JP2001133531A - レーダ受信機 - Google Patents
レーダ受信機Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 小型でかつ試験調整が容易なレーダ受信機を
得ることを課題とする。 【解決手段】 Σｃｈ・Δｃｈ間の相対振幅のみの調整
で角度誤差電圧Ｅの変動が抑圧できる様にする為、角度
誤差電圧の変動ΔＥを相対位相誤差Φと相対振幅誤差Ａ
をパラメータとした数式にて表し、回路構成素子にＰＩ
Ｎダイオードを用いて通過帯域内減衰量可変機能を持た
せた受信機内部のバンドパスフィルタによるΣｃｈ・Δ
ｃｈ間の相対振幅のみの調整で、相対位相誤差Φ＝相対
振幅誤差Ａ＝零、である時と等価な角度誤差電圧Ｅが得
られるようにした。
得ることを課題とする。 【解決手段】 Σｃｈ・Δｃｈ間の相対振幅のみの調整
で角度誤差電圧Ｅの変動が抑圧できる様にする為、角度
誤差電圧の変動ΔＥを相対位相誤差Φと相対振幅誤差Ａ
をパラメータとした数式にて表し、回路構成素子にＰＩ
Ｎダイオードを用いて通過帯域内減衰量可変機能を持た
せた受信機内部のバンドパスフィルタによるΣｃｈ・Δ
ｃｈ間の相対振幅のみの調整で、相対位相誤差Φ＝相対
振幅誤差Ａ＝零、である時と等価な角度誤差電圧Ｅが得
られるようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、航空機等の飛し
ょう体のレーダ受信機に関するものである。
ょう体のレーダ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来のレーダ受信機の構成図であ
る。図において１は受信機、２は和チャンネル（Σｃ
ｈ）側高周波信号入力端子、３はΣｃｈ側低雑音増幅
器、４はΣｃｈ側高周波バンドパスフィルタ、５はΣｃ
ｈ側ミキサ、６はΣｃｈ側中間周波数帯増幅器、７はΣ
ｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、８はΣｃｈ側中間周
波数帯可変型移相器、９はΣｃｈ側中間周波数帯バンド
パスフィルタ、１０はΣｃｈ側位相検波器、１１はΣｃ
ｈ側ビデオバンドパスフィルタ、１２は第一のΣｃｈ側
Ｔ分岐、１３はΣｃｈ側ビデオ信号出力端子、１４は差
チャンネル（Δｃｈ）側高周波信号入力端子、１５はΔ
ｃｈ側低雑音増幅器、１６はΔｃｈ側高周波バンドパス
フィルタ、１７はΔｃｈ側ミキサ、１８はΔｃｈ側中間
周波数帯増幅器、１９はΔｃｈ側中間周波数帯可変型減
衰器、２０はΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、２１
はΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、２２はΔ
ｃｈ側位相検波器、２３はΔｃｈ側ビデオバンドパスフ
ィルタ、２４は第一のΔｃｈ側Ｔ分岐、２５はΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子、２６は第二のΣｃｈ側Ｔ分岐、２
７は第二のΔｃｈ側Ｔ分岐、２８は位相検波器、２９は
第一の振幅検波器、３０は第二の振幅検波器、３１は差
動増幅器、３２は可変型減衰器制御回路、３３はローパ
スフィルタ、３４は可変型移相器制御回路である。
る。図において１は受信機、２は和チャンネル（Σｃ
ｈ）側高周波信号入力端子、３はΣｃｈ側低雑音増幅
器、４はΣｃｈ側高周波バンドパスフィルタ、５はΣｃ
ｈ側ミキサ、６はΣｃｈ側中間周波数帯増幅器、７はΣ
ｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、８はΣｃｈ側中間周
波数帯可変型移相器、９はΣｃｈ側中間周波数帯バンド
パスフィルタ、１０はΣｃｈ側位相検波器、１１はΣｃ
ｈ側ビデオバンドパスフィルタ、１２は第一のΣｃｈ側
Ｔ分岐、１３はΣｃｈ側ビデオ信号出力端子、１４は差
チャンネル（Δｃｈ）側高周波信号入力端子、１５はΔ
ｃｈ側低雑音増幅器、１６はΔｃｈ側高周波バンドパス
フィルタ、１７はΔｃｈ側ミキサ、１８はΔｃｈ側中間
周波数帯増幅器、１９はΔｃｈ側中間周波数帯可変型減
衰器、２０はΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、２１
はΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、２２はΔ
ｃｈ側位相検波器、２３はΔｃｈ側ビデオバンドパスフ
ィルタ、２４は第一のΔｃｈ側Ｔ分岐、２５はΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子、２６は第二のΣｃｈ側Ｔ分岐、２
７は第二のΔｃｈ側Ｔ分岐、２８は位相検波器、２９は
第一の振幅検波器、３０は第二の振幅検波器、３１は差
動増幅器、３２は可変型減衰器制御回路、３３はローパ
スフィルタ、３４は可変型移相器制御回路である。
【０００３】以下、従来のレーダ受信機について説明す
る。レーダ受信機はレーダ送信機から送受切換用サーキ
ュレータ及びアンテナを経て放射される高周波パルス送
信信号が目標から反射して上記のアンテナ及びサーキュ
レータを経て入力するパルス信号を受信する。この時上
記アンテナは１部が重なりあった２個のアンテナビーム
の和信号と差信号を、それぞれレーダ受信機のΣｃｈと
Δｃｈへ送出する。レーダ受信機の次段にある信号処理
器では差信号を和信号で規格化した信号の符号を識別す
ることにより角度追尾を行う。図５に各アンテナビーム
のパターン及び出力電圧を示す。図７（ａ）のビームＡ
とビームＢの和信号と差信号を表したものが、図７
（ｂ）であり、ビームの中心で和信号の強度が最大にな
り、差信号はビームの中心を境に符号が反転する。差信
号を和信号で規格化した出力電圧（角度誤差電圧：Ｅ）
を表したものが図７（ｃ）であり、この電圧の符号を識
別し、常に差信号を出力が零になるようにアンテナビー
ムの方向を変えることにより角度追尾を行う。
る。レーダ受信機はレーダ送信機から送受切換用サーキ
ュレータ及びアンテナを経て放射される高周波パルス送
信信号が目標から反射して上記のアンテナ及びサーキュ
レータを経て入力するパルス信号を受信する。この時上
記アンテナは１部が重なりあった２個のアンテナビーム
の和信号と差信号を、それぞれレーダ受信機のΣｃｈと
Δｃｈへ送出する。レーダ受信機の次段にある信号処理
器では差信号を和信号で規格化した信号の符号を識別す
ることにより角度追尾を行う。図５に各アンテナビーム
のパターン及び出力電圧を示す。図７（ａ）のビームＡ
とビームＢの和信号と差信号を表したものが、図７
（ｂ）であり、ビームの中心で和信号の強度が最大にな
り、差信号はビームの中心を境に符号が反転する。差信
号を和信号で規格化した出力電圧（角度誤差電圧：Ｅ）
を表したものが図７（ｃ）であり、この電圧の符号を識
別し、常に差信号を出力が零になるようにアンテナビー
ムの方向を変えることにより角度追尾を行う。
【０００４】レーダ受信機内のΣｃｈとΔｃｈの間の相
対振幅誤差及び、相対位相誤差がそれぞれ零である時、
角度誤差電圧Ｅは次式で表される。
対振幅誤差及び、相対位相誤差がそれぞれ零である時、
角度誤差電圧Ｅは次式で表される。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここで、レーダ受信機内のΣｃｈとΔｃｈ
の間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φがあった場
合のΣｃｈ出力ビデオ信号とΔｃｈ出力ビデオ信号のベ
クトル表示を図８に示す。この時の角度誤差電圧Ｅ′は
次式で表される。
の間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φがあった場
合のΣｃｈ出力ビデオ信号とΔｃｈ出力ビデオ信号のベ
クトル表示を図８に示す。この時の角度誤差電圧Ｅ′は
次式で表される。
【０００７】
【数２】
【０００８】数１と数２より、レーダ受信機内のΣｃｈ
とΔｃｈの間に相対振幅誤差Ａ及び相対位相誤差Φがあ
った場合、角度誤差電圧の変動ΔＥは、次式で表され
る。
とΔｃｈの間に相対振幅誤差Ａ及び相対位相誤差Φがあ
った場合、角度誤差電圧の変動ΔＥは、次式で表され
る。
【０００９】
【数３】
【００１０】数３で示される角度誤差電圧の変動ΔＥに
よって目標追尾誤差・過追尾・追尾遅れ等の追尾精度の
劣化が生じることになるため、レーダ受信機ではΣｃｈ
とΔｃｈのチャネル間相対位相バランス調整、及び相対
振幅バランス調整により、相対振幅誤差Ａ＝相対位相誤
差Φ＝零になるようにして角度誤差電圧の変動を抑圧し
ておく必要がある。
よって目標追尾誤差・過追尾・追尾遅れ等の追尾精度の
劣化が生じることになるため、レーダ受信機ではΣｃｈ
とΔｃｈのチャネル間相対位相バランス調整、及び相対
振幅バランス調整により、相対振幅誤差Ａ＝相対位相誤
差Φ＝零になるようにして角度誤差電圧の変動を抑圧し
ておく必要がある。
【００１１】従来のチャネル間位相バランス調整及びチ
ャネル間振幅バランス調整について説明する。図６にお
いてΣｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信
号入力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅
のＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｎ Ｗａｖｅ）信号を入力
する。Σｃｈ側高周波信号入力端子２から入力した試験
調整用ＣＷ信号はΣｃｈ側低雑音増幅器３に入力し増幅
され、Σｃｈ側高周波バンドパスフィルタ４にて不要波
抑圧をされた後、Σｃｈ側ミキサ５の高周波信号入力端
子に入力する。Σｃｈ側ミキサ５の中間周波数信号出力
端子からは中間周波数信号が出力され、Σｃｈ側中間周
波数帯増幅器６において増幅された後、Σｃｈ側中間周
波数帯可変型減衰器７に入力し所定のレベルの減衰を受
けたΣｃｈの中間周波数ＣＷ信号は、Σｃｈ側中間周波
数帯可変型移相器８において所定の量の移相が行われ、
Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ９に入力し不
要波抑圧をした後、Σｃｈ側位相検波器１０にて位相検
波され、Σｃｈのビデオ信号を第一のΣｃｈ側Ｔ分岐１
２へ出力する。第一のΣｃｈ側Ｔ分岐１２を出力したΣ
ｃｈのビデオ信号は、Σｃｈ側ビデオ信号出力端子１３
から外部の信号処理器へと送出される。一方、Δｃｈ側
高周波信号入力端子１４から入力した試験調整用ＣＷ信
号についても、Σｃｈ側と同様の信号処理が施され、Δ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２５から外部の信号処理器へ
と送出される。
ャネル間振幅バランス調整について説明する。図６にお
いてΣｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信
号入力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅
のＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｎ Ｗａｖｅ）信号を入力
する。Σｃｈ側高周波信号入力端子２から入力した試験
調整用ＣＷ信号はΣｃｈ側低雑音増幅器３に入力し増幅
され、Σｃｈ側高周波バンドパスフィルタ４にて不要波
抑圧をされた後、Σｃｈ側ミキサ５の高周波信号入力端
子に入力する。Σｃｈ側ミキサ５の中間周波数信号出力
端子からは中間周波数信号が出力され、Σｃｈ側中間周
波数帯増幅器６において増幅された後、Σｃｈ側中間周
波数帯可変型減衰器７に入力し所定のレベルの減衰を受
けたΣｃｈの中間周波数ＣＷ信号は、Σｃｈ側中間周波
数帯可変型移相器８において所定の量の移相が行われ、
Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ９に入力し不
要波抑圧をした後、Σｃｈ側位相検波器１０にて位相検
波され、Σｃｈのビデオ信号を第一のΣｃｈ側Ｔ分岐１
２へ出力する。第一のΣｃｈ側Ｔ分岐１２を出力したΣ
ｃｈのビデオ信号は、Σｃｈ側ビデオ信号出力端子１３
から外部の信号処理器へと送出される。一方、Δｃｈ側
高周波信号入力端子１４から入力した試験調整用ＣＷ信
号についても、Σｃｈ側と同様の信号処理が施され、Δ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子２５から外部の信号処理器へ
と送出される。
【００１２】ここで、第一のΣｃｈ側Ｔ分岐１２で分岐
したΣｃｈ側ビデオ信号は、第二のΣｃｈ側Ｔ分岐２６
へ入力した後、位相検波器２８と第一の振幅検波器２９
へと出力される。また、第一のΔｃｈ側Ｔ分岐２４で分
岐したΔｃｈ側ビデオ信号は、第二のΔｃｈ側Ｔ分岐２
７へ入力した後、位相検波器２８と第二の振幅検波器３
０へと出力される。位相検波器２８へΣｃｈビデオ信号
とΔｃｈビデオ信号が入力すると、ΣｃｈとΔｃｈの相
対位相誤差Φに相当する直流電圧Ｖφと、ビデオ信号周
波数の２倍の周波数の信号が、同時に位相検波器２８か
ら出力され、ローパスフィルタ３３へ入力する、ローパ
スフィルタ３３ではビデオ信号周波数の２倍の周波数の
信号が抑圧され、相対位相誤差Φに相当する直流電圧Ｖ
φのみが可変型移相器制御回路３４へ出力される。可変
型移相器制御回路３４は、相対位相誤差Φに相当する直
流電圧Ｖφをもとに、ΣｃｈとΔｃｈの相対位相誤差Φ
が零になるような移相量Φに相当する制御信号電圧を、
Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２０に印加し、Σｃ
ｈとΔｃｈの相対位相誤差を零にする。
したΣｃｈ側ビデオ信号は、第二のΣｃｈ側Ｔ分岐２６
へ入力した後、位相検波器２８と第一の振幅検波器２９
へと出力される。また、第一のΔｃｈ側Ｔ分岐２４で分
岐したΔｃｈ側ビデオ信号は、第二のΔｃｈ側Ｔ分岐２
７へ入力した後、位相検波器２８と第二の振幅検波器３
０へと出力される。位相検波器２８へΣｃｈビデオ信号
とΔｃｈビデオ信号が入力すると、ΣｃｈとΔｃｈの相
対位相誤差Φに相当する直流電圧Ｖφと、ビデオ信号周
波数の２倍の周波数の信号が、同時に位相検波器２８か
ら出力され、ローパスフィルタ３３へ入力する、ローパ
スフィルタ３３ではビデオ信号周波数の２倍の周波数の
信号が抑圧され、相対位相誤差Φに相当する直流電圧Ｖ
φのみが可変型移相器制御回路３４へ出力される。可変
型移相器制御回路３４は、相対位相誤差Φに相当する直
流電圧Ｖφをもとに、ΣｃｈとΔｃｈの相対位相誤差Φ
が零になるような移相量Φに相当する制御信号電圧を、
Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２０に印加し、Σｃ
ｈとΔｃｈの相対位相誤差を零にする。
【００１３】一方、Σｃｈビデオ信号が第一の振幅検波
器２９へ、及びΔｃｈビデオ信号が第二の振幅検波器３
０へそれぞれ入力すると、第一の振幅検波器２９からは
Σｃｈビデオ信号の振幅情報である直流電圧Ｖｓｕｍ
が、第二の振幅検波器３０からはΔｃｈビデオ信号の振
幅情報である直流電圧Ｖｄｉｆがそれぞれ出力され差動
増幅器３１へ入力する差動増幅器３１はΣｃｈとΔｃｈ
の相対振幅誤差Ａに相当する直流電圧Ｖａを可変型減衰
器制御回路３２へ出力する。可変型減衰器制御回路３２
は、相対振幅誤差Ａに相当する直流電圧Ｖａをもとに、
ΣｃｈとΔｃｈの相対振幅誤差Ａが零になるような減衰
量Ａに相当する制御信号電圧を、Δｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器１９に印加し、ΣｃｈとΔｃｈの相対振幅
誤差を零にする。以上により、ΣｃｈとΔｃｈの相対位
相バランス及び相対振幅バランスの調整が完了する。
器２９へ、及びΔｃｈビデオ信号が第二の振幅検波器３
０へそれぞれ入力すると、第一の振幅検波器２９からは
Σｃｈビデオ信号の振幅情報である直流電圧Ｖｓｕｍ
が、第二の振幅検波器３０からはΔｃｈビデオ信号の振
幅情報である直流電圧Ｖｄｉｆがそれぞれ出力され差動
増幅器３１へ入力する差動増幅器３１はΣｃｈとΔｃｈ
の相対振幅誤差Ａに相当する直流電圧Ｖａを可変型減衰
器制御回路３２へ出力する。可変型減衰器制御回路３２
は、相対振幅誤差Ａに相当する直流電圧Ｖａをもとに、
ΣｃｈとΔｃｈの相対振幅誤差Ａが零になるような減衰
量Ａに相当する制御信号電圧を、Δｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器１９に印加し、ΣｃｈとΔｃｈの相対振幅
誤差を零にする。以上により、ΣｃｈとΔｃｈの相対位
相バランス及び相対振幅バランスの調整が完了する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】従来のレーダ受信機は
以上のような構成・試験調整方式で角度誤差電圧の変動
を抑圧していたため、レーダ受信機が大型化し、かつ試
験調整が煩雑で時間がかかるという課題があった。
以上のような構成・試験調整方式で角度誤差電圧の変動
を抑圧していたため、レーダ受信機が大型化し、かつ試
験調整が煩雑で時間がかかるという課題があった。
【００１５】この発明は上記の課題を解消するためにな
されたものであり、小型化した、かつ試験調整が容易で
時間がかからないレーダ受信機を得ることを目的とす
る。
されたものであり、小型化した、かつ試験調整が容易で
時間がかからないレーダ受信機を得ることを目的とす
る。
【００１６】
【課題を解決するための手段】第１の発明によるレーダ
受信機は、通過帯域内減衰量を一定の範囲で可変にし、
Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせた
Δｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパ
スフィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減
衰量可変型バンドパスフィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳ
Φ＝１曲線を内蔵した通過帯域内減衰量可変バンドパス
フィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅
の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるように
したものである。
受信機は、通過帯域内減衰量を一定の範囲で可変にし、
Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせた
Δｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパ
スフィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減
衰量可変型バンドパスフィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳ
Φ＝１曲線を内蔵した通過帯域内減衰量可変バンドパス
フィルタ制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅
の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるように
したものである。
【００１７】また、第２の発明によるレーダ受信機は、
通過帯域内減衰量を一定の範囲で可変にし、Σｃｈ・Δ
ｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせたΔｃｈ側高
周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタと、こ
のΔｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフ
ィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通
過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路とによ
るΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅の調整のみで、角度誤差
電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
通過帯域内減衰量を一定の範囲で可変にし、Σｃｈ・Δ
ｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせたΔｃｈ側高
周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタと、こ
のΔｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフ
ィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通
過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路とによ
るΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅の調整のみで、角度誤差
電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
【００１８】また、第３の発明によるレーダ受信機は、
通過帯域内減衰量を一定の範囲で可変にし、Σｃｈ・Δ
ｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせたΔｃｈ側ビ
デオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタと、こ
のΔｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフ
ィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通
過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路とによ
るΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅の調整のみで、角度誤差
電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
通過帯域内減衰量を一定の範囲で可変にし、Σｃｈ・Δ
ｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせたΔｃｈ側ビ
デオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタと、こ
のΔｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフ
ィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通
過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路とによ
るΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅の調整のみで、角度誤差
電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】実施の形態１ 図１は、この発明の実施の形態１を示すレーダ受信機構
成ブロック図である。図において１〜６，９〜１８，２
２〜３１，３３は図６で示した従来例と同様であり、３
５はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過帯域内減衰量
可変バンドパスフィルタ制御回路、３６はΔｃｈ側中間
周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタで
ある。
成ブロック図である。図において１〜６，９〜１８，２
２〜３１，３３は図６で示した従来例と同様であり、３
５はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過帯域内減衰量
可変バンドパスフィルタ制御回路、３６はΔｃｈ側中間
周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタで
ある。
【００２０】Δｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可
変型バンドパスフィルタ３６は、並列共振型容量結合バ
ンドパスフィルタであり、その回路構成素子として信号
経路とグランドの間にあるコンデンサに対し直列にＰＩ
Ｎダイオードを挿入してある。ＰＩＮダイオードに流す
電流値を制御することにより、ＰＩＮダイオードの直列
抵抗値を変化させ、通過帯域内減衰量を変化させること
ができる。一般にバンドパスフィルタにはコンデンサに
付随する直列抵抗値Ｒ０をＲ０±ΔＲと変化させた時、
通過帯域内減衰量も、Ｌ０±ΔＬと変化する特性がある
ので、この特性を用いればΔｃｈ側中間周波数帯通過帯
域内減衰量可変型バンドパスフィルタ３６内のＰＩＮダ
イオードの直列抵抗値を変化させることによりΔｃｈ側
中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィル
タ３６の通過帯域内減衰量を変化させることが出来るた
め、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス調整を行うこと
が可能となる。
変型バンドパスフィルタ３６は、並列共振型容量結合バ
ンドパスフィルタであり、その回路構成素子として信号
経路とグランドの間にあるコンデンサに対し直列にＰＩ
Ｎダイオードを挿入してある。ＰＩＮダイオードに流す
電流値を制御することにより、ＰＩＮダイオードの直列
抵抗値を変化させ、通過帯域内減衰量を変化させること
ができる。一般にバンドパスフィルタにはコンデンサに
付随する直列抵抗値Ｒ０をＲ０±ΔＲと変化させた時、
通過帯域内減衰量も、Ｌ０±ΔＬと変化する特性がある
ので、この特性を用いればΔｃｈ側中間周波数帯通過帯
域内減衰量可変型バンドパスフィルタ３６内のＰＩＮダ
イオードの直列抵抗値を変化させることによりΔｃｈ側
中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィル
タ３６の通過帯域内減衰量を変化させることが出来るた
め、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス調整を行うこと
が可能となる。
【００２１】図４は、Δｃｈ側中間周波数帯通過帯域内
減衰量可変型バンドパスフィルタ３６の一例である並列
共振容量結合型１段のバンドパスフィルタである。図に
おいて３９はセラミックコンデンサＣ１、４０はセラミ
ックコンデンサＣ２、４１はセラミックコンデンサＣ
３、４２はコイルＬ１、４３はコイルＬ２、４４はグラ
ンド、４５はＰＩＮダイオードＣＲ１、４６はＰＩＮダ
イオードＣＲ２である。
減衰量可変型バンドパスフィルタ３６の一例である並列
共振容量結合型１段のバンドパスフィルタである。図に
おいて３９はセラミックコンデンサＣ１、４０はセラミ
ックコンデンサＣ２、４１はセラミックコンデンサＣ
３、４２はコイルＬ１、４３はコイルＬ２、４４はグラ
ンド、４５はＰＩＮダイオードＣＲ１、４６はＰＩＮダ
イオードＣＲ２である。
【００２２】表１は、図４にて示したバンドパスフィル
タ内のＰＩＮダイオードＣＲ１、ＰＩＮダイオードＣＲ
２に流す電流値を少しずつ変化させた時の、ＰＩＮダイ
オードの直列抵抗値と通過帯域内減衰量変化の計算結果
である。例えばこの例によれば、ＰＩＮダイオード直列
抵抗値を２．１Ω〜０．１Ωの間で変化させることによ
り、約１１ｄＢ〜約６ｄＢの通過帯域内減衰量変化を得
ることが出来る。
タ内のＰＩＮダイオードＣＲ１、ＰＩＮダイオードＣＲ
２に流す電流値を少しずつ変化させた時の、ＰＩＮダイ
オードの直列抵抗値と通過帯域内減衰量変化の計算結果
である。例えばこの例によれば、ＰＩＮダイオード直列
抵抗値を２．１Ω〜０．１Ωの間で変化させることによ
り、約１１ｄＢ〜約６ｄＢの通過帯域内減衰量変化を得
ることが出来る。
【００２３】
【表１】
【００２４】次に動作について説明する。図１において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６，９〜１８，２
２〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６，９〜１８，２
２〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
【００２５】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００２６】図５にＡ＊ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００２７】図１に示したこの発明の実施の形態１のレ
ーダ受信機において、ローパスフィルタ３３から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ１、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶ
ａの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａであるとす
る。図５より、相対位相誤差φ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ
１−ａ）分の減衰量変化のために必要なＰＩＮダイオー
ドの直列抵抗値のデータを、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内
蔵した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回
路３５に設定しておき、Δｃｈ側中間周波数帯通過帯域
内減衰量可変型バンドパスフィルタ３６の減衰量を（ａ
１−ａ）だけ変化させるために必要なＰＩＮダイオード
の直列抵抗値を変化させることによりレーダ受信機を調
整する。
ーダ受信機において、ローパスフィルタ３３から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ１、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶ
ａの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａであるとす
る。図５より、相対位相誤差φ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ
１−ａ）分の減衰量変化のために必要なＰＩＮダイオー
ドの直列抵抗値のデータを、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内
蔵した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回
路３５に設定しておき、Δｃｈ側中間周波数帯通過帯域
内減衰量可変型バンドパスフィルタ３６の減衰量を（ａ
１−ａ）だけ変化させるために必要なＰＩＮダイオード
の直列抵抗値を変化させることによりレーダ受信機を調
整する。
【００２８】以上のように本実施の形態によれば、従来
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路３２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路３４が不要となり、Δｃｈ側
中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィル
タ３６と、可変型移相器制御回路３４とほぼ同等規模の
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過帯域内減衰量可変
バンドパスフィルタ制御回路３５とを用いることによ
り、角度誤差電圧の変動を抑圧することができる。
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路３２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路３４が不要となり、Δｃｈ側
中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィル
タ３６と、可変型移相器制御回路３４とほぼ同等規模の
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過帯域内減衰量可変
バンドパスフィルタ制御回路３５とを用いることによ
り、角度誤差電圧の変動を抑圧することができる。
【００２９】実施の形態２ 図２は、この発明の実施の形態２を示すレーダ受信機構
成ブロック図である。図において１〜６，９〜１５，１
７，１８，２１〜３１，３３は図６で示した従来例と同
様であり、３５はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過
帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路、３７は
Δｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィ
ルタである。
成ブロック図である。図において１〜６，９〜１５，１
７，１８，２１〜３１，３３は図６で示した従来例と同
様であり、３５はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過
帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路、３７は
Δｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィ
ルタである。
【００３０】Δｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可変型バ
ンドパスフィルタ３７は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子として信号経路と
グランドの間にあるコンデンサに対し直列にＰＩＮダイ
オードを挿入してある。ＰＩＮダイオードに流す電流値
を制御することにより、ＰＩＮダイオードの直列抵抗値
を変化させ、通過帯域内減衰量を変化させることができ
る。一般にバンドパスフィルタにはコンデンサに付随す
る直列抵抗値Ｒ０をＲ０±ΔＲと変化させた時、通過帯
域内減衰量も、Ｌ０±ΔＬと変化する特性があるので、
この特性を用いればΔｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可
変型バンドパスフィルタ３７内のＰＩＮダイオード直列
抵抗値を変化させることによりΔｃｈ側高周波通過帯域
内減衰量可変型バンドパスフィルタ３７の通過帯域内減
衰量を変化させることが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間
相対振幅バランス調整を行うことが可能となる。
ンドパスフィルタ３７は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子として信号経路と
グランドの間にあるコンデンサに対し直列にＰＩＮダイ
オードを挿入してある。ＰＩＮダイオードに流す電流値
を制御することにより、ＰＩＮダイオードの直列抵抗値
を変化させ、通過帯域内減衰量を変化させることができ
る。一般にバンドパスフィルタにはコンデンサに付随す
る直列抵抗値Ｒ０をＲ０±ΔＲと変化させた時、通過帯
域内減衰量も、Ｌ０±ΔＬと変化する特性があるので、
この特性を用いればΔｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可
変型バンドパスフィルタ３７内のＰＩＮダイオード直列
抵抗値を変化させることによりΔｃｈ側高周波通過帯域
内減衰量可変型バンドパスフィルタ３７の通過帯域内減
衰量を変化させることが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間
相対振幅バランス調整を行うことが可能となる。
【００３１】Δｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可変型バ
ンドパスフィルタ３７の構成・機能・動作の一例は、実
施の形態１のΔｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可
変型バンドパスフィルタ３６と同一である。
ンドパスフィルタ３７の構成・機能・動作の一例は、実
施の形態１のΔｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可
変型バンドパスフィルタ３６と同一である。
【００３２】次に動作について説明する。図２において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図２における１〜６，９〜１５，１
７，１８，２１〜３１，３３の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３１から出力する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図２における１〜６，９〜１５，１
７，１８，２１〜３１，３３の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３１から出力する。
【００３３】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００３４】図２に示したこの発明の実施の形態２のレ
ーダ受信機において、ローパスフィルタ３３から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ１、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶ
ａの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａであるとす
る。図５より、相対位相誤差φ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ
１−ａ）分の減衰量変化のために必要なＰＩＮダイオー
ドの直列抵抗値のデータを、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内
蔵した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回
路３５に設定しておき、Δｃｈ側高周波通過帯域内減衰
量可変型バンドパスフィルタ３７の減衰量を（ａ１−
ａ）だけ変化させるために必要なＰＩＮダイオードの直
列抵抗値を変化させることによりレーダ受信機を調整す
る。
ーダ受信機において、ローパスフィルタ３３から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ１、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶ
ａの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａであるとす
る。図５より、相対位相誤差φ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ
１−ａ）分の減衰量変化のために必要なＰＩＮダイオー
ドの直列抵抗値のデータを、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内
蔵した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回
路３５に設定しておき、Δｃｈ側高周波通過帯域内減衰
量可変型バンドパスフィルタ３７の減衰量を（ａ１−
ａ）だけ変化させるために必要なＰＩＮダイオードの直
列抵抗値を変化させることによりレーダ受信機を調整す
る。
【００３５】以上のように本実施の形態によれば、従来
のレーダ受信機を示す図４中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路３２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路３４が不要となり、Δｃｈ側
高周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタ３７
と、可変型移相器制御回路３４とほぼ同等規模のＡ＊Ｃ
ＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過帯域内減衰量可変バンド
パスフィルタ制御回路３５とを用いることにより、角度
誤差電圧の変動を抑圧することができる。
のレーダ受信機を示す図４中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路３２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路３４が不要となり、Δｃｈ側
高周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタ３７
と、可変型移相器制御回路３４とほぼ同等規模のＡ＊Ｃ
ＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過帯域内減衰量可変バンド
パスフィルタ制御回路３５とを用いることにより、角度
誤差電圧の変動を抑圧することができる。
【００３６】実施の形態３ 図３は、この発明の実施の形態３を示すレーダ受信機構
成ブロック図である。図において１〜６，９〜１８，２
１〜２２，２４〜３１，３３は図６で示した従来例と同
様であり、３５はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過
帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路、３８は
Δｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィ
ルタである。
成ブロック図である。図において１〜６，９〜１８，２
１〜２２，２４〜３１，３３は図６で示した従来例と同
様であり、３５はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過
帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路、３８は
Δｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィ
ルタである。
【００３７】Δｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バ
ンドパスフィルタ３８は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子として信号経路と
グランドの間にあるコンデンサに対し直列にＰＩＮダイ
オードを挿入してある。ＰＩＮダイオードに流す電流値
を制御することにより、ＰＩＮダイオードの直列抵抗値
を変化させ、通過帯域内減衰量を変化させることができ
る。一般にバンドパスフィルタにはコンデンサに付随す
る直列抵抗値Ｒ０をＲ０±ΔＲと変化させた時、通過帯
域内減衰量も、Ｌ０±ΔＬと変化する特性があるので、
この特性を用いればΔｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可
変型バンドパスフィルタ３８内のＰＩＮダイオードの直
列抵抗値を変化させることによりΔｃｈ側ビデオ通過帯
域内減衰量可変型バンドパスフィルタ３８の通過帯域内
減衰量を変化させることが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ
間相対振幅バランス調整を行うことが可能となる。
ンドパスフィルタ３８は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子として信号経路と
グランドの間にあるコンデンサに対し直列にＰＩＮダイ
オードを挿入してある。ＰＩＮダイオードに流す電流値
を制御することにより、ＰＩＮダイオードの直列抵抗値
を変化させ、通過帯域内減衰量を変化させることができ
る。一般にバンドパスフィルタにはコンデンサに付随す
る直列抵抗値Ｒ０をＲ０±ΔＲと変化させた時、通過帯
域内減衰量も、Ｌ０±ΔＬと変化する特性があるので、
この特性を用いればΔｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可
変型バンドパスフィルタ３８内のＰＩＮダイオードの直
列抵抗値を変化させることによりΔｃｈ側ビデオ通過帯
域内減衰量可変型バンドパスフィルタ３８の通過帯域内
減衰量を変化させることが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ
間相対振幅バランス調整を行うことが可能となる。
【００３８】Δｃｈ側ビデオ通過帯域幅可変型バンドパ
スフィルタ３８の構成・機能・動作の一例は、実施の形
態１のΔｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バ
ンドパスフィルタ３６と同一である。
スフィルタ３８の構成・機能・動作の一例は、実施の形
態１のΔｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バ
ンドパスフィルタ３６と同一である。
【００３９】次に動作について説明する。図３において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図２における１〜６，９〜１８，２
１，２２，２４〜３１，３３の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３１から出力する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図２における１〜６，９〜１８，２
１，２２，２４〜３１，３３の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３１から出力する。
【００４０】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００４１】図３に示したこの発明の実施の形態３のレ
ーダ受信機において、ローパスフィルタ３３から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ１、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶ
ａの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａであるとす
る。図５より、相対位相誤差φ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ
１−ａ）分の減衰量変化のために必要なＰＩＮダイオー
ドの直列抵抗値のデータを、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内
蔵した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回
路３５に設定しておき、Δｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰
量可変型バンドパスフィルタ３８の減衰量を（ａ１−
ａ）だけ変化させるために必要なＰＩＮダイオードの直
列抵抗値を変化させることによりレーダ受信機を調整す
る。
ーダ受信機において、ローパスフィルタ３３から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ１、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶ
ａの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａであるとす
る。図５より、相対位相誤差φ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ
１−ａ）分の減衰量変化のために必要なＰＩＮダイオー
ドの直列抵抗値のデータを、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内
蔵した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回
路３５に設定しておき、Δｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰
量可変型バンドパスフィルタ３８の減衰量を（ａ１−
ａ）だけ変化させるために必要なＰＩＮダイオードの直
列抵抗値を変化させることによりレーダ受信機を調整す
る。
【００４２】以上のように本実施の形態によれば、従来
のレーダ受信機を示す図４中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路３２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路３４が不要となり、Δｃｈ側
ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタ３８
と、可変型移相器制御回路３４とほぼ同等規模のＡ＊Ｃ
ＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過帯域内減衰量可変バンド
パスフィルタ制御回路３５とを用いることにより、角度
誤差電圧の変動を抑圧することができる。
のレーダ受信機を示す図４中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路３２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路３４が不要となり、Δｃｈ側
ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタ３８
と、可変型移相器制御回路３４とほぼ同等規模のＡ＊Ｃ
ＯＳΦ＝１曲線を内蔵した通過帯域内減衰量可変バンド
パスフィルタ制御回路３５とを用いることにより、角度
誤差電圧の変動を抑圧することができる。
【００４３】上記実施の形態では、Δｃｈ側の振幅もし
くは位相を調整することで角度誤差電圧の変動ΔＥを抑
圧したが、Σｃｈ側についても同様の結果を得ることが
できる。
くは位相を調整することで角度誤差電圧の変動ΔＥを抑
圧したが、Σｃｈ側についても同様の結果を得ることが
できる。
【００４４】
【発明の効果】第１の発明によれば、レーダ受信機は、
通過帯域内減衰量を一定の範囲内で可変にでき、Σｃｈ
・Δｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせたΔｃｈ
側中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィ
ルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可
変型バンドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲
線を内蔵した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ
制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅バランス
調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにし
たので、レーダ受信機の小型化と試験時間の短縮が同時
に可能となる。
通過帯域内減衰量を一定の範囲内で可変にでき、Σｃｈ
・Δｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせたΔｃｈ
側中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィ
ルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可
変型バンドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲
線を内蔵した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ
制御回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅バランス
調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにし
たので、レーダ受信機の小型化と試験時間の短縮が同時
に可能となる。
【００４５】また、第２の発明によれば、レーダ受信機
は、通過帯域内減衰量を一定の範囲内で可変にでき、Σ
ｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせたΔ
ｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィル
タと、このΔｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可変型バン
ドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵
した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路
とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅バランス調整のみ
で、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、
レーダ受信機の小型化と試験時間の短縮が同時に可能と
なる。
は、通過帯域内減衰量を一定の範囲内で可変にでき、Σ
ｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせたΔ
ｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィル
タと、このΔｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可変型バン
ドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵
した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路
とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅バランス調整のみ
で、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、
レーダ受信機の小型化と試験時間の短縮が同時に可能と
なる。
【００４６】また、第３の発明によれば、レーダ受信機
は、通過帯域内減衰量を一定の範囲内で可変にでき、Σ
ｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせたΔ
ｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィル
タと、このΔｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バン
ドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵
した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路
とによるΣｃｈとΔｃｈ側の相対振幅バランス調整のみ
で、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、
レーダ受信機の小型化と試験時間の短縮が同時に可能と
なる。
は、通過帯域内減衰量を一定の範囲内で可変にでき、Σ
ｃｈ・Δｃｈ間相対振幅バランス調整機能を持たせたΔ
ｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィル
タと、このΔｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バン
ドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線を内蔵
した通過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路
とによるΣｃｈとΔｃｈ側の相対振幅バランス調整のみ
で、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、
レーダ受信機の小型化と試験時間の短縮が同時に可能と
なる。
【図１】 この発明によるレーダ受信機の実施の形態１
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】 この発明によるレーダ受信機の実施の形態２
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】 この発明によるレーダ受信機の実施の形態３
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】 ＰＩＮダイオードを用いた並列共振型１段バ
ンドパスフィルタの一例を示す図である。
ンドパスフィルタの一例を示す図である。
【図５】 Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を表す曲線を示す図であ
る。
る。
【図６】 従来のこの種のレーダ受信機構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】 アンテナビームのビームパターンと角度誤差
電圧を示す図である。
電圧を示す図である。
【図８】 Σｃｈ、Δｃｈ間に相対位相誤差Φ、相対振
幅誤差Ａがあった場合のΣｃｈ、Δｃｈ出力ビデオ信号
のベクトル表示を示す図である。
幅誤差Ａがあった場合のΣｃｈ、Δｃｈ出力ビデオ信号
のベクトル表示を示す図である。
１ 受信機、２ Σｃｈ側高周波信号入力端子、３ Σ
ｃｈ側低雑音増幅器、４ Σｃｈ側高周波バンドパスフ
ィルタ、５ Σｃｈ側ミキサ、６ Σｃｈ側中間周波数
帯増幅器、７ Σｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、８
Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、９ Σｃｈ側中
間周波数帯バンドパスフィルタ、１０Σｃｈ側位相検波
器、１１ Σｃｈ側ビデオバンドパスフィルタ、１２
第一のΣｃｈ側Ｔ分岐、１３ Σｃｈ側ビデオ信号出力
端子、１４ Δｃｈ側高周波信号入力端子、１５ Δｃ
ｈ側低雑音増幅器、１６ Δｃｈ側高周波バンドパスフ
ィルタ、１７ Δｃｈ側ミキサ、１８ Δｃｈ側中間周
波数帯増幅器、１９ Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰
器、２０ Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、２１
Δｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、２２ Δｃ
ｈ側位相検波器、２３ Δｃｈ側ビデオバンドパスフィ
ルタ、２４ 第一のΔｃｈ側Ｔ分岐、２５Δｃｈ側ビデ
オ信号出力端子、２６ 第二のΣｃｈ側Ｔ分岐、２７
第二のΔｃｈ側Ｔ分岐、２８ 位相検波器、２９ 第一
の振幅検波器、３０ 第二の振幅検波器、３１ 差動増
幅器、３２ 可変型減衰器制御回路、３３ ローパスフ
ィルタ、３４ 可変型移相器制御回路、３５ ＡｘＣＯ
ＳΦ＝１曲線を内蔵した通過帯域幅可変バンドパスフィ
ルタ制御回路、３６ Δｃｈ側中間周波数帯通過帯域内
減衰量可変型バンドパスフィルタ、３７ Δｃｈ側高周
波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタ、３８
Δｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィ
ルタ、３９ セラミックコンデンサＣ１、４０ セラミ
ックコンデンサＣ２、４１ 容量可変型コンデンサＣ
３、４２ コイルＬ１、４３ コイルＬ２、４４ グラ
ンド、４５ ＰＩＮダイオードＣＲ１、４６ ＰＩＮダ
イオードＣＲ２。
ｃｈ側低雑音増幅器、４ Σｃｈ側高周波バンドパスフ
ィルタ、５ Σｃｈ側ミキサ、６ Σｃｈ側中間周波数
帯増幅器、７ Σｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、８
Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、９ Σｃｈ側中
間周波数帯バンドパスフィルタ、１０Σｃｈ側位相検波
器、１１ Σｃｈ側ビデオバンドパスフィルタ、１２
第一のΣｃｈ側Ｔ分岐、１３ Σｃｈ側ビデオ信号出力
端子、１４ Δｃｈ側高周波信号入力端子、１５ Δｃ
ｈ側低雑音増幅器、１６ Δｃｈ側高周波バンドパスフ
ィルタ、１７ Δｃｈ側ミキサ、１８ Δｃｈ側中間周
波数帯増幅器、１９ Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰
器、２０ Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、２１
Δｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、２２ Δｃ
ｈ側位相検波器、２３ Δｃｈ側ビデオバンドパスフィ
ルタ、２４ 第一のΔｃｈ側Ｔ分岐、２５Δｃｈ側ビデ
オ信号出力端子、２６ 第二のΣｃｈ側Ｔ分岐、２７
第二のΔｃｈ側Ｔ分岐、２８ 位相検波器、２９ 第一
の振幅検波器、３０ 第二の振幅検波器、３１ 差動増
幅器、３２ 可変型減衰器制御回路、３３ ローパスフ
ィルタ、３４ 可変型移相器制御回路、３５ ＡｘＣＯ
ＳΦ＝１曲線を内蔵した通過帯域幅可変バンドパスフィ
ルタ制御回路、３６ Δｃｈ側中間周波数帯通過帯域内
減衰量可変型バンドパスフィルタ、３７ Δｃｈ側高周
波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタ、３８
Δｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィ
ルタ、３９ セラミックコンデンサＣ１、４０ セラミ
ックコンデンサＣ２、４１ 容量可変型コンデンサＣ
３、４２ コイルＬ１、４３ コイルＬ２、４４ グラ
ンド、４５ ＰＩＮダイオードＣＲ１、４６ ＰＩＮダ
イオードＣＲ２。
Claims (3)
- 【請求項１】 高周波パルス受信信号の和チャンネル
（Σｃｈ）側入力端に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器
と、上記Σｃｈ側低雑音増幅器の出力端に接続されたΣ
ｃｈ側高周波バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側高周
波バンドパスフィルタの出力端に接続された高周波信号
と局部信号をミキシングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σ
ｃｈ側ミキサの出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数
帯増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端
に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ
と、上記Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタの出
力端に接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側
位相検波器の出力端に接続されたΣｃｈ側ビデオバンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側ビデオバンドパスフィル
タの出力端に接続された第一のΣｃｈ側Ｔ分岐と、高周
波パルス受信信号の差チャンネル（Δｃｈ）側入力端に
接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑
音増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波バンドパ
スフィルタと、上記Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタ
の出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシン
グするΔｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端
に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続され、通過帯域
内減衰量を一定の範囲で可変できるΔｃｈ側中間周波数
帯通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタと、上記
Δｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパ
スフィルタの出力端に接続されたΔｃｈ側位相検波器
と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続されたΔｃ
ｈ側ビデオバンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側ビデオ
バンドパスフィルタの出力端に接続された第一のΔｃｈ
側Ｔ分岐と、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐の一方の出力に
接続された第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記第一のΔｃｈ
側Ｔ分岐の一方の出力に接続された第二のΔｃｈ側Ｔ分
岐と、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第二のΔｃｈ側
Ｔ分岐のそれぞれ一方の出力端に接続された第一の位相
検波器と、上記位相検波器の出力端に接続されたローパ
スフィルタと、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐の他方の出力
端に接続された第一の振幅検波器と、上記第二のΔｃｈ
側Ｔ分岐の他方の出力端に接続された第二の振幅検波器
と、上記第一の振幅検波器と第二の振幅検波器の出力端
に接続された差動増幅器と、上記ローパスフィルタの出
力端と上記差動増幅器の出力端に接続され、上記Δｃｈ
側中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィ
ルタの可変範囲を制御する通過帯域内減衰量可変バンド
パスフィルタ制御回路と、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐の
他方の出力のΣｃｈビデオ信号と、上記第一のΔｃｈ側
Ｔ分岐の他方の出力のΔｃｈビデオ信号との相対位相誤
差Φ及び相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈとの関係
が、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１となる通過帯域内減衰量を上記通
過帯域内減衰量可変バンドパスフィルタ制御回路から上
記Δｃｈ側中間周波数帯通過帯域内減衰量可変型バンド
パスフィルタに対し設定する手段とを備えたことを特徴
とするレーダ受信機。 - 【請求項２】 高周波パルス受信信号の和チャンネル
（Σｃｈ）側入力端に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器
と、上記Σｃｈ側低雑音増幅器の出力端に接続されたΣ
ｃｈ側高周波バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側高周
波バンドパスフィルタの出力端に接続された高周波信号
と局部信号をミキシングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σ
ｃｈ側ミキサの出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数
帯増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端
に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ
と、上記Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタの出
力端に接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側
位相検波器の出力端に接続されたΣｃｈ側ビデオバンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側ビデオバンドパスフィル
タの出力端に接続された第一のΣｃｈ側Ｔ分岐と、高周
波パルス受信信号の差チャンネル（Δｃｈ）側入力端に
接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑
音増幅器の出力端に接続され、通過帯域内減衰量を一定
の範囲で可変できるΔｃｈ側高周波通過帯域内減衰量可
変型バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側高周波通過帯
域内減衰量可変型バンドパスフィルタの出力端に接続さ
れた高周波信号と局部信号をミキシングするΔｃｈ側ミ
キサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続されたΔｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中間周波数帯
増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯バン
ドパスフィルタと、上記Δｃｈ側中間周波数帯バンドパ
スフィルタの出力端に接続されたΔｃｈ側位相検波器
と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続されたΔｃ
ｈ側ビデオバンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側ビデオ
バンドパスフィルタの出力端に接続された第一のΔｃｈ
側Ｔ分岐と、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐の一方の出力に
接続された第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記第一のΔｃｈ
側Ｔ分岐の一方の出力に接続された第二のΔｃｈ側Ｔ分
岐と、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第二のΔｃｈ側
Ｔ分岐のそれぞれ一方の出力端に接続された第一の位相
検波器と、上記位相検波器の出力端に接続されたローパ
スフィルタと、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐の他方の出力
端に接続された第一の振幅検波器と、上記第二のΔｃｈ
側Ｔ分岐の他方の出力端に接続された第二の振幅検波器
と、上記第一の振幅検波器と第二の振幅検波器の出力端
に接続された差動増幅器と、上記ローパスフィルタの出
力端と上記差動増幅器の出力端に接続され、上記Δｃｈ
側高周波通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタの
可変範囲を制御する通過帯域内減衰量可変バンドパスフ
ィルタの制御回路と、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐の他方
の出力のΣｃｈビデオ信号と、上記第一のΔｃｈ側Ｔ分
岐の他方の出力のΔｃｈビデオ信号との相対位相誤差Φ
及び相対振幅誤差Ａとの関係が、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１とな
る通過帯域内減衰量を上記通過帯域内減衰量可変バンド
パスフィルタ制御回路から上記Δｃｈ側高周波通過帯域
内減衰量可変型バンドパスフィルタに対し設定する手段
とを備えたことを特徴とするレーダ受信機。 - 【請求項３】 高周波パルス受信信号の和チャンネル
（Σｃｈ）側入力端に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器
と、上記Σｃｈ側低雑音増幅器の出力端に接続されたΣ
ｃｈ側高周波バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側高周
波バンドパスフィルタの出力端に接続された高周波信号
と局部信号をミキシングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σ
ｃｈ側ミキサの出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数
帯増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端
に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ
と、上記Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタの出
力端に接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側
位相検波器の出力端に接続されたΣｃｈ側ビデオバンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側ビデオバンドパスフィル
タの出力端に接続された第一のΣｃｈ側Ｔ分岐と、高周
波パルス受信信号の差チャンネル（Δｃｈ）側入力端に
接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑
音増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波バンドパ
スフィルタと、上記Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタ
の出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシン
グするΔｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端
に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側
中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側中間
周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΔｃ
ｈ側位相検波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に
接続され、通過帯域内減衰量を一定の範囲で可変できる
Δｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィ
ルタと、上記Δｃｈ側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バ
ンドパスフィルタの出力端に接続された第一のΔｃｈ側
Ｔ分岐と、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐の一方の出力に接
続された第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記第一のΔｃｈ側
Ｔ分岐の一方の出力に接続された第二のΔｃｈ側Ｔ分岐
と、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第二のΔｃｈ側Ｔ
分岐のそれぞれ一方の出力端に接続された第一の位相検
波器と、上記位相検波器の出力端に接続されたローパス
フィルタと、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐の他方の出力端
に接続された第一の振幅検波器と、上記第二のΔｃｈ側
Ｔ分岐の他方の出力端に接続された第二の振幅検波器
と、上記第一の振幅検波器と第二の振幅検波器の出力端
に接続された差動増幅器と、上記ローパスフィルタの出
力端と上記差動増幅器の出力端に接続され、上記Δｃｈ
側ビデオ通過帯域内減衰量可変型バンドパスフィルタの
可変範囲を制御する通過帯域内減衰量可変バンドパスフ
ィルタ制御回路と、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐の他方の
出力のΣｃｈビデオ信号と、上記第一のΔｃｈ側Ｔ分岐
の他方の出力のΔｃｈビデオ信号との相対位相誤差Φ及
び相対振幅誤差Ａとの関係が、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１となる
通過帯域内減衰量を上記通過帯域内減衰量可変バンドパ
スフィルタ制御回路から上記Δｃｈ側ビデオ通過帯域内
減衰量可変型バンドパスフィルタに対し設定する手段と
を備えたことを特徴とするレーダ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31818399A JP2001133531A (ja) | 1999-11-09 | 1999-11-09 | レーダ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31818399A JP2001133531A (ja) | 1999-11-09 | 1999-11-09 | レーダ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001133531A true JP2001133531A (ja) | 2001-05-18 |
Family
ID=18096392
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31818399A Pending JP2001133531A (ja) | 1999-11-09 | 1999-11-09 | レーダ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001133531A (ja) |
-
1999
- 1999-11-09 JP JP31818399A patent/JP2001133531A/ja active Pending
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