JPH0726987B2 - 高周波用ディジタル容量計 - Google Patents
高周波用ディジタル容量計Info
- Publication number
- JPH0726987B2 JPH0726987B2 JP1179488A JP17948889A JPH0726987B2 JP H0726987 B2 JPH0726987 B2 JP H0726987B2 JP 1179488 A JP1179488 A JP 1179488A JP 17948889 A JP17948889 A JP 17948889A JP H0726987 B2 JPH0726987 B2 JP H0726987B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- operational amplifier
- frequency
- capacitance meter
- converter
- digital capacitance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、高周波（1MHz）用ディジタル容量計に関し、
特に、本出願と同一出願人の出願に係る特願昭62−3766
3号明細書に記載された直読精密ディジタル容量計に用
いられているC-V変換器の改良に関する。
特に、本出願と同一出願人の出願に係る特願昭62−3766
3号明細書に記載された直読精密ディジタル容量計に用
いられているC-V変換器の改良に関する。
従来の技術 第３図（ａ）は高周波演算増幅器（以下オペアンプと略
記する）の帰還回路にコンデンサCfと抵抗Rfを挿入した
C-V変換回路を示す回路図、（ｂ）はその等価回路図で
ある。
記する）の帰還回路にコンデンサCfと抵抗Rfを挿入した
C-V変換回路を示す回路図、（ｂ）はその等価回路図で
ある。
発明が解決しようとする課題 第３図に示されたオペアンプの入力インピーダンスZiは となり、現在市販の高周波オペアンプに適用すれば Cx＝20pFレンジ・・・・Cf＝20pF・・・・100〜200Ω 6
〜−３Ωでこれを容量計（以下Ｃメータと記す）とした
場合には、 となるので、リアクタンスXLによる誤差は小さく、また
抵抗Ｒは比較的大きいが とベクトル和となるのでこの誤差も小さいが、測定ケー
ブルを用いた場合には大きな誤差となり、またアンプ個
々のゲインの違いにより誤差が変わり、不具合を生ず
る。またHp端子とアース間に入る容量Ｃの影響を受ける
ことも性能低下の一つである。
〜−３Ωでこれを容量計（以下Ｃメータと記す）とした
場合には、 となるので、リアクタンスXLによる誤差は小さく、また
抵抗Ｒは比較的大きいが とベクトル和となるのでこの誤差も小さいが、測定ケー
ブルを用いた場合には大きな誤差となり、またアンプ個
々のゲインの違いにより誤差が変わり、不具合を生ず
る。またHp端子とアース間に入る容量Ｃの影響を受ける
ことも性能低下の一つである。
本発明は上記実情に鑑みてなされたものであり、従って
本発明の目的は、従来の技術に内在する従来の上記課題
を解決し、種々のパラメータまたはそのパラメータの変
化による誤差、特に温度変化による指示値の誤差を的確
に除去することを可能とした新規なディジタル容量計を
提供することにある。
本発明の目的は、従来の技術に内在する従来の上記課題
を解決し、種々のパラメータまたはそのパラメータの変
化による誤差、特に温度変化による指示値の誤差を的確
に除去することを可能とした新規なディジタル容量計を
提供することにある。
課題を解決するための手段 上記目的を達成する為に、本発明に係る高周波用ディジ
タル容量計は、第１図に示すように、反転型高周波オペ
アンプの負帰還回路にコンデンサCfと抵抗Rfを並列に挿
入し、更に正帰還回路に抵抗R1，R2を挿入したC-V変換
回路を備えて構成され、前記オペアンプの入力インピー
ダンスZi＝Ri＋jXiのうちRi≒０となる条件R2／R1＝ω
２τ／（Aoωｏ−ω２τ）を満足させ、更に前記オペア
ンプの入力端にXi≒０とする為のコンデンサCsを直列に
挿入し、これにより、測定端子Hpをバーチャルグランド
になし得ると共に、Ｃメータとしたときのリニヤリティ
誤差、温度誤差及びHp端子とアース間に入る容量の影響
をも僅少になし得ることを特徴としている。
タル容量計は、第１図に示すように、反転型高周波オペ
アンプの負帰還回路にコンデンサCfと抵抗Rfを並列に挿
入し、更に正帰還回路に抵抗R1，R2を挿入したC-V変換
回路を備えて構成され、前記オペアンプの入力インピー
ダンスZi＝Ri＋jXiのうちRi≒０となる条件R2／R1＝ω
２τ／（Aoωｏ−ω２τ）を満足させ、更に前記オペア
ンプの入力端にXi≒０とする為のコンデンサCsを直列に
挿入し、これにより、測定端子Hpをバーチャルグランド
になし得ると共に、Ｃメータとしたときのリニヤリティ
誤差、温度誤差及びHp端子とアース間に入る容量の影響
をも僅少になし得ることを特徴としている。
実施例 次に本発明をその好ましい一実施例について図面を参照
しながら具体的に説明する。
しながら具体的に説明する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図である。
第１図を参照するに、本発明の一実施例は、被測定容量
Cxに一定のAC信号電圧を印加する例えば1MHzのAC信号電
源11及び変成器12と、被測定容量Cxに接続され該容量Cx
に比例した出力電圧を発生するC-V変換器13と、C-V変換
器13の測定側出力とAC信号電源11から得られる基準電圧
を切替えて出力する電子スイッチ14と、電子スイッチ14
から出力される電圧を増幅する例えば1MHzの同調増幅器
15と、増幅器15のAC出力をDC電圧に変換するAC/DC変換
器16と、AC/DC変換器16のDC出力をディジタル信号に変
換するA/D変換器17と、該A/D変換器17の出力を表示する
表示装置18と、Ｌ補償回路19と、レンジ切替器20と、ケ
ーブル補償回路24とを含み構成される。
Cxに一定のAC信号電圧を印加する例えば1MHzのAC信号電
源11及び変成器12と、被測定容量Cxに接続され該容量Cx
に比例した出力電圧を発生するC-V変換器13と、C-V変換
器13の測定側出力とAC信号電源11から得られる基準電圧
を切替えて出力する電子スイッチ14と、電子スイッチ14
から出力される電圧を増幅する例えば1MHzの同調増幅器
15と、増幅器15のAC出力をDC電圧に変換するAC/DC変換
器16と、AC/DC変換器16のDC出力をディジタル信号に変
換するA/D変換器17と、該A/D変換器17の出力を表示する
表示装置18と、Ｌ補償回路19と、レンジ切替器20と、ケ
ーブル補償回路24とを含み構成される。
電子スイッチ14は半導体素子S1,S2,S3,S4により構成さ
れ、半導体素子S1,S2が測定側のときに“ON"、基準側の
ときには“OFF"、半導体素子S3,S4が基準側のときに“O
N"、基準側のときに“OFF"となるように一定の周波数に
より切替え作動させられて、測定側（Ｍ）と基準（レフ
ァレンス）側（Ｒ）出力を交互入出力するものである。
れ、半導体素子S1,S2が測定側のときに“ON"、基準側の
ときには“OFF"、半導体素子S3,S4が基準側のときに“O
N"、基準側のときに“OFF"となるように一定の周波数に
より切替え作動させられて、測定側（Ｍ）と基準（レフ
ァレンス）側（Ｒ）出力を交互入出力するものである。
しかして、被測定容量Cxに比例した測定側出力は基準電
圧及び電子スイッチ14によって補償されて、同調増幅器
15、AC/DC変換器及びA/D変換器17を通してディジタル信
号に変換されて表示装置18に表示される。
圧及び電子スイッチ14によって補償されて、同調増幅器
15、AC/DC変換器及びA/D変換器17を通してディジタル信
号に変換されて表示装置18に表示される。
上記構成によれば、C-V変換器のすぐ後に電子切替スイ
ッチを設け、測定側と基準側の出力を同一の増幅器、AC
-DC変換器、A/D変換器、即ち同一の経路を通して伝送し
ているので、経年変化または部品の劣化等により誤差を
生ずることが回避される。
ッチを設け、測定側と基準側の出力を同一の増幅器、AC
-DC変換器、A/D変換器、即ち同一の経路を通して伝送し
ているので、経年変化または部品の劣化等により誤差を
生ずることが回避される。
半導体スイッチの切替え時間は数100ns以下であり、測
定時間には無視できる。最も時間のかかるのはスイッチ
切替えによる増幅器回路のセットリングタイムである
が、周波数1MHzではこれも200μｓ程度にすることが容
易なので、高速のA/D変換器を用いると全体の計測時間
は1ms程度とすることも可能であって、1000回／秒の高
速計測が可能である。
定時間には無視できる。最も時間のかかるのはスイッチ
切替えによる増幅器回路のセットリングタイムである
が、周波数1MHzではこれも200μｓ程度にすることが容
易なので、高速のA/D変換器を用いると全体の計測時間
は1ms程度とすることも可能であって、1000回／秒の高
速計測が可能である。
次に本発明の主要部について説明するに、第２図
（ａ），（ｂ）は本発明の要部を説明する為に第１図か
ら抽出した要部回路構成図である。
（ａ），（ｂ）は本発明の要部を説明する為に第１図か
ら抽出した要部回路構成図である。
第２図（ｂ）において、C-V変換器13の入力端から見た
インピーダンスZiは、 で表される。ここで、ＡはオペアンプOP1のアンプゲイ
ンであり、DCオープンループゲインをAo、角周波数を
ω、3dB低下角周波数をωｏとすれば、 で表され、Zfは帰還回路の合成インピーダンスであり、 で表される。
インピーダンスZiは、 で表される。ここで、ＡはオペアンプOP1のアンプゲイ
ンであり、DCオープンループゲインをAo、角周波数を
ω、3dB低下角周波数をωｏとすれば、 で表され、Zfは帰還回路の合成インピーダンスであり、 で表される。
ここで、τ＝Cf・Rfとして（１）式に（２），（３）式
を代入し、Zi＝Ri＋jXiとして抵抗成分Ri、リアクタン
ス成分Xiを求めれば次のようになる。
を代入し、Zi＝Ri＋jXiとして抵抗成分Ri、リアクタン
ス成分Xiを求めれば次のようになる。
（４）式よりRi＝０の条件を求めると（５）式が得られ
る。但し とする。
る。但し とする。
一方Xiは、 で表され、（６）式に（５）式を代入するとR1＝０とな
るときのリアクタンスXiが求められる。このときのX
1は、 以上の解析をもとに温度変化に対して最も影響の大きい
C-V変換器13のオペアンプOP1のAoωｏの変化に対する指
示変化を検討してみる。
るときのリアクタンスXiが求められる。このときのX
1は、 以上の解析をもとに温度変化に対して最も影響の大きい
C-V変換器13のオペアンプOP1のAoωｏの変化に対する指
示変化を検討してみる。
実際にＣメータ（容量計）としたときの20pFレンジの値
を例として数値的に求めてみると、Cf＝20pF Rf＝50KΩ
即ちτ＝１×10-6，従って となり、（４）式により、抵抗R1を求めると、 となり、Ri≒０である。このときの温度によるRiの変化
ΔRiは＋５℃の変化に対しAoωｏが−１％とすると
（８）式の第1,2,4項の変化の和はΔRi＝1.78Ωとな
る。
を例として数値的に求めてみると、Cf＝20pF Rf＝50KΩ
即ちτ＝１×10-6，従って となり、（４）式により、抵抗R1を求めると、 となり、Ri≒０である。このときの温度によるRiの変化
ΔRiは＋５℃の変化に対しAoωｏが−１％とすると
（８）式の第1,2,4項の変化の和はΔRi＝1.78Ωとな
る。
リアクタンスXiの温度による変化は（６）式によりΔXi
は ΔXi＝０＋0.247−0.062＝0.185Ω ΔRi＝1.78Ωの増加による指示の影響は に対してベクトル和となるので、指示変化は無視でき
る。ΔXi＝0.185Ωの増加は に対し代数的和となるが、 と小さい。
は ΔXi＝０＋0.247−0.062＝0.185Ω ΔRi＝1.78Ωの増加による指示の影響は に対してベクトル和となるので、指示変化は無視でき
る。ΔXi＝0.185Ωの増加は に対し代数的和となるが、 と小さい。
発明の効果 以上説明したように、本発明によれば、オペアンプの帰
還回路に抵抗のみを挿入した方式に比べてオペアンプの
入力端から見たリアクタンスXiは大きくなるが、オペア
ンプの温度変化によるωｏの変動に対してリアクタンス
変化ΔX1、抵抗分変化ΔRiが小さく、温度特性が大きく
向上し、温度による指示誤差を小さくできる効果が得ら
れる。
還回路に抵抗のみを挿入した方式に比べてオペアンプの
入力端から見たリアクタンスXiは大きくなるが、オペア
ンプの温度変化によるωｏの変動に対してリアクタンス
変化ΔX1、抵抗分変化ΔRiが小さく、温度特性が大きく
向上し、温度による指示誤差を小さくできる効果が得ら
れる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図
（ａ），（ｂ）本発明を説明する為の本発明による主要
部を示す回路構成図、第３図（ａ），（ｂ）は従来技術
を説明する為の回路図、その等価回路図である。 11……電源、12……変成器、13……C-V変換器、14……
電子スイッチ、15……同調増幅器、16……AC/DC変換
器、17……A/D変換器、18……出力表示装置、19……Ｌ
補償回路、20……レンジ切替器、21……ケーブル１、22
……ケーブル２、23……ケーブル３、24……ケーブル補
償回路
（ａ），（ｂ）本発明を説明する為の本発明による主要
部を示す回路構成図、第３図（ａ），（ｂ）は従来技術
を説明する為の回路図、その等価回路図である。 11……電源、12……変成器、13……C-V変換器、14……
電子スイッチ、15……同調増幅器、16……AC/DC変換
器、17……A/D変換器、18……出力表示装置、19……Ｌ
補償回路、20……レンジ切替器、21……ケーブル１、22
……ケーブル２、23……ケーブル３、24……ケーブル補
償回路
Claims (2)
- 【請求項１】負帰還回路に抵抗RfとコンデンサCfを並列
に挿入すると共に正帰還回路に第１、第２の抵抗R1、R2
を接続した反転型高周波演算増幅器を具備し、前記演算
増幅器の入力インビーダンスZi＝Ri＋jXiのうち Ri≒０となる条件 但しAo:DCオープンループゲイン ω：角周波数 ωｏ:3dB低下角周波数 τ：Cf・Rf を満足させることを特徴とした高周波用ディジタル容量
計。 - 【請求項２】前記反転型高周波演算増幅器の入力端に前
記リアクタンスXi≒０とするコンデンサCsと抵抗Rsの並
列回路を直列に挿入したことを更に特徴とする請求項
（１）に記載の高周波用ディジタル容量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1179488A JPH0726987B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 高周波用ディジタル容量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1179488A JPH0726987B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 高周波用ディジタル容量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0344569A JPH0344569A (ja) | 1991-02-26 |
| JPH0726987B2 true JPH0726987B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=16066704
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1179488A Expired - Fee Related JPH0726987B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 高周波用ディジタル容量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0726987B2 (ja) |
-
1989
- 1989-07-12 JP JP1179488A patent/JPH0726987B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0344569A (ja) | 1991-02-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6155043B2 (ja) | ||
| JPH0697256B2 (ja) | Ａｃレベル校正装置 | |
| US4152659A (en) | Low noise differential amplifier | |
| JPH0137044B2 (ja) | ||
| JP3234339B2 (ja) | 電力測定装置および方法 | |
| US20040100248A1 (en) | Constant input impedance AC coupling circuit for a current probe system | |
| JPH0726987B2 (ja) | 高周波用ディジタル容量計 | |
| JP2698615B2 (ja) | 回路素子測定装置 | |
| JP2001324520A (ja) | インピーダンス検出回路、インピーダンス検出装置、及びインピーダンス検出方法 | |
| Shields | Absolute measurement of loss angle using a toroidal cross capacitor | |
| US2886774A (en) | Vector locus plotters | |
| JP2573789B2 (ja) | 絶縁抵抗測定装置 | |
| JP3389528B2 (ja) | インピーダンス／電圧変換装置 | |
| JPH0726986B2 (ja) | 直読精密ディジタル容量計 | |
| JPH07234102A (ja) | 変位測定装置 | |
| Kampik et al. | Comparison of two buffers for impedance metrology | |
| JP2001124809A (ja) | 負荷容量付き水晶振動子の測定方法 | |
| JP3073052B2 (ja) | インピーダンス測定器 | |
| JP2813669B2 (ja) | 実効電力・直流電圧変換回路 | |
| JPH04204267A (ja) | 自動平衡装置 | |
| JP3068508U (ja) | 負荷容量付き水晶振動子の測定冶具 | |
| JP2992845B2 (ja) | 測定電圧補正装置 | |
| JP2002350473A (ja) | 高入力インピーダンス回路およびそれを用いた交流信号電圧計 | |
| JPH074598Y2 (ja) | デイジタル容量計の測定端子構造 | |
| RU2007021C1 (ru) | Способ согласования выходного сопротивления генератора с изменяющейся во времени нелинейной нагрузкой |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |