JPH08248121A - レーダ受信機 - Google Patents
レーダ受信機Info
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- JPH08248121A JPH08248121A JP7055653A JP5565395A JPH08248121A JP H08248121 A JPH08248121 A JP H08248121A JP 7055653 A JP7055653 A JP 7055653A JP 5565395 A JP5565395 A JP 5565395A JP H08248121 A JPH08248121 A JP H08248121A
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- δch
- σch
- signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 従来より小型でかつ試験調整が容易なレーダ
受信機を得ることを目的とする。 【構成】 Σｃｈ・Δｃｈ間の相対位相のみの調整で角
度誤差電圧Ｅの変動が抑圧出来る様にする為、角度誤差
電圧の変動ΔＥを相対位相誤差Φと相対振幅誤差Ａをパ
ラメータとした数式にて表わし、回路構成素子に容量可
変型コンデンサを用いて移相機能を持たせた受信機内部
のバンドパスフィルタによるΣｃｈ・Δｃｈ間の相対位
相のみの調整で、相対位相誤差Φ＝相対振幅誤差Ａ＝零
である時と等価な角度誤差電圧Ｅが得られるようにし
た。
受信機を得ることを目的とする。 【構成】 Σｃｈ・Δｃｈ間の相対位相のみの調整で角
度誤差電圧Ｅの変動が抑圧出来る様にする為、角度誤差
電圧の変動ΔＥを相対位相誤差Φと相対振幅誤差Ａをパ
ラメータとした数式にて表わし、回路構成素子に容量可
変型コンデンサを用いて移相機能を持たせた受信機内部
のバンドパスフィルタによるΣｃｈ・Δｃｈ間の相対位
相のみの調整で、相対位相誤差Φ＝相対振幅誤差Ａ＝零
である時と等価な角度誤差電圧Ｅが得られるようにし
た。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、航空機もしくは飛翔
体のレーダ受信機に関するものである。
体のレーダ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来のレーダ受信機の構成図であ
る。図において１は受信機、２はΣｃｈ側高周波信号入
力端子、３はΣｃｈ側低雑音増幅器、４はΣｃｈ側高周
波バンドパスフィルタ、５はΣｃｈ側ミキサ、６はΣｃ
ｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、７はΣｃｈ側中
間周波数帯可変型減衰器、８はΣｃｈ側中間周波数帯可
変型移相器、９はΣｃｈ側中間周波数帯増幅器、１０は
Σｃｈ側位相検波器、１１はΣｃｈ側ローパスフィル
タ、１２はΣｃｈ側ビデオ信号出力端子、１３はΔｃｈ
側高周波信号入力端子、１４はΔｃｈ側低雑音増幅器、
１５はΔｃｈ側高周波バンドパスフィルタ、１６はΔｃ
ｈ側ミキサ、１７はΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフ
ィルタ、１８はΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、１
９はΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、２０はΔｃｈ
側中間周波数帯増幅器、２１はΔｃｈ側位相検波器、２
２はΔｃｈ側ローパスフィルタ、２３はΔｃｈ側ビデオ
信号出力端子、２４は局部信号入力端子、２５は局部信
号パワーディバイダ、２６は局部信号Σｃｈ側バンドパ
スフィルタ、２７は局部信号Δｃｈ側バンドパスフィル
タ、２８はＣＯＨＯ信号発生源、２９はＣＯＨＯ信号パ
ワーディバイダ、３０はＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バンドパ
スフィルタ、３１はＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バンドパスフ
ィルタ、３２は可変型移相器制御回路、３３は可変型減
衰器制御回路である。
る。図において１は受信機、２はΣｃｈ側高周波信号入
力端子、３はΣｃｈ側低雑音増幅器、４はΣｃｈ側高周
波バンドパスフィルタ、５はΣｃｈ側ミキサ、６はΣｃ
ｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、７はΣｃｈ側中
間周波数帯可変型減衰器、８はΣｃｈ側中間周波数帯可
変型移相器、９はΣｃｈ側中間周波数帯増幅器、１０は
Σｃｈ側位相検波器、１１はΣｃｈ側ローパスフィル
タ、１２はΣｃｈ側ビデオ信号出力端子、１３はΔｃｈ
側高周波信号入力端子、１４はΔｃｈ側低雑音増幅器、
１５はΔｃｈ側高周波バンドパスフィルタ、１６はΔｃ
ｈ側ミキサ、１７はΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフ
ィルタ、１８はΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、１
９はΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、２０はΔｃｈ
側中間周波数帯増幅器、２１はΔｃｈ側位相検波器、２
２はΔｃｈ側ローパスフィルタ、２３はΔｃｈ側ビデオ
信号出力端子、２４は局部信号入力端子、２５は局部信
号パワーディバイダ、２６は局部信号Σｃｈ側バンドパ
スフィルタ、２７は局部信号Δｃｈ側バンドパスフィル
タ、２８はＣＯＨＯ信号発生源、２９はＣＯＨＯ信号パ
ワーディバイダ、３０はＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バンドパ
スフィルタ、３１はＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バンドパスフ
ィルタ、３２は可変型移相器制御回路、３３は可変型減
衰器制御回路である。
【０００３】以下、従来のレーダ受信機について説明す
る。レーダ受信機はレーダ送信機から送受切換用サーキ
ュレータ及びアンテナを経て放射される高周波パルス送
信信号が目標から反射して上記のアンテナ及びサーキュ
レータを経て入力するパルス信号を受信する。この時上
記アンテナは１部が重なり合った２個のアンテナビーム
の和信号と差信号を、それぞれレーダ受信機のΣｃｈと
Δｃｈへ送出する。レーダ受信機の次段にある信号処理
部では差信号を和信号で規格化した信号の符号を識別す
ることにより角度追尾を行なう。図７に各アンテナビー
ムのパターン及び出力電圧を示す。図７ａのビームＡと
ビームＢの和信号と差信号を表わしたものが、図７ｂで
あり、ビームの中心で和信号の強度が最大になり、差信
号はビームの中心を境に符号が反転する。差信号を和信
号で規格化した出力電圧（角度誤差電圧：Ｅ）を表わし
たものが図７ｃであり、この電圧の符号を識別し、常に
差信号の出力が零になるようにアンテナビームの方向を
変えることにより角度追尾を行なう。
る。レーダ受信機はレーダ送信機から送受切換用サーキ
ュレータ及びアンテナを経て放射される高周波パルス送
信信号が目標から反射して上記のアンテナ及びサーキュ
レータを経て入力するパルス信号を受信する。この時上
記アンテナは１部が重なり合った２個のアンテナビーム
の和信号と差信号を、それぞれレーダ受信機のΣｃｈと
Δｃｈへ送出する。レーダ受信機の次段にある信号処理
部では差信号を和信号で規格化した信号の符号を識別す
ることにより角度追尾を行なう。図７に各アンテナビー
ムのパターン及び出力電圧を示す。図７ａのビームＡと
ビームＢの和信号と差信号を表わしたものが、図７ｂで
あり、ビームの中心で和信号の強度が最大になり、差信
号はビームの中心を境に符号が反転する。差信号を和信
号で規格化した出力電圧（角度誤差電圧：Ｅ）を表わし
たものが図７ｃであり、この電圧の符号を識別し、常に
差信号の出力が零になるようにアンテナビームの方向を
変えることにより角度追尾を行なう。
【０００４】レーダ受信機内のΣｃｈとΔｃｈの間の相
対振幅誤差及び、相対位相誤差がそれぞれ零である時、
角度誤差電圧Ｅは次式で表わされる。
対振幅誤差及び、相対位相誤差がそれぞれ零である時、
角度誤差電圧Ｅは次式で表わされる。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここで、レーダ受信機内のΣｃｈとΔｃｈ
の間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φがあった場
合のΣｃｈ出力ビデオ信号とΔｃｈ出力ビデオ信号のベ
クトル表示を図８に示す。この時の角度誤差電圧Ｅ’は
次式で表わされる。
の間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φがあった場
合のΣｃｈ出力ビデオ信号とΔｃｈ出力ビデオ信号のベ
クトル表示を図８に示す。この時の角度誤差電圧Ｅ’は
次式で表わされる。
【０００７】
【数２】
【０００８】数１と数２より、レーダ受信機内のΣｃｈ
とΔｃｈの間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φが
あった場合、角度誤差電圧の変動ΔＥは、次式で示され
る。
とΔｃｈの間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φが
あった場合、角度誤差電圧の変動ΔＥは、次式で示され
る。
【０００９】
【数３】
【００１０】数３で示される角度誤差電圧の変動ΔＥに
よって目標追尾誤差・過追尾・追尾遅れ等の追尾精度の
劣化が生じることになるため、レーダ受信機ではΣｃｈ
とΔｃｈのチャネル間相対位相バランス調整、及びチャ
ネル間相対振幅バランス調整により、相対振幅誤差Ａ＝
相対位相誤差Φ＝零になるようにして角度誤差電圧の変
動を抑圧しておく必要がある。
よって目標追尾誤差・過追尾・追尾遅れ等の追尾精度の
劣化が生じることになるため、レーダ受信機ではΣｃｈ
とΔｃｈのチャネル間相対位相バランス調整、及びチャ
ネル間相対振幅バランス調整により、相対振幅誤差Ａ＝
相対位相誤差Φ＝零になるようにして角度誤差電圧の変
動を抑圧しておく必要がある。
【００１１】従来のチャネル間位相バランス調整及びチ
ャネル間振幅バランス調整について説明する。図６にお
いてΣｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信
号入力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅
のＣＷ信号を入力する。Σｃｈ側高周波信号入力端子２
から入力した試験調整用ＣＷ信号はΣｃｈ側低雑音増幅
器３に入力し増幅された後、Σｃｈ側高周波バンドパス
フィルタ４において不要波抑圧を施され、Σｃｈ側ミキ
サ５の高周波信号入力端子に入力する。一方局部信号入
力端子２４から入力する局部信号は局部信号パワーディ
バイダ２５にて分配され、局部信号Σｃｈ側バンドパス
フィルタ２６及び局部信号Δｃｈ側バンドパスフィルタ
２７に入力し、不要波抑圧を施された後、それぞれΣｃ
ｈ側ミキサ５の局部信号入力端子及びΔｃｈ側ミキサ１
６の局部信号入力端子へ入力する。Σｃｈ側ミキサ５で
は高周波信号入力端子への入力信号と局部信号入力端子
への入力信号の周波数差分の中間周波数信号を中間周波
数信号出力端子から出力し、Σｃｈ側中間周波数帯バン
ドパスフィルタ６において不要波抑圧をした後、Σｃｈ
側中間周波数帯可変型減衰器７に入力し所定のレベルの
減衰を受けたΣｃｈの中間周波数ＣＷ信号は、Σｃｈ側
中間周波数帯可変型移相器８にて所定の量の移相が行な
われ、Σｃｈ側中間周波数帯増幅器９に入力し増幅され
た後、Σｃｈ側位相検波器１０へ入力する。一方ＣＯＨ
Ｏ信号発生源２８から出力するＣＯＨＯ信号は、ＣＯＨ
Ｏ信号パワーディバイダ２９にて分配され、ＣＯＨＯ信
号Σｃｈ側バンドパスフィルタ３０及びＣＯＨＯ信号Δ
ｃｈ側バンドパスフィルタ３１に入力し、不要波抑圧を
施された後、それぞれΣｃｈ側位相検波器１０及びΔｃ
ｈ側位相検波器２１へ入力する。Σｃｈ側位相検波器１
０では、ＣＯＨＯ信号によりΣｃｈの中間周波数ＣＷ信
号を位相検波し、Σｃｈのビデオ信号をΣｃｈ側ローパ
スフィルタ１１へ出力する。Σｃｈのビデオ信号はΣｃ
ｈ側ローパスフィルタ１１にて帯域制限を受けた後、Σ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子１２から外部の信号処理部へ
と送出される。一方、Δｃｈ側高周波信号入力端子１３
から入力した試験調整用ＣＷ信号についても、Σｃｈ側
と同様の信号処理が施され、Δｃｈ側ビデオ信号出力端
子２２から外部の信号処理部へと送出される。ここで、
Σｃｈ側ビデオ信号出力端子１２から出力されるΣｃｈ
ビデオ信号と、Δｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出
力されるΔｃｈビデオ信号を同時に観測することによ
り、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号の相対振幅誤
差Ａと、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号の相対位
相誤差Φを測定する。その後、相対振幅誤差Ａと相対位
相誤差Φがそれぞれ零になるような減衰量変化量及び移
相量のデータを可変型減衰器制御回路３３及び可変型移
相器制御回路３２に対して設定し、Δｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器１８及びΔｃｈ側中間周波数帯可変型移
相器１９を駆動させる。その後再びΣｃｈ側ビデオ信号
出力端子１２から出力されるΣｃｈビデオ信号と、Δｃ
ｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΔｃｈビデ
オ信号を同時に観測し、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデ
オ信号の相対振幅誤差Ａと、相対位相誤差Φが零になっ
ていることを確認する。以上により、ΣｃｈとΔｃｈの
相対振幅バランス及び相対位相バランスの調整が完了す
る。
ャネル間振幅バランス調整について説明する。図６にお
いてΣｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信
号入力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅
のＣＷ信号を入力する。Σｃｈ側高周波信号入力端子２
から入力した試験調整用ＣＷ信号はΣｃｈ側低雑音増幅
器３に入力し増幅された後、Σｃｈ側高周波バンドパス
フィルタ４において不要波抑圧を施され、Σｃｈ側ミキ
サ５の高周波信号入力端子に入力する。一方局部信号入
力端子２４から入力する局部信号は局部信号パワーディ
バイダ２５にて分配され、局部信号Σｃｈ側バンドパス
フィルタ２６及び局部信号Δｃｈ側バンドパスフィルタ
２７に入力し、不要波抑圧を施された後、それぞれΣｃ
ｈ側ミキサ５の局部信号入力端子及びΔｃｈ側ミキサ１
６の局部信号入力端子へ入力する。Σｃｈ側ミキサ５で
は高周波信号入力端子への入力信号と局部信号入力端子
への入力信号の周波数差分の中間周波数信号を中間周波
数信号出力端子から出力し、Σｃｈ側中間周波数帯バン
ドパスフィルタ６において不要波抑圧をした後、Σｃｈ
側中間周波数帯可変型減衰器７に入力し所定のレベルの
減衰を受けたΣｃｈの中間周波数ＣＷ信号は、Σｃｈ側
中間周波数帯可変型移相器８にて所定の量の移相が行な
われ、Σｃｈ側中間周波数帯増幅器９に入力し増幅され
た後、Σｃｈ側位相検波器１０へ入力する。一方ＣＯＨ
Ｏ信号発生源２８から出力するＣＯＨＯ信号は、ＣＯＨ
Ｏ信号パワーディバイダ２９にて分配され、ＣＯＨＯ信
号Σｃｈ側バンドパスフィルタ３０及びＣＯＨＯ信号Δ
ｃｈ側バンドパスフィルタ３１に入力し、不要波抑圧を
施された後、それぞれΣｃｈ側位相検波器１０及びΔｃ
ｈ側位相検波器２１へ入力する。Σｃｈ側位相検波器１
０では、ＣＯＨＯ信号によりΣｃｈの中間周波数ＣＷ信
号を位相検波し、Σｃｈのビデオ信号をΣｃｈ側ローパ
スフィルタ１１へ出力する。Σｃｈのビデオ信号はΣｃ
ｈ側ローパスフィルタ１１にて帯域制限を受けた後、Σ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子１２から外部の信号処理部へ
と送出される。一方、Δｃｈ側高周波信号入力端子１３
から入力した試験調整用ＣＷ信号についても、Σｃｈ側
と同様の信号処理が施され、Δｃｈ側ビデオ信号出力端
子２２から外部の信号処理部へと送出される。ここで、
Σｃｈ側ビデオ信号出力端子１２から出力されるΣｃｈ
ビデオ信号と、Δｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出
力されるΔｃｈビデオ信号を同時に観測することによ
り、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号の相対振幅誤
差Ａと、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号の相対位
相誤差Φを測定する。その後、相対振幅誤差Ａと相対位
相誤差Φがそれぞれ零になるような減衰量変化量及び移
相量のデータを可変型減衰器制御回路３３及び可変型移
相器制御回路３２に対して設定し、Δｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器１８及びΔｃｈ側中間周波数帯可変型移
相器１９を駆動させる。その後再びΣｃｈ側ビデオ信号
出力端子１２から出力されるΣｃｈビデオ信号と、Δｃ
ｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΔｃｈビデ
オ信号を同時に観測し、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデ
オ信号の相対振幅誤差Ａと、相対位相誤差Φが零になっ
ていることを確認する。以上により、ΣｃｈとΔｃｈの
相対振幅バランス及び相対位相バランスの調整が完了す
る。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来のレーダ受信機は
以上のような構成・試験調整方式で角度誤差電圧の変動
を抑圧していたため、レーダ受信機が大型化し、かつ試
験調整が煩雑で時間がかかるという課題があった。
以上のような構成・試験調整方式で角度誤差電圧の変動
を抑圧していたため、レーダ受信機が大型化し、かつ試
験調整が煩雑で時間がかかるという課題があった。
【００１３】この発明は上記の課題を解消するためにな
されたものであり、小型化した、かつ試験調整が容易で
時間がかからないレーダ受信機を得ることを目的とす
る。
されたものであり、小型化した、かつ試験調整が容易で
時間がかからないレーダ受信機を得ることを目的とす
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明の実施例１によ
るレーダ受信機は、容量可変型コンデンサを回路構成部
品として用いることにより、通過帯域中心周波数を一定
の範囲内で可変にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス
調整機能を持たせたΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯
中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路とによる
ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電
圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
るレーダ受信機は、容量可変型コンデンサを回路構成部
品として用いることにより、通過帯域中心周波数を一定
の範囲内で可変にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス
調整機能を持たせたΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯
中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路とによる
ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電
圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
【００１５】この発明の実施例２によるレーダ受信機
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持た
せたΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィル
タと、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパス
フィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるように
したものである。
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持た
せたΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィル
タと、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパス
フィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるように
したものである。
【００１６】この発明の実施例３によるレーダ受信機
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持た
せた局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタと、この局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対
位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよ
うにしたものである。
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持た
せた局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタと、この局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対
位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよ
うにしたものである。
【００１７】この発明の実施例４によるレーダ受信機
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持た
せたＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタと、このＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変
型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ
間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧
できるようにしたものである。
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持た
せたＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタと、このＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変
型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ
間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧
できるようにしたものである。
【００１８】この発明の実施例５によるレーダ受信機
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲内
で可変にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能
を持たせたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフ
ィルタと、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパ
スフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位
相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよう
にしたものである。
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲内
で可変にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能
を持たせたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフ
ィルタと、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパ
スフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位
相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよう
にしたものである。
【００１９】
【作用】この発明の実施例１によれば、レーダ受信機
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持
たせたΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパ
スフィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可
変型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃ
ｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑
圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験
調整時間の短縮が同時に可能となる。
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持
たせたΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパ
スフィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可
変型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃ
ｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑
圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験
調整時間の短縮が同時に可能となる。
【００２０】この発明の実施例２によれば、レーダ受信
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可
変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を
持たせたΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタと、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンド
パスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対
位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよ
うにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の
短縮が同時に可能となる。
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可
変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を
持たせたΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタと、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンド
パスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対
位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよ
うにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の
短縮が同時に可能となる。
【００２１】この発明の実施例３によれば、レーダ受信
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可
変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を
持たせた局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタと、この局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧でき
るようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時
間の短縮が同時に可能となる。
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可
変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を
持たせた局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタと、この局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧でき
るようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時
間の短縮が同時に可能となる。
【００２２】この発明の実施例４によれば、レーダ受信
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可
変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を
持たせたＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタと、このＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数
可変型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔ
ｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を
抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試
験調整時間の短縮が同時に可能となる。
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可
変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を
持たせたＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタと、このＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数
可変型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔ
ｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を
抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試
験調整時間の短縮が同時に可能となる。
【００２３】この発明の実施例５によれば、レーダ受信
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲
内で可変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
機能を持たせたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパ
スフィルタと、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ロ
ーパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できる
ようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間
の短縮が同時に可能となる。
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲
内で可変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
機能を持たせたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパ
スフィルタと、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ロ
ーパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できる
ようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間
の短縮が同時に可能となる。
【００２４】
実施例１ 図１は、この発明の実施例１のレーダ受信機の構成を示
すブロック図である。図において１〜６、９〜１６、２
０〜３１は図６で示した従来例と同様であり、３４はΔ
ｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパスフィル
タ、３９は中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回
路である。
すブロック図である。図において１〜６、９〜１６、２
０〜３１は図６で示した従来例と同様であり、３４はΔ
ｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパスフィル
タ、３９は中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回
路である。
【００２５】Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタ３４は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路
とグランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデ
ンサ（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデ
ンサの値を変化させることにより通過帯域内中心周波数
を変化させることができる。一般にバンドパスフィルタ
には通過帯域内中心周波数ｆ0 をｆ0 ＋Δｆと変化させ
た時、周波数ｆ0 のバンドパスフィルタ入力信号の移相
量も、Φ0 ＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性
を用いればΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ３４内の容量可変型コンデンサの容量を
変化させることによりΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数
可変型バンドパスフィルタ３４の移相量を変化させるこ
とが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調
整を行なうことが可能となる。
ンドパスフィルタ３４は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路
とグランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデ
ンサ（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデ
ンサの値を変化させることにより通過帯域内中心周波数
を変化させることができる。一般にバンドパスフィルタ
には通過帯域内中心周波数ｆ0 をｆ0 ＋Δｆと変化させ
た時、周波数ｆ0 のバンドパスフィルタ入力信号の移相
量も、Φ0 ＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性
を用いればΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ３４内の容量可変型コンデンサの容量を
変化させることによりΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数
可変型バンドパスフィルタ３４の移相量を変化させるこ
とが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調
整を行なうことが可能となる。
【００２６】図１０は、Δｃｈ側中間周波数帯中心周波
数可変型バンドパスフィルタ３４の一例である並列共振
容量結合型１段のバンドパスフィルタである。図におい
て４１は容量可変型コンデンサＣ１、４２は容量可変型
コンデンサＣ２、４３はセラミックコンデンサＣ３、４
４はコイルＬ１、４５はコイルＬ２、４６はグランドで
ある。
数可変型バンドパスフィルタ３４の一例である並列共振
容量結合型１段のバンドパスフィルタである。図におい
て４１は容量可変型コンデンサＣ１、４２は容量可変型
コンデンサＣ２、４３はセラミックコンデンサＣ３、４
４はコイルＬ１、４５はコイルＬ２、４６はグランドで
ある。
【００２７】表１は、図１０にて示したバンドパスフィ
ルタ内の容量可変型コンデンサＣ１とＣ２の容量を少し
ずつ変化させた時の中心周波数（ｆ0 ＝２００ＭＨｚ）
における透過位相の変化の計算結果である。例えばこの
例によれば、容量可変型コンデンサの容量を±５ｐＦ変
化させることにより、通過帯域の変化を比較的小さく押
えながら、約±２０（ｄｅｇ）の移相量を得ることが出
来る。
ルタ内の容量可変型コンデンサＣ１とＣ２の容量を少し
ずつ変化させた時の中心周波数（ｆ0 ＝２００ＭＨｚ）
における透過位相の変化の計算結果である。例えばこの
例によれば、容量可変型コンデンサの容量を±５ｐＦ変
化させることにより、通過帯域の変化を比較的小さく押
えながら、約±２０（ｄｅｇ）の移相量を得ることが出
来る。
【００２８】次に動作について説明する。図１において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１６、２
０〜３１の動作は従来例と同様であり、Σｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΣｃｈ側ビデオ信号出
力端子１２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力
される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に
観測する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１６、２
０〜３１の動作は従来例と同様であり、Σｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΣｃｈ側ビデオ信号出
力端子１２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力
される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に
観測する。
【００２９】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されるこ
とになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されるこ
とになる。
【００３０】図９にＡ＊ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００３１】図１に示した、この発明の実施例１のレー
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子１２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差の測定値をａ１、相対位相誤
差の測定値をφとする。図９より、相対振幅誤差ａ１の
時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足するためには相対位相誤差を
φ１にすれば角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることに
なる。よって、（φ１−φ）分の移相量変化量のデータ
を中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路３９に
設定し、Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンド
パスフィルタ３４の移相量を（φ１−φ）だけ変化させ
ることによりレーダ受信機を調整する。
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子１２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差の測定値をａ１、相対位相誤
差の測定値をφとする。図９より、相対振幅誤差ａ１の
時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足するためには相対位相誤差を
φ１にすれば角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることに
なる。よって、（φ１−φ）分の移相量変化量のデータ
を中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路３９に
設定し、Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンド
パスフィルタ３４の移相量を（φ１−φ）だけ変化させ
ることによりレーダ受信機を調整する。
【００３２】以上のように本実施例によれば、従来のレ
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１８、
可変型減衰器制御回路３３、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１９、
可変型移相器制御回路３２が不要となり、中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、この中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ制御回路とを用いることにより、角度誤
差電圧の変動を抑圧することができる。
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１８、
可変型減衰器制御回路３３、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１９、
可変型移相器制御回路３２が不要となり、中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、この中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ制御回路とを用いることにより、角度誤
差電圧の変動を抑圧することができる。
【００３３】実施例２ 図２は、この発明の実施例２のレーダ受信機の構成を示
すブロック図である。図において１〜６、９〜１４、１
６、１７、２０〜３１は図６で示した従来例と同様であ
り、３５はΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパス
フィルタ、３９は中心周波数可変型バンドパスフィルタ
制御回路である。
すブロック図である。図において１〜６、９〜１４、１
６、１７、２０〜３１は図６で示した従来例と同様であ
り、３５はΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパス
フィルタ、３９は中心周波数可変型バンドパスフィルタ
制御回路である。
【００３４】Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ３５は、並列共振型容量結合バンドパスフィ
ルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路とグラ
ンドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデンサ
（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデンサ
の値を変化させることにより通過帯域内中心周波数を変
化させることができる。一般にバンドパスフィルタには
通過帯域内中心周波数ｆ0 をｆ0 ＋Δｆと変化させた
時、周波数ｆ0 のバンドパスフィルタ入力信号の移相量
も、Φ0 ＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性を
用いればΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタ３５内の容量可変型コンデンサの容量を変化させ
ることによりΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ３５の移相量を変化させることが出来るた
め、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整を行なうこ
とが可能となる。
スフィルタ３５は、並列共振型容量結合バンドパスフィ
ルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路とグラ
ンドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデンサ
（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデンサ
の値を変化させることにより通過帯域内中心周波数を変
化させることができる。一般にバンドパスフィルタには
通過帯域内中心周波数ｆ0 をｆ0 ＋Δｆと変化させた
時、周波数ｆ0 のバンドパスフィルタ入力信号の移相量
も、Φ0 ＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性を
用いればΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタ３５内の容量可変型コンデンサの容量を変化させ
ることによりΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ３５の移相量を変化させることが出来るた
め、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整を行なうこ
とが可能となる。
【００３５】Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ３５の構成・機能・動作の一例は、実施例１
のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタ３４と同一である。
スフィルタ３５の構成・機能・動作の一例は、実施例１
のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタ３４と同一である。
【００３６】次に動作について説明する。図２において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１４、１
６、１７、２０〜３１の動作は従来例と同様であり、Σ
ｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子１２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子
２３から出力される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ
信号を同時に観測する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１４、１
６、１７、２０〜３１の動作は従来例と同様であり、Σ
ｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子１２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子
２３から出力される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ
信号を同時に観測する。
【００３７】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されるこ
とになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されるこ
とになる。
【００３８】図２に示した、この発明の実施例２のレー
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子１２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差の測定値をａ１、相対位相誤
差の測定値をφとする。図９より、相対振幅誤差ａ１の
時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足するためには相対位相誤差を
φ１にすれば角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることに
なる。よって、（φ１−φ）分の移相量変化量のデータ
を中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路３９に
設定し、Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタ３５の移相量を（φ１−φ）だけ変化させること
によりレーダ受信機を調整する。
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子１２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差の測定値をａ１、相対位相誤
差の測定値をφとする。図９より、相対振幅誤差ａ１の
時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足するためには相対位相誤差を
φ１にすれば角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることに
なる。よって、（φ１−φ）分の移相量変化量のデータ
を中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路３９に
設定し、Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタ３５の移相量を（φ１−φ）だけ変化させること
によりレーダ受信機を調整する。
【００３９】以上のように本実施例によれば、従来のレ
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１８、
可変型減衰器制御回路３３、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１９、
可変型移相器制御回路３２が不要となり、中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、この中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ制御回路とを用いることにより、角度誤
差電圧の変動を抑圧することができる。
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１８、
可変型減衰器制御回路３３、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１９、
可変型移相器制御回路３２が不要となり、中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、この中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ制御回路とを用いることにより、角度誤
差電圧の変動を抑圧することができる。
【００４０】実施例３ 図３は、この発明の実施例３のレーダ受信機の構成を示
すブロック図である。図において１〜６、９〜１７、２
０〜２６、２８〜３１は図６で示した従来例と同様であ
り、３６は局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ、３９は中心周波数可変型バンドパスフィル
タ制御回路である。
すブロック図である。図において１〜６、９〜１７、２
０〜２６、２８〜３１は図６で示した従来例と同様であ
り、３６は局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ、３９は中心周波数可変型バンドパスフィル
タ制御回路である。
【００４１】局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタ３６は、並列共振型容量結合バンドパスフ
ィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路とグ
ランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデンサ
（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデンサ
の値を変化させることにより通過帯域内中心周波数を変
化させることができる。一般にバンドパスフィルタには
通過帯域内中心周波数ｆ0 をｆ0 ＋Δｆと変化させた
時、周波数ｆ0 のバンドパスフィルタ入力信号の移相量
も、Φ0 ＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性を
用いれば局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタ３６内の容量可変型コンデンサの容量を変化さ
せることにより局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ３６の移相量を変化させることが出来る
ため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整を行なう
ことが可能となる。
パスフィルタ３６は、並列共振型容量結合バンドパスフ
ィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路とグ
ランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデンサ
（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデンサ
の値を変化させることにより通過帯域内中心周波数を変
化させることができる。一般にバンドパスフィルタには
通過帯域内中心周波数ｆ0 をｆ0 ＋Δｆと変化させた
時、周波数ｆ0 のバンドパスフィルタ入力信号の移相量
も、Φ0 ＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性を
用いれば局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタ３６内の容量可変型コンデンサの容量を変化さ
せることにより局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ３６の移相量を変化させることが出来る
ため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整を行なう
ことが可能となる。
【００４２】局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタ３６の構成・機能・動作の一例は、実施例
１のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパス
フィルタ３４と同一である。
パスフィルタ３６の構成・機能・動作の一例は、実施例
１のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパス
フィルタ３４と同一である。
【００４３】次に動作について説明する。図３において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１７、２
０〜２６、２８〜３１の動作は従来例と同様であり、Σ
ｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΣｃｈ側
ビデオ信号出力端子１２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子
２３から出力される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ
信号を同時に観測する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１７、２
０〜２６、２８〜３１の動作は従来例と同様であり、Σ
ｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΣｃｈ側
ビデオ信号出力端子１２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子
２３から出力される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ
信号を同時に観測する。
【００４４】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されるこ
とになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されるこ
とになる。
【００４５】図３に示した、この発明の実施例３のレー
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子１２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差の測定値をａ１、相対位相誤
差の測定値をφとする。図９より、相対振幅誤差ａ１の
時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足するためには相対位相誤差を
φ１にすれば角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることに
なる。よって、（φ１−φ）分の移相量変化量のデータ
を中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路３９に
設定し、局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタ３６の移相量を（φ１−φ）だけ変化させるこ
とによりレーダ受信機を調整する。
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子１２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差の測定値をａ１、相対位相誤
差の測定値をφとする。図９より、相対振幅誤差ａ１の
時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足するためには相対位相誤差を
φ１にすれば角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることに
なる。よって、（φ１−φ）分の移相量変化量のデータ
を中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路３９に
設定し、局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタ３６の移相量を（φ１−φ）だけ変化させるこ
とによりレーダ受信機を調整する。
【００４６】以上のように本実施例によれば、従来のレ
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１８、
可変型減衰器制御回路３３、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１９、
可変型移相器制御回路３２が不要となり、中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、この中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ制御回路とを用いることにより、角度誤
差電圧の変動を抑圧することができる。
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１８、
可変型減衰器制御回路３３、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１９、
可変型移相器制御回路３２が不要となり、中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、この中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ制御回路とを用いることにより、角度誤
差電圧の変動を抑圧することができる。
【００４７】実施例４ 図４は、この発明の実施例４のレーダ受信機の構成を示
すブロック図である。図において１〜６、９〜１７、２
０〜３０は図６で示した従来例と同様であり、３７はＣ
ＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィル
タ、３９は中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回
路である。
すブロック図である。図において１〜６、９〜１７、２
０〜３０は図６で示した従来例と同様であり、３７はＣ
ＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィル
タ、３９は中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回
路である。
【００４８】ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタ３７は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路
とグランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデ
ンサ（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデ
ンサの値を変化させることにより通過帯域内中心周波数
を変化させることができる。一般にバンドパスフィルタ
には通過帯域内中心周波数ｆ0 をｆ0 ＋Δｆと変化させ
た時、周波数ｆ0 のバンドパスフィルタ入力信号の移相
量も、Φ0 ＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性
を用いればＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ３７内の容量可変型コンデンサの容量を
変化させることによりＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数
可変型バンドパスフィルタ３７の移相量を変化させるこ
とが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調
整を行なうことが可能となる。
ンドパスフィルタ３７は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路
とグランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデ
ンサ（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデ
ンサの値を変化させることにより通過帯域内中心周波数
を変化させることができる。一般にバンドパスフィルタ
には通過帯域内中心周波数ｆ0 をｆ0 ＋Δｆと変化させ
た時、周波数ｆ0 のバンドパスフィルタ入力信号の移相
量も、Φ0 ＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性
を用いればＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ３７内の容量可変型コンデンサの容量を
変化させることによりＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数
可変型バンドパスフィルタ３７の移相量を変化させるこ
とが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調
整を行なうことが可能となる。
【００４９】ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタ３７の構成・機能・動作の一例は、実
施例１のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンド
パスフィルタ３４と同一である。
ンドパスフィルタ３７の構成・機能・動作の一例は、実
施例１のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンド
パスフィルタ３４と同一である。
【００５０】次に動作について説明する。図４において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１７、２
０〜３０の動作は従来例と同様であり、Σｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΣｃｈ側ビデオ信号出
力端子１２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力
される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に
観測する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１７、２
０〜３０の動作は従来例と同様であり、Σｃｈビデオ信
号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΣｃｈ側ビデオ信号出
力端子１２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力
される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に
観測する。
【００５１】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されるこ
とになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されるこ
とになる。
【００５２】図４に示した、この発明の実施例４のレー
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子１２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差の測定値をａ１、相対位相誤
差の測定値をφとする。図９より、相対振幅誤差ａ１の
時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足するためには相対位相誤差を
φ１にすれば角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることに
なる。よって、（φ１−φ）分の移相量変化量のデータ
を中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路３９に
設定し、ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタ３７の移相量を（φ１−φ）だけ変化させ
ることによりレーダ受信機を調整する。
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子１２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差の測定値をａ１、相対位相誤
差の測定値をφとする。図９より、相対振幅誤差ａ１の
時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足するためには相対位相誤差を
φ１にすれば角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることに
なる。よって、（φ１−φ）分の移相量変化量のデータ
を中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路３９に
設定し、ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタ３７の移相量を（φ１−φ）だけ変化させ
ることによりレーダ受信機を調整する。
【００５３】以上のように本実施例によれば、従来のレ
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１８、
可変型減衰器制御回路３３、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１９、
可変型移相器制御回路３２が不要となり、中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、この中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ制御回路とを用いることにより、角度誤
差電圧の変動を抑圧することができる。
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１８、
可変型減衰器制御回路３３、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１９、
可変型移相器制御回路３２が不要となり、中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、この中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ制御回路とを用いることにより、角度誤
差電圧の変動を抑圧することができる。
【００５４】実施例５ 図５は、この発明の実施例５のレーダ受信機の構成を示
すブロック図である。図において１〜６、９〜１７、２
０、２１、２３〜３１は図６で示した従来例と同様であ
り、３８はΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフ
ィルタ、４０はカットオフ周波数可変型ローパスフィル
タ制御回路である。
すブロック図である。図において１〜６、９〜１７、２
０、２１、２３〜３１は図６で示した従来例と同様であ
り、３８はΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフ
ィルタ、４０はカットオフ周波数可変型ローパスフィル
タ制御回路である。
【００５５】Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパス
フィルタ３８は、II型ローパスフィルタであり、その回
路構成素子のうち、信号経路とグランドの間にあるコン
デンサには容量可変型コンデンサ（バリキャップ）を用
いている。容量可変型コンデンサの値を変化させること
により通過帯域カットオフ周波数を変化させることがで
きる。一般にローパスフィルタには通過帯域カットオフ
周波数をｆc ＋Δｆと変化させた時、通過帯域内周波数
ｆo のローパスフィルタ入力信号の移相量も、Φ0 ＋Δ
Φと変化する特性があるので、この特性を用いればΔｃ
ｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ３８内の
容量可変型コンデンサの容量を変化させることにより、
Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ３８
の移相量を変化させることが出来るため、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対位相バランス調整を行なうことが可能となる。
フィルタ３８は、II型ローパスフィルタであり、その回
路構成素子のうち、信号経路とグランドの間にあるコン
デンサには容量可変型コンデンサ（バリキャップ）を用
いている。容量可変型コンデンサの値を変化させること
により通過帯域カットオフ周波数を変化させることがで
きる。一般にローパスフィルタには通過帯域カットオフ
周波数をｆc ＋Δｆと変化させた時、通過帯域内周波数
ｆo のローパスフィルタ入力信号の移相量も、Φ0 ＋Δ
Φと変化する特性があるので、この特性を用いればΔｃ
ｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ３８内の
容量可変型コンデンサの容量を変化させることにより、
Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ３８
の移相量を変化させることが出来るため、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対位相バランス調整を行なうことが可能となる。
【００５６】図１１は、上記Δｃｈ側カットオフ周波数
可変型ローパスフィルタ３８の一例であるII型１段のロ
ーパスフィルタである。図において４７は容量可変型コ
ンデンサＣ４、４８は容量可変型コンデンサＣ５、４９
はコイルＬ３、５０はグランドである。
可変型ローパスフィルタ３８の一例であるII型１段のロ
ーパスフィルタである。図において４７は容量可変型コ
ンデンサＣ４、４８は容量可変型コンデンサＣ５、４９
はコイルＬ３、５０はグランドである。
【００５７】表２は、図１１にて示したローパスフィル
タ内の上記容量可変型コンデンサＣ４とＣ５の容量を少
しずつ変化させ、カットオフ周波数（ｆc ＝５０ｋＨ
ｚ）を少しずつ変化させた時の、通過帯域内周波数ｆ0
における透過位相の変化の計算結果である。例えばこの
例によれば、容量可変型コンデンサの容量を±５ｎＦ変
化させることにより、通過帯域の変化を比較的小さく押
えながら、約±８（ｄｅｇ）の移相量を得ることが出来
る。
タ内の上記容量可変型コンデンサＣ４とＣ５の容量を少
しずつ変化させ、カットオフ周波数（ｆc ＝５０ｋＨ
ｚ）を少しずつ変化させた時の、通過帯域内周波数ｆ0
における透過位相の変化の計算結果である。例えばこの
例によれば、容量可変型コンデンサの容量を±５ｎＦ変
化させることにより、通過帯域の変化を比較的小さく押
えながら、約±８（ｄｅｇ）の移相量を得ることが出来
る。
【００５８】次に動作について説明する。図５において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１７、２
０、２１、２３〜３１の動作は従来例と同様であり、Σ
ｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΣｃｈ側
ビデオ信号出力端子１２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子
２３から出力される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ
信号を同時に観測する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１７、２
０、２１、２３〜３１の動作は従来例と同様であり、Σ
ｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号がそれぞれΣｃｈ側
ビデオ信号出力端子１２とΔｃｈ側ビデオ信号出力端子
２３から出力される。Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ
信号を同時に観測する。
【００５９】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されるこ
とになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有する時角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されるこ
とになる。
【００６０】図５に示した、この発明の実施例５のレー
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子１２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差の測定値をａ１、相対位相誤
差の測定値をφとする。図９より、相対振幅誤差ａ１の
時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足するためには相対位相誤差を
φ１にすれば角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることに
なる。よって、（φ１−φ）分の移相量変化量のデータ
をカットオフ周波数可変型ローパスフィルタ制御回路４
０に設定し、Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパス
フィルタ３８の移相量を（φ１−φ）だけ変化させるこ
とによりレーダ受信機を調整する。
ダ受信機においてΣｃｈ側ビデオ信号出力端子１２とΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２３から出力されるΣｃｈビ
デオ信号とΔｃｈビデオ信号を同時に観測し、Σｃｈと
Δｃｈの間の相対振幅誤差の測定値をａ１、相対位相誤
差の測定値をφとする。図９より、相対振幅誤差ａ１の
時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足するためには相対位相誤差を
φ１にすれば角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧されることに
なる。よって、（φ１−φ）分の移相量変化量のデータ
をカットオフ周波数可変型ローパスフィルタ制御回路４
０に設定し、Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパス
フィルタ３８の移相量を（φ１−φ）だけ変化させるこ
とによりレーダ受信機を調整する。
【００６１】以上のように本実施例によれば、従来のレ
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１８、
可変型減衰器制御回路３３、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１９、
可変型移相器制御回路３２が不要となり、カットオフ周
波数可変型のローパスフィルタと、このカットオフ周波
数可変型ローパスフィルタ制御回路とを用いることによ
り、角度誤差電圧の変動を抑圧することができる。
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１８、
可変型減衰器制御回路３３、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１９、
可変型移相器制御回路３２が不要となり、カットオフ周
波数可変型のローパスフィルタと、このカットオフ周波
数可変型ローパスフィルタ制御回路とを用いることによ
り、角度誤差電圧の変動を抑圧することができる。
【００６２】上記実施例では、Δｃｈ側の振幅もしくは
位相を調整することで角度誤差電圧の変動ΔＥを抑圧し
たが、Σｃｈ側についても同様の結果を得ることができ
る。
位相を調整することで角度誤差電圧の変動ΔＥを抑圧し
たが、Σｃｈ側についても同様の結果を得ることができ
る。
【００６３】
【表１】
【００６４】
【表２】
【００６５】
【発明の効果】この発明の実施例１によれば、レーダ受
信機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用
いることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で
可変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能
を持たせたΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯中心周波
数可変型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
信機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用
いることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で
可変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能
を持たせたΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯中心周波
数可変型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
【００６６】この発明の実施例２によれば、レーダ受信
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可
変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を
持たせたΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタと、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンド
パスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対
位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよ
うにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の
短縮が同時に可能となる。この発明の実施例３によれ
ば、レーダ受信機は、容量可変型コンデンサを回路構成
部品として用いることにより、通過帯域中心周波数を一
定の範囲内で可変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バラ
ンス調整機能を持たせた局部信号Δｃｈ側中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、この局部信号Δｃｈ側中心
周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃ
ｈとΔｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の
変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型
化と試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可
変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を
持たせたΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタと、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンド
パスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対
位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよ
うにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の
短縮が同時に可能となる。この発明の実施例３によれ
ば、レーダ受信機は、容量可変型コンデンサを回路構成
部品として用いることにより、通過帯域中心周波数を一
定の範囲内で可変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バラ
ンス調整機能を持たせた局部信号Δｃｈ側中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、この局部信号Δｃｈ側中心
周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃ
ｈとΔｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の
変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型
化と試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
【００６７】この発明の実施例４によれば、レーダ受信
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可
変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を
持たせたＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタと、このＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数
可変型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔ
ｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を
抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試
験調整時間の短縮が同時に可能となる。
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可
変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を
持たせたＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタと、このＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数
可変型バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔ
ｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を
抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と試
験調整時間の短縮が同時に可能となる。
【００６８】この発明の実施例５によれば、レーダ受信
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲
内で可変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
機能を持たせたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパ
スフィルタと、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ロ
ーパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できる
ようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間
の短縮が同時に可能となる。
機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用い
ることにより、通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲
内で可変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
機能を持たせたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパ
スフィルタと、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ロ
ーパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できる
ようにしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間
の短縮が同時に可能となる。
【図１】この発明の実施例１によるレーダ受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】この発明の実施例２によるレーダ受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施例３によるレーダ受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】この発明の実施例４によるレーダ受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施例５によるレーダ受信機の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】従来この種のレーダ受信機の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図７】アンテナビームのビームパターンと角度誤差電
圧を示す図である。
圧を示す図である。
【図８】Σｃｈ，Δｃｈ間に相対位相誤差Φ、相対振幅
誤差Ａがあった場合のΣｃｈ、Δｃｈ出力ビデオ信号の
ベクトル表示を示す図である。
誤差Ａがあった場合のΣｃｈ、Δｃｈ出力ビデオ信号の
ベクトル表示を示す図である。
【図９】Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を表わす曲線を示す図であ
る。
る。
【図１０】容量可変型コンデンサを用いた並列共振型１
段バンドパスフィルタの一例である。
段バンドパスフィルタの一例である。
【図１１】容量可変型コンデンサを用いたII型１段ロー
パスフィルタの一例である。
パスフィルタの一例である。
１ 受信機 ２ Σｃｈ側高周波信号入力端子 ３ Σｃｈ側低雑音増幅器 ４ Σｃｈ側高周波バンドパスフィルタ ５ Σｃｈ側ミキサ ６ Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ ７ Σｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器 ８ Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器 ９ Σｃｈ側中間周波数帯増幅器 １０ Σｃｈ側位相検波器 １１ Σｃｈ側ローパスフィルタ １２ Σｃｈ側ビデオ信号出力端子 １３ Δｃｈ側高周波信号入力端子 １４ Δｃｈ側低雑音増幅器 １５ Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタ １６ Δｃｈ側ミキサ １７ Δｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ １８ Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器 １９ Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器 ２０ Δｃｈ側中間周波数帯増幅器 ２１ Δｃｈ側位相検波器 ２２ Δｃｈ側ローパスフィルタ ２３ Δｃｈ側ビデオ信号出力端子 ２４ 局部信号入力端子 ２５ 局部信号パワーディバイダ ２６ 局部信号Σｃｈ側バンドパスフィルタ ２７ 局部信号Δｃｈ側バンドパスフィルタ ２８ ＣＯＨＯ信号発生源 ２９ ＣＯＨＯ信号パワーディバイダ ３０ ＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バンドパスフィルタ ３１ ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バンドパスフィルタ ３２ 可変型移相器制御回路 ３３ 可変型減衰器制御回路 ３４ Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ ３５ Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタ ３６ 局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタ ３７ ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ ３８ Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィル
タ ３９ 中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路 ４０ カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ制御回
路 ４１ 容量可変型コンデンサＣ１ ４２ 容量可変型コンデンサＣ２ ４３ セラミックコンデンサＣ３ ４４ コイルＬ１ ４５ コイルＬ２ ４６ グランド ４７ 容量可変型コンデンサＣ４ ４８ 容量可変型コンデンサＣ５ ４９ コイルＬ３ ５０ グランド
スフィルタ ３５ Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタ ３６ 局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタ ３７ ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ ３８ Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィル
タ ３９ 中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回路 ４０ カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ制御回
路 ４１ 容量可変型コンデンサＣ１ ４２ 容量可変型コンデンサＣ２ ４３ セラミックコンデンサＣ３ ４４ コイルＬ１ ４５ コイルＬ２ ４６ グランド ４７ 容量可変型コンデンサＣ４ ４８ 容量可変型コンデンサＣ５ ４９ コイルＬ３ ５０ グランド
Claims (5)
- 【請求項１】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波バンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側高周波バンドパスフィル
タの出力端に接続され高周波信号と局部信号をミキシン
グするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力端
に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側中間周波数帯バン
ドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中間周波数帯バンドパ
スフィルタの出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯
増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に
接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側位相検
波器の出力端に接続されたΣｃｈ側ローパスフィルタ
と、高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に接続され
たΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器
の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波バンドパスフィル
タと、上記Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタの出力端
に接続され高周波信号と局部信号をミキシングするΔｃ
ｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続さ
れ、回路構成素子のコンデンサに容量可変型コンデンサ
を用いて通過帯域中心周波数を一定の範囲で可変とした
Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタの可変範囲を制御する中心周波数可変
型バンドパスフィルタ制御回路と、上記Δｃｈ側中間周
波数帯中心周波数可変型バンドパスフィルタの出力端に
接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ
側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側位
相検波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続さ
れたΔｃｈ側ローパスフィルタと、局部信号入力端子に
接続された局部信号パワーディバイダと、上記局部信号
パワーディバイダの出力の一方に接続された局部信号に
含まれる不要波を抑圧する局部信号Δｃｈ側バンドパス
フィルタと、上記局部信号パワーディバイダのもう一方
の出力に接続された局部信号に含まれる不要波を抑圧す
る局部信号Δｃｈ側バンドパスフィルタと、ＣＯＨＯ信
号発生源と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端に接続さ
れたＣＯＨＯ信号パワーディバイダと、上記ＣＯＨＯ信
号パワーディバイダの出力の一方に接続されたＣＯＨＯ
信号に含まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Σｃｈ側
バンドパスフィルタと、上記ＣＯＨＯ信号パワーディバ
イダのもう一方の出力に接続されたＣＯＨＯ信号に含ま
れる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バンドパス
フィルタとで構成され、上記Σｃｈ側ビデオ信号出力端
子出力のΣｃｈビデオ信号と、上記Δｃｈ側ビデオ信号
出力端子出力のΔｃｈビデオ信号の相対位相誤差Φ及び
相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈとの角度誤差電圧
の変動を抑圧するのに必要な移相量を求め、上記中心周
波数可変型バンドパスフィルタ制御回路により所望の移
相量を上記Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタに対し設定する手段とを備えたことを特
徴とするレーダ受信機。 - 【請求項２】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波バンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側高周波バンドパスフィル
タの出力端に接続され高周波信号と局部信号をミキシン
グするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力端
に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側中間周波数帯バン
ドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中間周波数帯バンドパ
スフィルタの出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯
増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に
接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側位相検
波器の出力端に接続されたΣｃｈ側ローパスフィルタ
と、高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に接続され
たΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器
の出力端に接続され、回路構成素子のコンデンサに容量
可変型コンデンサを用いて通過帯域中心周波数を一定の
範囲で可変としたΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バン
ドパスフィルタと、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変
型バンドパスフィルタの可変範囲を制御する中心周波数
可変型バンドパスフィルタ制御回路と、上記Δｃｈ側高
周波中心周波数可変型バンドパスフィルタの出力端に接
続され高周波信号と局部信号をミキシングするΔｃｈ側
ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続されたΔ
ｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ
側中間周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続され
たΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中間周
波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側位相検波器
と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続されたΔｃ
ｈ側ローパスフィルタと、局部信号入力端子に接続され
た局部信号パワーディバイダと、上記局部信号パワーデ
ィバイダの出力の一方に接続された局部信号に含まれる
不要波を抑圧する局部信号Σｃｈ側バンドパスフィルタ
と、上記局部信号パワーディバイダのもう一方の出力に
接続された局部信号に含まれる不要波を抑圧する局部信
号Δｃｈ側バンドパスフィルタと、ＣＯＨＯ信号発生源
と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端に接続されたＣＯ
ＨＯ信号パワーディバイダと、上記ＣＯＨＯ信号パワー
ディバイダの出力の一方に接続されたＣＯＨＯ信号に含
まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バンドパ
スフィルタと、上記ＣＯＨＯ信号パワーディバイダのも
う一方の出力に接続されたＣＯＨＯ信号に含まれる不要
波を抑圧するＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バンドパスフィルタ
とで構成され、上記Σｃｈ側ビデオ信号出力端子出力の
Σｃｈビデオ信号と、上記Δｃｈ側ビデオ信号出力端子
出力のΔｃｈビデオ信号の相対位相誤差Φ及び相対振幅
誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈとの角度誤差電圧の変動を
抑圧するのに必要な移相量を求め、上記中心周波数可変
型バンドパスフィルタ制御回路により所望の移相量を上
記Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィルタ
に対し設定する手段とを備えたことを特徴とするレーダ
受信機。 - 【請求項３】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波バンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側高周波バンドパスフィル
タの出力端に接続され高周波信号と局部信号をミキシン
グするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力端
に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側中間周波数帯バン
ドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中間周波数帯バンドパ
スフィルタの出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯
増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に
接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側位相検
波器の出力端に接続されたΣｃｈ側ローパスフィルタ
と、高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に接続され
たΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器
の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波バンドパスフィル
タと、上記Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタの出力端
に接続され高周波信号と局部信号をミキシングするΔｃ
ｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続され
たΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Δ
ｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続
されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中
間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側位相検
波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続された
Δｃｈ側ローパスフィルタと、局部信号入力端子に接続
された局部信号パワーディバイダと、上記局部信号パワ
ーディバイダの出力の一方に接続された局部信号に含ま
れる不要波を抑圧する局部信号Σｃｈ側バンドパスフィ
ルタと、上記局部信号パワーディバイダのもう一方の出
力に接続され、回路構成素子のコンデンサに容量可変型
コンデンサを用いて通過帯域中心周波数を一定の範囲で
可変とした局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパ
スフィルタと、この局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型
バンドパスフィルタの可変範囲を制御する中心周波数可
変型バンドパスフィルタ制御回路と、ＣＯＨＯ信号発生
源と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端に接続されたＣ
ＯＨＯ信号パワーディバイダと、上記ＣＯＨＯ信号パワ
ーディバイダの出力の一方に接続されたＣＯＨＯ信号に
含まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バンド
パスフィルタと、上記ＣＯＨＯ信号パワーディバイダの
もう一方の出力に接続されたＣＯＨＯ信号に含まれる不
要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バンドパスフィル
タとで構成され、上記Σｃｈ側ビデオ信号出力端子出力
のΣｃｈビデオ信号と、上記Δｃｈ側ビデオ信号出力端
子出力のΔｃｈビデオ信号の相対位相誤差Φ及び相対振
幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈとの角度誤差電圧の変動
を抑圧するのに必要な移相量を求め、上記中心周波数可
変型バンドパスフィルタ制御回路により所望の移相量を
上記局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタに対し設定する手段とを備えたことを特徴とするレ
ーダ受信機。 - 【請求項４】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波バンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側高周波バンドパスフィル
タの出力端に接続され高周波信号と局部信号をミキシン
グするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力端
に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側中間周波数帯バン
ドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中間周波数帯バンドパ
スフィルタの出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯
増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に
接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側位相検
波器の出力端に接続されたΣｃｈ側ローパスフィルタ
と、高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に接続され
たΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器
の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波バンドパスフィル
タと、上記Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタの出力端
に接続され高周波信号と局部信号をミキシングするΔｃ
ｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続され
たΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Δ
ｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続
されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中
間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側位相検
波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続された
Δｃｈ側ローパスフィルタと、局部信号入力端子に接続
された局部信号パワーディバイダと、上記局部信号パワ
ーディバイダの出力の一方に接続された局部信号に含ま
れる不要波を抑圧する局部信号Σｃｈ側バンドパスフィ
ルタと、上記局部信号パワーディバイダのもう一方の出
力に接続された局部信号に含まれる不要波を抑圧する局
部信号Δｃｈ側バンドパスフィルタと、ＣＯＨＯ信号発
生源と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端に接続された
ＣＯＨＯ信号パワーディバイダと、上記ＣＯＨＯ信号パ
ワーディバイダの出力の一方に接続されたＣＯＨＯ信号
に含まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バン
ドパスフィルタと、上記ＣＯＨＯ信号パワーディバイダ
のもう一方の出力に接続され、回路構成素子のコンデン
サに容量可変型コンデンサを用いて通過帯域中心周波数
を一定の範囲で可変としたＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周
波数可変型バンドパスフィルタと、このＣＯＨＯ信号Δ
ｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタの可変範囲
を制御する中心周波数可変型バンドパスフィルタ制御回
路とで構成され、上記Σｃｈ側ビデオ信号出力端子出力
のΣｃｈビデオ信号と、上記Δｃｈ側ビデオ信号出力端
子出力のΔｃｈビデオ信号の相対位相誤差Φ及び相対振
幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈとの角度誤差電圧の変動
を抑圧するのに必要な移相量を求め、上記中心周波数可
変型バンドパスフィルタ制御回路により所望の移相量を
上記ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタに対し設定する手段とを備えたことを特徴とす
るレーダ受信機。 - 【請求項５】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波バンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側高周波バンドパスフィル
タの出力端に接続され高周波信号と局部信号をミキシン
グするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力端
に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側中間周波数帯バン
ドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中間周波数帯バンドパ
スフィルタの出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯
増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に
接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側位相検
波器の出力端に接続されたΣｃｈ側ローパスフィルタ
と、高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に接続され
たΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器
の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波バンドパスフィル
タと、上記Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタの出力端
に接続され高周波信号と局部信号をミキシングするΔｃ
ｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続され
たΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Δ
ｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続
されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中
間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側位相検
波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続され、
回路構成素子のコンデンサに容量可変型コンデンサを用
いて通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲で可変とし
たΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ
と、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィ
ルタの可変範囲を制御するカットオフ周波数可変型ロー
パスフィルタ制御回路と、局部信号入力端子に接続され
た局部信号パワーディバイダと、上記局部信号パワーデ
ィバイダの出力の一方に接続された局部信号に含まれる
不要波を抑圧する局部信号Σｃｈ側バンドパスフィルタ
と、上記局部信号パワーディバイダのもう一方の出力に
接続された局部信号に含まれる不要波を抑圧する局部信
号Δｃｈ側バンドパスフィルタと、ＣＯＨＯ信号発生源
と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端に接続されたＣＯ
ＨＯ信号パワーディバイダと、上記ＣＯＨＯ信号パワー
ディバイダの出力の一方に接続されたＣＯＨＯ信号に含
まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バンドパ
スフィルタと、上記ＣＯＨＯ信号パワーディバイダのも
う一方の出力に接続されたＣＯＨＯ信号に含まれる不要
波を抑圧するＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バンドパスフィルタ
とで構成され、上記Σｃｈ側ビデオ信号出力端子出力の
Σｃｈビデオ信号と、上記Δｃｈ側ビデオ信号出力端子
出力のΔｃｈビデオ信号の相対位相誤差Φ及び相対振幅
誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈとの角度誤差電圧の変動を
抑圧するのに必要な移相量を求め、上記カットオフ周波
数可変型ローパスフィルタ制御回路により所望の移相量
を上記Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィル
タに対し設定する手段とを備えたことを特徴とするレー
ダ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7055653A JPH08248121A (ja) | 1995-03-15 | 1995-03-15 | レーダ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7055653A JPH08248121A (ja) | 1995-03-15 | 1995-03-15 | レーダ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08248121A true JPH08248121A (ja) | 1996-09-27 |
Family
ID=13004808
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7055653A Pending JPH08248121A (ja) | 1995-03-15 | 1995-03-15 | レーダ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08248121A (ja) |
-
1995
- 1995-03-15 JP JP7055653A patent/JPH08248121A/ja active Pending
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