JPH0726986B2 - 直読精密ディジタル容量計 - Google Patents
直読精密ディジタル容量計Info
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- JPH0726986B2 JPH0726986B2 JP17948789A JP17948789A JPH0726986B2 JP H0726986 B2 JPH0726986 B2 JP H0726986B2 JP 17948789 A JP17948789 A JP 17948789A JP 17948789 A JP17948789 A JP 17948789A JP H0726986 B2 JPH0726986 B2 JP H0726986B2
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- Japan
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- cable
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- meter
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、高周波（1MHz）用ディジタル容量計に関し、
特に、本出願と同一出願人の出願に係る特開昭63−2055
73号公報に記載された直読精密ディジタル容量計の第１
図または第２図におけるC-V変換器の改良に関する。
特に、本出願と同一出願人の出願に係る特開昭63−2055
73号公報に記載された直読精密ディジタル容量計の第１
図または第２図におけるC-V変換器の改良に関する。
従来の技術 従来用いられているC-V変換回路としては、前記特開昭6
3−205573号公報に記載されている如き第８図、第９図
（第９図は第８図の等価回路）に示す回路が一般に使用
されている。
3−205573号公報に記載されている如き第８図、第９図
（第９図は第８図の等価回路）に示す回路が一般に使用
されている。
しかしながら、周波数1MHzのような高周波を使用する場
合には現在市販されている演算増幅器（以下オペアンプ
と略記する）では十分大きな利得（以下ゲインと記す
る）が得られず、従って、オペアンプの入力側から見た
インピーダンスZiは無視し得る程小とならず、1/ωCx＞
＞Ziが成立し難い。この為に、被測定容量Cx対出力の直
線性を阻害し、またしHp端子とGp端子間に入る容量Ｃの
影響による容量計の指示変化が大きく、容量計としての
性能を劣化させている。以下その要因について詳細に説
明する。
合には現在市販されている演算増幅器（以下オペアンプ
と略記する）では十分大きな利得（以下ゲインと記す
る）が得られず、従って、オペアンプの入力側から見た
インピーダンスZiは無視し得る程小とならず、1/ωCx＞
＞Ziが成立し難い。この為に、被測定容量Cx対出力の直
線性を阻害し、またしHp端子とGp端子間に入る容量Ｃの
影響による容量計の指示変化が大きく、容量計としての
性能を劣化させている。以下その要因について詳細に説
明する。
一般に、第10図に示すような反転型オペアンプの帰還回
路にRfなる抵抗が接続されている場合に、高周波におけ
る入力インピーダンスZiは次の式で求められる。
路にRfなる抵抗が接続されている場合に、高周波におけ
る入力インピーダンスZiは次の式で求められる。
但しAo:DCオープンループゲイン ωｏ：第11図のオープンループゲイン周波数特性におけ
る3dB低下の角周波数 従って、第10図における等価インピーダンスZiの抵抗分
Ｒ、リアクタンス分XLは次の（１），（２）式のように
なる。
る3dB低下の角周波数 従って、第10図における等価インピーダンスZiの抵抗分
Ｒ、リアクタンス分XLは次の（１），（２）式のように
なる。
（１），（２）式より現状の高周波用オペアンプの最高
のものに適用してみると、 Rf＝8KΩで・・・・・・（20pFレンジ） XL＝100〜200Ω程度 Ｒ＝３〜６Ω Rf＝800Ωでは・・・・・・（200pF,2000pFレンジ） XL＝10〜20Ω Ｒ＝0.3〜0.6Ω となり、これを直読型容量計としたときに、第12図
（ａ），（ｂ）に示すように Rf＝800ΩでCx＝200pF フルスケール Rf＝8KΩでCx＝20pFのフルスケール リアクタンスXLの影響により、XL＝０としたときに対し フルスケールで約＋２％ 1/2スケールで約＋１％ 1/10スケールで約＋0.2％ の誤差となり、直線性が悪くなる。
のものに適用してみると、 Rf＝8KΩで・・・・・・（20pFレンジ） XL＝100〜200Ω程度 Ｒ＝３〜６Ω Rf＝800Ωでは・・・・・・（200pF,2000pFレンジ） XL＝10〜20Ω Ｒ＝0.3〜0.6Ω となり、これを直読型容量計としたときに、第12図
（ａ），（ｂ）に示すように Rf＝800ΩでCx＝200pF フルスケール Rf＝8KΩでCx＝20pFのフルスケール リアクタンスXLの影響により、XL＝０としたときに対し フルスケールで約＋２％ 1/2スケールで約＋１％ 1/10スケールで約＋0.2％ の誤差となり、直線性が悪くなる。
また、治具や測定システム等を用いたときに必然的に入
るHp端子とアース間の容量Ｃによる誤差ηは近似的に となり、Ｃ＝100pFとすると、誤差ηは約＋10％と大き
な値となる。
るHp端子とアース間の容量Ｃによる誤差ηは近似的に となり、Ｃ＝100pFとすると、誤差ηは約＋10％と大き
な値となる。
また、C-V変換器の帰還回路のRfは原理的には安定な素
子であればどのような素子を使用してもよい。
子であればどのような素子を使用してもよい。
第13図（ａ），（ｂ）は帰還回路に容量Cfと抵抗Rfを並
列に挿入した場合の回路構成とその等価回路を示す図で
ある。
列に挿入した場合の回路構成とその等価回路を示す図で
ある。
第13図（ａ），（ｂ）において、このときのインピーダ
ンスZiはτ＝CfRfが１×10-6以上では となり、これを前記と同じオペアンプに適用すると各レ
ンジにおいては次のようになり Cx＝20pFレンジ・・・・Cf＝20pF 100〜200Ω 6〜−３
Ω抵抗とリアクタンス分はRf型の場合と反対になり、抵
抗Ｒ分が大きくリアクタンス分が小さくなり、これを容
量計（以下Ｃメータと記する）とした場合には、 に対し-XLが小さいのでこの影響は少なくなり、またＲ
の影響は に対して直角ベクトル和となるので、誤差は小さい。し
かしながら、測定ケーブルを用いた場合、20pFレンジで
はＲが100〜200Ωとなるので、インピーダンス50Ωの同
軸ケーブルを用いたときに大きな誤差となり、またアン
プ個々のゲイン差により誤差が変わり不具合を生ずるこ
とが計算値、及び実験の結果より明らかとなった。この
計算式を示すと以下の通りである。
ンスZiはτ＝CfRfが１×10-6以上では となり、これを前記と同じオペアンプに適用すると各レ
ンジにおいては次のようになり Cx＝20pFレンジ・・・・Cf＝20pF 100〜200Ω 6〜−３
Ω抵抗とリアクタンス分はRf型の場合と反対になり、抵
抗Ｒ分が大きくリアクタンス分が小さくなり、これを容
量計（以下Ｃメータと記する）とした場合には、 に対し-XLが小さいのでこの影響は少なくなり、またＲ
の影響は に対して直角ベクトル和となるので、誤差は小さい。し
かしながら、測定ケーブルを用いた場合、20pFレンジで
はＲが100〜200Ωとなるので、インピーダンス50Ωの同
軸ケーブルを用いたときに大きな誤差となり、またアン
プ個々のゲイン差により誤差が変わり不具合を生ずるこ
とが計算値、及び実験の結果より明らかとなった。この
計算式を示すと以下の通りである。
実際には（４）式に示すインピーダンスZiにおいてリア
クタンス分Xiはτを適当に選ぶことにより小さくするこ
とができるのでこれを無視し、第14図に示すようにケー
ブル終端をＲのみとすると、 また で示され、 以上より各ケーブル長による 合計の指示誤差を示すと（但しＲ＝160Ωとする） また、個々のアンプゲイン数を−10％とすると、 となり、ケーブル長0mではアンプゲイン差が−10％で殆
ど指示誤差がないものでもケーブル長3mでは−5.31−
（−4.43）＝−0.88％となる。
クタンス分Xiはτを適当に選ぶことにより小さくするこ
とができるのでこれを無視し、第14図に示すようにケー
ブル終端をＲのみとすると、 また で示され、 以上より各ケーブル長による 合計の指示誤差を示すと（但しＲ＝160Ωとする） また、個々のアンプゲイン数を−10％とすると、 となり、ケーブル長0mではアンプゲイン差が−10％で殆
ど指示誤差がないものでもケーブル長3mでは−5.31−
（−4.43）＝−0.88％となる。
発明が解決しようとする課題 本発明は従来の上記実情に鑑みてなされたものであり、
従って本発明の目的は、従来の技術に内在する上記課題
を解決することを可能とした新規なディジタル容量計を
提供することにある。
従って本発明の目的は、従来の技術に内在する上記課題
を解決することを可能とした新規なディジタル容量計を
提供することにある。
課題を解決するための手段 上記目的を達成する為に、本発明に係る直読精密ディジ
タル容量計は、反転型オペアンプの帰還回路に抵抗（R
f）を挿入した方式C-V変換器において、該オペアンプの
入力端に直列に容量Csを接続し該オペアンプの入力イン
ピーダンスZi＝Ｒ＋jXLのうちの大部分を占めるリアク
タンスjXLをキャンセルし、小抵抗Ｒのみとするように
構成され、その結果被測定容量Cxに対する指示値のリニ
ヤティ誤差を解消し、更にＣメータとして重要な性能の
一つであるHp端子とアース間に入る容量による指示変化
をもなくし得たことを特徴とする。
タル容量計は、反転型オペアンプの帰還回路に抵抗（R
f）を挿入した方式C-V変換器において、該オペアンプの
入力端に直列に容量Csを接続し該オペアンプの入力イン
ピーダンスZi＝Ｒ＋jXLのうちの大部分を占めるリアク
タンスjXLをキャンセルし、小抵抗Ｒのみとするように
構成され、その結果被測定容量Cxに対する指示値のリニ
ヤティ誤差を解消し、更にＣメータとして重要な性能の
一つであるHp端子とアース間に入る容量による指示変化
をもなくし得たことを特徴とする。
更に、本発明は、既知の測定ケーブルを用いたときに三
つのケーブル中Hpケーブルの送端より見たインピーダン
スZiが になることによりＣメータの誤差の要因となるリアクタ
ンス分 を満足する容量Cs′を前記容量Csに直列に接続して構成
され、しかして、ケーブル長による被測定容量のリニヤ
リティ誤差及びHpケーブルの先端とアース間に入る容量
による指示変化を僅少となし得ることを特徴とする。
つのケーブル中Hpケーブルの送端より見たインピーダン
スZiが になることによりＣメータの誤差の要因となるリアクタ
ンス分 を満足する容量Cs′を前記容量Csに直列に接続して構成
され、しかして、ケーブル長による被測定容量のリニヤ
リティ誤差及びHpケーブルの先端とアース間に入る容量
による指示変化を僅少となし得ることを特徴とする。
実施例 次に本発明をその好ましい一実施例について図面を参照
しながら具体的に説明する。
しながら具体的に説明する。
第１図は本第１の発明の一実施例を示すブロック構成
図、第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）は本発明の主要部を
示す回路構成図、等価回路である。
図、第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）は本発明の主要部を
示す回路構成図、等価回路である。
第１図を参照するに、本第１の発明の一実施例は、被測
定容量Cxに一定のAC信号電圧を印加する例えば1MHzのAC
信号電源11及び変成器12と、被測定容量Cxに接続され該
容量Cxに比例した出力電圧を発生するC-V変換器13と、C
-V変換器13の測定側出力とAC信号電源11から得られる基
準電圧を切替えて出力する電子スイッチ14と、電子スイ
ッチ14から出力される電圧を増幅する例えば1MHzの同調
増幅器15と、増幅器15のAC出力をDC電圧に変換するAC/D
C変換器16と、AC/DC変換器16のDC出力をディジタル信号
に変換するA/D変換器17と、該A/D変換器17の出力を表示
する表示装置18とを含み構成される。
定容量Cxに一定のAC信号電圧を印加する例えば1MHzのAC
信号電源11及び変成器12と、被測定容量Cxに接続され該
容量Cxに比例した出力電圧を発生するC-V変換器13と、C
-V変換器13の測定側出力とAC信号電源11から得られる基
準電圧を切替えて出力する電子スイッチ14と、電子スイ
ッチ14から出力される電圧を増幅する例えば1MHzの同調
増幅器15と、増幅器15のAC出力をDC電圧に変換するAC/D
C変換器16と、AC/DC変換器16のDC出力をディジタル信号
に変換するA/D変換器17と、該A/D変換器17の出力を表示
する表示装置18とを含み構成される。
電子スイッチ14は半導体素子S1,S2,S3,S4により構成さ
れ、半導体素子S1,S2が測定側のときに“ON"、基準側の
ときには“OFF"、半導体素子S3,S4が基準側のときに“O
N"、基準側のときに“OFF"となるように一定の周波数に
より切替え作動させられて、測定側（Ｍ）と基準（レフ
ァレンス）側（Ｒ）出力を交互に出力するものである。
れ、半導体素子S1,S2が測定側のときに“ON"、基準側の
ときには“OFF"、半導体素子S3,S4が基準側のときに“O
N"、基準側のときに“OFF"となるように一定の周波数に
より切替え作動させられて、測定側（Ｍ）と基準（レフ
ァレンス）側（Ｒ）出力を交互に出力するものである。
しかして、被測定容量Cxに比例した測定側出力は基準電
圧及び電子スイッチ14によって補償されて、同調増幅器
15、AC/DC変換器及びA/D変換器17を通してディジタル信
号に変換されて表示装置18に表示される。
圧及び電子スイッチ14によって補償されて、同調増幅器
15、AC/DC変換器及びA/D変換器17を通してディジタル信
号に変換されて表示装置18に表示される。
上記構成によれば、C-V変換器のすぐ後に電子切替スイ
ッチを設け、測定側と基準側の出力を同一の増幅器、AC
-DC変換器、A/D変換器、即ち同一の径路を通して伝送し
ているので、経年変化または部品の劣化等により誤差を
生ずることが回避される。
ッチを設け、測定側と基準側の出力を同一の増幅器、AC
-DC変換器、A/D変換器、即ち同一の径路を通して伝送し
ているので、経年変化または部品の劣化等により誤差を
生ずることが回避される。
半導体スイッチの切替え時間は数100ns以下であり、測
定時間には無視できる。最も時間のかかるのはスイッチ
切替えによる増幅器回路のセットリングタイムである
が、周波数1MHzではこれも200μｓ程度にすることが容
易なので、高速のA/D変換器を用いると全体の計測時間
は1ms程度とすることも可能であって、1000回／秒の高
速計測が可能である。
定時間には無視できる。最も時間のかかるのはスイッチ
切替えによる増幅器回路のセットリングタイムである
が、周波数1MHzではこれも200μｓ程度にすることが容
易なので、高速のA/D変換器を用いると全体の計測時間
は1ms程度とすることも可能であって、1000回／秒の高
速計測が可能である。
本第１の発明の特徴は、第１図において、被測定容量Cx
の測定端子HpとC-V変換器13の入力端子との間にＬ補償
回路19が接続されていることである。Ｌ補償回路19はC-
V変換器13の入力側に直列に挿入される容量Csと容量Cs
に並列に接続された抵抗Rsにより構成されている。抵抗
Rsは、バイアス電圧Ｅが被測定容量Cxに加えられるよう
にする為に必要に応じて挿入されるものであり、 が成立するように選択される。
の測定端子HpとC-V変換器13の入力端子との間にＬ補償
回路19が接続されていることである。Ｌ補償回路19はC-
V変換器13の入力側に直列に挿入される容量Csと容量Cs
に並列に接続された抵抗Rsにより構成されている。抵抗
Rsは、バイアス電圧Ｅが被測定容量Cxに加えられるよう
にする為に必要に応じて挿入されるものであり、 が成立するように選択される。
本発明の上記構成によれば、第２図（ａ）→（ｂ）→
（ｃ）の等価回路に示すように、XL＝1/ωCsとすること
によりリアクタンスXLを容量Csによって打ち消し、同図
（ｃ）に示すようにオペアンプの入力インピーダンスZi
を小抵抗Ｒのみとすることが可能となる。従って、被測
定容量Cxの指示値のリニアリティの改善はもとより、Hp
端子−アース間に入る容量Ｃの影響も大きく改善され、
また測定ケーブルを用いたときの影響も最少レンジ20pF
レンジにおいてもＲ＜数Ω（200pFレンジにおいてはＲ
＜0.数Ω）となるので、1/ωCx≫Ｒとなり、これによる
誤差は殆どなくなる。更にまた増幅器個々のゲイン差に
よる影響もなくなる。
（ｃ）の等価回路に示すように、XL＝1/ωCsとすること
によりリアクタンスXLを容量Csによって打ち消し、同図
（ｃ）に示すようにオペアンプの入力インピーダンスZi
を小抵抗Ｒのみとすることが可能となる。従って、被測
定容量Cxの指示値のリニアリティの改善はもとより、Hp
端子−アース間に入る容量Ｃの影響も大きく改善され、
また測定ケーブルを用いたときの影響も最少レンジ20pF
レンジにおいてもＲ＜数Ω（200pFレンジにおいてはＲ
＜0.数Ω）となるので、1/ωCx≫Ｒとなり、これによる
誤差は殆どなくなる。更にまた増幅器個々のゲイン差に
よる影響もなくなる。
次に、測定ケーブルの影響について検討するに、第４図
においてケーブル（１）21による影響はCx端子Lp点の電
圧は被測定容量Cxによって変化するが、基準電圧用のケ
ーブル（２）22が同じLp点からとられているのでケーブ
ル（１）21と同じ変化をするから影響はない。
においてケーブル（１）21による影響はCx端子Lp点の電
圧は被測定容量Cxによって変化するが、基準電圧用のケ
ーブル（２）22が同じLp点からとられているのでケーブ
ル（１）21と同じ変化をするから影響はない。
ケーブル（２）22は第５図に示す送端電圧Esと受端電圧
ERの関係を考えればよい。即ち、 Zo…ケーブル特性インピーダンスで50Ω Zr…本Ｃメータでは500Ω ｌ…ケーブル長1m λｇ…200m（線路波長） とすれば、（７）式は となり、誤差は1m・・・＋0.05％ 2m・・・＋0.2％であ
るがこれは基準側の電圧となるのでＣメータとしての誤
差は負となる。
ERの関係を考えればよい。即ち、 Zo…ケーブル特性インピーダンスで50Ω Zr…本Ｃメータでは500Ω ｌ…ケーブル長1m λｇ…200m（線路波長） とすれば、（７）式は となり、誤差は1m・・・＋0.05％ 2m・・・＋0.2％であ
るがこれは基準側の電圧となるのでＣメータとしての誤
差は負となる。
次に第４図におけるケーブル（３）23による影響は次の
ようにして求められる。C-V変換器は第12図の方式でも
第13図の方式でも入力インピーダンスZiはＲのみとなし
得るので、第６図のように置き換えられる。この図にお
いて被測定容量Cxに対する電流iRの関係を求めればよ
い。これを求めるには先ずケーブル送端から見たインピ
ーダンスZiを求め、被測定容量Cxのインピーダンスに比
べ無視し得る程小さいかを調べ（ix誤差）、次に電流ix
に対する電流iRの関係がケーブル長が０のときとlmでど
う変化するかを計算すればよい。
ようにして求められる。C-V変換器は第12図の方式でも
第13図の方式でも入力インピーダンスZiはＲのみとなし
得るので、第６図のように置き換えられる。この図にお
いて被測定容量Cxに対する電流iRの関係を求めればよ
い。これを求めるには先ずケーブル送端から見たインピ
ーダンスZiを求め、被測定容量Cxのインピーダンスに比
べ無視し得る程小さいかを調べ（ix誤差）、次に電流ix
に対する電流iRの関係がケーブル長が０のときとlmでど
う変化するかを計算すればよい。
Zi（ix誤差） インピーダンスZiは次式で求められる。
C-V変換器が第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すよう
に帰還回路をRfとし、入力インダクタンス消去用容量Cs
を挿入した方式では抵抗Ｒは数Ω以下となるので、ケー
ブル長3m以下では（９）式は となり、抵抗分はＲに等しく、リアクタンス分はＲに関
係なくインダクディブとなり、従ってレンジに関係なく となる。この50Ωの同軸ケーブルを用いたときに 1m・・・・・・1.571 Ω 2m・・・・・・3.146 Ω 3m・・・・・・4.726 Ω で、これは増幅器の特性には左右されないケーブル長に
よってのみ決まる定数となし得るのでレンジにも関係し
ない。
に帰還回路をRfとし、入力インダクタンス消去用容量Cs
を挿入した方式では抵抗Ｒは数Ω以下となるので、ケー
ブル長3m以下では（９）式は となり、抵抗分はＲに等しく、リアクタンス分はＲに関
係なくインダクディブとなり、従ってレンジに関係なく となる。この50Ωの同軸ケーブルを用いたときに 1m・・・・・・1.571 Ω 2m・・・・・・3.146 Ω 3m・・・・・・4.726 Ω で、これは増幅器の特性には左右されないケーブル長に
よってのみ決まる定数となし得るのでレンジにも関係し
ない。
以上ケーブルを付したときの誤差をix誤差とすると、ix
誤差は抵抗分によるものは に対しベクトル和となるので無視し得る程小さい。
誤差は抵抗分によるものは に対しベクトル和となるので無視し得る程小さい。
しかしながら、リアクタンス分によるものは、直接代数
的和になるので、誤差を生じ、例えば2000pFレンジでの
誤差は次の通りである。
的和になるので、誤差を生じ、例えば2000pFレンジでの
誤差は次の通りである。
1000pFレンジではこの誤差の1/2となり、被測定容量Cx
に逆比例して小となる。200pFレンジではRfを等しくと
った場合被測定容量Cxのリアクタンスが10倍となるの
で、このケーブルによる誤差は1/10となる。
に逆比例して小となる。200pFレンジではRfを等しくと
った場合被測定容量Cxのリアクタンスが10倍となるの
で、このケーブルによる誤差は1/10となる。
また、誤差は物理的に決まる値であるから補正も可能で
ある。
ある。
iR（iR誤差） 第６図において で求められる。（９）式でＲがZo（50Ω）の1/10以下で
あれば、 となる。（12）式と（８）式は等しく、（８）式はケー
ブル２（基準側）による影響で誤差は（12）式と極性が
反対となるのでキャンセルされて０となり、全ケーブル
の影響は（10）式で示されるリアクタンス分によりるix
誤差のみとなる。
あれば、 となる。（12）式と（８）式は等しく、（８）式はケー
ブル２（基準側）による影響で誤差は（12）式と極性が
反対となるのでキャンセルされて０となり、全ケーブル
の影響は（10）式で示されるリアクタンス分によりるix
誤差のみとなる。
しかしながら、この誤差は補正可能とはいえ大きすぎる
ことと、更にＣメータとして重要な性能であるHp端子と
アース間に入る容量（ｃ）の影響を劣化させる。
ことと、更にＣメータとして重要な性能であるHp端子と
アース間に入る容量（ｃ）の影響を劣化させる。
このケーブルによる誤差をなくするには各ケーブル長毎
に なるリアタンス即ちＣリアクタンスをケーブルの先端に
直列に挿入することで補正が達せられる。しかるに、ケ
ーブル先端に挿入することはＣメータの構造上、また取
扱上困難であるが、ケーブル終端にはＣメータの内部に
入れられるので容易であり、ケーブル終端に挿入すると
iR誤差 が生ずる。
に なるリアタンス即ちＣリアクタンスをケーブルの先端に
直列に挿入することで補正が達せられる。しかるに、ケ
ーブル先端に挿入することはＣメータの構造上、また取
扱上困難であるが、ケーブル終端にはＣメータの内部に
入れられるので容易であり、ケーブル終端に挿入すると
iR誤差 が生ずる。
となり、この誤差は 1m・・・・・・−0.05％ 2m・・・・・・−0.2％ でEr/Ex誤差と加えられるようになり、ケーブルによる
全誤差は 1m・・・・・・−0.1％ 2m・・・・・・−0.4％ となる。しかしながら、補償前に比べれば遥かに小さな
値となる。
全誤差は 1m・・・・・・−0.1％ 2m・・・・・・−0.4％ となる。しかしながら、補償前に比べれば遥かに小さな
値となる。
第３図はかくして得られたＬ補償回路とケーブル補償回
路を付した本第２の発明の具体的な回路構成図である。
路を付した本第２の発明の具体的な回路構成図である。
第３図において、容量Cs1，Cs2はレンジ切替抵抗Rf1，R
f2に応じてＬ補償を行う為のものであり、Ｌ補償が完全
かどうかを調べるにはケーブル補償スイッチ（レンジ切
替スイッチ）20を0mにし、Hp端子に高周波ミリボルトメ
ータを接続してミリボルトメータが最小値を示すように
容量Cs1，Cs2を調整する。
f2に応じてＬ補償を行う為のものであり、Ｌ補償が完全
かどうかを調べるにはケーブル補償スイッチ（レンジ切
替スイッチ）20を0mにし、Hp端子に高周波ミリボルトメ
ータを接続してミリボルトメータが最小値を示すように
容量Cs1，Cs2を調整する。
ケーブル補償の適否を調べるにはミリボルトメータをHp
ケーブルのCx端子側に接続して最小値をみればよい。抵
抗Rs1〜Rs4はバイアス電圧が被測定容量Cxに与えられる
為のものであり、実質的な影響がないような の値に選定すればよい。
ケーブルのCx端子側に接続して最小値をみればよい。抵
抗Rs1〜Rs4はバイアス電圧が被測定容量Cxに与えられる
為のものであり、実質的な影響がないような の値に選定すればよい。
発明の効果 本発明は以上の如く構成され、作用するものであり、本
発明によれば以下に示す効果が得られる。
発明によれば以下に示す効果が得られる。
第１の発明によれば、C-V変換器のオペアンプの入力イ
ンピーダンスZi＝Ｒ＋jXLのうちの大部分を占めるリア
クタンスJXLをＬ補償用容量Csを用いてキャンセルする
ことにより小抵抗Ｒのみとし、それによって被測定容量
Cxに対する指示値のリニアリティ誤差を解消することが
でき、更にＣメータとして重要な性能の一つであるHp端
子とアース間に入る容量による指示変化をもなくすこと
が可能となる。
ンピーダンスZi＝Ｒ＋jXLのうちの大部分を占めるリア
クタンスJXLをＬ補償用容量Csを用いてキャンセルする
ことにより小抵抗Ｒのみとし、それによって被測定容量
Cxに対する指示値のリニアリティ誤差を解消することが
でき、更にＣメータとして重要な性能の一つであるHp端
子とアース間に入る容量による指示変化をもなくすこと
が可能となる。
第２の発明によれば、前記Ｌ補償用容量Csに、Ｃメータ
の誤差の要因となるリアクタンス分 を満足する容量Cs′を直列に接続することにより、ケー
ブル長による被測定容器Cxのリニアリティ誤差及びHpケ
ーブルの先端とアース間に入る容量による指示変化を僅
少になし得る効果が発生する。
の誤差の要因となるリアクタンス分 を満足する容量Cs′を直列に接続することにより、ケー
ブル長による被測定容器Cxのリニアリティ誤差及びHpケ
ーブルの先端とアース間に入る容量による指示変化を僅
少になし得る効果が発生する。
第１図は第１の発明の一実施例を示す回路構成図、第２
図（ａ）〜（ｃ）は第１の発明を説明する為の回路図、
第３図は第２の発明の一実施例を示す回路構成図、第４
図〜第７図は第２の発明を説明する為の回路図、第８図
〜第14図は従来の技術を説明する為の回路図である。 11……電源、12……変成器、13……C-V変換器、14……
電子スイッチ、15……同調増幅器、16……AC/DC変換
器、17……A/D変換器、18……表示装置、19……Ｌ補償
回路、20……レンジ切替スイッチ、21……ケーブル１、
22……ケーブル２、23……ケーブル３、24……ケーブル
補償回路
図（ａ）〜（ｃ）は第１の発明を説明する為の回路図、
第３図は第２の発明の一実施例を示す回路構成図、第４
図〜第７図は第２の発明を説明する為の回路図、第８図
〜第14図は従来の技術を説明する為の回路図である。 11……電源、12……変成器、13……C-V変換器、14……
電子スイッチ、15……同調増幅器、16……AC/DC変換
器、17……A/D変換器、18……表示装置、19……Ｌ補償
回路、20……レンジ切替スイッチ、21……ケーブル１、
22……ケーブル２、23……ケーブル３、24……ケーブル
補償回路
Claims (2)
- 【請求項１】反転型演算増幅器の帰還回路に抵抗Rfを挿
入した方式のC-V変換器を有する直読精密ディジタル容
量計において、前記演算増幅器の入力端に直列に容量Cs
を接続し、該演算増幅器の入力インピーダンスZi Zi＝Ｒ＋jXL のうちの大部分を占めるjXLをキャンセルして小抵抗Ｒ
のみとしたことを特徴とする直読精密ディジタル容量
計。 - 【請求項２】前記演算増幅器の入力端に既知の測定ケー
ブルを用いたときに三個のケーブルのうちHpケーブルの
送端より見たインピーダンスZi′ 但しZo：ケーブル特性インピーダンス l:ケーブル長 λg:線路波長 のうち容量計の誤差の要因となるリアルタンス分 を満足する容量Cs′を前記容量Csに直列に接続したこと
を特徴とする請求項（１）に記載の直読精密ディジタル
容量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17948789A JPH0726986B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 直読精密ディジタル容量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17948789A JPH0726986B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 直読精密ディジタル容量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0344568A JPH0344568A (ja) | 1991-02-26 |
| JPH0726986B2 true JPH0726986B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=16066688
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17948789A Expired - Lifetime JPH0726986B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 直読精密ディジタル容量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0726986B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3179063B2 (ja) | 1998-11-06 | 2001-06-25 | 株式会社ソニー・コンピュータエンタテインメント | ストラップ |
-
1989
- 1989-07-12 JP JP17948789A patent/JPH0726986B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0344568A (ja) | 1991-02-26 |
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