JP2813669B2 - 実効電力・直流電圧変換回路 - Google Patents
実効電力・直流電圧変換回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流または高周波信号の実効電力を検出す
計測装置に利用する。
計測装置に利用する。
本発明は、入力交流信号の実効電力値を直流電圧に変
換して出力する回路に関する。
換して出力する回路に関する。
本発明は、抵抗器およびその抵抗器の発熱温度を検出
する感温素子からなるユニットを二組設け、一方の抵抗
器には入力交流信号を印加し、他方の抵抗器には直流電
圧を印加し、二つの抵抗器の発熱が等しくなる直流電圧
を出力直流電圧とする装置において、 二つの抵抗器に同時に入力交流信号を印加するタイミ
ングを設け、このタイミングで二つの感温素子の検出出
力の差分電圧を一時保持し、この保持した差分電圧を補
償電圧として利用することにより、 素子の製造偏差に基づく出力誤差をなくし、経年変化
がなく常に精度が良いようにしたものである。
する感温素子からなるユニットを二組設け、一方の抵抗
器には入力交流信号を印加し、他方の抵抗器には直流電
圧を印加し、二つの抵抗器の発熱が等しくなる直流電圧
を出力直流電圧とする装置において、 二つの抵抗器に同時に入力交流信号を印加するタイミ
ングを設け、このタイミングで二つの感温素子の検出出
力の差分電圧を一時保持し、この保持した差分電圧を補
償電圧として利用することにより、 素子の製造偏差に基づく出力誤差をなくし、経年変化
がなく常に精度が良いようにしたものである。
第６図は従来例の実効電力・直流電圧変換回路のブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
従来、実効電力・直流電圧変換回路は、一般に周波数
帯域が広く回路が簡単な第６図に示す型が使用されてい
る。第６図において、実効電力・直流電圧変換回路は、
抵抗と感温素子とを二組設け、両者の温度が等しくなる
直流信号を与える演算回路の出力電圧を入力交流信号に
対応する直流電圧とし、IC化されている。
帯域が広く回路が簡単な第６図に示す型が使用されてい
る。第６図において、実効電力・直流電圧変換回路は、
抵抗と感温素子とを二組設け、両者の温度が等しくなる
直流信号を与える演算回路の出力電圧を入力交流信号に
対応する直流電圧とし、IC化されている。
しかし、このような従来例の実効電力・直流電圧変換
回路では、この広帯域であるが測定結果は二つの感温素
子および抵抗器の値に依存し、この値には製造バラツキ
および経年変化がある。したがって、精度を向上するに
は素子の選択が必要になり装置が高価になる。また長く
使用すると性能に変化が生じるなどの欠点があった。
回路では、この広帯域であるが測定結果は二つの感温素
子および抵抗器の値に依存し、この値には製造バラツキ
および経年変化がある。したがって、精度を向上するに
は素子の選択が必要になり装置が高価になる。また長く
使用すると性能に変化が生じるなどの欠点があった。
本発明は前記の欠点を解決するもので、素子の製造偏
差に基づく出力誤差がなくし、経年変化がなく常に精度
の良い実効電力・直流電圧変換回路を提供することを目
的とする。
差に基づく出力誤差がなくし、経年変化がなく常に精度
の良い実効電力・直流電圧変換回路を提供することを目
的とする。
本発明は、直流電圧を印加して発熱させる第一抵抗器
と、この第一抵抗器の近傍に配置させた第一感温素子
と、入力交流信号を印加して発熱させる第二抵抗器と、
この第二抵抗器の近傍に配置された第二感温素子と、前
記二つの感温素子の検出出力の差分を演算する演算回路
と、この差分が零になるように前記第一抵抗器に印加す
る直流電圧を制御する制御回路と、この制御回路の直流
電圧出力を出力端子に導く回路手段を備えた実効電力・
直流電圧変換回路において、前記演算回路の出力電圧を
一時保持する保持回路と、前記第一抵抗器に周期的に前
記直流電圧に代えて前記第二抵抗器に印加される入力交
流信号と等しい入力交流信号を印加する第一スイッチ
と、この第一スイッチが前記入力交流信号を選択してい
るタイミングで前記保持回路に前記演算回路の出力電圧
を保持させ、前記第一スイッチが前記直流電圧を選択し
ているタイミングでこの保持回路に保持された電圧を前
記制御回路に補償電圧として加算させる第二スイッチ
と、前記回路手段は、前記第一スイッチが前記入力交流
信号を選択しているタイミングに前記制御回路の出力を
前記出力端子に接続する第三スイッチとを備えたことを
特徴とする。
と、この第一抵抗器の近傍に配置させた第一感温素子
と、入力交流信号を印加して発熱させる第二抵抗器と、
この第二抵抗器の近傍に配置された第二感温素子と、前
記二つの感温素子の検出出力の差分を演算する演算回路
と、この差分が零になるように前記第一抵抗器に印加す
る直流電圧を制御する制御回路と、この制御回路の直流
電圧出力を出力端子に導く回路手段を備えた実効電力・
直流電圧変換回路において、前記演算回路の出力電圧を
一時保持する保持回路と、前記第一抵抗器に周期的に前
記直流電圧に代えて前記第二抵抗器に印加される入力交
流信号と等しい入力交流信号を印加する第一スイッチ
と、この第一スイッチが前記入力交流信号を選択してい
るタイミングで前記保持回路に前記演算回路の出力電圧
を保持させ、前記第一スイッチが前記直流電圧を選択し
ているタイミングでこの保持回路に保持された電圧を前
記制御回路に補償電圧として加算させる第二スイッチ
と、前記回路手段は、前記第一スイッチが前記入力交流
信号を選択しているタイミングに前記制御回路の出力を
前記出力端子に接続する第三スイッチとを備えたことを
特徴とする。
また、本発明は、前記実効電力・直流電圧変換回路を
二組備え、この二組の回路に共通の入力交流信号を印加
する手段と、各組の対応するスイッチを同期して互いに
反対位相に制御する制御手段とを設けたことを特徴とす
る。
二組備え、この二組の回路に共通の入力交流信号を印加
する手段と、各組の対応するスイッチを同期して互いに
反対位相に制御する制御手段とを設けたことを特徴とす
る。
保持回路は第二スイッチが閉のときに演算回路の出力
電圧を一時保持する。第一スイッチは第一抵抗器に周期
的に出力端子の直流電圧に代えて第二抵抗器に印加され
る入力交流信号と等しい入力交流信号を印加する。第二
スイッチは第一スイッチが入力交流信号を選択している
タイミングで保持回路に演算回路の出力電圧を保持さ
せ、第一スイッチが直流電圧を選択しているタイミング
で保持回路に保持された電圧を制御回路に補償電圧とし
て加算させる。第三スイッチは第一スイッチが入力交流
信号を選択しているタイミングに制御回路の出力を出力
端子に接続する。以上の動作により制御回路の出力信号
は第二抵抗器、第二感温素子および演算回路を通り、制
御回路に戻る負帰環ループが形成されているから、出力
端子の直流電圧は一定値に落着き、この一定値が入力交
流信号の実効電力に相当することになる。したがって、
素子製造偏差に基づく出力誤差をなくし経年変化がなく
常に精度を良く保つことができる。
電圧を一時保持する。第一スイッチは第一抵抗器に周期
的に出力端子の直流電圧に代えて第二抵抗器に印加され
る入力交流信号と等しい入力交流信号を印加する。第二
スイッチは第一スイッチが入力交流信号を選択している
タイミングで保持回路に演算回路の出力電圧を保持さ
せ、第一スイッチが直流電圧を選択しているタイミング
で保持回路に保持された電圧を制御回路に補償電圧とし
て加算させる。第三スイッチは第一スイッチが入力交流
信号を選択しているタイミングに制御回路の出力を出力
端子に接続する。以上の動作により制御回路の出力信号
は第二抵抗器、第二感温素子および演算回路を通り、制
御回路に戻る負帰環ループが形成されているから、出力
端子の直流電圧は一定値に落着き、この一定値が入力交
流信号の実効電力に相当することになる。したがって、
素子製造偏差に基づく出力誤差をなくし経年変化がなく
常に精度を良く保つことができる。
本発明の実施例について図面を参照して説明する。第
１図は本発明第一実施例実効電力・直流電圧回路のブロ
ック構成図である。第１図において、実効電力・直流電
圧変換回路は、直流電圧を印加して発熱させる第一抵抗
器R11と、第一抵抗器R11の近傍に配置された第一感温素
子R13と、入力交流信号を印加して発熱させる第二抵抗
器R12と、第二抵抗器の近傍に配置された第二感温素子R
14と、感温素子R13、R14の検出出力の差分を演算する演
算回路A12と、この差分が零になるように第一抵抗器R11
に印加する直流電圧を制御する制御回路A14と、制御回
路A14の直流電圧出力を出力端子V0に導く回路手段とを
備える。
１図は本発明第一実施例実効電力・直流電圧回路のブロ
ック構成図である。第１図において、実効電力・直流電
圧変換回路は、直流電圧を印加して発熱させる第一抵抗
器R11と、第一抵抗器R11の近傍に配置された第一感温素
子R13と、入力交流信号を印加して発熱させる第二抵抗
器R12と、第二抵抗器の近傍に配置された第二感温素子R
14と、感温素子R13、R14の検出出力の差分を演算する演
算回路A12と、この差分が零になるように第一抵抗器R11
に印加する直流電圧を制御する制御回路A14と、制御回
路A14の直流電圧出力を出力端子V0に導く回路手段とを
備える。
ここで本発明の特徴とするところは、演算回路A12の
出力電圧を一時保持する保持回路としてコンデンサC11
およびバッファ回路A13と、第一抵抗器R11に周期的に前
記直流電圧に代えて第二抵抗器R12に印加される入力交
流信号と等しい入力交流信号を印加する第一スイッチS
11と、第一スイッチS11が前記入力交流信号を選択して
いるタイミングでコンデンサC11およびバッファ回路A13
に演算回路A12の出力電圧を保持させ、第一スイッチS11
が前記直流電圧を選択しているタイミングでこの保持回
路に保持された電圧を制御回路A14に補償電圧として加
算させる第二スイッチS12と、前記回路手段は、第一ス
イッチS11が前記入力交流信号を選択しているタイミン
グに前記制御回路A14の出力を出力端子V0に接続する第
三スイッチS3とを備えたことにある。
出力電圧を一時保持する保持回路としてコンデンサC11
およびバッファ回路A13と、第一抵抗器R11に周期的に前
記直流電圧に代えて第二抵抗器R12に印加される入力交
流信号と等しい入力交流信号を印加する第一スイッチS
11と、第一スイッチS11が前記入力交流信号を選択して
いるタイミングでコンデンサC11およびバッファ回路A13
に演算回路A12の出力電圧を保持させ、第一スイッチS11
が前記直流電圧を選択しているタイミングでこの保持回
路に保持された電圧を制御回路A14に補償電圧として加
算させる第二スイッチS12と、前記回路手段は、第一ス
イッチS11が前記入力交流信号を選択しているタイミン
グに前記制御回路A14の出力を出力端子V0に接続する第
三スイッチS3とを備えたことにある。
第２図は本発明第二実施例実効電力・直流電圧変換回
路のブロック構成図である。第２図において、実効電力
・直流電圧変換回路は、第１図に示す第一実施例の実効
電力・直流電圧変換回路を二組備え、この二組の回路に
共通の入力交流信号を印加する手段と、各組の対応する
スイッチを同期して互いに反対位相に制御する手段とを
設けたことにある。
路のブロック構成図である。第２図において、実効電力
・直流電圧変換回路は、第１図に示す第一実施例の実効
電力・直流電圧変換回路を二組備え、この二組の回路に
共通の入力交流信号を印加する手段と、各組の対応する
スイッチを同期して互いに反対位相に制御する手段とを
設けたことにある。
このような構成の実効電力・直流電圧変換回路の動作
について説明する。
について説明する。
まず、第２図に示す実施例回路の動作を定性的に説明
する。
する。
入力端子VXには入力交流信号が印加される。出力端子
V0から直流電圧出力が取り出される。まず、第２図の上
半分の回路で動作を説明すると、いま第一スイッチ
S11、第二スイッチS12、および第三スイッチS3は、それ
ぞれ第１図に示す位置にある。このとき、第一抵抗器R
11には第二抵抗器R12と並列的に入力交流信号が印加さ
れている。この状態では演算回路A12の出力には誤差信
号が送出される。すなわち、二つの抵抗器R11およびR12
には同一信号が印加され、二つの感温素子R13およびR14
は直列に接続されて同一の電流I1が流れているから、こ
れら二つの抵抗器および二つの感感温子がそれぞれ同一
の特性であれば、二つの感温素子の信号の差分は零にな
る。ところが実際の素子には製造偏差その他による特性
の相違があってその信号の差分は零にならない。この差
分は第二スイッチS12を介してコンデンサC11に保持され
る。このタイミングでは第三スイッチS3は開放状態であ
り、出力は取出されていない。
V0から直流電圧出力が取り出される。まず、第２図の上
半分の回路で動作を説明すると、いま第一スイッチ
S11、第二スイッチS12、および第三スイッチS3は、それ
ぞれ第１図に示す位置にある。このとき、第一抵抗器R
11には第二抵抗器R12と並列的に入力交流信号が印加さ
れている。この状態では演算回路A12の出力には誤差信
号が送出される。すなわち、二つの抵抗器R11およびR12
には同一信号が印加され、二つの感温素子R13およびR14
は直列に接続されて同一の電流I1が流れているから、こ
れら二つの抵抗器および二つの感感温子がそれぞれ同一
の特性であれば、二つの感温素子の信号の差分は零にな
る。ところが実際の素子には製造偏差その他による特性
の相違があってその信号の差分は零にならない。この差
分は第二スイッチS12を介してコンデンサC11に保持され
る。このタイミングでは第三スイッチS3は開放状態であ
り、出力は取出されていない。
つぎに、第一ないし第三の三つのスイッチが一斉に反
転する。この状態では、第一抵抗器R11には出力端子V0
の直流電圧が印加される。このときも二つの感温素子R
13およびR14の検出出力の差分は演算回路A12の出力に現
れる。このとき、第二スイッチS12は開いていて、コン
デンサC11に保持された電圧はバッファ回路A13を介し
て、制御回路A14の負相入力に印加される。したがっ
て、制御回路A14の出力には前記検出出力の差分からこ
のコンデンサC11に保持された電圧を差し引いた電圧が
現れる。つまり、このコンデンサC11に保持された電圧
が補償電圧となる。
転する。この状態では、第一抵抗器R11には出力端子V0
の直流電圧が印加される。このときも二つの感温素子R
13およびR14の検出出力の差分は演算回路A12の出力に現
れる。このとき、第二スイッチS12は開いていて、コン
デンサC11に保持された電圧はバッファ回路A13を介し
て、制御回路A14の負相入力に印加される。したがっ
て、制御回路A14の出力には前記検出出力の差分からこ
のコンデンサC11に保持された電圧を差し引いた電圧が
現れる。つまり、このコンデンサC11に保持された電圧
が補償電圧となる。
上述のとおり、二組の素子に特性の相違がなければコ
ンデンサC11に保持された電圧は零であり、制御回路A14
の負相入力には共通電位が現れる。
ンデンサC11に保持された電圧は零であり、制御回路A14
の負相入力には共通電位が現れる。
つぎのタイミングでまた第一スイッチS11、第二スイ
ッチS12、および第三スイッチS3が一斉に反転し、第１
図に示す位置に切替わる。この状態でまたコンデンサC
11に、つぎのタイミングで利用する補償電圧を保持す
る。これを繰返すと、制御回路A14の出力は第二抵抗器R
12、第二感温素子R14、演算回路A12を通り、制御回路A
14に戻る負帰環ループが形成されて、出力端子V0の出力
電圧は一定値に落書き、この一定値が入力交流信号の実
効電力に相当することになる。
ッチS12、および第三スイッチS3が一斉に反転し、第１
図に示す位置に切替わる。この状態でまたコンデンサC
11に、つぎのタイミングで利用する補償電圧を保持す
る。これを繰返すと、制御回路A14の出力は第二抵抗器R
12、第二感温素子R14、演算回路A12を通り、制御回路A
14に戻る負帰環ループが形成されて、出力端子V0の出力
電圧は一定値に落書き、この一定値が入力交流信号の実
効電力に相当することになる。
このようにして、素子の製造偏差のその他による誤差
のない出力が得られるが、第１図の上半分の回路を利用
してたのでは、入力端子VXに現れる電圧は間欠的であ
る。特に、保持回路（C11、A13）の保持動作にはその時
定数に応じた時間を要するので、保持回路の保持動作中
には出力が得られないことになる。出力端子V0の電圧を
保持する保持回路を設けてその電圧を連続的に送出する
ように構成することができるが、それでは入力交流信号
の急激な変動に対応することができない。
のない出力が得られるが、第１図の上半分の回路を利用
してたのでは、入力端子VXに現れる電圧は間欠的であ
る。特に、保持回路（C11、A13）の保持動作にはその時
定数に応じた時間を要するので、保持回路の保持動作中
には出力が得られないことになる。出力端子V0の電圧を
保持する保持回路を設けてその電圧を連続的に送出する
ように構成することができるが、それでは入力交流信号
の急激な変動に対応することができない。
したがって、第１図に示す下半分の回路を上半分の回
路と全く同様に設けて、各スイッチの切換動作に応じ
て、第三スイッチS3により直流電圧出力を送出している
タイミングに出力端子V0に接続するようにした。これに
より、出力端子V0の電圧は連続的になり、第二抵抗器R
12も連続的に発熱するようになる。
路と全く同様に設けて、各スイッチの切換動作に応じ
て、第三スイッチS3により直流電圧出力を送出している
タイミングに出力端子V0に接続するようにした。これに
より、出力端子V0の電圧は連続的になり、第二抵抗器R
12も連続的に発熱するようになる。
さらに、数式を用いて詳細に説明する。
第３図は本発明の実効電力・直流電圧回路の説明図で
ある。第４図は本発明の実効電力・直流電圧回路の切換
動作を示す図である。
ある。第４図は本発明の実効電力・直流電圧回路の切換
動作を示す図である。
第３図において、セラミック基板上に温度係数が極め
て小さな素材で発熱体として抵抗器R1を形成する。その
上に絶縁層を作り、さらにその上に今度は温度係数が可
能な限り大きな素材で感温素子R2を形成する。
て小さな素材で発熱体として抵抗器R1を形成する。その
上に絶縁層を作り、さらにその上に今度は温度係数が可
能な限り大きな素材で感温素子R2を形成する。
W:R1で消費する電力、V1:実効値 T2＝Ta＋θ2W …… T2:周囲温度、θ2:R1で消費した電力でR2が温度上
昇する率、T2:R2の温度 R20:基準温度でのR2の抵抗値、ΔR2:R2の温度係数 抵抗器R1自体は周囲温度および自己発熱の影響を受け
るが、 R1＝R10（１＋ΔR1T1） ＝R10（１＋ΔR1Ta＋ΔR1θ1W） 温度係数ΔR1が極めて小さい素子を使うことにより無視
できる。
昇する率、T2:R2の温度 R20:基準温度でのR2の抵抗値、ΔR2:R2の温度係数 抵抗器R1自体は周囲温度および自己発熱の影響を受け
るが、 R1＝R10（１＋ΔR1T1） ＝R10（１＋ΔR1Ta＋ΔR1θ1W） 温度係数ΔR1が極めて小さい素子を使うことにより無視
できる。
第１図および第４図において、いま第一抵抗器R11お
よび第二抵抗器R12の共通電位の他方の端子が切離され
電圧V1、V2が印加されたとすると、 V14＝iN（R14−R13） 第一抵抗器R11、第二抵抗器R12の温度係数が極めて小さ
い場合には、 R013、R014:温度Ｔ＝０、V1＝０、V2＝０のときの
抵抗 Ta11、Ta12:周囲温度 ΔR13、ΔR14:R13、R14の温度係数 θ11、θ12:熱抵抗（R11、R12で発生した力でR31、
R14が何度上昇するか） ａ＝iNR013ΔR13θ11/R11 ｂ＝iN｛R014（１＋ΔR14Ta12） −R013（１＋ΔR13Ta11）｝ ｃ＝iNR014ΔR14θ12/R12 V14＝cV2−aV1＋ｂ V1＝V2＝Vin に接続すると同時にコンデンサC11に蓄積し V14＝cVin 2−aVin 2＋ｂ 次に、電圧V1、V2の接続を元に戻すと V2＝Vin、Ｖ＝Vin、V1＝V16 とすると ここで ならば、 電圧V16は電圧Vinの実効値に比例することを示す。
よび第二抵抗器R12の共通電位の他方の端子が切離され
電圧V1、V2が印加されたとすると、 V14＝iN（R14−R13） 第一抵抗器R11、第二抵抗器R12の温度係数が極めて小さ
い場合には、 R013、R014:温度Ｔ＝０、V1＝０、V2＝０のときの
抵抗 Ta11、Ta12:周囲温度 ΔR13、ΔR14:R13、R14の温度係数 θ11、θ12:熱抵抗（R11、R12で発生した力でR31、
R14が何度上昇するか） ａ＝iNR013ΔR13θ11/R11 ｂ＝iN｛R014（１＋ΔR14Ta12） −R013（１＋ΔR13Ta11）｝ ｃ＝iNR014ΔR14θ12/R12 V14＝cV2−aV1＋ｂ V1＝V2＝Vin に接続すると同時にコンデンサC11に蓄積し V14＝cVin 2−aVin 2＋ｂ 次に、電圧V1、V2の接続を元に戻すと V2＝Vin、Ｖ＝Vin、V1＝V16 とすると ここで ならば、 電圧V16は電圧Vinの実効値に比例することを示す。
以上の回路を時分割に用いても良いのだが、発熱体の
時定数が大きいために高性能なサンプルホールダが必要
になる。
時定数が大きいために高性能なサンプルホールダが必要
になる。
そこで、第４図に示すように本回路を２組用意し、一
方で実効電力・直流電圧変換する間に、他方は回路誤差
をサンプルホールダに貯え、次の期間では役割を交代す
るように第一スイッチS11、第四スイッチS21、第二スイ
ッチS12、第五スイッチS22および第三スイッチS3を切換
えると、連続して実効電力・交流電圧変換ができ、かつ
この切換タイミングは発熱体の時定数と関係なく高速に
行えるために、サンプルホールダに要求される性能は緩
やかなものになる。
方で実効電力・直流電圧変換する間に、他方は回路誤差
をサンプルホールダに貯え、次の期間では役割を交代す
るように第一スイッチS11、第四スイッチS21、第二スイ
ッチS12、第五スイッチS22および第三スイッチS3を切換
えると、連続して実効電力・交流電圧変換ができ、かつ
この切換タイミングは発熱体の時定数と関係なく高速に
行えるために、サンプルホールダに要求される性能は緩
やかなものになる。
制御回路A14が理想的に動作すれば問題ないが現実に
は 入力オフセット電圧 V0S14≠０ 入力バイアス電流 IB14≠０ RA+≠RA-、RB+≠RB- 故に、この段で発生する誤差は高精度化の際障害にな
る。
は 入力オフセット電圧 V0S14≠０ 入力バイアス電流 IB14≠０ RA+≠RA-、RB+≠RB- 故に、この段で発生する誤差は高精度化の際障害にな
る。
第５図は本発明第三実施例実効電力・直流電圧回路の
ブロック構成図である。第５図において、一点鎖線で囲
む部分がこの実施例の特徴とするところである。すなわ
ち、制御回路A14、A24、第二スイッチS12、第五スイッ
チS22、コンデンサC11、C21およびバッファ回路A13、A
23を備え、演算回路A12（A22）の出力電圧V14（V24）は
抵抗器RAを介して制御回路A14（A24）の負相入力に接続
され、制御回路A14（A24）の出力は第三スイッチS3の一
方（他方）の接点および抵抗器RBを介して制御回路A14
（A24）の負相入力には接続される。また、制御回路A14
（A24）の出力は抵抗器R18（R28）、第二スイッチS
12（第五スイッチS22）およびコンデンサC11（C21）を
介して制御回路A14（A24）の正相入力に接続される。さ
らに、バッファ回路A13（A23）の出力は制御回路A14（A
24）の正相入力に接続され、バッファ回路A13（A23）の
負相入力は第二スイッチS12（第五スイッチS22）のコン
デンサC11（C21）側に接続され、またバッファ回路A13
（A23）の正相入力は共通電位に接続される。
ブロック構成図である。第５図において、一点鎖線で囲
む部分がこの実施例の特徴とするところである。すなわ
ち、制御回路A14、A24、第二スイッチS12、第五スイッ
チS22、コンデンサC11、C21およびバッファ回路A13、A
23を備え、演算回路A12（A22）の出力電圧V14（V24）は
抵抗器RAを介して制御回路A14（A24）の負相入力に接続
され、制御回路A14（A24）の出力は第三スイッチS3の一
方（他方）の接点および抵抗器RBを介して制御回路A14
（A24）の負相入力には接続される。また、制御回路A14
（A24）の出力は抵抗器R18（R28）、第二スイッチS
12（第五スイッチS22）およびコンデンサC11（C21）を
介して制御回路A14（A24）の正相入力に接続される。さ
らに、バッファ回路A13（A23）の出力は制御回路A14（A
24）の正相入力に接続され、バッファ回路A13（A23）の
負相入力は第二スイッチS12（第五スイッチS22）のコン
デンサC11（C21）側に接続され、またバッファ回路A13
（A23）の正相入力は共通電位に接続される。
この第三実施例は最終段を積分器型サンプルホールダ
で帰還をかけることにより誤差を一掃することができ
る。本実施例では最終段の極性が反転するので第一スイ
ッチS11および第四スイッチS21を第二抵抗器R12および
第四抵抗器R22側に移し極性の整合を計っている。
で帰還をかけることにより誤差を一掃することができ
る。本実施例では最終段の極性が反転するので第一スイ
ッチS11および第四スイッチS21を第二抵抗器R12および
第四抵抗器R22側に移し極性の整合を計っている。
すなわち、第一抵抗器R11の両端電圧をV1、第二抵抗
器R12の両端電圧をV2とすると、 V1＝V2＝Vin のときに第二スイッチS12を閉にすると、このとき V16＝０ になるから となり、これはコンデンサC11に蓄積されるから第二実
施例（第２図）の場合と同様に係数ａ、ｂ、ｃを設定す
ると、 となる。
器R12の両端電圧をV2とすると、 V1＝V2＝Vin のときに第二スイッチS12を閉にすると、このとき V16＝０ になるから となり、これはコンデンサC11に蓄積されるから第二実
施例（第２図）の場合と同様に係数ａ、ｂ、ｃを設定す
ると、 となる。
次に、第一スイッチS11を元に戻し第二スイッチS12を
開にすると、 となる。ここで V1＝Vin、V0＝V16 とすると となる。
開にすると、 となる。ここで V1＝Vin、V0＝V16 とすると となる。
本発明の実効電力・直流電圧変換回路の応用例につい
て説明する。第７図は本発明の実効電力・直流電圧変換
回路の第一応用例を示す図である。第８図は交流電圧発
生器のブロック構成図である。第９図は本発明の実効電
力・直流電圧変換回路の第二応用例を示す図である。
て説明する。第７図は本発明の実効電力・直流電圧変換
回路の第一応用例を示す図である。第８図は交流電圧発
生器のブロック構成図である。第９図は本発明の実効電
力・直流電圧変換回路の第二応用例を示す図である。
第一応用例：ディジタルマルチメータ用（DMM用）の実
効電力・直流電圧変換回路 第７図に示すようにディジタルマルチメータ用の実効
電力・直流電圧変換回路に使用する。
効電力・直流電圧変換回路 第７図に示すようにディジタルマルチメータ用の実効
電力・直流電圧変換回路に使用する。
第二応用例：交流電圧発生器 第８図に示すように従来の交流電圧発生器は負荷ZLが
様々に変化するために、増幅器の出力インピーダンスが
無視できない。普通の負帰環では、出力Voutの振幅周波
数特性を一定に保つことが難しい。そこで第９図に示す
ように基準信号VSと出力Voutとの実効値を比較し、差を
電圧制御増幅器（Voltage Controlled Amplifier）に負
帰環して出力Voutの実効値を基準信号VSの実効値と等し
くなるようにすることにより振幅周波数特性を一定に保
つことができる。
様々に変化するために、増幅器の出力インピーダンスが
無視できない。普通の負帰環では、出力Voutの振幅周波
数特性を一定に保つことが難しい。そこで第９図に示す
ように基準信号VSと出力Voutとの実効値を比較し、差を
電圧制御増幅器（Voltage Controlled Amplifier）に負
帰環して出力Voutの実効値を基準信号VSの実効値と等し
くなるようにすることにより振幅周波数特性を一定に保
つことができる。
以上説明したように、本発明は、素子製造偏差に基づ
く出力誤差をなくし、経年変化がなく常に精度を良く保
つことができる優れた効果がある。
く出力誤差をなくし、経年変化がなく常に精度を良く保
つことができる優れた効果がある。
第１図は本発明第一実施例実効電力・直流電圧変換回路
のブロック構成図。 第２図は本発明第二実施例実効電力・直流電圧変換回路
のブロック構成図。 第３図は本発明の実効電力・直流電圧変換回路の説明
図。 第４図は本発明の第二実施例の実効電力・直流電圧変換
回路の切換動作を示す図。 第５図は本発明第三実施例実効電力・直流電圧変換回路
のブロック構成図。 第６図は従来例の実効電力・直流電圧変換回路のブロッ
ク構成図 第７図は本発明の実効電力・直流電圧変換回路の第一応
用例を示す図。 第８図は交流電圧発生器のブロック構成図。 第９図は本発明の実効電力・直流電圧変換回路の第二応
用例を示す図。 A11、A13、A21、A23……バッファ回路、A12、A22……演
算回路、A14、A24……制御回路、C11、C21……コンデン
サ、I1、I2……電流、R1、R15〜R18、R25〜R28、RA+、R
A-、RB+、RB-……抵抗器、R2……感温素子、R11……第
一抵抗器、R12……第二抵抗器、R21……第三抵抗器、R
22……第四抵抗器、R13……第一感温素子、R14……第二
感温素子、R23……第三感温素子、R24……第四感温素
子、S3……第三スイッチ、S11……第一スイッチ、S12…
…第二スイッチ、S21……第四スイッチ、S22……第五ス
イッチ、V11〜V16、Vin……電圧、V0……出力端子、VX
……入力端子、θ１、θ２、θ11、θ12、θ21、θ22…
…温度上昇率。
のブロック構成図。 第２図は本発明第二実施例実効電力・直流電圧変換回路
のブロック構成図。 第３図は本発明の実効電力・直流電圧変換回路の説明
図。 第４図は本発明の第二実施例の実効電力・直流電圧変換
回路の切換動作を示す図。 第５図は本発明第三実施例実効電力・直流電圧変換回路
のブロック構成図。 第６図は従来例の実効電力・直流電圧変換回路のブロッ
ク構成図 第７図は本発明の実効電力・直流電圧変換回路の第一応
用例を示す図。 第８図は交流電圧発生器のブロック構成図。 第９図は本発明の実効電力・直流電圧変換回路の第二応
用例を示す図。 A11、A13、A21、A23……バッファ回路、A12、A22……演
算回路、A14、A24……制御回路、C11、C21……コンデン
サ、I1、I2……電流、R1、R15〜R18、R25〜R28、RA+、R
A-、RB+、RB-……抵抗器、R2……感温素子、R11……第
一抵抗器、R12……第二抵抗器、R21……第三抵抗器、R
22……第四抵抗器、R13……第一感温素子、R14……第二
感温素子、R23……第三感温素子、R24……第四感温素
子、S3……第三スイッチ、S11……第一スイッチ、S12…
…第二スイッチ、S21……第四スイッチ、S22……第五ス
イッチ、V11〜V16、Vin……電圧、V0……出力端子、VX
……入力端子、θ１、θ２、θ11、θ12、θ21、θ22…
…温度上昇率。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭51−14070（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−127269（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−137183（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−7975（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−16876（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01R 21/02 G01R 21/04 G01R 19/03
Claims (2)
- 【請求項１】直流電圧を印加して発熱させる第一抵抗器
（R11）と、この第一抵抗器の近傍に配置された第一感
温素子（R13）と、 入力交流信号を印加して発熱させる第二抵抗器（R12）
と、この第二抵抗器の近傍に配置された第二感温素子
（R14）と、 前記二つの感温素子の検出出力の差分を演算する演算回
路（A12）と、この差分が零になるように前記第一抵抗
器に印加する直流電圧を制御する制御回路（A14）と、 この制御回路の直流電圧出力を出力端子（V0）に導く回
路手段と を備えた実効電力・直流電圧変換回路において、 前記演算回路（A12）の出力電圧を一時保持する保持回
路（C11、A13）と、 前記第一抵抗器（R11）に周期的に前記直流電圧に代え
て前記第二抵抗器（R12）に印加される入力交流信号と
等しい入力交流信号を印加する第一スイッチ（S11）
と、 この第一スイッチが前記入力交流信号を選択しているタ
イミングで前記保持回路に前記演算回路の出力電圧を保
持させ、前記第一スイッチが前記直流電圧を選択してい
るタイミングでこの保持回路に保持された電圧を前記制
御回路（A14）に補償電圧として加算させる第二スイッ
チ（S12）と、 前記回路手段は、前記第一スイッチが前記入力交流信号
を選択しているタイミングに前記制御回路（A14）の出
力を前記出力端子に接続する第三スイッチ（S3）と を備えたことを特徴とする実効電力・直流電圧変換回
路。 - 【請求項２】請求項１記載の回路を二組備え、 この二組の回路に共通の入力交流信号を印加する手段
と、各組の対応するスイッチを同期して互いに反対位相
に制御する制御手段とを設けた ことを特徴とする実効電力・直流電圧変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24835689A JP2813669B2 (ja) | 1989-09-25 | 1989-09-25 | 実効電力・直流電圧変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24835689A JP2813669B2 (ja) | 1989-09-25 | 1989-09-25 | 実効電力・直流電圧変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03110481A JPH03110481A (ja) | 1991-05-10 |
| JP2813669B2 true JP2813669B2 (ja) | 1998-10-22 |
Family
ID=17176885
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24835689A Expired - Lifetime JP2813669B2 (ja) | 1989-09-25 | 1989-09-25 | 実効電力・直流電圧変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2813669B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3396392B1 (en) | 2017-04-26 | 2020-11-04 | ElectDis AB | Apparatus and method for determining a power value of a target |
-
1989
- 1989-09-25 JP JP24835689A patent/JP2813669B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03110481A (ja) | 1991-05-10 |
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