JPH0344568A - 直読精密ディジタル容量計 - Google Patents
直読精密ディジタル容量計Info
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- JPH0344568A JPH0344568A JP17948789A JP17948789A JPH0344568A JP H0344568 A JPH0344568 A JP H0344568A JP 17948789 A JP17948789 A JP 17948789A JP 17948789 A JP17948789 A JP 17948789A JP H0344568 A JPH0344568 A JP H0344568A
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 16
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 11
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 8
- 229920000136 polysorbate Polymers 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 2
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
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- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、高周波（ＩＭＩＩＺ）用ディジタル容量計に
関し、特に、本出願と同一出願人の出願に係る特願昭６
２−３７６６３号明細書に記載された直読精密ディジタ
ル容量計の第１図または第２図におけるＣ−ｖ変換器の
改良に関する。
関し、特に、本出願と同一出願人の出願に係る特願昭６
２−３７６６３号明細書に記載された直読精密ディジタ
ル容量計の第１図または第２図におけるＣ−ｖ変換器の
改良に関する。
従来の技術
従来用いられているＣ−■変換回路としては、前記特願
昭６２−３７６６３号明細書に記載されている如き第８
図、第９図（第９図は第８図の等価回路）に示す回路が
一般に使用されている。
昭６２−３７６６３号明細書に記載されている如き第８
図、第９図（第９図は第８図の等価回路）に示す回路が
一般に使用されている。
しかしながら、周波数ＩＭＨ２のような高周波を使用す
る場合には現在市販されている演算増幅器（以下オペア
ンプと略記する）では十分大きな利得（以下ゲインと記
する）が得られず、従って、オペアンプの入力側から見
たインピーダンスＺｉは無視し得る程小とならず、ｌ／
ωＣｘ＞＞Ｚｉが成立し難い、この為に、被測定容量Ｃ
Ｘ対出力の直線性を阻害し、またＩｌｐ端子とｃｐ端子
間に入る容量Ｃの影響による容量計の指示変化が大きく
、容量計としての性能を劣化させている。以下その要因
について詳細に説明する。
る場合には現在市販されている演算増幅器（以下オペア
ンプと略記する）では十分大きな利得（以下ゲインと記
する）が得られず、従って、オペアンプの入力側から見
たインピーダンスＺｉは無視し得る程小とならず、ｌ／
ωＣｘ＞＞Ｚｉが成立し難い、この為に、被測定容量Ｃ
Ｘ対出力の直線性を阻害し、またＩｌｐ端子とｃｐ端子
間に入る容量Ｃの影響による容量計の指示変化が大きく
、容量計としての性能を劣化させている。以下その要因
について詳細に説明する。
−ｍに、第１０図に示すような反転型オペアンプの帰還
回路にＲｆなる抵抗が接続されている場合に、高周波に
おける入力インピーダンスＺｉは次の式で求められる。
回路にＲｆなる抵抗が接続されている場合に、高周波に
おける入力インピーダンスＺｉは次の式で求められる。
＃Ｏ
但しＡｏ： ＤＣオープンループゲイン曽。：第１１図
のオープンループゲイン周波数特性における３ｄＢ低下
の角周波数 、’、Ｚｉ＝ Ｏ １） ― １＋ｊ − ω０ 従って、第１０図における等価インピーダンスＺｉの抵
抗分Ｒ、リアクタンス分ＸＬは次の（１）、（２）式％
式％ （１）、（２）式より現状の高周波用オペアンプの最高
のものに適用してみると、 Ｒｆ＝ ８ ＫΩで”−・−（２００ｐＦレンジ）ｘｔ
＝ １００〜２００Ω程度 Ｒ＝３〜６Ω Ｒｆ＝８０００では・・・・・・（２００ｐＦ、２００
０ｐＦレンジ〉ＸＬ＝ １０〜２０Ｑ Ｒ＝ ０．３ 〜０．６ Ω となり、これを直読型容量計としたときに、第１２図（
ａ）、（ｂ）に示すように Ｒｆ＝８００ΩでＣｘ＝２００ｐＦフルスケールＲｆ＝
８にΩでＣｘ＝２０ｐＦのフルスクールリアクタンスＸ
Ｌの影響により、Ｘｔ＝０としたときに対し フルスケールで約＋２％ １／２スケールで約＋１％ １／１０スケールで約＋０．２％ の誤差となり、直線性が悪くなる。
のオープンループゲイン周波数特性における３ｄＢ低下
の角周波数 、’、Ｚｉ＝ Ｏ １） ― １＋ｊ − ω０ 従って、第１０図における等価インピーダンスＺｉの抵
抗分Ｒ、リアクタンス分ＸＬは次の（１）、（２）式％
式％ （１）、（２）式より現状の高周波用オペアンプの最高
のものに適用してみると、 Ｒｆ＝ ８ ＫΩで”−・−（２００ｐＦレンジ）ｘｔ
＝ １００〜２００Ω程度 Ｒ＝３〜６Ω Ｒｆ＝８０００では・・・・・・（２００ｐＦ、２００
０ｐＦレンジ〉ＸＬ＝ １０〜２０Ｑ Ｒ＝ ０．３ 〜０．６ Ω となり、これを直読型容量計としたときに、第１２図（
ａ）、（ｂ）に示すように Ｒｆ＝８００ΩでＣｘ＝２００ｐＦフルスケールＲｆ＝
８にΩでＣｘ＝２０ｐＦのフルスクールリアクタンスＸ
Ｌの影響により、Ｘｔ＝０としたときに対し フルスケールで約＋２％ １／２スケールで約＋１％ １／１０スケールで約＋０．２％ の誤差となり、直線性が悪くなる。
また、治具や測定システム等を用いたときに必然的に入
る１１ρ端子とアース間の容量Ｃによる誤差ηは近似的
に となり、Ｃ＝ １００ｐＦとすると、誤差ηは約＋ｌＯ
％と大きな値となる。
る１１ρ端子とアース間の容量Ｃによる誤差ηは近似的
に となり、Ｃ＝ １００ｐＦとすると、誤差ηは約＋ｌＯ
％と大きな値となる。
また、Ｃ−ｖ変換器の帰還回路のＲｆは原理的には安定
な素子であればどのような素子を使用してもよい。
な素子であればどのような素子を使用してもよい。
第１３図（ａ）、（ｂ）は帰還回路に容ｆｉＣｆと抵抗
Ｒｆを並列に挿入した場合の回路構成とその等価回路を
示す図である。
Ｒｆを並列に挿入した場合の回路構成とその等価回路を
示す図である。
第１３図（ａ）、（ｂ）において、このときのインピー
ダンスＺｉはτ＝ ＣｆＲｆがｌＸｌ０−６以上ではと
なり、これを前記と同じオペアンプに適用すると各レン
ジにおいては次のようになり ＲＸＩ。
ダンスＺｉはτ＝ ＣｆＲｆがｌＸｌ０−６以上ではと
なり、これを前記と同じオペアンプに適用すると各レン
ジにおいては次のようになり ＲＸＩ。
ＣＸ”２００ＰＦＬ／ ンジ−Ｃｒ＝２００ｐＦ １
０−２０Ω０．６−０．３ΩＣ，＝２０ｐＦレンジ・・
・・Ｃｆ＝２０ＰＦ １００〜２００Ω６〜３Ω抵抗
とりアクタンス分はＲｆ型の場合と反対になり、抵抗Ｒ
分が大きくリアクタンス分が小さくなり、これを容量計
（以下Ｃメータと記する）としま た場合には、 に対し−ＸＬが小さいのでこの・Ｃ
Ｘ て直角ベクトル和となるので、誤差は小さい、しかしな
がら、測定ケーブルを用いた場合、２０ ｐＦレンジで
はＲが１００〜２００Ωとなるので、インピーダンス５
０Ωの同軸ケーブルを用いたときに大きな誤差となり、
またアンプ個々のゲイン差により誤差が変わり不具合を
生ずることが計算値、及び実験の結果より明らかとなっ
た。この計算式を示すと以下の通りである。
０−２０Ω０．６−０．３ΩＣ，＝２０ｐＦレンジ・・
・・Ｃｆ＝２０ＰＦ １００〜２００Ω６〜３Ω抵抗
とりアクタンス分はＲｆ型の場合と反対になり、抵抗Ｒ
分が大きくリアクタンス分が小さくなり、これを容量計
（以下Ｃメータと記する）としま た場合には、 に対し−ＸＬが小さいのでこの・Ｃ
Ｘ て直角ベクトル和となるので、誤差は小さい、しかしな
がら、測定ケーブルを用いた場合、２０ ｐＦレンジで
はＲが１００〜２００Ωとなるので、インピーダンス５
０Ωの同軸ケーブルを用いたときに大きな誤差となり、
またアンプ個々のゲイン差により誤差が変わり不具合を
生ずることが計算値、及び実験の結果より明らかとなっ
た。この計算式を示すと以下の通りである。
実際には（４〉式に示すインピーダンスＺｉにおいてリ
アクタンス分Ｘｉはτを適当に選ぶことにより小さくす
ることができるのでこれを無視し、第１４図に示すよう
にケーブル終端をＲのみとすると、ＺＯ１ｇ で示され、 の指示誤差を示すと ケーブル長 ０ｍ Ｒ１１６０Ω １０ ｉ＾ 一誤差 Ｏ Ｘ （但しＲ＝１６０Ωとする） １ ｍ ２ ｍ ３ ｒｎ １６０Ω １６０Ω １６０Ω −１４，５２Ω −２９，１００−４３，６７（１−０
，４５％ −１，７７％ −３，８６％ 合計指示誤差 −０，０２１ −０，６５％ −２，１５％ −４，４３Ｘ また、個々のアンプゲイン数を一１０％とすると、 ケーブル長 Ｏｍ １ｍ ２ｍ ３ｍＲ
１１７６Ｇ １７６Ｑ １７６Ω １７６Ω
Ｘｉ Ｏ−１５，９７０−３２，０１Ｇ−４８
，０４ＱＢ −Ｊ差０ −０．５６％ −２，１７Ｘ −４，
６９Ｘｘ 合計誤差 −０，０２４％ −０，７８％ −２，５
９％ −５，３１％となり、ケーブル４％ Ｏｍではア
ンプゲイン差が一１０％で殆ど指示誤差がないものでも
ケーブル長３ｍでは−５，３ｌ−（−４，４３）＝−０
，８８％となる。
アクタンス分Ｘｉはτを適当に選ぶことにより小さくす
ることができるのでこれを無視し、第１４図に示すよう
にケーブル終端をＲのみとすると、ＺＯ１ｇ で示され、 の指示誤差を示すと ケーブル長 ０ｍ Ｒ１１６０Ω １０ ｉ＾ 一誤差 Ｏ Ｘ （但しＲ＝１６０Ωとする） １ ｍ ２ ｍ ３ ｒｎ １６０Ω １６０Ω １６０Ω −１４，５２Ω −２９，１００−４３，６７（１−０
，４５％ −１，７７％ −３，８６％ 合計指示誤差 −０，０２１ −０，６５％ −２，１５％ −４，４３Ｘ また、個々のアンプゲイン数を一１０％とすると、 ケーブル長 Ｏｍ １ｍ ２ｍ ３ｍＲ
１１７６Ｇ １７６Ｑ １７６Ω １７６Ω
Ｘｉ Ｏ−１５，９７０−３２，０１Ｇ−４８
，０４ＱＢ −Ｊ差０ −０．５６％ −２，１７Ｘ −４，
６９Ｘｘ 合計誤差 −０，０２４％ −０，７８％ −２，５
９％ −５，３１％となり、ケーブル４％ Ｏｍではア
ンプゲイン差が一１０％で殆ど指示誤差がないものでも
ケーブル長３ｍでは−５，３ｌ−（−４，４３）＝−０
，８８％となる。
発明が解決しようとする課題
本発明は従来の上記実情に鑑みてなされたものであり、
従って本発明の目的は、従来の技術に内在する上記課題
を解決することを可能とした新規なディジタル容量計を
提供することにある。
従って本発明の目的は、従来の技術に内在する上記課題
を解決することを可能とした新規なディジタル容量計を
提供することにある。
課題を解決するための手段
上記目的を達成する為に、本発明に係る直読精密ディジ
タル容量計は、反転型オペアンプの帰還回路に抵抗（Ｒ
ｆ）を挿入した方式のＣ−Ｖ変換器において、該オペア
ンプの入力端に直列に容量ｃｓを接続し該オペアンプの
入力インピーダンスＺｉ二Ｒ＋ｊＸｔのうちの大部分を
占めるリアクタンスＪＸｉ、をキャンセルし、小抵抗Ｒ
のみとするように構成され、その結果被測定容Ｊｉｃｘ
に対する指示値のリニャリティ誤差を解消し、更にＣメ
ータとして重要な性能の−っであるＨｐ端子とアース間
に入る容量による指示変化をもなくし得たことを特徴と
する。
タル容量計は、反転型オペアンプの帰還回路に抵抗（Ｒ
ｆ）を挿入した方式のＣ−Ｖ変換器において、該オペア
ンプの入力端に直列に容量ｃｓを接続し該オペアンプの
入力インピーダンスＺｉ二Ｒ＋ｊＸｔのうちの大部分を
占めるリアクタンスＪＸｉ、をキャンセルし、小抵抗Ｒ
のみとするように構成され、その結果被測定容Ｊｉｃｘ
に対する指示値のリニャリティ誤差を解消し、更にＣメ
ータとして重要な性能の−っであるＨｐ端子とアース間
に入る容量による指示変化をもなくし得たことを特徴と
する。
更に、本発明は、既知の測定ケーブルを用いたときに三
つのケーブル中Ｈｐケーブルの送端より見たインピーダ
ンスＸｉが ｗｌ Ｚｉ”：ＲｆｊＺ（Ｉｔａｎ − １ｇ になることによりＣメツ夕の誤差の要因となるリアクタ
ンス分 を満足する容量ｃｓ″を前記容量ＣＳに直列に接続して
構成され、しかして、ケーブル長による被測定容量のリ
ニアリテイ誤差及びＨｐケーブルの先端とアース間に入
る容量による指示変化を僅少となし得ることを特徴とす
る。
つのケーブル中Ｈｐケーブルの送端より見たインピーダ
ンスＸｉが ｗｌ Ｚｉ”：ＲｆｊＺ（Ｉｔａｎ − １ｇ になることによりＣメツ夕の誤差の要因となるリアクタ
ンス分 を満足する容量ｃｓ″を前記容量ＣＳに直列に接続して
構成され、しかして、ケーブル長による被測定容量のリ
ニアリテイ誤差及びＨｐケーブルの先端とアース間に入
る容量による指示変化を僅少となし得ることを特徴とす
る。
実施例
次に本発明をその好ましい一実施例について図面を参照
しながら具体的に説明する。
しながら具体的に説明する。
第１図は本草１の発明の一実施例を示すブロック構成図
、第２図（ａ）、 （ｂ）、 （ｃ）は本発明の主要部
を示す回路構成図、等価回路である。
、第２図（ａ）、 （ｂ）、 （ｃ）は本発明の主要部
を示す回路構成図、等価回路である。
第１図を参照するに、本草１の発明の一実施例は、被測
定容量ｅｘに一定のＡＣ信号電圧を印加する例えばＩ
Ｍｌ（ＺのＡＣ信号電源１１及び変成器１２と、被測定
容１１ｃｘに接続され該容量Ｃｘに比例した出力電圧を
発生するＣ−Ｖ変換器１３と−Ｃ−Ｖ変換器１３の測定
側出力とＡＣ信号電源１１から得られる基準電圧を切替
えて出力する電子スイッチ１４と、電子スイッチ１４か
ら出力される電圧を増幅する飼えば１ ｇｏｚの同調増
幅器１５と、増幅器１５のＡＣ出力をＤＣ電圧に変換す
るＡＣ／ＤＣ変換器１６と、ＡＣ／ＤＣ変換器１６のＤ
Ｃ出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ ＩＲ換器１
７と、該Ａ／Ｄ変換器１７の出力を表示する表示装置１
８とを含み構成される。
定容量ｅｘに一定のＡＣ信号電圧を印加する例えばＩ
Ｍｌ（ＺのＡＣ信号電源１１及び変成器１２と、被測定
容１１ｃｘに接続され該容量Ｃｘに比例した出力電圧を
発生するＣ−Ｖ変換器１３と−Ｃ−Ｖ変換器１３の測定
側出力とＡＣ信号電源１１から得られる基準電圧を切替
えて出力する電子スイッチ１４と、電子スイッチ１４か
ら出力される電圧を増幅する飼えば１ ｇｏｚの同調増
幅器１５と、増幅器１５のＡＣ出力をＤＣ電圧に変換す
るＡＣ／ＤＣ変換器１６と、ＡＣ／ＤＣ変換器１６のＤ
Ｃ出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ ＩＲ換器１
７と、該Ａ／Ｄ変換器１７の出力を表示する表示装置１
８とを含み構成される。
電子スイッチ１４は半導体素子ＳＬ 、Ｓ２．Ｓ３．Ｓ
４により構成され、半導体素子Ｓｌ、Ｓ２が測定側のと
きに°“ＯＮ” 、基準側のときには°’ＯＦＦ ”
、半導体素子Ｓ３．Ｓ４が基準側のときに’ＯＮ”、測
定側のときに°“ＯＦＦ ”となるように一定の周波数
により切替え作動させられて、測定側（Ｍ）と基準（レ
ファレンス）側（Ｒ）出力を交互に出力するものである
。
４により構成され、半導体素子Ｓｌ、Ｓ２が測定側のと
きに°“ＯＮ” 、基準側のときには°’ＯＦＦ ”
、半導体素子Ｓ３．Ｓ４が基準側のときに’ＯＮ”、測
定側のときに°“ＯＦＦ ”となるように一定の周波数
により切替え作動させられて、測定側（Ｍ）と基準（レ
ファレンス）側（Ｒ）出力を交互に出力するものである
。
しかして、被測定容量ＣＸに比例した測定側出力は基準
電圧及び電子スイッチ１４によって補償されて、同調増
幅器１５、ＡＣ／ＤＣ変換器及びＡ／Ｄ変換器１７を通
してディジタル信号に変換されて表示装置１８に表示さ
れる。
電圧及び電子スイッチ１４によって補償されて、同調増
幅器１５、ＡＣ／ＤＣ変換器及びＡ／Ｄ変換器１７を通
してディジタル信号に変換されて表示装置１８に表示さ
れる。
上記構成によれば、Ｃ−Ｖ変換器のすぐ後に電子切替ス
イッチを設け、ｙｉ定側と基準側の出力を同一の増幅器
、ＡＣ−ＤＣ変換器、Ａ／Ｄ変換器、即ち同一の経路を
通して伝送しているので、経年変化または部品の劣化等
により誤差を生ずることが回避される。
イッチを設け、ｙｉ定側と基準側の出力を同一の増幅器
、ＡＣ−ＤＣ変換器、Ａ／Ｄ変換器、即ち同一の経路を
通して伝送しているので、経年変化または部品の劣化等
により誤差を生ずることが回避される。
半導体スイッチの１７ノ替え時間は数１００ｎｓ以下で
あり、測定時間には無視できる。最も時間のかかるのは
スイッチ切替えによる増幅器回路のセットリングタイム
であるが、周波数ＩＭ１１□ではこれも２００μｓ程度
にすることが容易なので、高速のＡ／Ｄ変換器を用いる
と全体の計測時間は１ ＠ｓ程度とすることも可能であ
って、１０００回／秒の高速計測が可能である。
あり、測定時間には無視できる。最も時間のかかるのは
スイッチ切替えによる増幅器回路のセットリングタイム
であるが、周波数ＩＭ１１□ではこれも２００μｓ程度
にすることが容易なので、高速のＡ／Ｄ変換器を用いる
と全体の計測時間は１ ＠ｓ程度とすることも可能であ
って、１０００回／秒の高速計測が可能である。
本草１の発明の特徴は、第１図において、被測定容量Ｃ
ｘの測定端子ｌｉｐとＣ−Ｖ変換器１３の入力端子との
間にＬ？ｉＩ償回路１３が接続されていることである。
ｘの測定端子ｌｉｐとＣ−Ｖ変換器１３の入力端子との
間にＬ？ｉＩ償回路１３が接続されていることである。
し補償回路１３はＣ−■変換器１３の入力側に直列に挿
入される容量ＣＳと容１ｔｃｓに並列に接続された抵抗
Ｒ５により構成されている。抵抗ｔｔｓは、バイアス電
圧Ｅが被測定容量ＣＸに加えられるようにするされる。
入される容量ＣＳと容１ｔｃｓに並列に接続された抵抗
Ｒ５により構成されている。抵抗ｔｔｓは、バイアス電
圧Ｅが被測定容量ＣＸに加えられるようにするされる。
本発明の上記構成によれば、第２図（ａ）→（ｂ）→（
Ｃ）の等価回路に示すように、ｘＬ＝ｌ／ＩＣｓとする
ことによりリアクタンスｘＬを容量Ｃｓによって打ち消
し、同図（Ｃ）に示すようにオペアンプの入力インピー
ダンスＺｉを小抵抗Ｒのみとすることが可能となる。従
って、被測定容ＪｉＣｘの指示値のリニアリティの改善
はもとより、１１Ｐ端子−アース間に入る容ＪｉＣの影
響も大きく改善され、また測定ケーブルを用いたときの
影響も最少レンジ２０ｐＦレンジにおいてもＲく数Ω（
２００ｐＦレンジにおいてはＲ〈０．数Ω）となるので
、１／４１ＣＸ＞＞となり、これによる誤差は殆どなく
なる。更にまた増幅器間々のゲイン差による影響もなく
なる。
Ｃ）の等価回路に示すように、ｘＬ＝ｌ／ＩＣｓとする
ことによりリアクタンスｘＬを容量Ｃｓによって打ち消
し、同図（Ｃ）に示すようにオペアンプの入力インピー
ダンスＺｉを小抵抗Ｒのみとすることが可能となる。従
って、被測定容ＪｉＣｘの指示値のリニアリティの改善
はもとより、１１Ｐ端子−アース間に入る容ＪｉＣの影
響も大きく改善され、また測定ケーブルを用いたときの
影響も最少レンジ２０ｐＦレンジにおいてもＲく数Ω（
２００ｐＦレンジにおいてはＲ〈０．数Ω）となるので
、１／４１ＣＸ＞＞となり、これによる誤差は殆どなく
なる。更にまた増幅器間々のゲイン差による影響もなく
なる。
次に、測定ケーブルの影響について検討するに、第４図
においてケーブル（１）２１による影響はａＸ端子Ｌｐ
点の電圧は被測定容量ＣＸによって変化するが、基準電
圧用のケーブル＜２）２２が同じｔ、ｐ点からとられて
いるのでケーブル（１）２１と同じ変化をするから影響
はない。
においてケーブル（１）２１による影響はａＸ端子Ｌｐ
点の電圧は被測定容量ＣＸによって変化するが、基準電
圧用のケーブル＜２）２２が同じｔ、ｐ点からとられて
いるのでケーブル（１）２１と同じ変化をするから影響
はない。
ケーブル（２）２２は第５図に示す送端電圧Ｅｓと受端
電圧ＥＲの関係を考えればよい、即ち、Ｅｒ
１ Ｚ、・・・ケーブル特性インピーダンスで５０ΩＺ「・
・・本Ｃメータでは５００Ω ｇ・・・ケーブル長１ ｍ λｇ・・・２００ ｍ （線路波長〉 とすれば、（７）式は λｇ となり、誤差は１ ｍ ＝４０．０５％ ２ ｍ−＋０
．２％であるがこれは基準側の電圧となるのでＣメータ
としての誤差は負となる。
電圧ＥＲの関係を考えればよい、即ち、Ｅｒ
１ Ｚ、・・・ケーブル特性インピーダンスで５０ΩＺ「・
・・本Ｃメータでは５００Ω ｇ・・・ケーブル長１ ｍ λｇ・・・２００ ｍ （線路波長〉 とすれば、（７）式は λｇ となり、誤差は１ ｍ ＝４０．０５％ ２ ｍ−＋０
．２％であるがこれは基準側の電圧となるのでＣメータ
としての誤差は負となる。
次に第４図におけるケーブル（３）２３による影響は次
のようにして求められる。 Ｃ−Ｖ変換器は第１２図の
方式でも第１３図の方式でも入力インピーダンスＺｉは
Ｒのみとなし得るので、第６図のように置き換えられる
。この図において被測定容量ＣＸに対する電流ｉＲの関
係を求めればよい、これを求めるには先ずケーブル送端
から見たインピーダンスＺｉを求め、被測定容量ＣＸの
インピーダンスに比べ無視し得る程小さいかを調べ（１
Ｍ誤差）、次に電流ｉにに対する電流ｉＢの関係がケー
ブル長が０のときとｊｍでどう変化するかを計算すれば
よい。
のようにして求められる。 Ｃ−Ｖ変換器は第１２図の
方式でも第１３図の方式でも入力インピーダンスＺｉは
Ｒのみとなし得るので、第６図のように置き換えられる
。この図において被測定容量ＣＸに対する電流ｉＲの関
係を求めればよい、これを求めるには先ずケーブル送端
から見たインピーダンスＺｉを求め、被測定容量ＣＸの
インピーダンスに比べ無視し得る程小さいかを調べ（１
Ｍ誤差）、次に電流ｉにに対する電流ｉＢの関係がケー
ブル長が０のときとｊｍでどう変化するかを計算すれば
よい。
Ｚｉ（ｉ）（誤差）
インピーダンスＺｉは次式で求められる。
（９）
Ｃ−Ｖ変換器が第２図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すよ
うに帰還回路をＲｆとし、入力インダクタンス消去用容
量Ｃ，を挿入した方式では抵抗Ｒは数Ω以下となるので
、ケーブル長３ｍ以下では（９）式はλｇ となり、抵抗弁はＲに等しく、リアクタンス分はＲに関
係なくインダクタンスとなり、従ってレン＾ｇ ケーブルを用いたときに １ｍ・・・・・・１．５７１Ω ２ｍ・・・・・・３．１４６Ω ３ｍ・・・・・・４．７２６Ω で、これは増幅器の特性には左右されないケーブル長に
よってのみ決まる定数となし得るのでレンジにも関係し
ない。
うに帰還回路をＲｆとし、入力インダクタンス消去用容
量Ｃ，を挿入した方式では抵抗Ｒは数Ω以下となるので
、ケーブル長３ｍ以下では（９）式はλｇ となり、抵抗弁はＲに等しく、リアクタンス分はＲに関
係なくインダクタンスとなり、従ってレン＾ｇ ケーブルを用いたときに １ｍ・・・・・・１．５７１Ω ２ｍ・・・・・・３．１４６Ω ３ｍ・・・・・・４．７２６Ω で、これは増幅器の特性には左右されないケーブル長に
よってのみ決まる定数となし得るのでレンジにも関係し
ない。
以上ケーブルを付したときの誤差をｉｘ誤差とすクトル
和となるので無視し得る程小さい。
和となるので無視し得る程小さい。
しかしながら、リアクタンス分によるものは、直接代数
的和になるので、誤差を生じ、例えば２０００ＰＦレン
ジで、の誤差は次の通りである。
的和になるので、誤差を生じ、例えば２０００ＰＦレン
ジで、の誤差は次の通りである。
４．７２６
３ ｍ ・ ｘ１００％＝＋５．９１％０
１０００ｐＦレンジではこの誤差の１／２となり、被測
定容量ＣＸに逆比例して小となる。２００ρＦレンジで
はＲｆを等しくとった場合被測定容量Ｃｘのリアクタン
スが１０倍となるので、このケーブルによる誤差は１／
ｌＯとなる。
定容量ＣＸに逆比例して小となる。２００ρＦレンジで
はＲｆを等しくとった場合被測定容量Ｃｘのリアクタン
スが１０倍となるので、このケーブルによる誤差は１／
ｌＯとなる。
また、誤差は物理的に決まる値であるから補正も可能で
ある。
ある。
ｌａ （ｉｎ誤差）
第６図において
で求められる。（９）式でＲがＺｏ （５０Ω）の１／
１０以下であれば、 Ｏ８ λｇ となる、（１２）式と（８）式は等しく１８）式はケー
ブル２（基準側）による影響で誤差は（１２）式と極性
が反対となるのでキャンセルされてＯとなり、全ケーブ
ルの影響は（ｌＯ）式で示されるリアクタンス分による
ｉｘ誤差のみとなる。
１０以下であれば、 Ｏ８ λｇ となる、（１２）式と（８）式は等しく１８）式はケー
ブル２（基準側）による影響で誤差は（１２）式と極性
が反対となるのでキャンセルされてＯとなり、全ケーブ
ルの影響は（ｌＯ）式で示されるリアクタンス分による
ｉｘ誤差のみとなる。
しかしながら、この誤差は補正可能とはいえ大きすぎる
ことと、更にＣメータとして重要な性能である１１ρ端
子とアース間に入る容量（ｃ）の影響を劣化させる。
ことと、更にＣメータとして重要な性能である１１ρ端
子とアース間に入る容量（ｃ）の影響を劣化させる。
このケーブルによる誤差をなくするには各ゲーλｇ
スをケーブルの先端に直列に挿入することで補正が達せ
られる。しかるに、ケーブル先端に挿入することはＣメ
ータの横道上、また取扱上困難であるが、ケーブル終端
にはＣメータの内部に入れられるので容易であり、ケー
ブル終端に挿入するとＲ １ｎ誤差（−）が生ずる。
られる。しかるに、ケーブル先端に挿入することはＣメ
ータの横道上、また取扱上困難であるが、ケーブル終端
にはＣメータの内部に入れられるので容易であり、ケー
ブル終端に挿入するとＲ １ｎ誤差（−）が生ずる。
ｘ
１ｇ Ｚｏ １ｇ
となり、この誤差は
１ ｍ・・・・・・−０，０５％
２ｍ・・・・・・−０，２％
ｒ
で−誤差と加えられるようになり、ケーブルによｘ
る全誤差は
１ｍ・・・・・・−０，１％
２ｍ・・・・・・−０，４％
となる、しかしながら、補償前に比べれば遥かに小さな
値となる。
値となる。
第３図はかくして得られたＬ補償回路とケーブル補償回
路を付した本草２の発明の具体的な回路構成図である。
路を付した本草２の発明の具体的な回路構成図である。
第３図において、容量ｃＳ Ｉ ＋ ｃｓ２はレンジ切
替抵抗Ｒｆ、、Ｒｒ、に応じてＬ補償を行う為のもので
あり、Ｌ補償が完全がどうかを調べるにはケーブル補償
スイッチ（レンジ切替スイッチ） ２０をＯｒｎにし、
Ｈρ端子に高周波ミリボルトメータを接続して″ミリ
ボルトメータが最小値を示すように容Ｊｉｃｓ＋。
替抵抗Ｒｆ、、Ｒｒ、に応じてＬ補償を行う為のもので
あり、Ｌ補償が完全がどうかを調べるにはケーブル補償
スイッチ（レンジ切替スイッチ） ２０をＯｒｎにし、
Ｈρ端子に高周波ミリボルトメータを接続して″ミリ
ボルトメータが最小値を示すように容Ｊｉｃｓ＋。
Ｃ９２を調整する。
ケーブル補償の適否を調べるにはミリボルトメータを１
１ρケーブルのＣＸ端子側に接続して最小値をみればよ
い、抵抗Ｒ８１〜Ｒ３４はバイアス電圧が被測定容ｉｃ
ｘに与えられる為のものであり、実質値に選定すればよ
い。
１ρケーブルのＣＸ端子側に接続して最小値をみればよ
い、抵抗Ｒ８１〜Ｒ３４はバイアス電圧が被測定容ｉｃ
ｘに与えられる為のものであり、実質値に選定すればよ
い。
発明の効果
本発明は以上の如く構成され、作用するものであり、本
発明によれば以下に示す効果が得られる。
発明によれば以下に示す効果が得られる。
第１の発明によれば、Ｃ−Ｖ変換器のオペアンプの入力
インピーダンスＺｉ＝Ｒ＋ｊｘＬのうちの大部分を占め
るリアクタンスＪＸＬをＬ補償用容量ＣＳを用いてキャ
ンセルすることにより小抵抗Ｒのみとし、それによって
被測定容量Ｃ×に対する指示値のりニアリティ誤差を解
消することができ、更にＣメータとして重要な性能の一
つであるｌｉｐ端子とアース間に入る容量による指示変
化をもなくすことが可能となる。
インピーダンスＺｉ＝Ｒ＋ｊｘＬのうちの大部分を占め
るリアクタンスＪＸＬをＬ補償用容量ＣＳを用いてキャ
ンセルすることにより小抵抗Ｒのみとし、それによって
被測定容量Ｃ×に対する指示値のりニアリティ誤差を解
消することができ、更にＣメータとして重要な性能の一
つであるｌｉｐ端子とアース間に入る容量による指示変
化をもなくすことが可能となる。
第２の発明によれば、前記ｌ−補償用容１ｃｓに、Ｃメ
ータの誤差の要因となるリアクタンス分接続することに
より、ケーブル長による被測定容ｌａｘのリニアリティ
誤差及び＋＋ｐケーブルの先端とアース間に入る容量に
よる指示変化を僅少になし得る効果が発生する。
ータの誤差の要因となるリアクタンス分接続することに
より、ケーブル長による被測定容ｌａｘのリニアリティ
誤差及び＋＋ｐケーブルの先端とアース間に入る容量に
よる指示変化を僅少になし得る効果が発生する。
第１図は第１の発明の一実施例を示す回路構成図、第２
図（ａ）〜（ｃ）は第１の発明を説明する為の回路図、
第３図は第２の発明の一実施例を示す回路構成図、第４
図〜第７図は第２の発明を説明する為の回路図、第８図
〜第１４図は従来の技術を説明する為の回路図である。 １１・・・電源、１２・・・変成器、１３・・・Ｃ−■
変換器、１４・・・電子スイッチ、１５・・・同調増幅
器、ｉ６・・・ＡＣ／ＤＣ２換器、１７・・・Ａ／Ｄ＊
ｆｉｌ！、１８・・・表示装置、１９・・・Ｌ補償回路
、２０・・・レンジ切替スイ・ソチ、２１・・・ケーブ
ルｌ、２２・・・ケーブル２．２３・・・ケープｌし３
．２４００．ケーブル補償回路
図（ａ）〜（ｃ）は第１の発明を説明する為の回路図、
第３図は第２の発明の一実施例を示す回路構成図、第４
図〜第７図は第２の発明を説明する為の回路図、第８図
〜第１４図は従来の技術を説明する為の回路図である。 １１・・・電源、１２・・・変成器、１３・・・Ｃ−■
変換器、１４・・・電子スイッチ、１５・・・同調増幅
器、ｉ６・・・ＡＣ／ＤＣ２換器、１７・・・Ａ／Ｄ＊
ｆｉｌ！、１８・・・表示装置、１９・・・Ｌ補償回路
、２０・・・レンジ切替スイ・ソチ、２１・・・ケーブ
ルｌ、２２・・・ケーブル２．２３・・・ケープｌし３
．２４００．ケーブル補償回路
Claims (2)
- （１）、反転型演算増幅器の帰還回路に抵抗Ｒｆを挿入
した方式のＣ−Ｖ変換器を有する直読精密ディジタル容
量計において、前記演算増幅器の入力端に直列に容量Ｃ
ｓを接続し、該演算増幅器の入力インピーダンスＺｉ Ｚｉ＝Ｒ＋ｊＸ＿Ｌ のうちの大部分を占めるｊＸ＿Ｌをキャンセルして小抵
抗Ｒのみとしたことを特徴とする直読精密ディジタル容
量計。 - （２）、前記演算増幅器の入力端に既知の測定ケーブル
を用いたときに三個のケーブルのうちＨｐケーブルの送
端より見たインピーダンスＺｉ′ Ｚｉ′≒Ｒ′＋ｊＺ＿０ｔａｎ２πｌ／λｇ但しＺ＿０
：ケーブル特性インピーダンス ｌ：ケーブル長 λｇ：線路波長 のうち容量計の誤差の要因となるリアルタンス分Ｚ＿０
ｔａｎ・２πｌ／λｇ＝ｌ／ωＣｓ′を満足する容量Ｃ
ｓ′を前記容量Ｃｓに直列に接続したことを特徴とする
請求項（１）に記載の直読精密ディジタル容量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17948789A JPH0726986B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 直読精密ディジタル容量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17948789A JPH0726986B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 直読精密ディジタル容量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0344568A true JPH0344568A (ja) | 1991-02-26 |
| JPH0726986B2 JPH0726986B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=16066688
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17948789A Expired - Lifetime JPH0726986B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 直読精密ディジタル容量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0726986B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6345747B1 (en) | 1998-11-06 | 2002-02-12 | Sony Computer Entertainment, Inc. | Strap assembly |
-
1989
- 1989-07-12 JP JP17948789A patent/JPH0726986B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6345747B1 (en) | 1998-11-06 | 2002-02-12 | Sony Computer Entertainment, Inc. | Strap assembly |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0726986B2 (ja) | 1995-03-29 |
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