JPH07218616A - レーダ受信機 - Google Patents
レーダ受信機Info
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- JPH07218616A JPH07218616A JP6013596A JP1359694A JPH07218616A JP H07218616 A JPH07218616 A JP H07218616A JP 6013596 A JP6013596 A JP 6013596A JP 1359694 A JP1359694 A JP 1359694A JP H07218616 A JPH07218616 A JP H07218616A
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- Japan
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- δch
- σch
- frequency band
- intermediate frequency
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 レーダ受信機内部のΣ・Δ両ｃｈに設けられ
た可変型減衰器、もしくは可変型移相器のどちらか一方
を削除して、従来より小型でかつ試験調整が容易なレー
ダ受信機を得ることを目的とする。 【構成】 可変型減衰器、もしくは可変型移相器のどち
らか一方を削除しても、Σｃｈ・Δｃｈ間の相対位相も
しくは相対振幅のどちらか一方のみの調整で角度誤差電
圧Ｅの変動が抑圧できるようにするため、角度誤差電圧
の変動ΔＥを相対位相誤差Φと相対振幅誤差Ａをパラメ
ータとした数式にて表し、相対位相もしくは相対振幅の
どちらか一方のみの調整で相対位相誤差Φ＝相対振幅誤
差Ａ＝零であるときと等価な角度誤差電圧Ｅが得られる
ようにした。
た可変型減衰器、もしくは可変型移相器のどちらか一方
を削除して、従来より小型でかつ試験調整が容易なレー
ダ受信機を得ることを目的とする。 【構成】 可変型減衰器、もしくは可変型移相器のどち
らか一方を削除しても、Σｃｈ・Δｃｈ間の相対位相も
しくは相対振幅のどちらか一方のみの調整で角度誤差電
圧Ｅの変動が抑圧できるようにするため、角度誤差電圧
の変動ΔＥを相対位相誤差Φと相対振幅誤差Ａをパラメ
ータとした数式にて表し、相対位相もしくは相対振幅の
どちらか一方のみの調整で相対位相誤差Φ＝相対振幅誤
差Ａ＝零であるときと等価な角度誤差電圧Ｅが得られる
ようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、航空機もしくは飛翔
体のレーダ受信機に関するものである。
体のレーダ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来のレーダ受信機の構成図であ
る。図において１は受信機、２はΣｃｈ側低雑音増幅
器、３はΣｃｈ側ミキサ、４はΣｃｈ側バンドパスフィ
ルタ、５はΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、６はΣ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、７はΣｃｈ側中間周
波数帯増幅器、８はΣｃｈ側位相検波器、９はΔｃｈ側
低雑音増幅器、１０はΔｃｈ側ミキサ、１１はΔｃｈ側
バンドパスフィルタ、１２はΔｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器、１３はΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、
１４はΔｃｈ側中間周波数帯増幅器、１５はΔｃｈ側位
相検波器、１６はパワーディバイダ、１７は可変型減衰
器制御回路、１８は可変型移相器制御回路、１９はΣｃ
ｈ側高周波信号入力端子、２０は局部信号入力端子、２
１はΔｃｈ側側高周波信号入力端子、２２はΣｃｈ側ビ
デオ信号出力端子、２３はΔｃｈ側ビデオ信号出力端子
である。
る。図において１は受信機、２はΣｃｈ側低雑音増幅
器、３はΣｃｈ側ミキサ、４はΣｃｈ側バンドパスフィ
ルタ、５はΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、６はΣ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、７はΣｃｈ側中間周
波数帯増幅器、８はΣｃｈ側位相検波器、９はΔｃｈ側
低雑音増幅器、１０はΔｃｈ側ミキサ、１１はΔｃｈ側
バンドパスフィルタ、１２はΔｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器、１３はΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、
１４はΔｃｈ側中間周波数帯増幅器、１５はΔｃｈ側位
相検波器、１６はパワーディバイダ、１７は可変型減衰
器制御回路、１８は可変型移相器制御回路、１９はΣｃ
ｈ側高周波信号入力端子、２０は局部信号入力端子、２
１はΔｃｈ側側高周波信号入力端子、２２はΣｃｈ側ビ
デオ信号出力端子、２３はΔｃｈ側ビデオ信号出力端子
である。
【０００３】以下、従来のレーダ受信機について説明す
る。レーダ受信機はレーダ送信機から送受切換用サーキ
ュレータ及びアンテナを経て放射される高周波パルス送
信信号が目標から反射して上記のアンテナ及びサーキュ
レータを経て入力するパルス信号を受信する。この時上
記アンテナは１部が重なり合った２個のアンテナビーム
の和信号と差信号を、それぞれレーダ受信機のΣｃｈと
Δｃｈへ送出する。レーダ受信機の次段にある信号処理
部では差信号を和信号で規格化した信号の符号を識別す
ることにより角度追尾を行なう。図７に各アンテナビー
ムのパターン及び出力電圧を示す。図７ａのビームＡと
ビームＢの和信号と差信号を表したものが、図７ｂであ
り、ビームの中心で和信号の強度が最大になり、差信号
はビームの中心を境に符号が反転する。差信号を和信号
で規格化した出力電圧（角度誤差電圧：Ｅ）を表したも
のが図７ｃであり、この電圧の符号を識別し、常に差信
号の出力が零になるようにアンテナビームの方向を変え
ることにより角度追尾を行なう。
る。レーダ受信機はレーダ送信機から送受切換用サーキ
ュレータ及びアンテナを経て放射される高周波パルス送
信信号が目標から反射して上記のアンテナ及びサーキュ
レータを経て入力するパルス信号を受信する。この時上
記アンテナは１部が重なり合った２個のアンテナビーム
の和信号と差信号を、それぞれレーダ受信機のΣｃｈと
Δｃｈへ送出する。レーダ受信機の次段にある信号処理
部では差信号を和信号で規格化した信号の符号を識別す
ることにより角度追尾を行なう。図７に各アンテナビー
ムのパターン及び出力電圧を示す。図７ａのビームＡと
ビームＢの和信号と差信号を表したものが、図７ｂであ
り、ビームの中心で和信号の強度が最大になり、差信号
はビームの中心を境に符号が反転する。差信号を和信号
で規格化した出力電圧（角度誤差電圧：Ｅ）を表したも
のが図７ｃであり、この電圧の符号を識別し、常に差信
号の出力が零になるようにアンテナビームの方向を変え
ることにより角度追尾を行なう。
【０００４】レーダ受信機内のΣｃｈとΔｃｈの間の相
対振幅誤差及び、相対位相誤差がそれぞれ零である時、
角度誤差電圧Ｅは数１で表される。
対振幅誤差及び、相対位相誤差がそれぞれ零である時、
角度誤差電圧Ｅは数１で表される。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここで、レーダ受信機内のΣｃｈとΔｃｈ
の間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φがあった場
合のΣｃｈ出力ビデオ信号とΔｃｈ出力ビデオ信号のベ
クトル表示を図８に示す。この時の角度誤差電圧Ｅ’は
数２で表される。
の間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φがあった場
合のΣｃｈ出力ビデオ信号とΔｃｈ出力ビデオ信号のベ
クトル表示を図８に示す。この時の角度誤差電圧Ｅ’は
数２で表される。
【０００７】
【数２】
【０００８】数１と数２より、レーダ受信機内のΣｃｈ
とΔｃｈの間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φが
あった場合、角度誤差電圧の変動ΔＥは、数３で示され
る。
とΔｃｈの間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φが
あった場合、角度誤差電圧の変動ΔＥは、数３で示され
る。
【０００９】
【数３】
【００１０】数３で示される角度誤差電圧の変動ΔＥに
よって目標追尾誤差・過追尾・追尾遅れ等の追尾精度の
劣化が生じることになるため、レーダ受信機ではΣｃｈ
とΔｃｈのチャネル間相対位相バランス調整、及びチャ
ネル間相対振幅バランス調整により、相対振幅誤差Ａ＝
相対位相誤差Φ＝零になるようにして角度誤差電圧の変
動を抑圧しておく必要がある。
よって目標追尾誤差・過追尾・追尾遅れ等の追尾精度の
劣化が生じることになるため、レーダ受信機ではΣｃｈ
とΔｃｈのチャネル間相対位相バランス調整、及びチャ
ネル間相対振幅バランス調整により、相対振幅誤差Ａ＝
相対位相誤差Φ＝零になるようにして角度誤差電圧の変
動を抑圧しておく必要がある。
【００１１】従来のチャネル間位相バランス調整及びチ
ャネル間振幅バランス調整について説明する。図６にお
いてΣｃｈ側高周波信号入力端子１９とΔｃｈ側高周波
信号入力端子２１に試験調整用信号である同位相・同振
幅のＣＷ信号を入力する。Σｃｈ側高周波信号入力端子
１９から入力した試験調整用ＣＷ信号はΣｃｈ側低雑音
増幅器２に入力し増幅されΣｃｈ側ミキサ３のＲＦ端子
に入力する。一方局部信号入力端子２０から入力する局
部信号はパワーディバイダ１６にて分配されΣｃｈ側ミ
キサ３のＬＯ端子及びΔｃｈ側ミキサ１０のＬＯ端子へ
入力する。Σｃｈ側ミキサ３ではＲＦ端子への入力信号
とＬＯ端子への入力信号の周波数差分の中間周波数信号
をＩＦ端子から出力し、Σｃｈ側バンドパスフィルタ４
において不要波抑圧をした後、Σｃｈ側中間周波数帯可
変型減衰器５に入力し所定のレベルの減衰を受けた中間
周波数ＣＷ信号は、Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器
６にて所定の量の移相が行われ、Σｃｈ側中間周波数帯
増幅器７に入力し増幅された後、Σｃｈ側位相検波器８
へ入力しΣｃｈのビデオ信号としてΣｃｈ側ビデオ信号
出力端子２２から外部の信号処理部へと送出される。一
方、Δｃｈ側高周波信号入力端子２１から入力した試験
調整用ＣＷ信号はΔｃｈ側低雑音増幅器９に入力し増幅
されΔｃｈ側ミキサ１０のＲＦ端子に入力する。Δｃｈ
側ミキサ１０もΣｃｈ側ミキサ３と同様にＲＦ端子への
入力信号とＬＯ端子への入力信号の周波数差分の中間周
波数信号をＩＦ端子から出力し、Δｃｈ側バンドパスフ
ィルタ１１において不要波抑圧をした後、Δｃｈ側中間
周波数帯可変型減衰器１２に入力し所定のレベルの減衰
を受けた中間周波数ＣＷ信号は、Δｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器１３にて所定の量の移相が行われ、Δｃｈ
側中間周波数帯増幅器１４に入力し増幅された後、Δｃ
ｈ側位相検波器１５へ入力しΔｃｈのビデオ信号として
Δｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から外部の信号処理部
へと送出される。ここで、Σｃｈ側ビデオ信号出力端子
２２から出力されるΣｃｈビデオ信号と、Δｃｈ側ビデ
オ信号出力端子２３から出力されるΔｃｈビデオ信号を
同時に観測することにより、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈ
ビデオ信号の振幅誤差Ａと、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈ
ビデオ信号の位相誤差Φを測定する。その後、振幅誤差
Ａと透過位相誤差Φがそれぞれ零になるような減衰量変
化量及び移相量のデータを可変型減衰器制御回路１７及
び可変型移相器制御回路１８に対して設定し、Δｃｈ側
中間周波数帯可変型減衰器１２及びΔｃｈ側中間周波数
帯可変型移相器１３を駆動させる。その後再びΣｃｈ側
ビデオ信号出力端子２２から出力されるΣｃｈビデオ信
号と、Δｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力される
Δｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈビデオ信号と
Δｃｈビデオ信号の振幅誤差Ａと、透過移相誤差Φが零
になっていることを確認する。以上により、ΣｃｈとΔ
ｃｈの相対振幅バランス及び相対位相バランスの調整が
完了する。
ャネル間振幅バランス調整について説明する。図６にお
いてΣｃｈ側高周波信号入力端子１９とΔｃｈ側高周波
信号入力端子２１に試験調整用信号である同位相・同振
幅のＣＷ信号を入力する。Σｃｈ側高周波信号入力端子
１９から入力した試験調整用ＣＷ信号はΣｃｈ側低雑音
増幅器２に入力し増幅されΣｃｈ側ミキサ３のＲＦ端子
に入力する。一方局部信号入力端子２０から入力する局
部信号はパワーディバイダ１６にて分配されΣｃｈ側ミ
キサ３のＬＯ端子及びΔｃｈ側ミキサ１０のＬＯ端子へ
入力する。Σｃｈ側ミキサ３ではＲＦ端子への入力信号
とＬＯ端子への入力信号の周波数差分の中間周波数信号
をＩＦ端子から出力し、Σｃｈ側バンドパスフィルタ４
において不要波抑圧をした後、Σｃｈ側中間周波数帯可
変型減衰器５に入力し所定のレベルの減衰を受けた中間
周波数ＣＷ信号は、Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器
６にて所定の量の移相が行われ、Σｃｈ側中間周波数帯
増幅器７に入力し増幅された後、Σｃｈ側位相検波器８
へ入力しΣｃｈのビデオ信号としてΣｃｈ側ビデオ信号
出力端子２２から外部の信号処理部へと送出される。一
方、Δｃｈ側高周波信号入力端子２１から入力した試験
調整用ＣＷ信号はΔｃｈ側低雑音増幅器９に入力し増幅
されΔｃｈ側ミキサ１０のＲＦ端子に入力する。Δｃｈ
側ミキサ１０もΣｃｈ側ミキサ３と同様にＲＦ端子への
入力信号とＬＯ端子への入力信号の周波数差分の中間周
波数信号をＩＦ端子から出力し、Δｃｈ側バンドパスフ
ィルタ１１において不要波抑圧をした後、Δｃｈ側中間
周波数帯可変型減衰器１２に入力し所定のレベルの減衰
を受けた中間周波数ＣＷ信号は、Δｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器１３にて所定の量の移相が行われ、Δｃｈ
側中間周波数帯増幅器１４に入力し増幅された後、Δｃ
ｈ側位相検波器１５へ入力しΔｃｈのビデオ信号として
Δｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から外部の信号処理部
へと送出される。ここで、Σｃｈ側ビデオ信号出力端子
２２から出力されるΣｃｈビデオ信号と、Δｃｈ側ビデ
オ信号出力端子２３から出力されるΔｃｈビデオ信号を
同時に観測することにより、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈ
ビデオ信号の振幅誤差Ａと、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈ
ビデオ信号の位相誤差Φを測定する。その後、振幅誤差
Ａと透過位相誤差Φがそれぞれ零になるような減衰量変
化量及び移相量のデータを可変型減衰器制御回路１７及
び可変型移相器制御回路１８に対して設定し、Δｃｈ側
中間周波数帯可変型減衰器１２及びΔｃｈ側中間周波数
帯可変型移相器１３を駆動させる。その後再びΣｃｈ側
ビデオ信号出力端子２２から出力されるΣｃｈビデオ信
号と、Δｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力される
Δｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈビデオ信号と
Δｃｈビデオ信号の振幅誤差Ａと、透過移相誤差Φが零
になっていることを確認する。以上により、ΣｃｈとΔ
ｃｈの相対振幅バランス及び相対位相バランスの調整が
完了する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来のレーダ受信機は
以上のような構成・試験調整方式で角度誤差電圧の変動
を抑圧していたため、レーダ受信機が大型化し、かつ試
験調整が煩雑で時間がかかるという課題があった。
以上のような構成・試験調整方式で角度誤差電圧の変動
を抑圧していたため、レーダ受信機が大型化し、かつ試
験調整が煩雑で時間がかかるという課題があった。
【００１３】この発明は上記の課題を解消するためにな
されたものであり、レーダ受信機の構成品から可変型減
衰器、もしくは可変型移相器のどちらか一方を削除して
も角度誤差電圧の変動を抑圧できる試験調整方式を用い
ることにより、小型化した、かつ試験調整が容易で時間
がかからないレーダ受信機を得ることを目的とする。
されたものであり、レーダ受信機の構成品から可変型減
衰器、もしくは可変型移相器のどちらか一方を削除して
も角度誤差電圧の変動を抑圧できる試験調整方式を用い
ることにより、小型化した、かつ試験調整が容易で時間
がかからないレーダ受信機を得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明に係るレーダ受
信機は、従来のレーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間
相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、
及び可変型移相器制御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中
間周波数帯可変型減衰器と可変型減衰器制御回路による
Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅の調整のみで角度誤差電圧の
変動を抑圧できるようにしたものである。
信機は、従来のレーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間
相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、
及び可変型移相器制御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中
間周波数帯可変型減衰器と可変型減衰器制御回路による
Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅の調整のみで角度誤差電圧の
変動を抑圧できるようにしたものである。
【００１５】この発明に係るレーダ受信機は、従来のレ
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及びΣｃｈ・Δｃ
ｈ間相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周
波数帯可変型移相器と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移
相器、及び可変型移相器制御回路を削除し、Σｃｈ側高
周波帯可変型減衰器とΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器を
設け、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器と可変型減衰器制
御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅の調整のみで角
度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及びΣｃｈ・Δｃ
ｈ間相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周
波数帯可変型移相器と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移
相器、及び可変型移相器制御回路を削除し、Σｃｈ側高
周波帯可変型減衰器とΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器を
設け、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器と可変型減衰器制
御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅の調整のみで角
度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
【００１６】この発明に係るレーダ受信機は、従来のレ
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及び可変型減
衰器制御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中間周波数帯可
変型移相器と可変型移相器制御回路によるΣｃｈ・Δｃ
ｈ間相対位相の調整のみで角度誤差電圧の変動を抑圧で
きるようにしたものである。
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及び可変型減
衰器制御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中間周波数帯可
変型移相器と可変型移相器制御回路によるΣｃｈ・Δｃ
ｈ間相対位相の調整のみで角度誤差電圧の変動を抑圧で
きるようにしたものである。
【００１７】この発明に係るレーダ受信機は、従来のレ
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器制
御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整に
用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δｃ
ｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側高周
波帯可変型移相器とΔｃｈ側高周波帯可変型移相器を設
け、Δｃｈ側高周波帯可変型移相器と可変型移相器制御
回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角度
誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器制
御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整に
用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δｃ
ｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側高周
波帯可変型移相器とΔｃｈ側高周波帯可変型移相器を設
け、Δｃｈ側高周波帯可変型移相器と可変型移相器制御
回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角度
誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
【００１８】この発明に係るレーダ受信機は、従来のレ
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器制
御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整に
用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δｃ
ｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側局部
信号可変型移相器とΔｃｈ側局部信号可変型移相器を設
け、Δｃｈ側局部信号可変型移相器と可変型移相器制御
回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角度
誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器制
御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整に
用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δｃ
ｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側局部
信号可変型移相器とΔｃｈ側局部信号可変型移相器を設
け、Δｃｈ側局部信号可変型移相器と可変型移相器制御
回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角度
誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
【００１９】
【作用】この発明におけるレーダ受信機は、従来のレー
ダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調
整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器とΔ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、及び可変型移相器制
御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中間周波数帯可変型減
衰器と可変型減衰器制御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相
対振幅の調整のみで角度誤差電圧の変動を抑圧できるよ
うにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の
短縮が同時に可能となる。
ダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調
整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器とΔ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、及び可変型移相器制
御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中間周波数帯可変型減
衰器と可変型減衰器制御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相
対振幅の調整のみで角度誤差電圧の変動を抑圧できるよ
うにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の
短縮が同時に可能となる。
【００２０】この発明におけるレーダ受信機は、従来の
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及びΣｃｈ・Δ
ｃｈ間相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間
周波数帯可変型移相器と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器、及び可変型移相器制御回路を削除し、Σｃｈ側
高周波帯可変型減衰器とΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器
を設け、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器と可変型減衰器
制御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅の調整のみで
角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レー
ダ受信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能と
なる。
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及びΣｃｈ・Δ
ｃｈ間相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間
周波数帯可変型移相器と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器、及び可変型移相器制御回路を削除し、Σｃｈ側
高周波帯可変型減衰器とΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器
を設け、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器と可変型減衰器
制御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅の調整のみで
角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レー
ダ受信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能と
なる。
【００２１】この発明におけるレーダ受信機は、従来の
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及び可変型減
衰器制御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中間周波数帯可
変型移相器と可変型移相器制御回路によるΣｃｈ・Δｃ
ｈ間相対位相の調整のみで角度誤差電圧の変動を抑圧で
きるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整
時間の短縮が同時に可能となる。
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及び可変型減
衰器制御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中間周波数帯可
変型移相器と可変型移相器制御回路によるΣｃｈ・Δｃ
ｈ間相対位相の調整のみで角度誤差電圧の変動を抑圧で
きるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整
時間の短縮が同時に可能となる。
【００２２】この発明におけるレーダ受信機は、従来の
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器
制御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側高
周波帯可変型移相器とΔｃｈ側高周波帯可変型移相器を
設け、Δｃｈ側高周波帯可変型移相器と可変型移相器制
御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角
度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ
受信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能とな
る。
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器
制御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側高
周波帯可変型移相器とΔｃｈ側高周波帯可変型移相器を
設け、Δｃｈ側高周波帯可変型移相器と可変型移相器制
御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角
度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ
受信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能とな
る。
【００２３】この発明に係るレーダ受信機は、従来のレ
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器制
御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整に
用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δｃ
ｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側局部
信号可変型移相器とΔｃｈ側局部信号可変型移相器を設
け、Δｃｈ側局部信号可変型移相器と可変型移相器制御
回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角度
誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受
信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能とな
る。
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器制
御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整に
用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δｃ
ｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側局部
信号可変型移相器とΔｃｈ側局部信号可変型移相器を設
け、Δｃｈ側局部信号可変型移相器と可変型移相器制御
回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角度
誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受
信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能とな
る。
【００２４】
実施例１．図１は、この発明の一実施例のレーダ受信機
の構成を示すブロック図である。図において１〜５，７
〜１２，１４〜１７，１９〜２３は図６で示した従来例
と同様である。
の構成を示すブロック図である。図において１〜５，７
〜１２，１４〜１７，１９〜２３は図６で示した従来例
と同様である。
【００２５】次に動作について説明する。図１において
Σｃｈ側高周波信号入力端子１９とΔｃｈ側高周波信号
入力端子２１に試験調整用信号である同位相・同振幅の
ＣＷ信号を入力する。図１における１〜５，７〜１２，
１４〜１７，１９〜２３の動作は従来例と同様であり、
Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΣｃｈ
側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端
子２３から出力される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデ
オ信号を同時に観測する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子１９とΔｃｈ側高周波信号
入力端子２１に試験調整用信号である同位相・同振幅の
ＣＷ信号を入力する。図１における１〜５，７〜１２，
１４〜１７，１９〜２３の動作は従来例と同様であり、
Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΣｃｈ
側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端
子２３から出力される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデ
オ信号を同時に観測する。
【００２６】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差：Ａ、相対位
相誤差：Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差：Ａ、相対位
相誤差：Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
【００２７】図９にＡ＊ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００２８】図１に示した、この発明の一実施例のレー
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差ａと相対位相誤差φ１を測定
する。図９より、相対位相誤差φ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１を満足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度
誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、
（ａ１−ａ）分の減衰量変化量のデータを可変型減衰器
制御回路１７に設定し、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減
衰器１２の減衰量を（ａ１−ａ）だけ変化させることに
よりレーダ受信機を調整する。
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差ａと相対位相誤差φ１を測定
する。図９より、相対位相誤差φ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１を満足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度
誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、
（ａ１−ａ）分の減衰量変化量のデータを可変型減衰器
制御回路１７に設定し、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減
衰器１２の減衰量を（ａ１−ａ）だけ変化させることに
よりレーダ受信機を調整する。
【００２９】以上のように、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器６、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１３及
び可変型移相器制御回路１８を削除しても、角度誤差電
圧の変動を抑圧することができる。
型移相器６、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１３及
び可変型移相器制御回路１８を削除しても、角度誤差電
圧の変動を抑圧することができる。
【００３０】実施例２．図２は、この発明の他のレーダ
受信機の構成を示すブロック図である。図において１〜
４，７〜１１，１４〜１７，１９〜２３は図６で示した
従来例と同様であり、２４はΣｃｈ側高周波帯可変型減
衰器、２５はΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器である。
受信機の構成を示すブロック図である。図において１〜
４，７〜１１，１４〜１７，１９〜２３は図６で示した
従来例と同様であり、２４はΣｃｈ側高周波帯可変型減
衰器、２５はΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器である。
【００３１】次に動作について説明する。図２において
Σｃｈ側高周波信号入力端子１９とΔｃｈ側高周波信号
入力端子２１に試験調整用信号である同位相・同振幅の
ＣＷ信号を入力する。図２における１〜４，７〜１１，
１４〜１７，１９〜２３の動作は従来例と同様であり、
Σｃｈ側高周波帯可変型減衰器２４とΔｃｈ側高周波帯
可変型減衰器２５はそれぞれ、Σｃｈ側低雑音増幅器２
とΔｃｈ側低雑音増幅器９の出力端に接続され、高周波
信号を所定の減衰量だけ減衰させた後それぞれΣｃｈ側
ミキサ３、Δｃｈ側ミキサ１０のＲＦ端子へ入力させ
る。Σｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈビデオ信
号出力端子２３からは、それぞれΣｃｈ側ビデオ信号と
Δｃｈビデオ信号が出力されるのでこれらを同時に観測
する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子１９とΔｃｈ側高周波信号
入力端子２１に試験調整用信号である同位相・同振幅の
ＣＷ信号を入力する。図２における１〜４，７〜１１，
１４〜１７，１９〜２３の動作は従来例と同様であり、
Σｃｈ側高周波帯可変型減衰器２４とΔｃｈ側高周波帯
可変型減衰器２５はそれぞれ、Σｃｈ側低雑音増幅器２
とΔｃｈ側低雑音増幅器９の出力端に接続され、高周波
信号を所定の減衰量だけ減衰させた後それぞれΣｃｈ側
ミキサ３、Δｃｈ側ミキサ１０のＲＦ端子へ入力させ
る。Σｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈビデオ信
号出力端子２３からは、それぞれΣｃｈ側ビデオ信号と
Δｃｈビデオ信号が出力されるのでこれらを同時に観測
する。
【００３２】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差：Ａ、相対位
相誤差：Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差：Ａ、相対位
相誤差：Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
【００３３】図９にＡ＊ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００３４】図２に示した、この発明の他のレーダ受信
機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、ΣｃｈとΔｃｈ
の間の相対振幅誤差ａと相対位相誤差φ１を測定する。
図９より、相対位相誤差φ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ１−
ａ）分の減衰量変化量のデータを可変型減衰器制御回路
１７に設定し、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器２５の減
衰量を（ａ１−ａ）だけ変化させることによりレーダ受
信機を調整する。
機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、ΣｃｈとΔｃｈ
の間の相対振幅誤差ａと相対位相誤差φ１を測定する。
図９より、相対位相誤差φ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ１−
ａ）分の減衰量変化量のデータを可変型減衰器制御回路
１７に設定し、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器２５の減
衰量を（ａ１−ａ）だけ変化させることによりレーダ受
信機を調整する。
【００３５】以上のように、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器５、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器６、Δ
ｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１２、Δｃｈ側中間周
波数帯可変型移相器１３及び可変型移相器制御回路１８
を削除しても、Σｃｈ側高周波帯可変型減衰器２４、及
びΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器２５を追加することに
より、角度誤差電圧の変動を抑圧することができる。
型減衰器５、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器６、Δ
ｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１２、Δｃｈ側中間周
波数帯可変型移相器１３及び可変型移相器制御回路１８
を削除しても、Σｃｈ側高周波帯可変型減衰器２４、及
びΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器２５を追加することに
より、角度誤差電圧の変動を抑圧することができる。
【００３６】実施例３．図３は、この発明の他のレーダ
受信機の構成を示すブロック図である。図において１〜
４，６〜１１，１３〜１６，１８〜２３は図６で示した
従来例と同様である。
受信機の構成を示すブロック図である。図において１〜
４，６〜１１，１３〜１６，１８〜２３は図６で示した
従来例と同様である。
【００３７】次に動作について説明する。図３において
Σｃｈ側高周波信号入力端子１９とΔｃｈ側高周波信号
入力端子２１に試験調整用信号である同位相・同振幅の
ＣＷ信号を入力する。図３における１〜４，６〜１１，
１３〜１６，１８〜２３の動作は従来例と同様であり、
Σｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側ビデオ信号
出力端子２３からは、それぞれΣｃｈビデオ信号とΔｃ
ｈビデオ信号が出力されるのでこれらを同時に観測す
る。
Σｃｈ側高周波信号入力端子１９とΔｃｈ側高周波信号
入力端子２１に試験調整用信号である同位相・同振幅の
ＣＷ信号を入力する。図３における１〜４，６〜１１，
１３〜１６，１８〜２３の動作は従来例と同様であり、
Σｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側ビデオ信号
出力端子２３からは、それぞれΣｃｈビデオ信号とΔｃ
ｈビデオ信号が出力されるのでこれらを同時に観測す
る。
【００３８】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差：Ａ、相対位
相誤差：Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差：Ａ、相対位
相誤差：Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
【００３９】図９にＡ＊ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００４０】図３に示した、この発明の他のレーダ受信
機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、ΣｃｈとΔｃｈ
の間の相対振幅誤差ａ１と相対位相誤差φを測定する。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータを可変型移相器制御回路
１８に設定し、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１３
の移相量を（φ１−φ）だけ変化させることによりレー
ダ受信機を調整する。
機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、ΣｃｈとΔｃｈ
の間の相対振幅誤差ａ１と相対位相誤差φを測定する。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータを可変型移相器制御回路
１８に設定し、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１３
の移相量を（φ１−φ）だけ変化させることによりレー
ダ受信機を調整する。
【００４１】以上のように、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器５、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１２及
び可変型減衰器制御回路１７を削除しても、角度誤差電
圧の変動を抑圧することができる。
型減衰器５、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１２及
び可変型減衰器制御回路１７を削除しても、角度誤差電
圧の変動を抑圧することができる。
【００４２】実施例４．図４は、この発明の他のレーダ
受信機の構成を示すブロック図である。図において１〜
４，７〜１１，１４〜１６，１８〜２３は図６で示した
従来例と同様であり、２６はΣｃｈ側高周波帯可変型移
相器、２７はΔｃｈ側高周波帯可変型移相器である。
受信機の構成を示すブロック図である。図において１〜
４，７〜１１，１４〜１６，１８〜２３は図６で示した
従来例と同様であり、２６はΣｃｈ側高周波帯可変型移
相器、２７はΔｃｈ側高周波帯可変型移相器である。
【００４３】次に動作について説明する。図４において
上記Σｃｈ側高周波信号入力端子１９と上記Δｃｈ側高
周波信号入力端子２１に試験調整用信号である同位相・
同振幅のＣＷ信号を入力する。図４における１〜４，７
〜１１，１４〜１６，１８〜２３の動作は従来例と同様
であり、Σｃｈ側高周波帯可変型移相器２６とΔｃｈ側
高周波帯可変型移相器２７はそれぞれ、Σｃｈ側低雑音
増幅器２とΔｃｈ側低雑音増幅器９の出力端に接続さ
れ、高周波信号を所定の移相量だけ移相させた後それぞ
れΣｃｈ側ミキサ３、Δｃｈ側ミキサ１０のＲＦ端子へ
入力させる。Σｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ
ビデオ信号出力端子２３からは、それぞれΣｃｈ側ビデ
オ信号とΔｃｈ側ビデオ信号が出力されるのでこれらを
同時に観測する。
上記Σｃｈ側高周波信号入力端子１９と上記Δｃｈ側高
周波信号入力端子２１に試験調整用信号である同位相・
同振幅のＣＷ信号を入力する。図４における１〜４，７
〜１１，１４〜１６，１８〜２３の動作は従来例と同様
であり、Σｃｈ側高周波帯可変型移相器２６とΔｃｈ側
高周波帯可変型移相器２７はそれぞれ、Σｃｈ側低雑音
増幅器２とΔｃｈ側低雑音増幅器９の出力端に接続さ
れ、高周波信号を所定の移相量だけ移相させた後それぞ
れΣｃｈ側ミキサ３、Δｃｈ側ミキサ１０のＲＦ端子へ
入力させる。Σｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ
ビデオ信号出力端子２３からは、それぞれΣｃｈ側ビデ
オ信号とΔｃｈ側ビデオ信号が出力されるのでこれらを
同時に観測する。
【００４４】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差：Ａ、相対位
相誤差：Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差：Ａ、相対位
相誤差：Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
【００４５】図９にＡ＊ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００４６】図４に示した、この発明の他のレーダ受信
機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、ΣｃｈとΔｃｈ
の間の相対振幅誤差ａ１と相対位相誤差φを測定する。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対移相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータを可変型移相器制御回路
１８に設定し、Δｃｈ側高周波帯可変型移相器２７の移
相量を（φ１−φ）だけ変化させることによりレーダ受
信機を調整する。
機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、ΣｃｈとΔｃｈ
の間の相対振幅誤差ａ１と相対位相誤差φを測定する。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対移相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータを可変型移相器制御回路
１８に設定し、Δｃｈ側高周波帯可変型移相器２７の移
相量を（φ１−φ）だけ変化させることによりレーダ受
信機を調整する。
【００４７】以上のように、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器５、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器６、Δ
ｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１２、Δｃｈ側中間周
波数帯可変型移相器１３、及び可変型減衰器制御回路１
７を削除しても、Σｃｈ側高周波帯可変型移相器２６、
及びΔｃｈ側高周波帯可変型移相器２７を追加すること
により、角度誤差電圧の変動を抑圧することができる。
型減衰器５、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器６、Δ
ｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１２、Δｃｈ側中間周
波数帯可変型移相器１３、及び可変型減衰器制御回路１
７を削除しても、Σｃｈ側高周波帯可変型移相器２６、
及びΔｃｈ側高周波帯可変型移相器２７を追加すること
により、角度誤差電圧の変動を抑圧することができる。
【００４８】実施例５．図５は、この発明の他のレーダ
受信機の構成を示すブロック図である。図において１〜
４，７〜１１，１４〜１６，１８〜２３は図６で示した
従来例と同様であり、２８はΣｃｈ側局部信号可変型移
相器、２９はΔｃｈ側局部信号可変型移相器である。
受信機の構成を示すブロック図である。図において１〜
４，７〜１１，１４〜１６，１８〜２３は図６で示した
従来例と同様であり、２８はΣｃｈ側局部信号可変型移
相器、２９はΔｃｈ側局部信号可変型移相器である。
【００４９】次に動作について説明する。図５において
Σｃｈ側高周波信号入力端子１９とΔｃｈ側高周波信号
入力端子２１に試験調整用信号である同位相・同振幅の
ＣＷ信号を入力する。図５における１〜４，７〜１１，
１４〜１６，１８〜２３の動作は従来例と同様であり、
Σｃｈ側局部信号可変型移相器２８とΔｃｈ側局部信号
可変型移相器２９はそれぞれ、パワーディバイダ１６の
出力端に接続され、局部信号を所定の移相量だけ移相さ
せた後それぞれΣｃｈ側ミキサ３、Δ側ミキサ１０のＬ
Ｏ端子へ入力させる。Σｃｈ側ビデオ信号出力端子２２
とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子２３からは、それぞれΣ
ｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が出力されるのでこ
れらを同時に観測する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子１９とΔｃｈ側高周波信号
入力端子２１に試験調整用信号である同位相・同振幅の
ＣＷ信号を入力する。図５における１〜４，７〜１１，
１４〜１６，１８〜２３の動作は従来例と同様であり、
Σｃｈ側局部信号可変型移相器２８とΔｃｈ側局部信号
可変型移相器２９はそれぞれ、パワーディバイダ１６の
出力端に接続され、局部信号を所定の移相量だけ移相さ
せた後それぞれΣｃｈ側ミキサ３、Δ側ミキサ１０のＬ
Ｏ端子へ入力させる。Σｃｈ側ビデオ信号出力端子２２
とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子２３からは、それぞれΣ
ｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が出力されるのでこ
れらを同時に観測する。
【００５０】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差：Ａ、相対位
相誤差：Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差：Ａ、相対位
相誤差：Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
【００５１】図９にＡ＊ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００５２】図５に示した、この発明の他のレーダ受信
機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、ΣｃｈとΔｃｈ
の間の相対振幅誤差ａ１と相対位相誤差φを測定する。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータを可変型移相器制御回路
１８に設定し、Δｃｈ側局部信号可変型移相器２９の移
相量を（φ１−φ）だけ変化させることによりレーダ受
信機を調整する。
機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子２２とΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、ΣｃｈとΔｃｈ
の間の相対振幅誤差ａ１と相対位相誤差φを測定する。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータを可変型移相器制御回路
１８に設定し、Δｃｈ側局部信号可変型移相器２９の移
相量を（φ１−φ）だけ変化させることによりレーダ受
信機を調整する。
【００５３】以上のように、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器５、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器６、Δ
ｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１２、Δｃｈ側中間周
波数帯可変型移相器１３、及び可変型減衰器制御回路１
７を削除しても、Σｃｈ側局部信号可変移相器２８、及
びΔｃｈ側局部信号可変型移相器２９を追加することに
より、角度誤差電圧の変動を抑圧することができる。
型減衰器５、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器６、Δ
ｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１２、Δｃｈ側中間周
波数帯可変型移相器１３、及び可変型減衰器制御回路１
７を削除しても、Σｃｈ側局部信号可変移相器２８、及
びΔｃｈ側局部信号可変型移相器２９を追加することに
より、角度誤差電圧の変動を抑圧することができる。
【００５４】上記実施例では、Δｃｈ側の振幅もしくは
位相を調整することで角度誤差電圧の変動ΔＥを抑圧し
たが、Σｃｈ側についても同様の結果を得ることができ
る。
位相を調整することで角度誤差電圧の変動ΔＥを抑圧し
たが、Σｃｈ側についても同様の結果を得ることができ
る。
【００５５】
【発明の効果】この発明におけるレーダ受信機は、従来
のレーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バラ
ンス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相
器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、及び可変型移
相器制御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中間周波数帯可
変型減衰器と可変型減衰器制御回路によるΣｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅の調整のみで角度誤差電圧の変動を抑圧で
きるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整
時間の短縮が同時に可能となる。
のレーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バラ
ンス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相
器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、及び可変型移
相器制御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中間周波数帯可
変型減衰器と可変型減衰器制御回路によるΣｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅の調整のみで角度誤差電圧の変動を抑圧で
きるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整
時間の短縮が同時に可能となる。
【００５６】この発明におけるレーダ受信機は、従来の
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及びΣｃｈ・Δ
ｃｈ間相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間
周波数帯可変型移相器と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器、及び可変型移相器制御回路を削除し、Σｃｈ側
高周波帯可変型減衰器とΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器
を設け、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器と可変型減衰器
制御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅の調整のみで
角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レー
ダ受信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能と
なる。
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及びΣｃｈ・Δ
ｃｈ間相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間
周波数帯可変型移相器と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器、及び可変型移相器制御回路を削除し、Σｃｈ側
高周波帯可変型減衰器とΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器
を設け、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器と可変型減衰器
制御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅の調整のみで
角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レー
ダ受信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能と
なる。
【００５７】この発明におけるレーダ受信機は、従来の
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及び可変型減
衰器制御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中間周波数帯可
変型移相器と可変型移相器制御回路によるΣｃｈ・Δｃ
ｈ間相対位相の調整のみで角度誤差電圧の変動を抑圧で
きるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整
時間の短縮が同時に可能となる。
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
と、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、及び可変型減
衰器制御回路を削除し、既存のΔｃｈ側中間周波数帯可
変型移相器と可変型移相器制御回路によるΣｃｈ・Δｃ
ｈ間相対位相の調整のみで角度誤差電圧の変動を抑圧で
きるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整
時間の短縮が同時に可能となる。
【００５８】この発明におけるレーダ受信機は、従来の
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器
制御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側高
周波帯可変型移相器とΔｃｈ側高周波帯可変型移相器を
設け、Δｃｈ側高周波帯可変型移相器と可変型移相器制
御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角
度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ
受信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能とな
る。
レーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バラン
ス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器
制御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側高
周波帯可変型移相器とΔｃｈ側高周波帯可変型移相器を
設け、Δｃｈ側高周波帯可変型移相器と可変型移相器制
御回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角
度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ
受信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能とな
る。
【００５９】この発明に係るレーダ受信機は、従来のレ
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器制
御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整に
用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δｃ
ｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側局部
信号可変型移相器とΔｃｈ側局部信号可変型移相器を設
け、Δｃｈ側局部信号可変型移相器と可変型移相器制御
回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角度
誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受
信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能とな
る。
ーダ受信機においてΣｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス
調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、可変型減衰器制
御回路、及びΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整に
用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、Δｃ
ｈ側中間周波数帯可変型移相器を削除し、Σｃｈ側局部
信号可変型移相器とΔｃｈ側局部信号可変型移相器を設
け、Δｃｈ側局部信号可変型移相器と可変型移相器制御
回路によるΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相の調整のみで角度
誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受
信機の小型化と試験調整時間の短縮が同時に可能とな
る。
【図１】この発明の一実施例によるレーダ受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】この発明の他の実施例によるレーダ受信機の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図３】この発明の他の実施例によるレーダ受信機の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図４】この発明の他の実施例によるレーダ受信機の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図５】この発明の他の実施例によるレーダ受信機の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図６】従来のこの種のレーダ受信機の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】アンテナビームのビームパターンと角度誤差電
圧を示す図である。
圧を示す図である。
【図８】Σｃｈ，Δｃｈ間に相対位相誤差Φ、相対振幅
誤差Ａがあった場合のΣｃｈ，Δｃｈ出力ビデオ信号の
ベクトル表示を示す図である。
誤差Ａがあった場合のΣｃｈ，Δｃｈ出力ビデオ信号の
ベクトル表示を示す図である。
【図９】Ａ＊ｃｏｓΦ＝１を表す曲線を示す図である。
【符号の説明】 １ 受信機 ２ Σｃｈ側低雑音増幅器 ３ Σｃｈ側ミキサ ４ Σｃｈ側バンドパスフィルタ ５ Σｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器 ６ Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器 ７ Σｃｈ側中間周波数帯増幅器 ８ Σｃｈ側位相検波器 ９ Δｃｈ側低雑音増幅器 １０ Δｃｈ側ミキサ １１ Δｃｈ側バンドパスフィルタ １２ Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器 １３ Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器 １４ Δｃｈ側中間周波数帯増幅器 １５ Δｃｈ側位相検波器 １６ パワーディバイダ １７ 可変型減衰器制御回路 １８ 可変型移相器制御回路 １９ Σｃｈ側高周波信号入力端子 ２０ 局部信号入力端子 ２１ Δｃｈ側高周波信号入力端子 ２２ Σｃｈ側ビデオ信号出力端子 ２３ Δｃｈ側ビデオ信号出力端子 ２４ Σｃｈ側高周波帯可変型減衰器 ２５ Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器 ２６ Σｃｈ側高周波帯可変型移相器 ２７ Δｃｈ側高周波帯可変型移相器 ２８ Σｃｈ側局部信号可変型移相器 ２９ Δｃｈ側局部信号可変型移相器
Claims (5)
- 【請求項１】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続され高周波信号と局部信号を
ミキシングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサ
の出力端に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側バンドパ
スフィルタと、上記Σｃｈ側バンドパスフィルタの出力
端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、
上記Σｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器の出力端に接続
されたΣｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Σｃｈ側中
間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側位相検
波器と、および高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端
に接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続され高周波信号と局部信号を
ミキシングするΔｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサ
の出力端に接続され不要波を抑圧するΔｃｈ側バンドパ
スフィルタと、上記Δｃｈ側バンドパスフィルタの出力
端に接続されたΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅バランス調
整用のΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と、上記Δｃ
ｈ側中間周波数帯可変型減衰器の出力端に接続されたΔ
ｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中間周波数
帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側位相検波器と、
及び上記Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器を駆動する
可変型減衰器制御回路と、及び局部信号入力端子に接続
されたパワーディバイダとで構成されるレーダ受信機に
おいて、上記Σｃｈ側位相検波器出力のΣｃｈビデオ信
号と、上記Δｃｈ側位相検波器出力のΔｃｈビデオ信号
の相対位相誤差値及び相対振幅誤差値から、ΣｃｈとΔ
ｃｈとの角度誤差電圧の変動を抑圧するのに必要な振幅
値を求め、上記可変型減衰器制御回路により所望の減衰
量を上記Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器に対し設定
する手段を備えたことを特徴とするレーダ受信機。 - 【請求項２】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波帯可変
型減衰器と、上記Σｃｈ側高周波帯可変型減衰器の出力
端に接続され高周波信号と局部信号をミキシングするΣ
ｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力端に接続さ
れ不要波を抑圧するΣｃｈ側バンドパスフィルタと、上
記Σｃｈ側バンドパスフィルタの出力端に接続されたΣ
ｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数
帯増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側位相検波器と、
及び高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に接続され
たΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器
の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器
と、上記Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器の出力端に接続
され高周波信号と局部信号をミキシングするΔｃｈ側ミ
キサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続され不要波
を抑圧するΔｃｈ側バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ
側バンドパスフィルタの出力端に接続されたΔｃｈ側中
間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中間周波数帯増幅器
の出力端に接続されたΔｃｈ側位相検波器と、及び上記
Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器を駆動する可変型減衰器
制御回路と、及び局部信号入力端子に接続されたパワー
ディバイダとで構成されるレーダ受信機において、上記
Σｃｈ側位相検波器出力のΣｃｈビデオ信号と、上記Δ
ｃｈ側位相検波器出力のΔｃｈビデオ信号の相対位相誤
差値及び相対振幅誤差値から、ΣｃｈとΔｃｈとの角度
誤差電圧の変動を抑圧するのに必要な振幅値を求め、上
記可変型減衰器制御回路により所望の減衰量を上記Δｃ
ｈ側高周波帯可変型減衰器に対し設定する手段を備えた
ことを特徴とするレーダ受信機。 - 【請求項３】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続され高周波信号と局部信号を
ミキシングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサ
の出力端に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側バンドパ
スフィルタと、上記Σｃｈ側バンドパスフィルタの出力
端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、
上記Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器の出力端に接続
されたΣｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Σｃｈ側中
間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側位相検
波器と、及び高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に
接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑
音増幅器の出力端に接続され高周波信号と局部信号をミ
キシングするΔｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの
出力端に接続され不要波を抑圧するΔｃｈ側バンドパス
フィルタと、上記Δｃｈ側バンドパスフィルタの出力端
に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、上
記Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器の出力端に接続さ
れたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中間
周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側位相検波
器と、及び上記Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器を駆
動する可変型移相器制御回路と、及び局部信号入力端子
に接続されたパワーディバイダとで構成されるレーダ受
信機において、上記Σｃｈ側位相検波器出力のΣｃｈビ
デオ信号と、上記Δｃｈ側位相検波器出力のΔｃｈビデ
オ信号の相対位相誤差値及び相対振幅誤差値から、Σｃ
ｈとΔｃｈとの角度誤差電圧の変動を抑圧するのに必要
な移相量を求め、上記可変型移相器制御回路により所望
の移相量を上記Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器に対
し設定する手段を備えたことを特徴とするレーダ受信
機。 - 【請求項４】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波帯可変
型移相器と、Σｃｈ側高周波帯可変型移相器の出力端に
接続され高周波信号と局部信号をミキシングするΣｃｈ
側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力端に接続され不
要波を抑圧するΣｃｈ側バンドパスフィルタと、上記Σ
ｃｈ側バンドパスフィルタの出力端に接続されたΣｃｈ
側中間周波数帯増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増
幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側位相検波器と、及び
高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に接続されたΔ
ｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器の出
力端に接続されたΔｃｈ側高周波帯可変型移相器と、Δ
ｃｈ側高周波帯可変型移相器の出力端に接続され高周波
信号と局部信号をミキシングするΔｃｈ側ミキサと、上
記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続され不要波を抑圧する
Δｃｈ側バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側バンドパ
スフィルタの出力端に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯
増幅器と、上記Δｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に
接続されたΔｃｈ側位相検波器と、及び上記Δｃｈ側高
周波帯可変型移相器を駆動する可変型移相器制御回路と
及び局部信号入力端子に接続されたパワーディバイダと
で構成されるレーダ受信機において、上記Σｃｈ側位相
検波器出力のΣｃｈビデオ信号と、上記Δｃｈ側位相検
波器出力のΔｃｈビデオ信号の相対位相誤差値及び相対
振幅誤差値から、ΣｃｈとΔｃｈとの角度誤差電圧の変
動を抑圧するのに必要な移相量を求め、上記可変型移相
器制御回路により所望の移相量を上記Δｃｈ側高周波帯
可変型移相器に対し設定する手段を備えたことを特徴と
するレーダ受信機。 - 【請求項５】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続され高周波信号と局部信号を
ミキシングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサ
の出力端に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側バンドパ
スフィルタと、上記Σｃｈ側バンドパスフィルタの出力
端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Σ
ｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ
側位相検波器と、及び高周波パルス受信信号のΔｃｈ側
入力端に接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃ
ｈ側低雑音増幅器の出力端に接続され高周波信号と局部
信号をミキシングするΔｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側
ミキサの出力端に接続され不要波を抑圧するΔｃｈ側バ
ンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側バンドパスフィルタ
の出力端に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、
上記Δｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続された
Δｃｈ側位相検波器と、局部信号入力端子に接続された
パワーディバイダと、上記パワーディバイダと上記Σｃ
ｈ側ミキサの間に接続されたΣｃｈ側局部信号可変型移
相器と、上記パワーディバイダと上記Δｃｈ側ミキサの
間に接続されたΔｃｈ側局部信号可変型移相器と、及び
上記Δｃｈ側局部信号可変型移相器を駆動する可変型移
相器制御回路で構成されるレーダ受信機において、上記
Σｃｈ側位相検波器出力のΣｃｈビデオ信号と、上記Δ
ｃｈ側位相検波器出力のΔｃｈビデオ信号の相対位相誤
差値及び相対振幅誤差値から、ΣｃｈとΔｃｈとの角度
誤差電圧の変動を抑圧するのに必要な移相量を求め、上
記可変型移相器制御回路により所望の移相量を上記Δｃ
ｈ側局部信号可変型移相器に対し設定する手段を備えた
ことを特徴とするレーダ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6013596A JPH07218616A (ja) | 1994-02-07 | 1994-02-07 | レーダ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6013596A JPH07218616A (ja) | 1994-02-07 | 1994-02-07 | レーダ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07218616A true JPH07218616A (ja) | 1995-08-18 |
Family
ID=11837593
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6013596A Pending JPH07218616A (ja) | 1994-02-07 | 1994-02-07 | レーダ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07218616A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010108547A (ko) * | 2000-05-29 | 2001-12-08 | 송재인 | 시스템 시험 장치 |
| JP2008216070A (ja) * | 2007-03-05 | 2008-09-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 追尾アンテナ装置、追尾制御方法およびそのプログラム |
| WO2016104521A1 (ja) * | 2014-12-25 | 2016-06-30 | 三菱電機株式会社 | 周波数変換装置 |
| CN110190815A (zh) * | 2019-05-28 | 2019-08-30 | 南京国立电子科技有限公司 | 一种毫米波幅相一致双通道下变频组件 |
-
1994
- 1994-02-07 JP JP6013596A patent/JPH07218616A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20010108547A (ko) * | 2000-05-29 | 2001-12-08 | 송재인 | 시스템 시험 장치 |
| JP2008216070A (ja) * | 2007-03-05 | 2008-09-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 追尾アンテナ装置、追尾制御方法およびそのプログラム |
| WO2016104521A1 (ja) * | 2014-12-25 | 2016-06-30 | 三菱電機株式会社 | 周波数変換装置 |
| CN110190815A (zh) * | 2019-05-28 | 2019-08-30 | 南京国立电子科技有限公司 | 一种毫米波幅相一致双通道下变频组件 |
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