそして他方を第
２分岐点に連結し、そして次にもう一つの相対的極性に
おいては該第５および第６分岐点の一方を第２分岐点に
そして他方を第１分岐点に連結し、これにより交替の極
性にある該第１直流電圧を該第５および第６の分岐点に
印加する、請求項１記載の器具。 - 【請求項６】 第１分岐点と第５および第６分岐点の夫
々との間に夫々連結された、第１および第２の定電流源
を含む、請求項５記載の器具。 - 【請求項７】 第１分岐点が該第１直流電圧の電位を受
取りそして第２分岐点が基準電位にある、請求項６記載
の器具。 - 【請求項８】 １番目の分岐が、第１スイッチと直列に
連結され且つ第１分岐点と第６分岐点との間に連結され
た第１の定電流源を含み、２番目の分岐が第５分岐点と
第２分岐点との間に連結された第２スイッチを含み、３
番目の分岐が第１分岐点と第５分岐点との間の第３のス
イッチに直列に連結された第２定電流源を含み、そして
４番目の分岐が第６分岐点と第２分岐点との間に連結さ
れた第４のスイッチを含む、請求項６記載の器具。 - 【請求項９】 上記のスイッチが電界効果トランジスタ
であり、該トランジスタのゲート電極は方形波パルスの
対応するトレインソースに連結している、請求項８記載
の器具。 - 【請求項１０】 第１の周波数の振動信号を発生するた
めの低周波発振器手段と、該第１周波数を相対的に低い
第２の周波数に分周するためのディバイダー手段と、上
記の方形波パルスの対応トレインを該低い第２周波数信
号から発生させるための手段とを含む、請求項９記載の
器具。 - 【請求項１１】 抵抗と直列の並列抵抗−静電容量を示
すエレクトロルミネッセントランプに点灯する、直流か
ら交流へのインバータ器具であって、相対的に低い第２
直流電圧から、所定値の相対的に高い第１直流電圧を発
生させるための、直流から直流へのコンバータ手段；エ
レクトロルミネッセントランプを収容するための手段；
および該エレクトロルミネッセントランプに反対の極性
にある第１直流電圧から交替に充電および放電して、該
エレクトロルミネッセントランプに印加する交流電圧を
発生させるためのスイッチ手段；とを含み、これにより
最高最低交流電圧は該第１直流電圧の所定値の約２倍と
なって、エレクトロルミネッセントランプからの光の出
力が増大される、上記のインバータ器具。 - 【請求項１２】 抵抗と直列の並列抵抗−静電容量を示
すエレクトロルミネッセントランプに点灯する、直流か
ら交流へのインバータ器具であって、下記を含むインバ
ータ器具： ａ）直流から直流へのコンバータ手段；ここで該コンバ
ータ手段は、直列に連結されたインダクタ手段と、入力
端子と基準電位端子との間に連結された第１のスイッチ
手段と、該インダクタ手段と該スイッチ手段との間に連
結されそしてコンデンサ手段を通って基準電位に連結さ
れた一方向電圧制御手段とを含んで、該スイッチ手段の
周期的開閉に反応して、該入力端子と基準電位端子との
間に印加される相対的に低い第２直流電圧から、所定値
の相対的に高い第１直流電圧を発生させる； ｂ）四つの対応する分岐点で接合された四つの向い合う
脚部を含むブリッジ手段；ここで該分岐点の一つは該第
１直流電圧に対応する電位を受け、２番目の該分岐点は
基準電位を受け、そして３番目および４番目の分岐点は
それらの間の該ランプを受け；該ブリッジ手段は各該脚
部に第２のスイッチ手段を含んで、該第１直流電圧を交
流電圧に変換し、該交流電圧は該ランプに印加されて該
ランプを交替に反対の極性を帯びるように充電および放
電させて、該ランプに印加される最高最低交流電圧を、
効果的に所定値の直流電圧の約２倍にする。 - 【請求項１３】 第１の信号を発生するための高周波発
振器と、該第１信号を該第１スイッチ手段に適用して該
インダクタ手段を交替に充電および放電させるための手
段とを含む、請求項１２記載の器具。 - 【請求項１４】 上記の低周波発振器に連結され、該第
１信号から複数個のパルストレイン信号を発生させそし
て該パルストレイン信号を該第２スイッチ手段に適用す
るための手段を含む、請求項１３記載の器具。 - 【請求項１５】 上記のパルストレイン信号が第１位相
の第１パルストレイン信号と、該第１位相の間の第２位
相の第２信号とを含み、ここで該第１信号を受け取る該
第２スイッチ手段は、該第２信号を受け取る該第２スイ
ッチ手段と交替に開く、請求項１４記載の器具。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/248,299 US5463283A (en) | 1994-05-24 | 1994-05-24 | Drive circuit for electroluminescent lamp |
| US08/248,299 | 1994-05-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0864368A true JPH0864368A (ja) | 1996-03-08 |
Family
ID=22938513
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7161362A Pending JPH0864368A (ja) | 1994-05-24 | 1995-05-24 | エレクトロルミネッセントランプ用のインバータ |
Country Status (7)
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