JPH0731131A - ゲート電力供給装置 - Google Patents
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- JPH0731131A JPH0731131A JP5167880A JP16788093A JPH0731131A JP H0731131 A JPH0731131 A JP H0731131A JP 5167880 A JP5167880 A JP 5167880A JP 16788093 A JP16788093 A JP 16788093A JP H0731131 A JPH0731131 A JP H0731131A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】スナバコンデンサの蓄積電荷をゲート電力に利
用するとともに、装置点検時や保守時の試験的なゲート
出力を得ることが可能な装置を得る。 【構成】ＧＴＯ３１のスナバコンデンサ３１Ｃのエネル
ギーを直流電力に変換するスナバエネルギー回生回路３
１Ｓの直流出力にトランジスタドロッパ７０，７１によ
る電圧安定化手段を有した第１ゲート電力供給手段と、
高周波電源５によりトランス３１Ｔを介しダイオード７
５により整流して得られる第２のゲート電力供給手段を
有し、第１のゲート電力供給手段の出力をダイオード７
４を介し、ゲート電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ
６１の入力に接続し、第２のゲート電力供給手段の出力
を７５を介し、６の入力に共通接続し、第１のゲート電
力供給手段の出力電圧設定を第２のゲート電力供給手段
の出力電圧より高い値に設定するゲート電力供給装置。
用するとともに、装置点検時や保守時の試験的なゲート
出力を得ることが可能な装置を得る。 【構成】ＧＴＯ３１のスナバコンデンサ３１Ｃのエネル
ギーを直流電力に変換するスナバエネルギー回生回路３
１Ｓの直流出力にトランジスタドロッパ７０，７１によ
る電圧安定化手段を有した第１ゲート電力供給手段と、
高周波電源５によりトランス３１Ｔを介しダイオード７
５により整流して得られる第２のゲート電力供給手段を
有し、第１のゲート電力供給手段の出力をダイオード７
４を介し、ゲート電力に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ
６１の入力に接続し、第２のゲート電力供給手段の出力
を７５を介し、６の入力に共通接続し、第１のゲート電
力供給手段の出力電圧設定を第２のゲート電力供給手段
の出力電圧より高い値に設定するゲート電力供給装置。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＧＴＯ( ゲートターン
オフサイリスタ) のごとき自己消弧形素子を用いた電力
変換装置のスナバエネルギー回生装置に係り、特に、ス
ナバエネルギーの一部をゲート電源へ回生する回路と、
ゲート電力を低電位側からトランスを用いて供給する回
路あるいはゲート電力を供給可能なバッテリとの併用が
可能なゲート電力供給装置に関する。
オフサイリスタ) のごとき自己消弧形素子を用いた電力
変換装置のスナバエネルギー回生装置に係り、特に、ス
ナバエネルギーの一部をゲート電源へ回生する回路と、
ゲート電力を低電位側からトランスを用いて供給する回
路あるいはゲート電力を供給可能なバッテリとの併用が
可能なゲート電力供給装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】通常ＧＴＯ、サイリスタ等の半導体素子
は、スナバ回路を用いて使用される。これは、ターンオ
フ時の単位時間当たりの電位変化率（ｄＶ／ｄｔ）を低
減し、過電圧から素子を保護するためという理由に基づ
いている。
は、スナバ回路を用いて使用される。これは、ターンオ
フ時の単位時間当たりの電位変化率（ｄＶ／ｄｔ）を低
減し、過電圧から素子を保護するためという理由に基づ
いている。
【０００３】しかし、スナバ回路で生ずるスナバ損失
は、自励インバータ回路では周波数が１０００ＨＺ程度
になると数１００Ｗに達することがあり、効率の低下を
来すばかりでなく、冷却面で周囲の電気品への熱的影響
が制約となって構造を簡素化する上で障害になってい
た。
は、自励インバータ回路では周波数が１０００ＨＺ程度
になると数１００Ｗに達することがあり、効率の低下を
来すばかりでなく、冷却面で周囲の電気品への熱的影響
が制約となって構造を簡素化する上で障害になってい
た。
【０００４】このことは、次に述べる従来例の説明から
明かである。例えば、図１４は、従来のスナバ回路とゲ
ート電力供給装置の第１例を示すブロック図である。図
中、３１はＧＴＯ、３１Ｃはスナバコンデンサ、３１Ｄ
はフィードバックダイオード、３１Ｅはスナバダイオー
ド、３１Ｇはゲート回路、３１Ｒはスナバ抵抗を示して
いる。
明かである。例えば、図１４は、従来のスナバ回路とゲ
ート電力供給装置の第１例を示すブロック図である。図
中、３１はＧＴＯ、３１Ｃはスナバコンデンサ、３１Ｄ
はフィードバックダイオード、３１Ｅはスナバダイオー
ド、３１Ｇはゲート回路、３１Ｒはスナバ抵抗を示して
いる。
【０００５】この場合、ゲート電力は、高周波電源（Ｇ
ＰＳ）５を接続した高周波電源系２０ＫＡＣよりトラン
ス３１Ｔを介し、ゲート回路３１Ｇに供給する。ゲート
のオンオフ信号は、ライトガイド４１Ｌ、４２Ｌを介
し、ゲート回路３１Ｇに伝送している。
ＰＳ）５を接続した高周波電源系２０ＫＡＣよりトラン
ス３１Ｔを介し、ゲート回路３１Ｇに供給する。ゲート
のオンオフ信号は、ライトガイド４１Ｌ、４２Ｌを介
し、ゲート回路３１Ｇに伝送している。
【０００６】このように構成したスナバ回路の抵抗３１
Ｒの損失Ｐs は、ＧＴＯ３１のターンオン時の損失と、
ターンオフ時の損失の和で一般に下式のように示され
る。 Ｐs ＝１／２・Ｃ・Ｅ2 ・ｆ＋１／２・ｋ・Ｃ・Ｅ2 ・ｆ ＝１／２・（１＋Ｋ）・ｃ・Ｅ2 ・ｆ …（１） ここで、Ｃ：スナバコンデンサ３１Ｃの容量，Ｅ：直流
電圧，ｆ：スイッチング周波数，ｋ：比例定数で回路に
依存する。
Ｒの損失Ｐs は、ＧＴＯ３１のターンオン時の損失と、
ターンオフ時の損失の和で一般に下式のように示され
る。 Ｐs ＝１／２・Ｃ・Ｅ2 ・ｆ＋１／２・ｋ・Ｃ・Ｅ2 ・ｆ ＝１／２・（１＋Ｋ）・ｃ・Ｅ2 ・ｆ …（１） ここで、Ｃ：スナバコンデンサ３１Ｃの容量，Ｅ：直流
電圧，ｆ：スイッチング周波数，ｋ：比例定数で回路に
依存する。
【０００７】近年、ＧＴＯ素子３１が大容量化するに従
い、ターンオフ時の遮断耐量を確保するために大容量の
スナバコンデンサが必要となり、従来のスナバ回路で
は、（１）式で示す通り、スナバ損失Ｐs が増加してし
まう。例えば、１４００Ａ級のＧＴＯではスナバコンデ
ンサＣs ＝２μＦ、１５００Ａ級のＧＴＯではＣs ＝３
μＦ、２０００Ａ級のＧＴＯではＣs ＝６μＦが標準的
に使用されている。
い、ターンオフ時の遮断耐量を確保するために大容量の
スナバコンデンサが必要となり、従来のスナバ回路で
は、（１）式で示す通り、スナバ損失Ｐs が増加してし
まう。例えば、１４００Ａ級のＧＴＯではスナバコンデ
ンサＣs ＝２μＦ、１５００Ａ級のＧＴＯではＣs ＝３
μＦ、２０００Ａ級のＧＴＯではＣs ＝６μＦが標準的
に使用されている。
【０００８】このような必然性から、スナバ回路の熱損
失が素子の大容量化に伴い、大幅に増加し、装置効率の
低下を来すばかりでなく、冷却面で周囲の電気品への熱
的影響が制約となって構造を簡素化する上で妨げとなっ
ていた。
失が素子の大容量化に伴い、大幅に増加し、装置効率の
低下を来すばかりでなく、冷却面で周囲の電気品への熱
的影響が制約となって構造を簡素化する上で妨げとなっ
ていた。
【０００９】また、装置の大容量化に従い、省エネルギ
ー化や効率向上が問われるようになり、スナバ回路のエ
ネルギーを有効に利用して効率の向上を図るとともに、
発熱部分を減らして小型化の制約を取り除くスナバエネ
ルギー回生回路の研究開発が行われてきている。
ー化や効率向上が問われるようになり、スナバ回路のエ
ネルギーを有効に利用して効率の向上を図るとともに、
発熱部分を減らして小型化の制約を取り除くスナバエネ
ルギー回生回路の研究開発が行われてきている。
【００１０】このような要求に対して、従来から図１５
のようなスナバエネルギー回生回路が提案されており、
これはスナバエネルギー回生回路３１Ｓを用いてスナバ
回路の蓄積エネルギーをゲート電力に利用したものであ
る。図中、図１４と同一部分、あるいは同相当部分には
同一符号を付してその説明を省略する。
のようなスナバエネルギー回生回路が提案されており、
これはスナバエネルギー回生回路３１Ｓを用いてスナバ
回路の蓄積エネルギーをゲート電力に利用したものであ
る。図中、図１４と同一部分、あるいは同相当部分には
同一符号を付してその説明を省略する。
【００１１】この回路では、ＧＴＯ３１のターンオン時
にスナバコンデンサ３１Ｃの蓄積エネルギーはスナバエ
ネルギー回生回路３１Ｓにより、ゲート電力に変換さ
れ、ゲート回路３１Ｇに利用される。
にスナバコンデンサ３１Ｃの蓄積エネルギーはスナバエ
ネルギー回生回路３１Ｓにより、ゲート電力に変換さ
れ、ゲート回路３１Ｇに利用される。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】このように構成した従
来のスナバエネルギー回生回路においてもまだ、下記の
ような問題点があった。 (1) スナバエネルギーをゲート電力に利用しているの
で、主回路を動作させないとゲート電力が得られず、装
置の点検や保守する上で、試験的にゲートを出力するこ
とができない。
来のスナバエネルギー回生回路においてもまだ、下記の
ような問題点があった。 (1) スナバエネルギーをゲート電力に利用しているの
で、主回路を動作させないとゲート電力が得られず、装
置の点検や保守する上で、試験的にゲートを出力するこ
とができない。
【００１３】(2) 装置運転中例えば、負荷急変や停電時
に主回路電圧が低下した場合にゲート電力を確保するた
めには、大容量のコンデンサが必要であり、装置の小型
化の妨げとなっていた。
に主回路電圧が低下した場合にゲート電力を確保するた
めには、大容量のコンデンサが必要であり、装置の小型
化の妨げとなっていた。
【００１４】本発明の目的は、スナバコンデンサの蓄積
電荷をゲート電力に利用するとともに、装置点検時や保
守時の試験的なゲート出力を得ることが可能なゲート電
力供給装置を提供することにある。
電荷をゲート電力に利用するとともに、装置点検時や保
守時の試験的なゲート出力を得ることが可能なゲート電
力供給装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、請求項１に対応する発明は、自己消弧形素子を用い
た電力変換装置に、スナバコンデンサを含むスナバ回路
が接続されたものにおいて、前記スナバコンデンサのエ
ネルギーを直流電力に変換するスナバエネルギー回生回
路と、このスナバエネルギー回生回路の直流出力を電圧
安定化手段を介して第１の電力を得る第１の電力供給手
段と、高周波電源によりトランスを介して第２の電力を
得る第２の電力供給手段と、前記第１および第２の電力
供給手段からの電力をそれぞれ整流してゲート電力に変
換する変換手段とを具備し、前記第１の電力供給手段の
出力電圧設定を前記第２の電力供給手段の出力電圧より
高い値に設定することを特徴とするゲート電力供給装置
である。
に、請求項１に対応する発明は、自己消弧形素子を用い
た電力変換装置に、スナバコンデンサを含むスナバ回路
が接続されたものにおいて、前記スナバコンデンサのエ
ネルギーを直流電力に変換するスナバエネルギー回生回
路と、このスナバエネルギー回生回路の直流出力を電圧
安定化手段を介して第１の電力を得る第１の電力供給手
段と、高周波電源によりトランスを介して第２の電力を
得る第２の電力供給手段と、前記第１および第２の電力
供給手段からの電力をそれぞれ整流してゲート電力に変
換する変換手段とを具備し、前記第１の電力供給手段の
出力電圧設定を前記第２の電力供給手段の出力電圧より
高い値に設定することを特徴とするゲート電力供給装置
である。
【００１６】前記目的を達成するために、請求項２に対
応する発明は、自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、前記スナバコンデンサのエネルギーを直流
電力に変換するスナバエネルギー回生回路と、このスナ
バエネルギー回生回路の直流出力を電圧安定化手段を介
して第１の電力を得る第１の電力供給手段と、充放電可
能なバッテリにより第２の電力を得る第２の電力供給手
段と、前記第１の電力供給手段からの電力を整流し、前
記第２の電力供給手段からの電力をゲート電力に変換す
る変換手段とを具備し、前記第１の電力供給手段の出力
電圧設定を前記第２の電力供給手段の出力電圧より高い
値に設定することを特徴とするゲート電力供給装置であ
る。
応する発明は、自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、前記スナバコンデンサのエネルギーを直流
電力に変換するスナバエネルギー回生回路と、このスナ
バエネルギー回生回路の直流出力を電圧安定化手段を介
して第１の電力を得る第１の電力供給手段と、充放電可
能なバッテリにより第２の電力を得る第２の電力供給手
段と、前記第１の電力供給手段からの電力を整流し、前
記第２の電力供給手段からの電力をゲート電力に変換す
る変換手段とを具備し、前記第１の電力供給手段の出力
電圧設定を前記第２の電力供給手段の出力電圧より高い
値に設定することを特徴とするゲート電力供給装置であ
る。
【００１７】前記目的を達成するために、請求項３に対
応する発明は、自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、前記スナバコンデンサのエネルギーを直流
電力に変換するスナバエネルギー回生回路と、高周波電
源によりトランスを介して所定の電力を得る電力供給手
段と、この電力供給手段からの電力をゲート電力に変換
する変換手段と、前記スナバエネルギー回生回路の直流
出力を高周波交流電力に変換するコンバータと、このコ
ンバータの高周波交流電力を全波整流して電力を得る手
段であって、該手段を少なくとも１個以上装置の構成素
子数ｎ個（ｎは整数）設け、各々の全波整流回路の直流
出力をｎ個直列接続して構成し、回生インバータの直流
入力とし、該回生インバータの交流出力を商用の制御電
源に接続してｎ個のスナバエネルギーを商用電源へ回収
する商用電源回収手段とを具備したことを特徴とするゲ
ート電力供給装置である。
応する発明は、自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、前記スナバコンデンサのエネルギーを直流
電力に変換するスナバエネルギー回生回路と、高周波電
源によりトランスを介して所定の電力を得る電力供給手
段と、この電力供給手段からの電力をゲート電力に変換
する変換手段と、前記スナバエネルギー回生回路の直流
出力を高周波交流電力に変換するコンバータと、このコ
ンバータの高周波交流電力を全波整流して電力を得る手
段であって、該手段を少なくとも１個以上装置の構成素
子数ｎ個（ｎは整数）設け、各々の全波整流回路の直流
出力をｎ個直列接続して構成し、回生インバータの直流
入力とし、該回生インバータの交流出力を商用の制御電
源に接続してｎ個のスナバエネルギーを商用電源へ回収
する商用電源回収手段とを具備したことを特徴とするゲ
ート電力供給装置である。
【００１８】前記目的を達成するために、請求項４に対
応する発明は、自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、前記スナバコンデンサのエネルギーを直流
電力に変換するスナバエネルギー回生回路と、高周波電
源によりトランスを介して所定の電力を得る電力供給手
段と、この電力供給手段からの電力をゲート電力に変換
する変換手段と、前記スナバエネルギー回生回路の直流
出力を高周波交流電力に変換するコンバータと、このコ
ンバータの高周波交流電力を全波整流して電力を得る手
段であって、該手段を少なくとも１個以上装置の構成素
子数ｎ個（ｎは整数）設け、おのおの全波整流回路の直
流出力をｎ個直列接続して構成し、回生インバータの直
流入力とし、該回生インバータの交流出力を商用の制御
電源に接続してｎ個のスナバエネルギーを商用電源へ回
収する商用電源回収手段と、前記自己消弧形素子のカソ
ードにその一端が接続され、その他端が主回路に逆流素
子を介して接続されたリアクトルとを具備し、前記スナ
バ回路のエネルギーとともに、前記リアクトルのエネル
ギーも同時に回収処理することを特徴とするゲート電力
供給装置である。
応する発明は、自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、前記スナバコンデンサのエネルギーを直流
電力に変換するスナバエネルギー回生回路と、高周波電
源によりトランスを介して所定の電力を得る電力供給手
段と、この電力供給手段からの電力をゲート電力に変換
する変換手段と、前記スナバエネルギー回生回路の直流
出力を高周波交流電力に変換するコンバータと、このコ
ンバータの高周波交流電力を全波整流して電力を得る手
段であって、該手段を少なくとも１個以上装置の構成素
子数ｎ個（ｎは整数）設け、おのおの全波整流回路の直
流出力をｎ個直列接続して構成し、回生インバータの直
流入力とし、該回生インバータの交流出力を商用の制御
電源に接続してｎ個のスナバエネルギーを商用電源へ回
収する商用電源回収手段と、前記自己消弧形素子のカソ
ードにその一端が接続され、その他端が主回路に逆流素
子を介して接続されたリアクトルとを具備し、前記スナ
バ回路のエネルギーとともに、前記リアクトルのエネル
ギーも同時に回収処理することを特徴とするゲート電力
供給装置である。
【００１９】前記目的を達成するために、請求項５に対
応する発明は、自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、前記スナバコンデンサのエネルギーを直流
電力に変換するスナバエネルギー回生回路と、このスナ
バエネルギー回生回路の直流出力を電圧安定化手段を介
して第１の電力を得る第１の電力供給手段と、この第１
の電力供給手段の電力をゲート電力に変換する変換手段
と、前記自己消弧形素子のカソードにその負端子が接続
され、かつその正端子が前記変換手段または前記スナバ
エネルギー回生回路の入力側の両端子にそれぞれ接続さ
れ、常時充電状態を保持し、前記スナバエネルギー回生
回路の出力低下時にバックアップ動作するバッテリと、
このバッテリの正端子と前記スナバエネルギー回生回路
の入力側に接続され、リアクトルと逆流防止素子とコン
デンサとスイッチング素子からなり、前記スナバ回路の
状態に応じて前記バッテリの電流経路を決める試験手段
とを具備したことを特徴とするゲート電力供給装置であ
る。
応する発明は、自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、前記スナバコンデンサのエネルギーを直流
電力に変換するスナバエネルギー回生回路と、このスナ
バエネルギー回生回路の直流出力を電圧安定化手段を介
して第１の電力を得る第１の電力供給手段と、この第１
の電力供給手段の電力をゲート電力に変換する変換手段
と、前記自己消弧形素子のカソードにその負端子が接続
され、かつその正端子が前記変換手段または前記スナバ
エネルギー回生回路の入力側の両端子にそれぞれ接続さ
れ、常時充電状態を保持し、前記スナバエネルギー回生
回路の出力低下時にバックアップ動作するバッテリと、
このバッテリの正端子と前記スナバエネルギー回生回路
の入力側に接続され、リアクトルと逆流防止素子とコン
デンサとスイッチング素子からなり、前記スナバ回路の
状態に応じて前記バッテリの電流経路を決める試験手段
とを具備したことを特徴とするゲート電力供給装置であ
る。
【００２０】前記目的を達成するために、請求項６に対
応する発明は、自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、前記スナバコンデンサのエネルギーを直流
電力に変換するスナバエネルギー回生回路と、このスナ
バエネルギー回生回路の直流出力を電圧安定化手段を介
して第１の電力を得る第１の電力供給手段と、この第１
の電力供給手段が不動作のとき、充放電制御可能なバッ
テリにより第２の電力を得る第２の電力供給手段と、前
記第１および第２の電力供給手段からの電力をそれぞれ
整流してゲート電力に変換する変換手段と、前記第１の
電力供給手段の不動作時に、前記第２の電力供給手段の
動作により、電力を供給し、かつ前記第１のゲート電力
供給手段が動作して電力の確立後、第１の電力供給手段
によって電力を供給すると同時に、前記第２の電力供給
手段によりバッテリを充電し、該バッテリの自己放電等
による電圧低下時にも、前記第２の電力供給手段によ
り、前記バッテリを補充電する充放電制御手段とを具備
したことを特徴とするゲート電力供給装置である。
応する発明は、自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、前記スナバコンデンサのエネルギーを直流
電力に変換するスナバエネルギー回生回路と、このスナ
バエネルギー回生回路の直流出力を電圧安定化手段を介
して第１の電力を得る第１の電力供給手段と、この第１
の電力供給手段が不動作のとき、充放電制御可能なバッ
テリにより第２の電力を得る第２の電力供給手段と、前
記第１および第２の電力供給手段からの電力をそれぞれ
整流してゲート電力に変換する変換手段と、前記第１の
電力供給手段の不動作時に、前記第２の電力供給手段の
動作により、電力を供給し、かつ前記第１のゲート電力
供給手段が動作して電力の確立後、第１の電力供給手段
によって電力を供給すると同時に、前記第２の電力供給
手段によりバッテリを充電し、該バッテリの自己放電等
による電圧低下時にも、前記第２の電力供給手段によ
り、前記バッテリを補充電する充放電制御手段とを具備
したことを特徴とするゲート電力供給装置である。
【００２１】
【作用】請求項１または請求項２に対応する発明によれ
ば、ゲート電力を供給する高周波電源あるいはバッテリ
を具備し、主回路電圧確立時にスナバエネルギー回生回
路による回生電力をゲート電力として利用し、主回路電
圧低下時や主電源をオフしてゲート回路を試験する際に
前記高周波電源あるいはバッテリによるゲート電力の供
給を行うように作用するゲート電力供給装置を構成した
ものである。このため、スナバエネルギーのゲート電力
への利用が可能となり、変換効率の向上が期待でき、さ
らに、ゲート回路を試験する際に、主電源をオフしてゲ
ートを出力できるので、装置の簡便な試験、保守が可能
である。
ば、ゲート電力を供給する高周波電源あるいはバッテリ
を具備し、主回路電圧確立時にスナバエネルギー回生回
路による回生電力をゲート電力として利用し、主回路電
圧低下時や主電源をオフしてゲート回路を試験する際に
前記高周波電源あるいはバッテリによるゲート電力の供
給を行うように作用するゲート電力供給装置を構成した
ものである。このため、スナバエネルギーのゲート電力
への利用が可能となり、変換効率の向上が期待でき、さ
らに、ゲート回路を試験する際に、主電源をオフしてゲ
ートを出力できるので、装置の簡便な試験、保守が可能
である。
【００２２】請求項３に対応する発明によれば、請求項
１または請求項２の作用に加えてスナバエネルギーを回
収する回路の高周波化により小形化できる。請求項４に
対応する発明によれば、スナバエネルギーおよびリアク
トルのエネルギーを回収できるので、熱損失低減が可能
になる。請求項５または請求項６に対応する発明によれ
ば、主電源の切りの状態でバッテリによるゲート回路の
出力が確実に得られる。
１または請求項２の作用に加えてスナバエネルギーを回
収する回路の高周波化により小形化できる。請求項４に
対応する発明によれば、スナバエネルギーおよびリアク
トルのエネルギーを回収できるので、熱損失低減が可能
になる。請求項５または請求項６に対応する発明によれ
ば、主電源の切りの状態でバッテリによるゲート回路の
出力が確実に得られる。
【００２３】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面によって説明す
る。図１は本発明のゲート電力供給装置の第１実施例を
示すブロック図であり、図１４、図１５と同一部分、あ
るいは同相当部分には同一符号を付してその説明を省略
する。スナバエネルギー回生回路３１Ｓは、スナバコン
デンサ３１Ｃの蓄積電荷をＧＴＯ３１がオンしたとき、
リアクトル５１、トランジスタ５４を介して放電し、リ
アクトル５１のエネルギーに変換した上でトランジスタ
５４をオフし、ダイオード５６を介し、コンデンサ６０
にリアクトル５１のエネルギーを回収する。
る。図１は本発明のゲート電力供給装置の第１実施例を
示すブロック図であり、図１４、図１５と同一部分、あ
るいは同相当部分には同一符号を付してその説明を省略
する。スナバエネルギー回生回路３１Ｓは、スナバコン
デンサ３１Ｃの蓄積電荷をＧＴＯ３１がオンしたとき、
リアクトル５１、トランジスタ５４を介して放電し、リ
アクトル５１のエネルギーに変換した上でトランジスタ
５４をオフし、ダイオード５６を介し、コンデンサ６０
にリアクトル５１のエネルギーを回収する。
【００２４】さらに、抵抗５８、５９で分圧し、ダイオ
ード５７を介しコンデンサ６０を初期充電する初充電回
路を設けている。これはゲート回路３１Ｇの起動時の最
初のオフゲート電流を出力するエネルギーを初充電する
必要があるという理由に基づいている。ＧＴＯ３１のオ
ンオフ時に発生するスナバエネルギーを利用してゲート
電力を得ているので、ＧＴＯ３１が起動前はゲート電力
が得られないからである。
ード５７を介しコンデンサ６０を初期充電する初充電回
路を設けている。これはゲート回路３１Ｇの起動時の最
初のオフゲート電流を出力するエネルギーを初充電する
必要があるという理由に基づいている。ＧＴＯ３１のオ
ンオフ時に発生するスナバエネルギーを利用してゲート
電力を得ているので、ＧＴＯ３１が起動前はゲート電力
が得られないからである。
【００２５】このように構成して得られたコンデンサ６
０に蓄積された直流電力は、トランジスタ７０と定電圧
制御回路７１より構成したトランジスタドロッパにより
安定化後、ダイオード７４を介し、１入力３出力のＤＣ
／ＤＣコンバータ６１に供給される。定電圧制御回路７
１は、基準電圧設定器７３の電圧ＶＲＥＦと帰還電圧Ｖ
ＦＢＫが一定となるよう演算増幅器７２で制御される。
このようにトランジスタドロッパにより安定化するの
は、スナバエネルギーの余剰エネルギーを消費する必要
があることと、安定したゲート電源とするには主回路の
急峻な電圧変化に高速応答する高精度の安定化が必要で
あるという理由に基づいている。
０に蓄積された直流電力は、トランジスタ７０と定電圧
制御回路７１より構成したトランジスタドロッパにより
安定化後、ダイオード７４を介し、１入力３出力のＤＣ
／ＤＣコンバータ６１に供給される。定電圧制御回路７
１は、基準電圧設定器７３の電圧ＶＲＥＦと帰還電圧Ｖ
ＦＢＫが一定となるよう演算増幅器７２で制御される。
このようにトランジスタドロッパにより安定化するの
は、スナバエネルギーの余剰エネルギーを消費する必要
があることと、安定したゲート電源とするには主回路の
急峻な電圧変化に高速応答する高精度の安定化が必要で
あるという理由に基づいている。
【００２６】このようにして得られた直流電力は、ＤＣ
／ＤＣコンバータ６１により、オンゲート電源ＰＯＮ、
負バイアス電源Ｎ、オフゲート電源ＰＯＦＦの３出力電
圧に変換され、ゲート回路３１Ｇへ供給される。
／ＤＣコンバータ６１により、オンゲート電源ＰＯＮ、
負バイアス電源Ｎ、オフゲート電源ＰＯＦＦの３出力電
圧に変換され、ゲート回路３１Ｇへ供給される。
【００２７】高周波電源（ＧＰＳ）５の出力は、トラン
ス３１Ｔを介して、ダイオード７５で整流した上でダイ
オード７４とともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ６１の直流
入力となる。
ス３１Ｔを介して、ダイオード７５で整流した上でダイ
オード７４とともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ６１の直流
入力となる。
【００２８】次に、以上のように構成された第１実施例
の各部の具体的動作について、図２、図３を用いて説明
する。図２はスナバエネルギー回生回路３１Ｓの具体的
動作を説明するタイムチャートであり、（ａ）はＧＴＯ
３１のゲート信号、（ｂ）はトランジスタ５４のベース
信号、（ｃ）はコンデンサ６０の電圧、（ｄ）はコンデ
ンサ３１Ｃの電圧、（ｅ）はリアクトル５１の電流波形
を示している。
の各部の具体的動作について、図２、図３を用いて説明
する。図２はスナバエネルギー回生回路３１Ｓの具体的
動作を説明するタイムチャートであり、（ａ）はＧＴＯ
３１のゲート信号、（ｂ）はトランジスタ５４のベース
信号、（ｃ）はコンデンサ６０の電圧、（ｄ）はコンデ
ンサ３１Ｃの電圧、（ｅ）はリアクトル５１の電流波形
を示している。
【００２９】トランジスタ５４は常時オン状態であり、
スナバエネルギー回生のために時刻ｔ4 〜ｔ5 の間のみ
オフさせる。ＧＴＯ３１にオンゲート信号が与えられる
と、図２（ｅ）に示すように、コンデンサ３１Ｃの蓄積
電荷はＧＴＯ３１、リアクトル５１、トランジスタ５４
の閉回路で放電し、リアクトル５１のエネルギーに移行
させる。
スナバエネルギー回生のために時刻ｔ4 〜ｔ5 の間のみ
オフさせる。ＧＴＯ３１にオンゲート信号が与えられる
と、図２（ｅ）に示すように、コンデンサ３１Ｃの蓄積
電荷はＧＴＯ３１、リアクトル５１、トランジスタ５４
の閉回路で放電し、リアクトル５１のエネルギーに移行
させる。
【００３０】時刻ｔ3 でダイオード３１Ｅはオン状態と
なり、リアクトル５１、トランジスタ５４、ダイオード
３１Ｅの閉回路で電流が還流しはじめる。その後、わず
かな時間をおいて時刻ｔ4 でトランジスタ５４をオフす
ると、リアクトル５１のエネルギーはダイオード５６を
介し、コンデンサ６０を充電する。すなわち図２（ｅ）
に示すリアクトル５１の電流で斜線で示した部分がゲー
ト電源へ回生されることになる。時刻ｔ5 に再びトラン
ジスタ５４がオンし、時刻ｔ6 にオフゲート信号が与え
られると、ＧＴＯ３１はオフする。この時発生するター
ンオフ過電圧は、図２のリアクトル５１電流に示すよう
に、ｔ7 以降、主回路の電源へ回生される電流が流れ
る。
なり、リアクトル５１、トランジスタ５４、ダイオード
３１Ｅの閉回路で電流が還流しはじめる。その後、わず
かな時間をおいて時刻ｔ4 でトランジスタ５４をオフす
ると、リアクトル５１のエネルギーはダイオード５６を
介し、コンデンサ６０を充電する。すなわち図２（ｅ）
に示すリアクトル５１の電流で斜線で示した部分がゲー
ト電源へ回生されることになる。時刻ｔ5 に再びトラン
ジスタ５４がオンし、時刻ｔ6 にオフゲート信号が与え
られると、ＧＴＯ３１はオフする。この時発生するター
ンオフ過電圧は、図２のリアクトル５１電流に示すよう
に、ｔ7 以降、主回路の電源へ回生される電流が流れ
る。
【００３１】以上述べたように一周期内の動作内にスナ
バエネルギーは、ゲート電源への電力に変換される。例
えばリアクトルＬ＝４００μＨ、抵抗３１ＲのＲ＝１０
Ω、直流電圧１０００Ｖ、ｆ＝３６５ＨＺとすると、放
電電流ピーク値はＩ＝３７Ａとなり、回生されるゲート
電力は下式の計算となる。
バエネルギーは、ゲート電源への電力に変換される。例
えばリアクトルＬ＝４００μＨ、抵抗３１ＲのＲ＝１０
Ω、直流電圧１０００Ｖ、ｆ＝３６５ＨＺとすると、放
電電流ピーク値はＩ＝３７Ａとなり、回生されるゲート
電力は下式の計算となる。
【００３２】１／２・Ｌ・Ｉ2 ・ｆ ＝１／２・４００μＨ・３７2 ・３６５ＨＺ ＝１００Ｗ この回路では、トランジスタ５４にはほとんどノーマリ
オンで使用するので、印加電圧は常時はかからず、スナ
バエネルギー回生時に回生先のコンデンサ６０の電圧が
印加される程度で、低耐圧のトランジスタを使用できる
ことが明らかである。
オンで使用するので、印加電圧は常時はかからず、スナ
バエネルギー回生時に回生先のコンデンサ６０の電圧が
印加される程度で、低耐圧のトランジスタを使用できる
ことが明らかである。
【００３３】図３は、運転モードとゲート電源供給モー
ドの作用を説明する図である。主電源入りの状態で、正
常運転時や制御電源停電時や主電源停電時においてスナ
バエネルギー回生回路３１Ｓの出力電圧が設定値以上確
保できるモードでは、スナバエネルギー回生回路３１Ｓ
よりトランジスタドロッパ７０、ダイオード７４を介
し、スナバエネルギーを利用したゲート電力供給の第１
のモードとする。この第１のモードは、トランジスタド
ロッパ７０の出力電圧を高周波電源側の出力電圧より数
Ｖ高めた設定とすることで、ダイオード７５が非導通状
態となることで達成される。
ドの作用を説明する図である。主電源入りの状態で、正
常運転時や制御電源停電時や主電源停電時においてスナ
バエネルギー回生回路３１Ｓの出力電圧が設定値以上確
保できるモードでは、スナバエネルギー回生回路３１Ｓ
よりトランジスタドロッパ７０、ダイオード７４を介
し、スナバエネルギーを利用したゲート電力供給の第１
のモードとする。この第１のモードは、トランジスタド
ロッパ７０の出力電圧を高周波電源側の出力電圧より数
Ｖ高めた設定とすることで、ダイオード７５が非導通状
態となることで達成される。
【００３４】一方、第２のモードとしては、主電源入り
状態で主電源が所定時間以上停電する場合や、主電源切
り状態で試験的に主回路電圧を定格以下に低めたプリチ
ャージ試験運転や、主電源切り状態でゲート回路３１Ｇ
を試験する場合等の主回路電圧が確立しない状態でのゲ
ート電力は、高周波電源５よりトランス３１Ｔ、ダイオ
ード７５を介して確保する。
状態で主電源が所定時間以上停電する場合や、主電源切
り状態で試験的に主回路電圧を定格以下に低めたプリチ
ャージ試験運転や、主電源切り状態でゲート回路３１Ｇ
を試験する場合等の主回路電圧が確立しない状態でのゲ
ート電力は、高周波電源５よりトランス３１Ｔ、ダイオ
ード７５を介して確保する。
【００３５】このように、本発明では基本的には主回路
電圧が確立した状態の第１のモードと確立しない状態で
の第２のモードの２つのモードで作用するという特徴が
ある。このような構成を用いるのは、スナバエネルギー
をゲート電力に利用するとともに、簡便なゲート試験が
可能になるという理由に基づいている。
電圧が確立した状態の第１のモードと確立しない状態で
の第２のモードの２つのモードで作用するという特徴が
ある。このような構成を用いるのは、スナバエネルギー
をゲート電力に利用するとともに、簡便なゲート試験が
可能になるという理由に基づいている。
【００３６】図４は、本発明の第２の実施例を示すもの
で、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省
略する。スナバエネルギー回生回路３１Ｓの出力に高周
波交流出力ＤＣ／ＡＣコンバータ１を接続し、スナバエ
ネルギーを高周波交流に変換した上でトランス４１Ｔ１
を介し伝送し、全波整流回路４１Ｄ１で整流し、直流電
圧を得る。同様に構成した他相のｎ個の回生回路のトラ
ンス４１Ｔ２，４１Ｔ３，〜４１Ｔｎを介し、ｎ個の全
波整流回路４１Ｄ１，４１Ｄ２，〜４１Ｄｎの出力と前
記４１Ｄ１の出力を直流部で直列接続構成とし一括し
て、回生インバータ２を介して回生されたスナバエネル
ギーを商用電源３に回収する構成としている。
で、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省
略する。スナバエネルギー回生回路３１Ｓの出力に高周
波交流出力ＤＣ／ＡＣコンバータ１を接続し、スナバエ
ネルギーを高周波交流に変換した上でトランス４１Ｔ１
を介し伝送し、全波整流回路４１Ｄ１で整流し、直流電
圧を得る。同様に構成した他相のｎ個の回生回路のトラ
ンス４１Ｔ２，４１Ｔ３，〜４１Ｔｎを介し、ｎ個の全
波整流回路４１Ｄ１，４１Ｄ２，〜４１Ｄｎの出力と前
記４１Ｄ１の出力を直流部で直列接続構成とし一括し
て、回生インバータ２を介して回生されたスナバエネル
ギーを商用電源３に回収する構成としている。
【００３７】次に、図４の高周波交流出力のＤＣ／ＡＣ
コンバータ１の詳細構成を図５に示す。直流端子Ｐ1 は
トランス８２の１次巻線中点に接続され、トランジスタ
８０のコレクタがトランス８２の１次巻線の一端に接続
され、トランジスタ８１のコレクタがトランス８２の１
次巻線の他端に接続される。トランジスタ８０のコレク
タとトランジスタ８１のコレクタは直流端子Ｎ1 に接続
され、トランス８２の２次巻線の一端が交流出力の一端
Ｕ1 にトランス８２の２次巻線の他端が交流端子の他端
Ｘ1 に接続され、高周波交流出力２０ＫＡＣ１が導出さ
れる。スナバエネルギー回生回路より得られた直流電圧
がＰ1 ，Ｎ1 端子に印加される。トランジスタ８０，８
１はそれぞれ制御回路８３のベース信号Ｂ1 ，Ｂ2 によ
り交互にスイッチングを行い、トランス８２を介して直
流電力を高周波交流電力へ変換する。トランス８２の２
次電圧は、検出線ｕ，ｖにより制御回路８３に帰還信号
としてとりこまれ、基準電圧設定器８４の設定に一致す
るよう定電圧制御する。
コンバータ１の詳細構成を図５に示す。直流端子Ｐ1 は
トランス８２の１次巻線中点に接続され、トランジスタ
８０のコレクタがトランス８２の１次巻線の一端に接続
され、トランジスタ８１のコレクタがトランス８２の１
次巻線の他端に接続される。トランジスタ８０のコレク
タとトランジスタ８１のコレクタは直流端子Ｎ1 に接続
され、トランス８２の２次巻線の一端が交流出力の一端
Ｕ1 にトランス８２の２次巻線の他端が交流端子の他端
Ｘ1 に接続され、高周波交流出力２０ＫＡＣ１が導出さ
れる。スナバエネルギー回生回路より得られた直流電圧
がＰ1 ，Ｎ1 端子に印加される。トランジスタ８０，８
１はそれぞれ制御回路８３のベース信号Ｂ1 ，Ｂ2 によ
り交互にスイッチングを行い、トランス８２を介して直
流電力を高周波交流電力へ変換する。トランス８２の２
次電圧は、検出線ｕ，ｖにより制御回路８３に帰還信号
としてとりこまれ、基準電圧設定器８４の設定に一致す
るよう定電圧制御する。
【００３８】図６は図４の回生インバータ２の詳細構成
を示している。入力端子Ｐ2 はフィルタコンデンサ９
８、抵抗器９６、トランジスタ９０，９２のコレクタに
接続されている。抵抗器９６の他端は抵抗器９７、制御
回路９５に接続されている。制御回路９５にはさらに同
期電源Ｖs 、電流検出器９４が接続されている。制御回
路９５の出力はトランジスタ９０，９１，９２，９３の
ベースに接続されている。トランジスタ９０のエミッタ
はトランジスタ９１のコレクタ及び電流検出器９４に接
続されている。トランジスタ９２のエミッタはトランジ
スタ９３のコレクタ、交流出力端子５０／６０ＡＣのＸ
端子に接続されている。入力端子Ｎ2 は前記抵抗器９７
の他端、前記フィルタコンデンサの他端、トランジスタ
９１，９３のエミッタに接続されている。
を示している。入力端子Ｐ2 はフィルタコンデンサ９
８、抵抗器９６、トランジスタ９０，９２のコレクタに
接続されている。抵抗器９６の他端は抵抗器９７、制御
回路９５に接続されている。制御回路９５にはさらに同
期電源Ｖs 、電流検出器９４が接続されている。制御回
路９５の出力はトランジスタ９０，９１，９２，９３の
ベースに接続されている。トランジスタ９０のエミッタ
はトランジスタ９１のコレクタ及び電流検出器９４に接
続されている。トランジスタ９２のエミッタはトランジ
スタ９３のコレクタ、交流出力端子５０／６０ＡＣのＸ
端子に接続されている。入力端子Ｎ2 は前記抵抗器９７
の他端、前記フィルタコンデンサの他端、トランジスタ
９１，９３のエミッタに接続されている。
【００３９】次に図６のＤＣ／ＡＣコンバータ２の動作
を説明する。図６において入力端子Ｐ2 ，Ｎ2 間の電圧
Ｅｄは、抵抗器９６，９７により分圧され制御回路９５
に入力される。制御回路９５ではＰ2 ，Ｎ2 端子間電圧
Ｅｄ及び同期電源Ｖs より、Ｐ2 ，Ｎ2 端子間電圧Ｅｄ
が一定値となるように電力演算を行い、出力電流指令を
演算し、電流検出器９４により検出される出力電流が出
力電流指令と一致するようにトランジスタ９０，９１，
９２，９３のゲートを制御する。
を説明する。図６において入力端子Ｐ2 ，Ｎ2 間の電圧
Ｅｄは、抵抗器９６，９７により分圧され制御回路９５
に入力される。制御回路９５ではＰ2 ，Ｎ2 端子間電圧
Ｅｄ及び同期電源Ｖs より、Ｐ2 ，Ｎ2 端子間電圧Ｅｄ
が一定値となるように電力演算を行い、出力電流指令を
演算し、電流検出器９４により検出される出力電流が出
力電流指令と一致するようにトランジスタ９０，９１，
９２，９３のゲートを制御する。
【００４０】このように本発明の第２実施例は、スナバ
エネルギーを回収する回路の高周波化により小形化でき
るという理由に基づいている。図７は本発明の第３実施
例を示す図であり、図４と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略する。図４のスナバエネルギー回生回
路に加えてリアクトル３１Ｌのエネルギーをダイオード
５５を介し回収するように構成したものである。リアク
トル３１Ｌのエネルギーを回収する動作以外は図４と同
様なので省略する。
エネルギーを回収する回路の高周波化により小形化でき
るという理由に基づいている。図７は本発明の第３実施
例を示す図であり、図４と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略する。図４のスナバエネルギー回生回
路に加えてリアクトル３１Ｌのエネルギーをダイオード
５５を介し回収するように構成したものである。リアク
トル３１Ｌのエネルギーを回収する動作以外は図４と同
様なので省略する。
【００４１】図８は、図７のリアクトル３１Ｌのエネル
ギーを回収する動作を説明するタイムチャートである。
（ａ）〜（ｄ）は図２と同様なので説明を省略する。
（ｅ）はリアクトル３１Ｌの電流波形を示している。時
刻ｔ2 に（ａ）に示すようにオンゲート信号がＧＴＯ３
１に与えられるとＧＴＯ３１とリアクトル３１Ｌには負
荷電流が通流する。リアクトル３１Ｌのエネルギーが回
収されるモードは、時刻ｔ6 に（ａ）に示すようにＧＴ
Ｏ３１にオフゲート信号が与えられ、ＧＴＯ３１がター
ンオフし、時刻ｔ7 にリアクトル３１Ｌの電流が減衰す
るまでの間である。実線で図示する閉回路が形成されリ
アクトル３１Ｌの電流はダイオード５５を介し、コンデ
ンサ６０を充電する。このように本発明の第２の変形例
の構成とするのは、装置のＰＷＭ周波数が増加した場
合、スナバエネルギーとともにリアクトルのエネルギー
も増加し、熱損失の発生を処理する必要があるという理
由に基づいている。
ギーを回収する動作を説明するタイムチャートである。
（ａ）〜（ｄ）は図２と同様なので説明を省略する。
（ｅ）はリアクトル３１Ｌの電流波形を示している。時
刻ｔ2 に（ａ）に示すようにオンゲート信号がＧＴＯ３
１に与えられるとＧＴＯ３１とリアクトル３１Ｌには負
荷電流が通流する。リアクトル３１Ｌのエネルギーが回
収されるモードは、時刻ｔ6 に（ａ）に示すようにＧＴ
Ｏ３１にオフゲート信号が与えられ、ＧＴＯ３１がター
ンオフし、時刻ｔ7 にリアクトル３１Ｌの電流が減衰す
るまでの間である。実線で図示する閉回路が形成されリ
アクトル３１Ｌの電流はダイオード５５を介し、コンデ
ンサ６０を充電する。このように本発明の第２の変形例
の構成とするのは、装置のＰＷＭ周波数が増加した場
合、スナバエネルギーとともにリアクトルのエネルギー
も増加し、熱損失の発生を処理する必要があるという理
由に基づいている。
【００４２】図９は本発明の第４実施例を示しており、
図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略す
る。その負端子がＧＴＯ３１のカソード電位でその正端
子がコンタクタ７５と７６のそれぞれの一端に接続した
バッテリ７４を具備しコンタクタ７６の他端がトランジ
スタドロッパ７０のエミッタに接続され、コンタクタ７
５の他端は試験回路１００に接続される。試験回路１０
０はリアクトル１０２とダイオード１０１を介し、コン
デンサ１０５とトランジスタ１０４による模擬ＧＴＯ回
路部より構成されている。コンタクタ７５，７６及びト
ランジスタ１０４は試験用コントローラ１０３により作
用する。バッテリ７４、コンタクタ７５，７６、試験回
路１００以外の動作は図１と同様なので説明を省略す
る。
図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略す
る。その負端子がＧＴＯ３１のカソード電位でその正端
子がコンタクタ７５と７６のそれぞれの一端に接続した
バッテリ７４を具備しコンタクタ７６の他端がトランジ
スタドロッパ７０のエミッタに接続され、コンタクタ７
５の他端は試験回路１００に接続される。試験回路１０
０はリアクトル１０２とダイオード１０１を介し、コン
デンサ１０５とトランジスタ１０４による模擬ＧＴＯ回
路部より構成されている。コンタクタ７５，７６及びト
ランジスタ１０４は試験用コントローラ１０３により作
用する。バッテリ７４、コンタクタ７５，７６、試験回
路１００以外の動作は図１と同様なので説明を省略す
る。
【００４３】バッテリ回路と試験回路部の動作を図１
０，図１１を参照して説明する。図１０はゲート電力を
供給する基本的な３モードを説明している。第１のモー
ドは主電源入りで主回路電圧が確立しており、スナバエ
ネルギー回生回路３１Ｓの出力電圧が設定値以上確保で
きるモードで、このモードではバッテリ７４はコンタク
タ７６を介し充電状態で使用し、ＤＣ／ＤＣコンバータ
６１へゲート電力を供給して動作する。
０，図１１を参照して説明する。図１０はゲート電力を
供給する基本的な３モードを説明している。第１のモー
ドは主電源入りで主回路電圧が確立しており、スナバエ
ネルギー回生回路３１Ｓの出力電圧が設定値以上確保で
きるモードで、このモードではバッテリ７４はコンタク
タ７６を介し充電状態で使用し、ＤＣ／ＤＣコンバータ
６１へゲート電力を供給して動作する。
【００４４】第２のモードは主電源入りであるが、主回
路電圧が確立しておらずスナバエネルギー回路３１Ｓの
出力電圧が設定値を確保できないモードでバッテリ７４
はコンタクタ７６を介しゲート電力を供給し、放電状態
で動作する。
路電圧が確立しておらずスナバエネルギー回路３１Ｓの
出力電圧が設定値を確保できないモードでバッテリ７４
はコンタクタ７６を介しゲート電力を供給し、放電状態
で動作する。
【００４５】第３のモードは主電源切りの状態でゲート
回路の試験時に作用するモードである。バッテリ７４は
コンタクタ７５、試験回路１００を介しゲート電力を供
給し、放電状態で作用する。
回路の試験時に作用するモードである。バッテリ７４は
コンタクタ７５、試験回路１００を介しゲート電力を供
給し、放電状態で作用する。
【００４６】図１１は試験回路１００の動作を説明して
いる。モード（ａ）ではバッテリ７４のエネルギーをコ
ンタクタ７５を介しリアクトル１０２、トランジスタ１
０４、の閉回路で放電し、リアクトル１０２にエネルギ
ーを蓄える。所定時間後、モード（ｂ）に示すように、
トランジスタ１０４はオフし、リアクトル１０２のエネ
ルギーは、ダイオード１０１を介しコンデンサ１０５を
充電する。充電完了後トランジスタ１０４をオンするこ
とにより、コンデンサ１０５の蓄積エネルギーは、スナ
バエネルギー回生回路３１Ｓの入力となって、主回路の
スナバ放電模擬回路として作用する。スナバエネルギー
回生回路３１Ｓの動作は図１と同様なので説明を省略す
る。以上の動作を繰り返すことにより主電源切り状態で
バッテリ７４によるゲート回路３１Ｇの出力が可能とな
る。
いる。モード（ａ）ではバッテリ７４のエネルギーをコ
ンタクタ７５を介しリアクトル１０２、トランジスタ１
０４、の閉回路で放電し、リアクトル１０２にエネルギ
ーを蓄える。所定時間後、モード（ｂ）に示すように、
トランジスタ１０４はオフし、リアクトル１０２のエネ
ルギーは、ダイオード１０１を介しコンデンサ１０５を
充電する。充電完了後トランジスタ１０４をオンするこ
とにより、コンデンサ１０５の蓄積エネルギーは、スナ
バエネルギー回生回路３１Ｓの入力となって、主回路の
スナバ放電模擬回路として作用する。スナバエネルギー
回生回路３１Ｓの動作は図１と同様なので説明を省略す
る。以上の動作を繰り返すことにより主電源切り状態で
バッテリ７４によるゲート回路３１Ｇの出力が可能とな
る。
【００４７】図１２は、本発明の第５実施例を示す図で
あり、図９と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、図９と異なる部分について説明する。ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ６１の直流入力部に、充放電制御手段１２
１を有するバッテリ１２０を、スナバエネルギー回生回
路３１Ｓによるゲート電力供給手段と共に、並列接続し
て構成する。
あり、図９と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、図９と異なる部分について説明する。ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ６１の直流入力部に、充放電制御手段１２
１を有するバッテリ１２０を、スナバエネルギー回生回
路３１Ｓによるゲート電力供給手段と共に、並列接続し
て構成する。
【００４８】充放電制御手段１２１は、充放電制御回路
１２２により制御されるトランジスタ１２３、ダイオー
ド１２４より構成されている。充放電制御手段１２１以
外の動作は、図１の実施例と同一なので、その説明は省
略する。
１２２により制御されるトランジスタ１２３、ダイオー
ド１２４より構成されている。充放電制御手段１２１以
外の動作は、図１の実施例と同一なので、その説明は省
略する。
【００４９】充放電制御手段１２１の動作は、図１３に
示すようになる。図１３（ａ）はバッテリ１２０の電
圧、（ｂ）はトランジスタ１２３のベース信号、（ｃ）
はダイオード７４のアノード電圧ＶDC4 を示している。
示すようになる。図１３（ａ）はバッテリ１２０の電
圧、（ｂ）はトランジスタ１２３のベース信号、（ｃ）
はダイオード７４のアノード電圧ＶDC4 を示している。
【００５０】時刻ｔ0 以前は、装置は運転状態にあり、
スナバエネルギー回生回路３１Ｓによるゲート電力の供
給の運転をしており、時刻ｔ0 直前に停止し、時刻ｔ0
以後、ゲート試験のため、バッテリを使用する場合の作
用を説明する。
スナバエネルギー回生回路３１Ｓによるゲート電力の供
給の運転をしており、時刻ｔ0 直前に停止し、時刻ｔ0
以後、ゲート試験のため、バッテリを使用する場合の作
用を説明する。
【００５１】すなわち、スナバエネルギー回生回路３１
Ｓによるゲート電力供給およびバッテリの充電は、図１
３（ｃ）のように、ダイオード７４のアノード電圧Ｖ
DC4 が確立している状態を示している。時刻ｔ0 からｔ
1 まで、ゲート試験で、バッテリを使用する。この間、
バッテリ１２０からダイオード１２４を介し、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ６１に直流電力が供給され、ゲート回路３
１ＧよりＧＴＯ３１にゲート信号が供給されるように作
用し、バッテリ１２０は放電する。時刻ｔ1 直前で、ゲ
ート試験を完了し、装置が運転され、（ｃ）に示すよう
に時刻ｔ1 以降、スナバエネルギー回生回路３１Ｓが確
立する。
Ｓによるゲート電力供給およびバッテリの充電は、図１
３（ｃ）のように、ダイオード７４のアノード電圧Ｖ
DC4 が確立している状態を示している。時刻ｔ0 からｔ
1 まで、ゲート試験で、バッテリを使用する。この間、
バッテリ１２０からダイオード１２４を介し、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ６１に直流電力が供給され、ゲート回路３
１ＧよりＧＴＯ３１にゲート信号が供給されるように作
用し、バッテリ１２０は放電する。時刻ｔ1 直前で、ゲ
ート試験を完了し、装置が運転され、（ｃ）に示すよう
に時刻ｔ1 以降、スナバエネルギー回生回路３１Ｓが確
立する。
【００５２】ＶDC1 まで低下したバッテリ１２０の充電
を開始するようトランジスタ１２３は、充放電制御回路
１２２より、図１３（ｂ）に示すようにベース信号が与
えられオンする。時刻ｔ2 にバッテリ１２０は、電圧が
ＶDC3 に達し、満充電となり、図１３（ｂ）に示すよう
に、トランジスタ１２３は、ベース信号が０となりオフ
し、充電完了する。
を開始するようトランジスタ１２３は、充放電制御回路
１２２より、図１３（ｂ）に示すようにベース信号が与
えられオンする。時刻ｔ2 にバッテリ１２０は、電圧が
ＶDC3 に達し、満充電となり、図１３（ｂ）に示すよう
に、トランジスタ１２３は、ベース信号が０となりオフ
し、充電完了する。
【００５３】このように、ゲート試験でバッテリを放電
後、充電して完了することでバッテリ使用モードを構成
している。この間の充電は、装置が運転して確立したス
ナバエネルギー回生回路３１Ｓによっている。時刻ｔ2
以降は、常時バッテリ不使用状態で待機し、自己放電
で、バッテリ電圧がＶDC2 まで低下した場合のみ、図１
３（ｂ）に示すようにトランジスタ１２３がオンし、補
充電される。
後、充電して完了することでバッテリ使用モードを構成
している。この間の充電は、装置が運転して確立したス
ナバエネルギー回生回路３１Ｓによっている。時刻ｔ2
以降は、常時バッテリ不使用状態で待機し、自己放電
で、バッテリ電圧がＶDC2 まで低下した場合のみ、図１
３（ｂ）に示すようにトランジスタ１２３がオンし、補
充電される。
【００５４】本発明は、以上述べた実施例に限定される
ものではない。例えば、第３、第４実施例を含めて、Ｇ
ＴＯ以外の自己消弧形素子ＧＴＲやＩＧＢＴにも適用で
きる。また、スナバエネルギー回生回路３１Ｓや高周波
交流出力のＤＣ／ＡＣコンバータ１、回生インバータ
２、試験回路１００、はいずれもトランジスタを用いた
例で説明したが、トランジスタ以外のスイッチ素子を用
いることも可能である。
ものではない。例えば、第３、第４実施例を含めて、Ｇ
ＴＯ以外の自己消弧形素子ＧＴＲやＩＧＢＴにも適用で
きる。また、スナバエネルギー回生回路３１Ｓや高周波
交流出力のＤＣ／ＡＣコンバータ１、回生インバータ
２、試験回路１００、はいずれもトランジスタを用いた
例で説明したが、トランジスタ以外のスイッチ素子を用
いることも可能である。
【００５５】図９は、コンタクタ７５および試験回路１
００を省き、充放電制御用コンタクタ７６とバッテリ７
４によるゲート電力供給手段のみを備えた構成としても
よい。さらに、図１２は、バッテリが許せば、充放電制
御回路１２１を介さず、直接ＤＣ／ＤＣコンバータ６１
に接続してもよい。又、図１は、高周波電源５、トラン
ス３１Ｔ、ダイオード７５を省き、主回路の残留電荷の
みでゲート出力するように構成してもよい。
００を省き、充放電制御用コンタクタ７６とバッテリ７
４によるゲート電力供給手段のみを備えた構成としても
よい。さらに、図１２は、バッテリが許せば、充放電制
御回路１２１を介さず、直接ＤＣ／ＤＣコンバータ６１
に接続してもよい。又、図１は、高周波電源５、トラン
ス３１Ｔ、ダイオード７５を省き、主回路の残留電荷の
みでゲート出力するように構成してもよい。
【００５６】
【発明の効果】以上述べた本発明によれば、次のような
効果が得られる。 （１）スナバ回路のコンデンサのエネルギーを再利用す
ることにより装置の損失を低減させうること。
効果が得られる。 （１）スナバ回路のコンデンサのエネルギーを再利用す
ることにより装置の損失を低減させうること。
【００５７】（２）発熱部分が減少するので装置の小型
化が可能である。 （３）装置の点検や保守する上で、主電源をオフ状態で
簡便なゲート回路の試験が可能である。
化が可能である。 （３）装置の点検や保守する上で、主電源をオフ状態で
簡便なゲート回路の試験が可能である。
【００５８】（４）スナバエネルギーを回収し、伝送す
る回路を高周波化することにより回路用品の小型化が可
能である。 （５）主電源の低下や負荷急変時にも安定したゲート電
力がえられる。
る回路を高周波化することにより回路用品の小型化が可
能である。 （５）主電源の低下や負荷急変時にも安定したゲート電
力がえられる。
【図１】本発明のゲート電力供給装置の第１実施例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図２】図１のスナバエネルギー回生回路３１Ｓの動作
を説明するタイムチャート。
を説明するタイムチャート。
【図３】図１の作用を説明するための図。
【図４】本発明のゲート電力供給装置の第２実施例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図５】図４のＤＣ／ＡＣコンバータ１の詳細構成を示
す図。
す図。
【図６】図４の回生インバータ２の詳細構成を示す図。
【図７】本発明のゲート電力供給装置の第３実施例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図８】図７の動作を説明するための図。
【図９】本発明のゲート電力供給装置の第４実施例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図１０】図９の作用を説明するための図。
【図１１】図９の試験回路１００の動作を説明する図。
【図１２】本発明のゲート電力供給装置の第５実施例を
示すブロック図。
示すブロック図。
【図１３】図１２の充放電制御の作用を説明するための
図。
図。
【図１４】従来のゲート電力供給装置の第１の例を示す
図。
図。
【図１５】従来のゲート電力供給装置の第２の例を示す
図。
図。
３１…ＧＴＯ、３１Ｃ…スナバコンデンサ、３１Ｅ…ス
ナバダイオード、３１Ｒ…スナバエネルギ回生回路、３
１Ｓ…スナバエネルギ回生回路、５８，５９，９６，９
７…抵抗、８０，８１，５４，７０，９０〜９３，１０
４…トランジスタ、１０２，５１，３１Ｌ…リアクト
ル、５５，５６，５７，７４，７５，１０１…ダイオー
ド、６０，１０５…コンデンサ、９５，７１，８３…電
圧制御回路、７２…演算増幅回路、７３，８４…基準設
定器、３１Ｔ，３１Ｔ１，３１Ｔ２〜３１Ｔｎ，４１Ｔ
１，４１Ｔ２〜４１Ｔｎ，８２…トランス、５…高周波
電源、６１…ＤＣ／ＤＣコンバータ、３１Ｇ…ゲート回
路、４１Ｌ，４２Ｌ…ライドガイド、１…高周波交流出
力ＤＣ／ＡＣコンバータ、４１Ｄ１，４１Ｄ２〜４１Ｄ
ｎ…全波整流回路、２…回生コンバータ、９８…フィル
タコンデンサ、９４…電流検出器、１００…試験回路、
７５，７６…コンタクタ、７４…バッテリ、１０３…試
験コントローラ、１２１…充放電制御手段、１２２…充
放電制御回路、１２３…トランジスタ、１２４…ダイオ
ード、１２０…バッテリ。
ナバダイオード、３１Ｒ…スナバエネルギ回生回路、３
１Ｓ…スナバエネルギ回生回路、５８，５９，９６，９
７…抵抗、８０，８１，５４，７０，９０〜９３，１０
４…トランジスタ、１０２，５１，３１Ｌ…リアクト
ル、５５，５６，５７，７４，７５，１０１…ダイオー
ド、６０，１０５…コンデンサ、９５，７１，８３…電
圧制御回路、７２…演算増幅回路、７３，８４…基準設
定器、３１Ｔ，３１Ｔ１，３１Ｔ２〜３１Ｔｎ，４１Ｔ
１，４１Ｔ２〜４１Ｔｎ，８２…トランス、５…高周波
電源、６１…ＤＣ／ＤＣコンバータ、３１Ｇ…ゲート回
路、４１Ｌ，４２Ｌ…ライドガイド、１…高周波交流出
力ＤＣ／ＡＣコンバータ、４１Ｄ１，４１Ｄ２〜４１Ｄ
ｎ…全波整流回路、２…回生コンバータ、９８…フィル
タコンデンサ、９４…電流検出器、１００…試験回路、
７５，７６…コンタクタ、７４…バッテリ、１０３…試
験コントローラ、１２１…充放電制御手段、１２２…充
放電制御回路、１２３…トランジスタ、１２４…ダイオ
ード、１２０…バッテリ。
Claims (6)
- 【請求項１】 自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、 前記スナバコンデンサのエネルギーを直流電力に変換す
るスナバエネルギー回生回路と、 このスナバエネルギー回生回路の直流出力を電圧安定化
手段を介して第１の電力を得る第１の電力供給手段と、 高周波電源によりトランスを介して第２の電力を得る第
２の電力供給手段と、 前記第１および第２の電力供給手段からの電力をそれぞ
れ整流してゲート電力に変換する変換手段と、 を具備し、前記第１の電力供給手段の出力電圧設定を前
記第２の電力供給手段の出力電圧より高い値に設定する
ことを特徴とするゲート電力供給装置。 - 【請求項２】 自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、 前記スナバコンデンサのエネルギーを直流電力に変換す
るスナバエネルギー回生回路と、 このスナバエネルギー回生回路の直流出力を電圧安定化
手段を介して第１の電力を得る第１の電力供給手段と、 充放電可能なバッテリにより第２の電力を得る第２の電
力供給手段と、 前記第１の電力供給手段からの電力を整流し、前記第２
の電力供給手段からの電力をゲート電力に変換する変換
手段と、 を具備し、前記第１の電力供給手段の出力電圧設定を前
記第２の電力供給手段の出力電圧より高い値に設定する
ことを特徴とするゲート電力供給装置。 - 【請求項３】 自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、 前記スナバコンデンサのエネルギーを直流電力に変換す
るスナバエネルギー回生回路と、 高周波電源によりトランスを介して所定の電力を得る電
力供給手段と、 この電力供給手段からの電力をゲート電力に変換する変
換手段と、 前記スナバエネルギー回生回路の直流出力を高周波交流
電力に変換するコンバータと、 このコンバータの高周波交流電力を全波整流して電力を
得る手段であって、該手段を少なくとも１個以上装置の
構成素子数ｎ個（ｎは整数）設け、各々の全波整流回路
の直流出力をｎ個直列接続して構成し、回生インバータ
の直流入力とし、該回生インバータの交流出力を商用の
制御電源に接続してｎ個のスナバエネルギーを商用電源
へ回収する商用電源回収手段と、 を具備したことを特徴とするゲート電力供給装置。 - 【請求項４】 自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、 前記スナバコンデンサのエネルギーを直流電力に変換す
るスナバエネルギー回生回路と、 高周波電源によりトランスを介して所定の電力を得る電
力供給手段と、 この電力供給手段からの電力をゲート電力に変換する変
換手段と、 前記スナバエネルギー回生回路の直流出力を高周波交流
電力に変換するコンバータと、 このコンバータの高周波交流電力を全波整流して電力を
得る手段であって、該手段を少なくとも１個以上装置の
構成素子数ｎ個（ｎは整数）設け、おのおの全波整流回
路の直流出力をｎ個直列接続して構成し、回生インバー
タの直流入力とし、該回生インバータの交流出力を商用
の制御電源に接続してｎ個のスナバエネルギーを商用電
源へ回収する商用電源回収手段と、 前記自己消弧形素子のカソードにその一端が接続され、
その他端が主回路に逆流素子を介して接続されたリアク
トルと、 具備し、前記スナバ回路のエネルギーとともに、前記リ
アクトルのエネルギーも同時に回収処理することを特徴
とするゲート電力供給装置。 - 【請求項５】 自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、 前記スナバコンデンサのエネルギーを直流電力に変換す
るスナバエネルギー回生回路と、 このスナバエネルギー回生回路の直流出力を電圧安定化
手段を介して第１の電力を得る第１の電力供給手段と、 この第１の電力供給手段の電力をゲート電力に変換する
変換手段と、 前記自己消弧形素子のカソードにその負端子が接続さ
れ、かつその正端子が前記変換手段または前記スナバエ
ネルギー回生回路の入力側の両端子にそれぞれ接続さ
れ、常時充電状態を保持し、前記スナバエネルギー回生
回路の出力低下時にバックアップ動作するバッテリと、 このバッテリの正端子と前記スナバエネルギー回生回路
の入力側に接続され、リアクトルと逆流防止素子とコン
デンサとスイッチング素子からなり、前記スナバ回路の
状態に応じて前記バッテリの電流経路を決める試験手段
と、 を具備したことを特徴とするゲート電力供給装置。 - 【請求項６】 自己消弧形素子を用いた電力変換装置
に、スナバコンデンサを含むスナバ回路が接続されたも
のにおいて、 前記スナバコンデンサのエネルギーを直流電力に変換す
るスナバエネルギー回生回路と、 このスナバエネルギー回生回路の直流出力を電圧安定化
手段を介して第１の電力を得る第１の電力供給手段と、 この第１の電力供給手段が不動作のとき、充放電制御可
能なバッテリにより第２の電力を得る第２の電力供給手
段と、 前記第１および第２の電力供給手段からの電力をそれぞ
れ整流してゲート電力に変換する変換手段と、 前記第１の電力供給手段の不動作時に、前記第２の電力
供給手段の動作により、電力を供給し、かつ前記第１の
ゲート電力供給手段が動作して電力の確立後、第１の電
力供給手段によって電力を供給すると同時に、前記第２
の電力供給手段によりバッテリを充電し、該バッテリの
自己放電等による電圧低下時にも、前記第２の電力供給
手段により、前記バッテリを補充電する充放電制御手段
と、 を具備したことを特徴とするゲート電力供給装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5167880A JPH0731131A (ja) | 1993-07-07 | 1993-07-07 | ゲート電力供給装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5167880A JPH0731131A (ja) | 1993-07-07 | 1993-07-07 | ゲート電力供給装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0731131A true JPH0731131A (ja) | 1995-01-31 |
Family
ID=15857800
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5167880A Pending JPH0731131A (ja) | 1993-07-07 | 1993-07-07 | ゲート電力供給装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0731131A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011172342A (ja) * | 2010-02-17 | 2011-09-01 | Fuji Electric Co Ltd | ゲート駆動回路の電源装置 |
| JP2015220785A (ja) * | 2014-05-14 | 2015-12-07 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
-
1993
- 1993-07-07 JP JP5167880A patent/JPH0731131A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011172342A (ja) * | 2010-02-17 | 2011-09-01 | Fuji Electric Co Ltd | ゲート駆動回路の電源装置 |
| JP2015220785A (ja) * | 2014-05-14 | 2015-12-07 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
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