JPH0730522A - ダイバーシチ受信装置 - Google Patents
ダイバーシチ受信装置Info
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- JPH0730522A JPH0730522A JP5192776A JP19277693A JPH0730522A JP H0730522 A JPH0730522 A JP H0730522A JP 5192776 A JP5192776 A JP 5192776A JP 19277693 A JP19277693 A JP 19277693A JP H0730522 A JPH0730522 A JP H0730522A
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- JP
- Japan
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- signal
- correlation
- demodulation
- timing point
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Abstract
(57)【要約】
【目的】ディジタル伝送システムに於いて受信信号のビ
ットエラーレートの悪化を抑えること可能なダイバーシ
チ受信装置を提供することを目的とする。 【構成】複数の受信系統にて別々に受信した信号を、前
記受信系統毎に復調した後、該復調信号を適宜選択して
出力するダイバーシチ受信装置に於いて、各受信系統の
復調信号を取り出し、これに対して単位データ周期（シ
ンボル周期）毎に予め設定した少なくとも２つの抽出ポ
イントにてサンプリングを施し、両者の相関を検出する
と共に各受信系統より得られた相関の大小に基づき前記
復調信号を選択するようにしたもの。
ットエラーレートの悪化を抑えること可能なダイバーシ
チ受信装置を提供することを目的とする。 【構成】複数の受信系統にて別々に受信した信号を、前
記受信系統毎に復調した後、該復調信号を適宜選択して
出力するダイバーシチ受信装置に於いて、各受信系統の
復調信号を取り出し、これに対して単位データ周期（シ
ンボル周期）毎に予め設定した少なくとも２つの抽出ポ
イントにてサンプリングを施し、両者の相関を検出する
と共に各受信系統より得られた相関の大小に基づき前記
復調信号を選択するようにしたもの。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線によるディジタル伝
送システムに用いる受信装置、殊に複数の受信系列にて
別々に受信した信号を適宜選択して出力するダイバーシ
チ受信装置に関する。
送システムに用いる受信装置、殊に複数の受信系列にて
別々に受信した信号を適宜選択して出力するダイバーシ
チ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電波の伝搬状態が時間的あるいは空間的
に変化することによる信号強度の変動、所謂フェージン
グのため伝送品質が劣化すること、殊に無線によるディ
ジタル伝送システムにおいては、ビットエラーレート
（符号誤り率）の悪化となってこれが現われることは周
知の通りである。そこで、無線伝送システムにおいては
伝送品質を確保するために、これまでにもフェージング
に対する様々な配慮がなされてきた。例えば、その一つ
としてフェージングの少ない伝搬路を選定し、該伝搬路
を電波が伝搬するよう送受信機を配置すると云った方法
もあるが、実際にはそのような伝搬路を確保できる場合
の方が稀であり、現在最も広く採用されている手法はフ
ェージングのダイバーシチ効果を利用したものである。
に変化することによる信号強度の変動、所謂フェージン
グのため伝送品質が劣化すること、殊に無線によるディ
ジタル伝送システムにおいては、ビットエラーレート
（符号誤り率）の悪化となってこれが現われることは周
知の通りである。そこで、無線伝送システムにおいては
伝送品質を確保するために、これまでにもフェージング
に対する様々な配慮がなされてきた。例えば、その一つ
としてフェージングの少ない伝搬路を選定し、該伝搬路
を電波が伝搬するよう送受信機を配置すると云った方法
もあるが、実際にはそのような伝搬路を確保できる場合
の方が稀であり、現在最も広く採用されている手法はフ
ェージングのダイバーシチ効果を利用したものである。
【０００３】フェージングのダイバーシチ効果とは電波
の伝搬路のあるパラメータを変えたときアンテナにて受
信した信号のフェージングの形が異なることをいい、実
際にはこのようなダイバーシチ効果を有する複数の伝送
系（ダイバーシチ・ブランチ）を備え各伝送系からの信
号を合成あるいは選択して出力するダイバーシチ受信装
置として利用されている。ダイバーシチ受信の形態の一
つとして空間ダイバーシチ受信が広く知られており、同
一の送信装置から発せられた信号を互いに十分離れた地
点にて受信した場合、フェージングの変動が互いに独立
であると云う現象を利用したものであって、複数のアン
テナを互いに所定の間隔を隔して配置することにより、
夫々のアンテナが受信する信号のフェージングを異なら
しめ、これらを合成あるいは選択して出力するようにし
た受信方式である。
の伝搬路のあるパラメータを変えたときアンテナにて受
信した信号のフェージングの形が異なることをいい、実
際にはこのようなダイバーシチ効果を有する複数の伝送
系（ダイバーシチ・ブランチ）を備え各伝送系からの信
号を合成あるいは選択して出力するダイバーシチ受信装
置として利用されている。ダイバーシチ受信の形態の一
つとして空間ダイバーシチ受信が広く知られており、同
一の送信装置から発せられた信号を互いに十分離れた地
点にて受信した場合、フェージングの変動が互いに独立
であると云う現象を利用したものであって、複数のアン
テナを互いに所定の間隔を隔して配置することにより、
夫々のアンテナが受信する信号のフェージングを異なら
しめ、これらを合成あるいは選択して出力するようにし
た受信方式である。
【０００４】図４は２つのアンテナを用いた空間ダイバ
ーシチ受信装置の一般的な構成を示す概略ブロック図で
あって、所定の距離を隔して設置したアンテナ１、２と
該アンテナ１、２夫々に接続した搬送波検波器３、４と
から成る２つの受信系統及び、前記搬送波検波装置３、
４の出力を取り出し双方の電界レベルの大小を比較する
レベル比較器５と、該レベル比較器５の出力に基づき前
記搬送波検波装置３、４の出力を適宜選択しこれらを切
り換えて復調回路６に送出する切り換え器７とから成
る。前記レベル比較器５は夫々の受信系統の受信信号、
即ち前記搬送波検波装置３、４の出力より電界レベルを
求めその大小を比較してレベルの大きいほうの受信系統
の信号を選択するよう切り換え器７に制御信号を発する
ものである。従って、上述の受信装置はフェージングの
影響が少ない側の受信系統からの良質な受信信号を選択
的に利用するよう動作する。また、受信系統を２系統以
上の複数系統とすることより、フェージングによる伝送
品質の劣化をさらに解消できることは周知の通りであ
る。
ーシチ受信装置の一般的な構成を示す概略ブロック図で
あって、所定の距離を隔して設置したアンテナ１、２と
該アンテナ１、２夫々に接続した搬送波検波器３、４と
から成る２つの受信系統及び、前記搬送波検波装置３、
４の出力を取り出し双方の電界レベルの大小を比較する
レベル比較器５と、該レベル比較器５の出力に基づき前
記搬送波検波装置３、４の出力を適宜選択しこれらを切
り換えて復調回路６に送出する切り換え器７とから成
る。前記レベル比較器５は夫々の受信系統の受信信号、
即ち前記搬送波検波装置３、４の出力より電界レベルを
求めその大小を比較してレベルの大きいほうの受信系統
の信号を選択するよう切り換え器７に制御信号を発する
ものである。従って、上述の受信装置はフェージングの
影響が少ない側の受信系統からの良質な受信信号を選択
的に利用するよう動作する。また、受信系統を２系統以
上の複数系統とすることより、フェージングによる伝送
品質の劣化をさらに解消できることは周知の通りであ
る。
【０００５】しかしながら、無線によりディジタル信号
の伝送を扱う場合にあっては先に述べた通り、フェージ
ングによる伝送品質の変動をビットエラーレート（符号
誤り率）によって判断すべきであるが、上述した図４に
示す如き構成のダイバーシチ受信装置に於いては、レベ
ル比較器５により受信信号の電界レベルのみをもって伝
送品質の優劣を判断しているため、位相変動等のビット
エラーレートに影響を与える可能性がある他のパラメー
タの変動を受信系統の選択に反映することが不可能であ
るという欠陥があった。そこで、受信した信号を受信系
統毎に復調した後、受信信号の確からしさを示す位相尤
度（ゆう度）を検出し、位相尤度の大小関係に基づき受
信系統の選択を行なうと云った、新しい方式も提案（電
子情報通信学会論文誌 1992年8月 Vol.J75-B-II No.8
pp499-507）されているものの実現には至っていないと
云う状況であった。
の伝送を扱う場合にあっては先に述べた通り、フェージ
ングによる伝送品質の変動をビットエラーレート（符号
誤り率）によって判断すべきであるが、上述した図４に
示す如き構成のダイバーシチ受信装置に於いては、レベ
ル比較器５により受信信号の電界レベルのみをもって伝
送品質の優劣を判断しているため、位相変動等のビット
エラーレートに影響を与える可能性がある他のパラメー
タの変動を受信系統の選択に反映することが不可能であ
るという欠陥があった。そこで、受信した信号を受信系
統毎に復調した後、受信信号の確からしさを示す位相尤
度（ゆう度）を検出し、位相尤度の大小関係に基づき受
信系統の選択を行なうと云った、新しい方式も提案（電
子情報通信学会論文誌 1992年8月 Vol.J75-B-II No.8
pp499-507）されているものの実現には至っていないと
云う状況であった。
【０００６】
【発明の目的】本発明は上述した如き従来の無線による
ダイバーシチ受信装置の欠点を除去するためになされた
ものであって、ディジタル伝送システムに於いて受信信
号のビットエラーレートの悪化を抑えること可能なダイ
バーシチ受信装置を提供することを目的とする。
ダイバーシチ受信装置の欠点を除去するためになされた
ものであって、ディジタル伝送システムに於いて受信信
号のビットエラーレートの悪化を抑えること可能なダイ
バーシチ受信装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【発明の概要】上述の目的を達成するため本発明は、複
数の受信系統にて別々に受信した信号を、前記受信系統
毎に復調した後、該復調信号を適宜選択して出力するダ
イバーシチ受信装置に於いて、前記受信系統毎に復調後
若しくは復調過程にある信号を取り出し、この信号に対
して単位データ周期（シンボル周期）毎に予め設定した
少なくとも２つの抽出ポイントにてサンプリングを施す
と共に相隣接する抽出ポイント同士の相関を検出し、こ
れら各受信系統から得られた相関の大小に基づき前記復
調信号を選択するよう構成したものであって、更には前
記抽出ポイントの一方を前記シンボル周期のタイミング
ポイントに、他方を該タイミングポイント近傍に設定し
たものである。
数の受信系統にて別々に受信した信号を、前記受信系統
毎に復調した後、該復調信号を適宜選択して出力するダ
イバーシチ受信装置に於いて、前記受信系統毎に復調後
若しくは復調過程にある信号を取り出し、この信号に対
して単位データ周期（シンボル周期）毎に予め設定した
少なくとも２つの抽出ポイントにてサンプリングを施す
と共に相隣接する抽出ポイント同士の相関を検出し、こ
れら各受信系統から得られた相関の大小に基づき前記復
調信号を選択するよう構成したものであって、更には前
記抽出ポイントの一方を前記シンボル周期のタイミング
ポイントに、他方を該タイミングポイント近傍に設定し
たものである。
【０００８】
【実施例】まず、本発明の理解を助けるため本発明の実
施例の説明に先立ち、本発明者が研究により得た背景技
術について簡単に説明する。図５は復調過程にある信号
を複数回重ね書きしたことにより得られたアイパターン
を模式的に示したものであって、アイの最も開いたポイ
ント（タイミングポイント）８に於ける信号レベルを各
シンボルの復調データとして識別する。ここで１シンボ
ル周期とは信号の最小単位のデータ周期である。一般に
ビットエラーレートは同期のとれた状態即ちタイミング
ポイントにて測定し評価するものであるが、図６に示す
ように１シンボル周期毎に所定の抽出ポイント（同図に
於いては１シンボル当たり８ポイント）を設定し、各抽
出ポイントについて復調を行なった場合のビットエラー
レートを測定すると図７（ａ）のようになる。ここで、
横軸は雑音のパワースペクトル密度Ｎ0と１ビット当た
りの信号のエネルギＥbの比であって、縦軸はビットエ
ラーレートを対数表示したものである。
施例の説明に先立ち、本発明者が研究により得た背景技
術について簡単に説明する。図５は復調過程にある信号
を複数回重ね書きしたことにより得られたアイパターン
を模式的に示したものであって、アイの最も開いたポイ
ント（タイミングポイント）８に於ける信号レベルを各
シンボルの復調データとして識別する。ここで１シンボ
ル周期とは信号の最小単位のデータ周期である。一般に
ビットエラーレートは同期のとれた状態即ちタイミング
ポイントにて測定し評価するものであるが、図６に示す
ように１シンボル周期毎に所定の抽出ポイント（同図に
於いては１シンボル当たり８ポイント）を設定し、各抽
出ポイントについて復調を行なった場合のビットエラー
レートを測定すると図７（ａ）のようになる。ここで、
横軸は雑音のパワースペクトル密度Ｎ0と１ビット当た
りの信号のエネルギＥbの比であって、縦軸はビットエ
ラーレートを対数表示したものである。
【０００９】図中９はタイミングポイントＰ5、１０は
Ｐ4あるいはＰ6、１１はＰ3あるいはＰ7に於ける曲線で
あって、当然のことながらタイミングポイントから離れ
るにしたがってビットエラーレートが大きくなり、各曲
線とも雑音の減少（Ｅb／Ｎ0の増大）に伴いビットエラ
ーレートが減少する右下がりの曲線を呈する。ここで、
図７（ａ）の曲線９と１０に着目し、α、βおよびγの
３点に於けるビットエラーレートの差ΔＢＥＲを求める
と、ΔＢＥＲα＞ΔＢＥＲβ＞ΔＢＥＲγとなる。同図
に於いては各ΔＢＥＲ間に差が殆ど生じないように見え
るが、前述した如く縦軸のビットエラーレートは対数表
示しているため実際には比較的大きな差が生じる。Ｅb
／Ｎ0がα、βおよびγの場合について、抽出ポイント
とビットエラーレートとの関係を示した図７（ｂ）から
も明らかな如く、ΔＢＥＲα、ΔＢＥＲβおよびΔＢＥ
Ｒγと、タイミングポイントに於けるビットエラーレー
トＢＥＲα、ＢＥＲβおよびＢＥＲγとが夫々ほぼ１対
１に対応し、ΔＢＥＲを測定することでタイミングポイ
ントに於けるビットエラーレートを求めることが可能と
なる。
Ｐ4あるいはＰ6、１１はＰ3あるいはＰ7に於ける曲線で
あって、当然のことながらタイミングポイントから離れ
るにしたがってビットエラーレートが大きくなり、各曲
線とも雑音の減少（Ｅb／Ｎ0の増大）に伴いビットエラ
ーレートが減少する右下がりの曲線を呈する。ここで、
図７（ａ）の曲線９と１０に着目し、α、βおよびγの
３点に於けるビットエラーレートの差ΔＢＥＲを求める
と、ΔＢＥＲα＞ΔＢＥＲβ＞ΔＢＥＲγとなる。同図
に於いては各ΔＢＥＲ間に差が殆ど生じないように見え
るが、前述した如く縦軸のビットエラーレートは対数表
示しているため実際には比較的大きな差が生じる。Ｅb
／Ｎ0がα、βおよびγの場合について、抽出ポイント
とビットエラーレートとの関係を示した図７（ｂ）から
も明らかな如く、ΔＢＥＲα、ΔＢＥＲβおよびΔＢＥ
Ｒγと、タイミングポイントに於けるビットエラーレー
トＢＥＲα、ＢＥＲβおよびＢＥＲγとが夫々ほぼ１対
１に対応し、ΔＢＥＲを測定することでタイミングポイ
ントに於けるビットエラーレートを求めることが可能と
なる。
【００１０】一方、図５に示したアイパターンから明ら
かなようにアイが最も開いたタイミングポイント８に於
いては、検波信号のレベルが比較的高密度に集中するａ
または−ａとなり、その近傍に於いてはほとんどの場合
タイミングポイント８とほぼ同じレベルとなる。逆にタ
イミングポイント８から離れゼロクロスポイント１２に
近づくに従ってレベルが一致しない確率は高くなる。そ
こで、図６で規定した抽出ポイントに関し隣り合う２つ
の抽出ポイントの信号レベル同志について相関をとる
と、図８に示す如く信号レベルの一致したタイミングポ
イント８（Ｐ5）の近傍では相関が大きくなり、２つの
抽出ポイントの信号レベルが異なる場合相関が小さくな
ると云う図７（ｂ）と極めて類似した曲線が描ける。
かなようにアイが最も開いたタイミングポイント８に於
いては、検波信号のレベルが比較的高密度に集中するａ
または−ａとなり、その近傍に於いてはほとんどの場合
タイミングポイント８とほぼ同じレベルとなる。逆にタ
イミングポイント８から離れゼロクロスポイント１２に
近づくに従ってレベルが一致しない確率は高くなる。そ
こで、図６で規定した抽出ポイントに関し隣り合う２つ
の抽出ポイントの信号レベル同志について相関をとる
と、図８に示す如く信号レベルの一致したタイミングポ
イント８（Ｐ5）の近傍では相関が大きくなり、２つの
抽出ポイントの信号レベルが異なる場合相関が小さくな
ると云う図７（ｂ）と極めて類似した曲線が描ける。
【００１１】本発明者は、上述した如く相関とビットエ
ラーレートが抽出ポイントに対して同様の分布を呈する
ことに鑑み、復調過程にある信号についてタイミングポ
イントＰ5と所定の時間間隔を隔して設定した抽出ポイ
ントＰ4若しくはＰ6との相関を検出することによりタイ
ミングポイントに於けるビットエラーレートを推定でき
ることを見い出した。本発明はこれをダイバーシチ受信
装置の各受信系列から出力される信号の優劣を判定し、
良好な受信が可能な受信系列を選択する手段に適用せん
としたものである。
ラーレートが抽出ポイントに対して同様の分布を呈する
ことに鑑み、復調過程にある信号についてタイミングポ
イントＰ5と所定の時間間隔を隔して設定した抽出ポイ
ントＰ4若しくはＰ6との相関を検出することによりタイ
ミングポイントに於けるビットエラーレートを推定でき
ることを見い出した。本発明はこれをダイバーシチ受信
装置の各受信系列から出力される信号の優劣を判定し、
良好な受信が可能な受信系列を選択する手段に適用せん
としたものである。
【００１２】以下、本発明を実施例を示す図面に基づい
て詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示す概略
ブロック図であって、搬送波検波器３、４の出力を夫々
復調する復調器１３、１４より復調過程または復調後の
信号を復調器内のクロック再生手段からのタイミングポ
イント信号と共に取り出し、これらを相関検出器１５、
１６に入力する。相関検出器１５、１６は復調過程また
は復調後の信号を夫々タイミングポイントとその近傍に
設定した抽出ポイントについてサンプリングし、両者の
相関を検出する。而して相関比較器１７は２つの相関検
出器１５、１６から得られた相関値の大小を比較し、こ
れに基づき各受信系列の受信状態の優劣を判定すると共
に受信状態の良好な信号を出力すべく切り換え器１８を
制御をするよう構成したものである。前記相関検出器１
５、１６は例えば図２に示す如く、復調過程または復調
後の信号を所定の遅延時間を有する遅延回路１９を介し
てＸＯＲ（排他的論理和）ゲート２０の一方の入力端子
に、他方の入力端子に復調過程または復調後の信号を直
接入力すると共に、ＸＯＲゲート２０の出力端子を前記
タイミングポイント信号が入力されたときにのみに導通
するスイッチ手段２１を介してカウンタ２２に接続した
ものである。
て詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示す概略
ブロック図であって、搬送波検波器３、４の出力を夫々
復調する復調器１３、１４より復調過程または復調後の
信号を復調器内のクロック再生手段からのタイミングポ
イント信号と共に取り出し、これらを相関検出器１５、
１６に入力する。相関検出器１５、１６は復調過程また
は復調後の信号を夫々タイミングポイントとその近傍に
設定した抽出ポイントについてサンプリングし、両者の
相関を検出する。而して相関比較器１７は２つの相関検
出器１５、１６から得られた相関値の大小を比較し、こ
れに基づき各受信系列の受信状態の優劣を判定すると共
に受信状態の良好な信号を出力すべく切り換え器１８を
制御をするよう構成したものである。前記相関検出器１
５、１６は例えば図２に示す如く、復調過程または復調
後の信号を所定の遅延時間を有する遅延回路１９を介し
てＸＯＲ（排他的論理和）ゲート２０の一方の入力端子
に、他方の入力端子に復調過程または復調後の信号を直
接入力すると共に、ＸＯＲゲート２０の出力端子を前記
タイミングポイント信号が入力されたときにのみに導通
するスイッチ手段２１を介してカウンタ２２に接続した
ものである。
【００１３】即ち、スイッチ手段２１がＯＮとなったと
き、ＸＯＲゲート２０はタイミングポイントと該タイミ
ングポイントより遅延回路１９の有する遅延時間だけ先
行するポイントに於ける復調過程または復調後の信号の
排他的論理和を出力し、カウンタ２２はこれを計数し所
定のシンボル周期分だけ蓄積する。尚、周知の通りＸＯ
Ｒゲートは図３に示す如き入出力特性を有するから、相
関が大きい場合（入力レベルが一致したとき）には”
０”を、小さい場合（入力レベルが不一致のとき）に
は”１”を出力する。従って、カウンタに蓄積される数
値が０に近いほど相関が大きいと云うことになるから、
相関比較器１７は相関検出器のカウンタ値が最小値とな
る受信系列の復調信号を切り換え器１９が選択し、出力
するよう構成すればよい。
き、ＸＯＲゲート２０はタイミングポイントと該タイミ
ングポイントより遅延回路１９の有する遅延時間だけ先
行するポイントに於ける復調過程または復調後の信号の
排他的論理和を出力し、カウンタ２２はこれを計数し所
定のシンボル周期分だけ蓄積する。尚、周知の通りＸＯ
Ｒゲートは図３に示す如き入出力特性を有するから、相
関が大きい場合（入力レベルが一致したとき）には”
０”を、小さい場合（入力レベルが不一致のとき）に
は”１”を出力する。従って、カウンタに蓄積される数
値が０に近いほど相関が大きいと云うことになるから、
相関比較器１７は相関検出器のカウンタ値が最小値とな
る受信系列の復調信号を切り換え器１９が選択し、出力
するよう構成すればよい。
【００１４】尚、以上本発明を空間ダイバーシチ効果を
利用する受信系統を備えたタイプのダイバーシチ受信装
置を例として説明したが、本発明はこれのみに限定され
るものではなく、周波数ダイバーシチ、角度ダイバーシ
チあるいは偏波ダイバーシチと云った他のダイバーシチ
方式に適用可能なこと明白である。また、実施例ではタ
イミングポイントと該タイミングポイント近傍の２つの
抽出ポイントの相関値より受信信号の優劣を判定するよ
う構成したが、精度等を勘案して抽出ポイント数を増加
することは可能であり、タイミングポイント以外の抽出
ポイントに於ける相関値の分布からビットエラーレート
を推定し受信信号の優劣を判定するよう構成することも
可能である。さらに、実施例に於いては相関を検出する
手段としてＸＯＲゲートを用いたが、入力する２値が一
致した場合と一致しなかった場合とを判定可能なもので
あれば、ＮＸＯＲゲート等の他の回路で構成したもので
あってもよい。さらにまた、従来の検波前の電界レベル
を検出して受信系統を選択する手段と本発明を併用すれ
ば受信信号の更なる良質化も期待できる。
利用する受信系統を備えたタイプのダイバーシチ受信装
置を例として説明したが、本発明はこれのみに限定され
るものではなく、周波数ダイバーシチ、角度ダイバーシ
チあるいは偏波ダイバーシチと云った他のダイバーシチ
方式に適用可能なこと明白である。また、実施例ではタ
イミングポイントと該タイミングポイント近傍の２つの
抽出ポイントの相関値より受信信号の優劣を判定するよ
う構成したが、精度等を勘案して抽出ポイント数を増加
することは可能であり、タイミングポイント以外の抽出
ポイントに於ける相関値の分布からビットエラーレート
を推定し受信信号の優劣を判定するよう構成することも
可能である。さらに、実施例に於いては相関を検出する
手段としてＸＯＲゲートを用いたが、入力する２値が一
致した場合と一致しなかった場合とを判定可能なもので
あれば、ＮＸＯＲゲート等の他の回路で構成したもので
あってもよい。さらにまた、従来の検波前の電界レベル
を検出して受信系統を選択する手段と本発明を併用すれ
ば受信信号の更なる良質化も期待できる。
【００１５】
【発明の効果】本発明は、以上説明した如く構成するも
のであるから、ディジタル伝送システムのダイバーシチ
受信装置に於いて比較的単純な回路を構成するのみで受
信信号のビットエラーレートを極限する上で極めて著し
い効果を奏する。
のであるから、ディジタル伝送システムのダイバーシチ
受信装置に於いて比較的単純な回路を構成するのみで受
信信号のビットエラーレートを極限する上で極めて著し
い効果を奏する。
【００１６】
【図１】本発明に係るダイバーシチ受信装置の一実施例
を示す概略ブロック図。
を示す概略ブロック図。
【図２】相関検出器の構成の一例を示す概略ブロック
図。
図。
【図３】ＸＯＲゲートの入出力特性を示す図。
【図４】従来のダイバーシチ受信装置の構成を示す概略
ブロック図。
ブロック図。
【図５】復調過程にある信号のアイパターン。
【図６】抽出ポイントの設定例を示す図。
【図７】（ａ）、（ｂ）は夫々ビットエラーレートとＥ
b／Ｎ0あるいは抽出ポイントとの関係を示す図。
b／Ｎ0あるいは抽出ポイントとの関係を示す図。
【図８】抽出ポイントに対する相関値の分布を示す図。
１、２・・・アンテナ ６、１３、１４・・・復調器 ７、１８・・・切り換え器 ８・・・タイミングポイント １５、１６・・・相関検出器 １７・・・相関比較器
Claims (2)
- 【請求項１】複数の受信系統にて別々に受信した信号
を、前記受信系統毎に復調した後、該復調信号を適宜選
択して出力するダイバーシチ受信装置に於いて、 前記受信系統毎に復調後若しくは復調過程にある信号を
取り出し、この信号に対して単位データ周期（シンボル
周期）毎に予め設定した少なくとも２つの抽出ポイント
にてサンプリングを施すと共に相隣接する抽出ポイント
同士の相関を検出し、各受信系統から得られた相関の大
小に基づき前記復調信号を選択するよう構成したことを
特徴とするダイバーシチ受信装置。 - 【請求項２】前記抽出ポイントが２つであって、その一
方を前記シンボル周期のタイミングポイントに、他方を
該タイミングポイントの近傍に設定したものであること
を特徴とする請求項１記載のダイバーシチ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5192776A JPH0730522A (ja) | 1993-07-06 | 1993-07-06 | ダイバーシチ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5192776A JPH0730522A (ja) | 1993-07-06 | 1993-07-06 | ダイバーシチ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0730522A true JPH0730522A (ja) | 1995-01-31 |
Family
ID=16296830
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5192776A Pending JPH0730522A (ja) | 1993-07-06 | 1993-07-06 | ダイバーシチ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0730522A (ja) |
-
1993
- 1993-07-06 JP JP5192776A patent/JPH0730522A/ja active Pending
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