JPH10246775A - レーダ受信機 - Google Patents
レーダ受信機Info
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- JPH10246775A JPH10246775A JP9048122A JP4812297A JPH10246775A JP H10246775 A JPH10246775 A JP H10246775A JP 9048122 A JP9048122 A JP 9048122A JP 4812297 A JP4812297 A JP 4812297A JP H10246775 A JPH10246775 A JP H10246775A
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- δch
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来より小型でかつ試験調整が容易なレーダ
受信機を得ることが課題であった。 【解決手段】 Σｃｈ・Δｃｈ間の相対位相のみの調整
で角度誤差電圧Ｅの変動が抑圧できる様にする為、角度
誤差電圧の変動ΔＥを相対位相誤差Φと相対振幅誤差Ａ
をパラメータとした数式にて表し、回路構成素子に容量
可変型コンデンサを用いて移相機能を持たせた受信機内
部のバンドパスフィルタによるΣｃｈ・Δｃｈ間の相対
位相のみの調整で、相対位相誤差Φ＝相対振幅誤差Ａ＝
零である時と等価な角度誤差電圧Ｅが得られるようにし
た。
受信機を得ることが課題であった。 【解決手段】 Σｃｈ・Δｃｈ間の相対位相のみの調整
で角度誤差電圧Ｅの変動が抑圧できる様にする為、角度
誤差電圧の変動ΔＥを相対位相誤差Φと相対振幅誤差Ａ
をパラメータとした数式にて表し、回路構成素子に容量
可変型コンデンサを用いて移相機能を持たせた受信機内
部のバンドパスフィルタによるΣｃｈ・Δｃｈ間の相対
位相のみの調整で、相対位相誤差Φ＝相対振幅誤差Ａ＝
零である時と等価な角度誤差電圧Ｅが得られるようにし
た。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、航空機もしくは
飛しょう体のレーダ受信機に関するものである。
飛しょう体のレーダ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来のレーダ受信機の構成図であ
る。図において１は受信機、２はΣｃｈ側高周波信号入
力端子、３はΣｃｈ側低雑音増幅器、４はΣｃｈ側高周
波バンドパスフィルタ、５はΣｃｈ側ミキサ、６はΣｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器、７はΣｃｈ側中間周波数帯可
変型減衰器、８はΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、
９はΣｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、１０は
Σｃｈ側位相検波器、１１はΣｃｈ側ローパスフィル
タ、１２は第一のΣｃｈ側Ｔ分岐、１３はΣｃｈ側ビデ
オ信号出力端子、１４はΔｃｈ側高周波信号入力端子、
１５はΔｃｈ側低雑音増幅器、１６はΔｃｈ側高周波バ
ンドパスフィルタ、１７はΔｃｈ側ミキサ、１８はΔｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器、１９はΔｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器、２０はΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相
器、２１はΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、
２２はΔｃｈ側位相検波器、２３はΔｃｈ側ローパスフ
ィルタ、２４は第一のΔｃｈ側Ｔ分岐、２５はΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子、２６は局部信号入力端子、２７は
局部信号パワーディバイダ、２８は局部信号Σｃｈ側バ
ンドパスフィルタ、２９は局部信号Δｃｈ側バンドパス
フィルタ、３０はＣＯＨＯ信号発生源、３１はＣＯＨＯ
信号パワーディバイダ、３２はＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バ
ンドパスフィルタ、３３はＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バンド
パスフィルタ、３４は第二のΣｃｈ側Ｔ分岐、３５は第
二のΔｃｈ側Ｔ分岐、３６は位相検波器、３７は第一の
振幅検波器、３８は第二の振幅検波器、３９は差動増幅
器、４０は可変型減衰器制御回路、４１はローパスフィ
ルタ、４２は可変型移相器制御回路である。
る。図において１は受信機、２はΣｃｈ側高周波信号入
力端子、３はΣｃｈ側低雑音増幅器、４はΣｃｈ側高周
波バンドパスフィルタ、５はΣｃｈ側ミキサ、６はΣｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器、７はΣｃｈ側中間周波数帯可
変型減衰器、８はΣｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、
９はΣｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、１０は
Σｃｈ側位相検波器、１１はΣｃｈ側ローパスフィル
タ、１２は第一のΣｃｈ側Ｔ分岐、１３はΣｃｈ側ビデ
オ信号出力端子、１４はΔｃｈ側高周波信号入力端子、
１５はΔｃｈ側低雑音増幅器、１６はΔｃｈ側高周波バ
ンドパスフィルタ、１７はΔｃｈ側ミキサ、１８はΔｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器、１９はΔｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器、２０はΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相
器、２１はΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、
２２はΔｃｈ側位相検波器、２３はΔｃｈ側ローパスフ
ィルタ、２４は第一のΔｃｈ側Ｔ分岐、２５はΔｃｈ側
ビデオ信号出力端子、２６は局部信号入力端子、２７は
局部信号パワーディバイダ、２８は局部信号Σｃｈ側バ
ンドパスフィルタ、２９は局部信号Δｃｈ側バンドパス
フィルタ、３０はＣＯＨＯ信号発生源、３１はＣＯＨＯ
信号パワーディバイダ、３２はＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バ
ンドパスフィルタ、３３はＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バンド
パスフィルタ、３４は第二のΣｃｈ側Ｔ分岐、３５は第
二のΔｃｈ側Ｔ分岐、３６は位相検波器、３７は第一の
振幅検波器、３８は第二の振幅検波器、３９は差動増幅
器、４０は可変型減衰器制御回路、４１はローパスフィ
ルタ、４２は可変型移相器制御回路である。
【０００３】以下、従来のレーダ受信機について説明す
る。レーダ受信機はレーダ送信機から送受切換用サーキ
ュレータ及びアンテナを経て放射される高周波パルス送
信信号が目標から反射して上記のアンテナ及びサーキュ
レータを経て入力するパルス信号を受信する。この時上
記アンテナは１部が重なりあった２個のアンテナビーム
の和信号と差信号を、それぞれレーダ受信機のΣｃｈと
Δｃｈへ送出する。レーダ受信機の次段にある信号処理
器では差信号を和信号で規格化した信号の符号を識別す
ることにより角度追尾を行う。図７に各アンテナビーム
のパターン及び出力電圧を示す。図７ａのビームＡとビ
ームＢの和信号と差信号を表したものが、図７ｂであ
り、ビームの中心で和信号の強度が最大なり、差信号は
ビームの中心を境に符号が反転する。差信号を和信号で
規格化した出力電圧（角度誤差電圧：Ｅ）を表したもの
が図７ｃであり、この電圧の符号を識別し、常に差信号
の出力が零になるようにアンテナビームの方向を変える
ことにより角度追尾を行う。
る。レーダ受信機はレーダ送信機から送受切換用サーキ
ュレータ及びアンテナを経て放射される高周波パルス送
信信号が目標から反射して上記のアンテナ及びサーキュ
レータを経て入力するパルス信号を受信する。この時上
記アンテナは１部が重なりあった２個のアンテナビーム
の和信号と差信号を、それぞれレーダ受信機のΣｃｈと
Δｃｈへ送出する。レーダ受信機の次段にある信号処理
器では差信号を和信号で規格化した信号の符号を識別す
ることにより角度追尾を行う。図７に各アンテナビーム
のパターン及び出力電圧を示す。図７ａのビームＡとビ
ームＢの和信号と差信号を表したものが、図７ｂであ
り、ビームの中心で和信号の強度が最大なり、差信号は
ビームの中心を境に符号が反転する。差信号を和信号で
規格化した出力電圧（角度誤差電圧：Ｅ）を表したもの
が図７ｃであり、この電圧の符号を識別し、常に差信号
の出力が零になるようにアンテナビームの方向を変える
ことにより角度追尾を行う。
【０００４】レーダ受信機内のΣｃｈとΔｃｈの間の相
対振幅誤差及び、相対位相誤差がそれぞれ零である時、
角度誤差電圧Ｅは数１で表される。
対振幅誤差及び、相対位相誤差がそれぞれ零である時、
角度誤差電圧Ｅは数１で表される。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここで、レーダ受信機内のΣｃｈとΔｃｈ
の間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φがあった場
合のΣｃｈ出力ビデオ信号とΔｃｈ出力ビデオ信号のベ
クトル表示を図８に示す。この時の角度誤差電圧Ｅ′は
数２で表される。
の間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φがあった場
合のΣｃｈ出力ビデオ信号とΔｃｈ出力ビデオ信号のベ
クトル表示を図８に示す。この時の角度誤差電圧Ｅ′は
数２で表される。
【０００７】
【数２】
【０００８】数１と数２より、レーダ受信機内のΣｃｈ
とΔｃｈの間に相対振幅誤差Ａ及び相対位相誤差Φがあ
った場合、角度誤差電圧の変動ΔＥは、数３で表され
る。
とΔｃｈの間に相対振幅誤差Ａ及び相対位相誤差Φがあ
った場合、角度誤差電圧の変動ΔＥは、数３で表され
る。
【０００９】
【数３】
【００１０】数３で示される角度誤差電圧の変動ΔＥに
よって目標追尾誤差・過追尾・追尾遅れ等の追尾精度の
劣化が生じることになるため、レーダ受信機ではΣｃｈ
とΔｃｈのチャネル間相対位相バランス調整、及び相対
振幅バランス調整により、相対振幅誤差Ａ＝相対位相誤
差Φ＝零になるようにして角度誤差電圧の変動を抑圧し
ておく必要がある。
よって目標追尾誤差・過追尾・追尾遅れ等の追尾精度の
劣化が生じることになるため、レーダ受信機ではΣｃｈ
とΔｃｈのチャネル間相対位相バランス調整、及び相対
振幅バランス調整により、相対振幅誤差Ａ＝相対位相誤
差Φ＝零になるようにして角度誤差電圧の変動を抑圧し
ておく必要がある。
【００１１】従来のチャネル間位相バランス調整及びチ
ャネル間振幅バランス調整について説明する。図６にお
いてΣｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信
号入力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅
のＣＷ信号を入力する。Σｃｈ側高周波信号入力端子２
から入力した試験調整用ＣＷ信号はΣｃｈ側低雑音増幅
器３に入力し増幅され、Σｃｈ側高周波バンドパスフィ
ルタ４にて不要波抑圧をされた後、Σｃｈ側ミキサ５の
高周波信号入力端子に入力する。一方局部信号入力端子
２６から入力する局部信号は局部信号パワーディバイダ
２７にて分配され、それぞれΣｃｈ側ミキサ５の局部信
号入力端子及びΔｃｈ側ミキサ１７の局部信号入力端子
へ入力する。Σｃｈ側ミキサ５では高周波信号入力端子
への入力信号と局部信号入力端子への入力信号の周波数
差分の中間周波数信号を中間周波数信号出力端子から出
力し、Σｃｈ側中間周波数帯増幅器６において増幅され
た後、Σｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器７に入力し所
定のレベルの減衰を受けたΣｃｈの中間周波数ＣＷ信号
は、Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器８において所定
の量の移相が行われ、Σｃｈ側中間周波数帯バンドパス
フィルタ９に入力し不要波抑圧をした後、Σｃｈ側位相
検波器１０へ入力する。一方、ＣＯＨＯ信号発生源３０
から出力するＣＯＨＯ信号は、ＣＯＨＯ信号パワーディ
バイダ３１にて分配された後、それぞれΣｃｈ側位相検
波器１０及びΔｃｈ側位相検波器２２へ入力する。Σｃ
ｈ側位相検波器１０では、ＣＯＨＯ信号によりΣｃｈの
中間周波数ＣＷ信号を位相検波し、Σｃｈのビデオ信号
を第一のΣｃｈ側Ｔ分岐１２へ出力する。第一のΣｃｈ
側Ｔ分岐１２を出力したΣｃｈのビデオ信号は、Σｃｈ
側ビデオ信号出力端子１３から外部の信号処理器へと送
出される。一方、Δｃｈ側高周波信号入力端子１４から
入力した試験調整用ＣＷ信号についても、Σｃｈ側と同
様の信号処理が施され、Δｃｈ側ビデオ信号出力端子２
５から外部の信号処理器へと送出される。ここで、第一
のΣｃｈ側Ｔ分岐１２で分岐したΣｃｈ側ビデオ信号
は、第二のΣｃｈ側Ｔ分岐３４へ入力した後、位相検波
器３６と第一の振幅検波器３７へと出力される。また、
第一のΔｃｈ側Ｔ分岐２４で分岐したΔｃｈ側ビデオ信
号は、第二のΔｃｈ側Ｔ分岐３５へ入力した後、位相検
波器３６と第二の振幅検波器３８へと出力される。位相
検波器３６へΣｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が入
力すると、ΣｃｈとΔｃｈの相対位相誤差Φに相当する
直流電圧Ｖφと、ビデオ信号周波数の２倍の周波数の信
号が、同時に位相検波器３６から出力され、ローパスフ
ィルタ４１へ入力する。ローパスフィルタ４１ではビデ
オ信号周波数の２倍の周波数の信号が抑圧され、相対位
相誤差Φに相当する直流電圧Ｖφのみが可変型移相器制
御回路４２へ出力される。可変型移相器制御回路４２
は、相対位相誤差Φに相当する直流電圧Ｖφをもとに、
ΣｃｈとΔｃｈの相対位相誤差Φが零になるような移相
量Φに相当する制御信号電圧を、Δｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器２０に印加し、ΣｃｈとΔｃｈの相対位相
誤差を零にする。一方、Σｃｈビデオ信号が第一の振幅
検波器３７へ、及びΔｃｈビデオ信号が第二の振幅検波
器３８へそれぞれ入力すると、第一の振幅検波器３７か
らはΣｃｈビデオ信号の振幅情報である直流電圧Ｖｓｕ
ｍが、第二の振幅検波器３８からはΔｃｈビデオ信号の
振幅情報である直流電圧Ｖｄｉｆがそれぞれ出力され差
動増幅器３９へ入力する。差動増幅器３９はΣｃｈとΔ
ｃｈの相対振幅誤差Ａに相当する直流電圧Ｖａを可変型
減衰器制御回路４０へ出力する。可変型減衰器制御回路
４０は、相対振幅誤差Ａに相当する直流電圧Ｖａをもと
に、ΣｃｈとΔｃｈの相対振幅誤差Ａが零になるような
減衰量Ａに相当する制御信号電圧を、Δｃｈ側中間周波
数帯可変型減衰器１９に印加し、ΣｃｈとΔｃｈの相対
振幅誤差を零にする。以上により、ΣｃｈとΔｃｈの相
対位相バランス及び相対振幅バランスの調整が完了す
る。
ャネル間振幅バランス調整について説明する。図６にお
いてΣｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信
号入力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅
のＣＷ信号を入力する。Σｃｈ側高周波信号入力端子２
から入力した試験調整用ＣＷ信号はΣｃｈ側低雑音増幅
器３に入力し増幅され、Σｃｈ側高周波バンドパスフィ
ルタ４にて不要波抑圧をされた後、Σｃｈ側ミキサ５の
高周波信号入力端子に入力する。一方局部信号入力端子
２６から入力する局部信号は局部信号パワーディバイダ
２７にて分配され、それぞれΣｃｈ側ミキサ５の局部信
号入力端子及びΔｃｈ側ミキサ１７の局部信号入力端子
へ入力する。Σｃｈ側ミキサ５では高周波信号入力端子
への入力信号と局部信号入力端子への入力信号の周波数
差分の中間周波数信号を中間周波数信号出力端子から出
力し、Σｃｈ側中間周波数帯増幅器６において増幅され
た後、Σｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器７に入力し所
定のレベルの減衰を受けたΣｃｈの中間周波数ＣＷ信号
は、Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器８において所定
の量の移相が行われ、Σｃｈ側中間周波数帯バンドパス
フィルタ９に入力し不要波抑圧をした後、Σｃｈ側位相
検波器１０へ入力する。一方、ＣＯＨＯ信号発生源３０
から出力するＣＯＨＯ信号は、ＣＯＨＯ信号パワーディ
バイダ３１にて分配された後、それぞれΣｃｈ側位相検
波器１０及びΔｃｈ側位相検波器２２へ入力する。Σｃ
ｈ側位相検波器１０では、ＣＯＨＯ信号によりΣｃｈの
中間周波数ＣＷ信号を位相検波し、Σｃｈのビデオ信号
を第一のΣｃｈ側Ｔ分岐１２へ出力する。第一のΣｃｈ
側Ｔ分岐１２を出力したΣｃｈのビデオ信号は、Σｃｈ
側ビデオ信号出力端子１３から外部の信号処理器へと送
出される。一方、Δｃｈ側高周波信号入力端子１４から
入力した試験調整用ＣＷ信号についても、Σｃｈ側と同
様の信号処理が施され、Δｃｈ側ビデオ信号出力端子２
５から外部の信号処理器へと送出される。ここで、第一
のΣｃｈ側Ｔ分岐１２で分岐したΣｃｈ側ビデオ信号
は、第二のΣｃｈ側Ｔ分岐３４へ入力した後、位相検波
器３６と第一の振幅検波器３７へと出力される。また、
第一のΔｃｈ側Ｔ分岐２４で分岐したΔｃｈ側ビデオ信
号は、第二のΔｃｈ側Ｔ分岐３５へ入力した後、位相検
波器３６と第二の振幅検波器３８へと出力される。位相
検波器３６へΣｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が入
力すると、ΣｃｈとΔｃｈの相対位相誤差Φに相当する
直流電圧Ｖφと、ビデオ信号周波数の２倍の周波数の信
号が、同時に位相検波器３６から出力され、ローパスフ
ィルタ４１へ入力する。ローパスフィルタ４１ではビデ
オ信号周波数の２倍の周波数の信号が抑圧され、相対位
相誤差Φに相当する直流電圧Ｖφのみが可変型移相器制
御回路４２へ出力される。可変型移相器制御回路４２
は、相対位相誤差Φに相当する直流電圧Ｖφをもとに、
ΣｃｈとΔｃｈの相対位相誤差Φが零になるような移相
量Φに相当する制御信号電圧を、Δｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器２０に印加し、ΣｃｈとΔｃｈの相対位相
誤差を零にする。一方、Σｃｈビデオ信号が第一の振幅
検波器３７へ、及びΔｃｈビデオ信号が第二の振幅検波
器３８へそれぞれ入力すると、第一の振幅検波器３７か
らはΣｃｈビデオ信号の振幅情報である直流電圧Ｖｓｕ
ｍが、第二の振幅検波器３８からはΔｃｈビデオ信号の
振幅情報である直流電圧Ｖｄｉｆがそれぞれ出力され差
動増幅器３９へ入力する。差動増幅器３９はΣｃｈとΔ
ｃｈの相対振幅誤差Ａに相当する直流電圧Ｖａを可変型
減衰器制御回路４０へ出力する。可変型減衰器制御回路
４０は、相対振幅誤差Ａに相当する直流電圧Ｖａをもと
に、ΣｃｈとΔｃｈの相対振幅誤差Ａが零になるような
減衰量Ａに相当する制御信号電圧を、Δｃｈ側中間周波
数帯可変型減衰器１９に印加し、ΣｃｈとΔｃｈの相対
振幅誤差を零にする。以上により、ΣｃｈとΔｃｈの相
対位相バランス及び相対振幅バランスの調整が完了す
る。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来のレーダ受信機は
以上のような構成・試験調整方式で角度誤差電圧の変動
を抑圧していたため、レーダ受信機が大型化し、かつ試
験調整が煩雑で時間がかかるという課題があった。
以上のような構成・試験調整方式で角度誤差電圧の変動
を抑圧していたため、レーダ受信機が大型化し、かつ試
験調整が煩雑で時間がかかるという課題があった。
【００１３】この発明は上記の課題を解消するためにな
されたものであり、小型化した、かつ試験調整が容易で
時間がかからないレーダ受信機を得ることを目的とす
る。
されたものであり、小型化した、かつ試験調整が容易で
時間がかからないレーダ受信機を得ることを目的とす
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】第１の発明によるレーダ
受信機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として
用いることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内
で可変にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能
を持たせたΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯中心周波
数可変型バンドパスフィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ
＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御
回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相の調整のみ
で、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたもので
ある。
受信機は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として
用いることにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内
で可変にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能
を持たせたΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯中心周波
数可変型バンドパスフィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ
＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御
回路とによるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相の調整のみ
で、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたもので
ある。
【００１５】また、第２の発明によるレーダ受信機は、
容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いること
により、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変にし
Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持たせた
Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィルタ
と、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周
波数可変バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたものである。
容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いること
により、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変にし
Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持たせた
Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィルタ
と、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周
波数可変バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたものである。
【００１６】また、第３の発明によるレーダ受信機は、
容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いること
により、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変にし
Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持たせた
局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタ
と、この局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心
周波数可変バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変
動を抑圧できるようにしたものである。
容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いること
により、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変にし
Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持たせた
局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタ
と、この局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパス
フィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心
周波数可変バンドパスフィルタ制御回路とによるΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変
動を抑圧できるようにしたものである。
【００１７】また、第４の発明によるレーダ受信機は、
容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いること
により、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変にし
Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持たせた
ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタと、このＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内
蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路とによ
るΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差
電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いること
により、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変にし
Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持たせた
ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタと、このＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内
蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路とによ
るΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差
電圧の変動を抑圧できるようにしたものである。
【００１８】また、第５の発明によるレーダ受信機は、
容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いること
により、通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲内で可
変にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持
たせたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型バンドパスフィ
ルタと、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパス
フィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型カッ
トオフ周波数可変ローパスフィルタ制御回路とによるΣ
ｃｈとΔｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧
の変動を抑圧できるようにしたものである。
容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いること
により、通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲内で可
変にしΣｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持
たせたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型バンドパスフィ
ルタと、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパス
フィルタを制御する、Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型カッ
トオフ周波数可変ローパスフィルタ制御回路とによるΣ
ｃｈとΔｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧
の変動を抑圧できるようにしたものである。
【００１９】
実施の形態１ 図１は、この発明の実施の形態１を示すレーダ受信機構
成ブロック図である。図において１〜６、９〜１８、２
２〜３９、４１は図６で示した従来例と同様であり、４
３はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンド
パスフィルタ制御回路、４４はΔｃｈ側中間周波数帯中
心周波数可変型バンドパスフィルタである。
成ブロック図である。図において１〜６、９〜１８、２
２〜３９、４１は図６で示した従来例と同様であり、４
３はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンド
パスフィルタ制御回路、４４はΔｃｈ側中間周波数帯中
心周波数可変型バンドパスフィルタである。
【００２０】Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタ４４は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路
とグランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデ
ンサ（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデ
ンサの値を変化させることにより通過帯域内中心周波数
を変化させることができる。一般にバンドパスフィルタ
には通過帯域内中心周波数ｆ０をｆ０＋Δｆと変化させ
た時、周波数ｆ０のバンドパスフィルタ入力信号の移相
量も、Φ０＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性
を用いればΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ４４内の容量可変型コンデンサの容量を
変化させることによりΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数
可変型バンドパスフィルタ４４の移相量を変化させるこ
とが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調
整を行うことが可能となる。
ンドパスフィルタ４４は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路
とグランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデ
ンサ（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデ
ンサの値を変化させることにより通過帯域内中心周波数
を変化させることができる。一般にバンドパスフィルタ
には通過帯域内中心周波数ｆ０をｆ０＋Δｆと変化させ
た時、周波数ｆ０のバンドパスフィルタ入力信号の移相
量も、Φ０＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性
を用いればΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ４４内の容量可変型コンデンサの容量を
変化させることによりΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数
可変型バンドパスフィルタ４４の移相量を変化させるこ
とが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調
整を行うことが可能となる。
【００２１】図１０は、Δｃｈ側中間周波数帯中心周波
数可変型バンドパスフィルタ４４の一例である並列共振
容量結合型１段のバンドパスフィルタである。図におい
て５０は容量可変型コンデンサＣ１、５１は容量可変型
コンデンサＣ２、５２はセラミックコンデンサＣ３、５
３はコイルＬ１、５４はコイルＬ２、５５はグランドで
ある。
数可変型バンドパスフィルタ４４の一例である並列共振
容量結合型１段のバンドパスフィルタである。図におい
て５０は容量可変型コンデンサＣ１、５１は容量可変型
コンデンサＣ２、５２はセラミックコンデンサＣ３、５
３はコイルＬ１、５４はコイルＬ２、５５はグランドで
ある。
【００２２】表１は、図１０にて示したバンドパスフィ
ルタ内の容量可変型コンデンサＣ１とＣ２の容量を少し
ずつ変化させた時の中心周波数（ｆ＝２００ＭＨｚ）に
おける透過位相の変化の計算結果である。例えばこの例
によれば、容量可変型コンデンサの容量を±５ｐＦ変化
させることにより、通過帯域の変化を比較的小さく押さ
えながら、約±２０（ｄｅｇ）の移相量を得ることが出
来る。
ルタ内の容量可変型コンデンサＣ１とＣ２の容量を少し
ずつ変化させた時の中心周波数（ｆ＝２００ＭＨｚ）に
おける透過位相の変化の計算結果である。例えばこの例
によれば、容量可変型コンデンサの容量を±５ｐＦ変化
させることにより、通過帯域の変化を比較的小さく押さ
えながら、約±２０（ｄｅｇ）の移相量を得ることが出
来る。
【００２３】
【表１】
【００２４】次に動作について説明する。図１において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１８、２
２〜３９、４１の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ４１から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３９から出力
する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６、９〜１８、２
２〜３９、４１の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ４１から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３９から出力
する。
【００２５】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００２６】図９にＡ＊ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００２７】図１に示したこの発明の実施の形態１のレ
ーダ受信機において、ローパスフィルタ４１から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ、差動増幅器３９から出力される直流電圧がＶａ
の時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとす
る。図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ
１−φ）分の移相量変化量のデータをＡ＊ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路
４３に設定しておき、Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数
可変型バンドパスフィルタ４４の移相量を（φ１−φ）
だけ変化させることによりレーダ受信機を調整する。
ーダ受信機において、ローパスフィルタ４１から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ、差動増幅器３９から出力される直流電圧がＶａ
の時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとす
る。図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ
１−φ）分の移相量変化量のデータをＡ＊ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路
４３に設定しておき、Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数
可変型バンドパスフィルタ４４の移相量を（φ１−φ）
だけ変化させることによりレーダ受信機を調整する。
【００２８】以上のように本実施の形態によれば、従来
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路４２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路４０が不要となり、Δｃｈ側
中間周波数帯中心周波数可変型バンドパスフィルタ４４
と、可変型移相器制御回路４０とほぼ同等規模のＡ＊Ｃ
ＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィル
タ制御回路４３とを用いることにより、角度誤差電圧の
変動を抑圧することができる。
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路４２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路４０が不要となり、Δｃｈ側
中間周波数帯中心周波数可変型バンドパスフィルタ４４
と、可変型移相器制御回路４０とほぼ同等規模のＡ＊Ｃ
ＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィル
タ制御回路４３とを用いることにより、角度誤差電圧の
変動を抑圧することができる。
【００２９】実施の形態２ 図２は、この発明の実施の形態２を示すレーダ受信機構
成ブロック図である。図において１〜６、９〜１５、１
７、１８、２１〜３９、４１は図６で示した従来例と同
様であり、４３はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波
数可変バンドパスフィルタ制御回路、４５はΔｃｈ側高
周波中心周波数可変型バンドパスフィルタである。
成ブロック図である。図において１〜６、９〜１５、１
７、１８、２１〜３９、４１は図６で示した従来例と同
様であり、４３はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波
数可変バンドパスフィルタ制御回路、４５はΔｃｈ側高
周波中心周波数可変型バンドパスフィルタである。
【００３０】Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ４５は、並列共振型容量結合バンドパスフィ
ルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路とグラ
ンドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデンサ
（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデンサ
の値を変化させることにより通過帯域内中心周波数を変
化させることができる。一般にバンドパスフィルタには
通過帯域内中心周波数ｆ０をｆ０＋Δｆと変化させた
時、周波数ｆ０のバンドパスフィルタ入力信号の移相量
も、Φ０＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性を
用いればΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンド
パスフィルタ４４内の容量可変型コンデンサの容量を変
化させることによりΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可
変型バンドパスフィルタ４４の移相量を変化させること
が出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
を行うことが可能となる。
スフィルタ４５は、並列共振型容量結合バンドパスフィ
ルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路とグラ
ンドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデンサ
（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデンサ
の値を変化させることにより通過帯域内中心周波数を変
化させることができる。一般にバンドパスフィルタには
通過帯域内中心周波数ｆ０をｆ０＋Δｆと変化させた
時、周波数ｆ０のバンドパスフィルタ入力信号の移相量
も、Φ０＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性を
用いればΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンド
パスフィルタ４４内の容量可変型コンデンサの容量を変
化させることによりΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可
変型バンドパスフィルタ４４の移相量を変化させること
が出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
を行うことが可能となる。
【００３１】Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ４５の構成・機能・動作の一例は、実施の形
態１のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ４４と同一である。
スフィルタ４５の構成・機能・動作の一例は、実施の形
態１のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ４４と同一である。
【００３２】次に動作について説明する。図２において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図２における１〜６、９〜１５、１
７、１８、２１〜３９、４１の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ４１から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３９から出力する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図２における１〜６、９〜１５、１
７、１８、２１〜３９、４１の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ４１から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３９から出力する。
【００３３】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００３４】図２に示したこの発明の実施の形態２のレ
ーダ受信機において、ローパスフィルタ４１から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ、差動増幅器３９から出力される直流電圧がＶａ
の時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとす
る。図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ
１−φ）分の移相量変化量のデータをＡ＊ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路
４３に設定しておき、Δｃｈ側高周波中心周波数可変型
バンドパスフィルタ４５の移相量を（φ１−φ）だけ変
化させることによりレーダ受信機を調整する。
ーダ受信機において、ローパスフィルタ４１から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ、差動増幅器３９から出力される直流電圧がＶａ
の時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとす
る。図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ
１−φ）分の移相量変化量のデータをＡ＊ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路
４３に設定しておき、Δｃｈ側高周波中心周波数可変型
バンドパスフィルタ４５の移相量を（φ１−φ）だけ変
化させることによりレーダ受信機を調整する。
【００３５】以上のように本実施の形態によれば、従来
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路４２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路４０が不要となり、Δｃｈ側
高周波中心周波数可変型バンドパスフィルタ４５と、可
変型移相器制御回路４０とほぼ同等規模のＡ＊ＣＯＳΦ
＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御
回路４３とを用いることにより、角度誤差電圧の変動を
抑圧することができる。
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路４２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路４０が不要となり、Δｃｈ側
高周波中心周波数可変型バンドパスフィルタ４５と、可
変型移相器制御回路４０とほぼ同等規模のＡ＊ＣＯＳΦ
＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御
回路４３とを用いることにより、角度誤差電圧の変動を
抑圧することができる。
【００３６】実施の形態３ 図３は、この発明の実施の形態３を示すレーダ受信機構
成ブロック図である。図において１〜６、９〜１８、２
１〜２８、３０〜３９、４１は図６で示した従来例と同
様であり、４３はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波
数可変バンドパスフィルタ制御回路、４６は局部信号Δ
ｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタである。
成ブロック図である。図において１〜６、９〜１８、２
１〜２８、３０〜３９、４１は図６で示した従来例と同
様であり、４３はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波
数可変バンドパスフィルタ制御回路、４６は局部信号Δ
ｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタである。
【００３７】局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタ４６は、並列共振型容量結合バンドパスフ
ィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路とグ
ランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデンサ
（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデンサ
の値を変化させることにより通過帯域内中心周波数を変
化させることができる。一般にバンドパスフィルタには
通過帯域内中心周波数ｆ０をｆ０＋Δｆと変化させた
時、周波数ｆ０のバンドパスフィルタ入力信号の移相量
も、Φ０＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性を
用いればΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンド
パスフィルタ４４内の容量可変型コンデンサの容量を変
化させることによりΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可
変型バンドパスフィルタ４４の移相量を変化させること
が出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
を行うことが可能となる。
パスフィルタ４６は、並列共振型容量結合バンドパスフ
ィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路とグ
ランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデンサ
（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデンサ
の値を変化させることにより通過帯域内中心周波数を変
化させることができる。一般にバンドパスフィルタには
通過帯域内中心周波数ｆ０をｆ０＋Δｆと変化させた
時、周波数ｆ０のバンドパスフィルタ入力信号の移相量
も、Φ０＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性を
用いればΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンド
パスフィルタ４４内の容量可変型コンデンサの容量を変
化させることによりΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可
変型バンドパスフィルタ４４の移相量を変化させること
が出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整
を行うことが可能となる。
【００３８】局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンド
パスフィルタ４６の構成・機能・動作の一例は、実施の
形態１のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンド
パスフィルタ４４と同一である。
パスフィルタ４６の構成・機能・動作の一例は、実施の
形態１のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンド
パスフィルタ４４と同一である。
【００３９】次に動作について説明する。図３において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図３における１〜６、９〜１８、２
１〜２８、３０〜３９、４１の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ４１から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３９から出力する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図３における１〜６、９〜１８、２
１〜２８、３０〜３９、４１の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ４１から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３９から出力する。
【００４０】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００４１】図３に示したこの発明の実施の形態３のレ
ーダ受信機において、ローパスフィルタ４１から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ、差動増幅器３９から出力される直流電圧がＶａ
の時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとす
る。図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ
１−φ）分の移相量変化量のデータをＡ＊ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路
４３に設定しておき、局部信号Δｃｈ側中心周波数可変
型バンドパスフィルタ４６の移相量を（φ１−φ）だけ
変化させることによりレーダ受信機を調整する。
ーダ受信機において、ローパスフィルタ４１から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ、差動増幅器３９から出力される直流電圧がＶａ
の時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとす
る。図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ
１−φ）分の移相量変化量のデータをＡ＊ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路
４３に設定しておき、局部信号Δｃｈ側中心周波数可変
型バンドパスフィルタ４６の移相量を（φ１−φ）だけ
変化させることによりレーダ受信機を調整する。
【００４２】以上のように本実施の形態によれば、従来
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路４２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路４０が不要となり、局部信号
Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタ４６と、
可変型移相器制御回路４０とほぼ同等規模のＡ＊ＣＯＳ
Φ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制
御回路４３とを用いることにより、角度誤差電圧の変動
を抑圧することができる。
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路４２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路４０が不要となり、局部信号
Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタ４６と、
可変型移相器制御回路４０とほぼ同等規模のＡ＊ＣＯＳ
Φ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制
御回路４３とを用いることにより、角度誤差電圧の変動
を抑圧することができる。
【００４３】実施の形態４ 図４は、この発明の実施の形態４を示すレーダ受信機構
成ブロック図である。図において１〜６、９〜１８、２
１〜３２、３４〜３９、４１は図６で示した従来例と同
様であり、４３はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波
数可変バンドパスフィルタ制御回路、４７はＣＯＨＯ信
号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタであ
る。
成ブロック図である。図において１〜６、９〜１８、２
１〜３２、３４〜３９、４１は図６で示した従来例と同
様であり、４３はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波
数可変バンドパスフィルタ制御回路、４７はＣＯＨＯ信
号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタであ
る。
【００４４】ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタ４７は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路
とグランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデ
ンサ（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデ
ンサの値を変化させることにより通過帯域内中心周波数
を変化させることができる。一般にバンドパスフィルタ
には通過帯域内中心周波数ｆ０をｆ０＋Δｆと変化させ
た時、周波数ｆ０のバンドパスフィルタ入力信号の移相
量も、Φ０＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性
を用いればΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ４４内の容量可変型コンデンサの容量を
変化させることによりΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数
可変型バンドパスフィルタ４４の移相量を変化させるこ
とが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調
整を行うことが可能となる。
ンドパスフィルタ４７は、並列共振型容量結合バンドパ
スフィルタであり、その回路構成素子のうち、信号経路
とグランドの間にあるコンデンサには容量可変型コンデ
ンサ（バリキャップ）を用いている。容量可変型コンデ
ンサの値を変化させることにより通過帯域内中心周波数
を変化させることができる。一般にバンドパスフィルタ
には通過帯域内中心周波数ｆ０をｆ０＋Δｆと変化させ
た時、周波数ｆ０のバンドパスフィルタ入力信号の移相
量も、Φ０＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性
を用いればΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バン
ドパスフィルタ４４内の容量可変型コンデンサの容量を
変化させることによりΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数
可変型バンドパスフィルタ４４の移相量を変化させるこ
とが出来るため、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調
整を行うことが可能となる。
【００４５】ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタ４７の構成・機能・動作の一例は、実
施の形態１のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタ４４と同一である。
ンドパスフィルタ４７の構成・機能・動作の一例は、実
施の形態１のΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バ
ンドパスフィルタ４４と同一である。
【００４６】次に動作について説明する。図４において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図４における１〜６、９〜１８、２
１〜３２、３４〜３９、４１の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ４１から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３９から出力する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図４における１〜６、９〜１８、２
１〜３２、３４〜３９、４１の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ４１から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３９から出力する。
【００４７】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００４８】図４に示したこの発明の実施の形態４のレ
ーダ受信機において、ローパスフィルタ４１から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ、差動増幅器３９から出力される直流電圧がＶａ
の時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとす
る。図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ
１−φ）分の移相量変化量のデータをＡ＊ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路
４３に設定しておき、ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数
可変型バンドパスフィルタ４７の移相量を（φ１−φ）
だけ変化させることによりレーダ受信機を調整する。
ーダ受信機において、ローパスフィルタ４１から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ、差動増幅器３９から出力される直流電圧がＶａ
の時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとす
る。図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ
１−φ）分の移相量変化量のデータをＡ＊ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路
４３に設定しておき、ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数
可変型バンドパスフィルタ４７の移相量を（φ１−φ）
だけ変化させることによりレーダ受信機を調整する。
【００４９】以上のように本実施の形態によれば、従来
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路４２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路４０が不要となり、ＣＯＨＯ
信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタ４７
と、可変型移相器制御回路４０とほぼ同等規模のＡ＊Ｃ
ＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィル
タ制御回路４３とを用いることにより、角度誤差電圧の
変動を抑圧することができる。
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路４２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路４０が不要となり、ＣＯＨＯ
信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタ４７
と、可変型移相器制御回路４０とほぼ同等規模のＡ＊Ｃ
ＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィル
タ制御回路４３とを用いることにより、角度誤差電圧の
変動を抑圧することができる。
【００５０】実施の形態５ 図５は、この発明の実施の形態５を示すレーダ受信機構
成ブロック図である。図において１〜６、９〜１８、２
１、２２、２４〜３９、４１は図６で示した従来例と同
様であり、４８はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型カットオ
フ周波数可変ローパスフィルタ制御回路、４９はΔｃｈ
側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタである。
成ブロック図である。図において１〜６、９〜１８、２
１、２２、２４〜３９、４１は図６で示した従来例と同
様であり、４８はＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型カットオ
フ周波数可変ローパスフィルタ制御回路、４９はΔｃｈ
側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタである。
【００５１】Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパス
フィルタ４９は、π型ローパスフィルタであり、その回
路構成素子のうち、信号経路とグランドの間にあるコン
デンサには容量可変型コンデンサ（バリキャップ）を用
いている。容量可変型コンデンサの値を変化させること
により通過帯域カットオフ周波数を変化させることがで
きる。一般にローパスフィルタには通過帯域カットオフ
周波数ｆｃをｆｃ＋Δｆと変化させた時、通過帯域内周
波数ｆ０のローパスフィルタ入力信号の移相量も、Φ０
＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性を用いれば
Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ４９
内の容量可変型コンデンサの容量を変化させることによ
りΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ４
９の移相量を変化させることが出来るため、Σｃｈ・Δ
ｃｈ間相対位相バランス調整を行うことが可能となる。
フィルタ４９は、π型ローパスフィルタであり、その回
路構成素子のうち、信号経路とグランドの間にあるコン
デンサには容量可変型コンデンサ（バリキャップ）を用
いている。容量可変型コンデンサの値を変化させること
により通過帯域カットオフ周波数を変化させることがで
きる。一般にローパスフィルタには通過帯域カットオフ
周波数ｆｃをｆｃ＋Δｆと変化させた時、通過帯域内周
波数ｆ０のローパスフィルタ入力信号の移相量も、Φ０
＋ΔΦと変化する特性があるので、この特性を用いれば
Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ４９
内の容量可変型コンデンサの容量を変化させることによ
りΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ４
９の移相量を変化させることが出来るため、Σｃｈ・Δ
ｃｈ間相対位相バランス調整を行うことが可能となる。
【００５２】図１１は、Δｃｈ側カットオフ周波数可変
型ローパスフィルタ４９の一例であるπ型１段のローパ
スフィルタである。図において５６は容量可変型コンデ
ンサＣ４、５７は容量可変型コンデンサＣ５、５８はコ
イルＬ３、５９はグランドである。
型ローパスフィルタ４９の一例であるπ型１段のローパ
スフィルタである。図において５６は容量可変型コンデ
ンサＣ４、５７は容量可変型コンデンサＣ５、５８はコ
イルＬ３、５９はグランドである。
【００５３】表２は、図１１にて示したローパスフィル
タ内の容量可変型コンデンサＣ４とＣ５の容量を少しず
つ変化させ、カットオフ周波数（ｆｃ＝５０ｋＨｚ）を
少しずつ変化させた時の、通過帯域内周波数ｆ０におけ
る透過位相の変化の計算結果である。例えばこの例によ
れば、容量可変型コンデンサの容量を±５ｎＦ変化させ
ることにより、通過帯域の変化を比較的小さく押さえな
がら、約±８（ｄｅｇ）の移相量を得ることが出来る。
タ内の容量可変型コンデンサＣ４とＣ５の容量を少しず
つ変化させ、カットオフ周波数（ｆｃ＝５０ｋＨｚ）を
少しずつ変化させた時の、通過帯域内周波数ｆ０におけ
る透過位相の変化の計算結果である。例えばこの例によ
れば、容量可変型コンデンサの容量を±５ｎＦ変化させ
ることにより、通過帯域の変化を比較的小さく押さえな
がら、約±８（ｄｅｇ）の移相量を得ることが出来る。
【００５４】
【表２】
【００５５】次に動作について説明する。図５において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図５における１〜６、９〜１８、２
１、２２、２４〜３９、４１の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ４１から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３９から出力する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１４に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図５における１〜６、９〜１８、２
１、２２、２４〜３９、４１の動作は従来例と同様であ
り、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧
Ｖφがローパスフィルタ４１から出力し、Σｃｈ・Δｃ
ｈ間相対振幅誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器
３９から出力する。
【００５６】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
なければ数２で示されるＥ′にはＥ′＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ′／Ｅ＝Ａ＊ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ・相対位相
誤差Φを有する時、角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００５７】図９にＡ＊ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００５８】図５に示したこの発明の実施の形態５のレ
ーダ受信機において、ローパスフィルタ４１から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ、差動増幅器３９から出力される直流電圧がＶａ
の時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとす
る。図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ
１−φ）分の移相量変化量のデータをＡ＊ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型カットオフ周波数可変ローパスフィルタ制御
回路４８に設定しておき、Δｃｈ側カットオフ周波数可
変型ローパスフィルタ４９の移相量を（φ１−φ）だけ
変化させることによりレーダ受信機を調整する。
ーダ受信機において、ローパスフィルタ４１から出力さ
れる直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤
差はφ、差動増幅器３９から出力される直流電圧がＶａ
の時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとす
る。図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ＊ＣＯＳΦ＝１
を満足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤
差電圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ
１−φ）分の移相量変化量のデータをＡ＊ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型カットオフ周波数可変ローパスフィルタ制御
回路４８に設定しておき、Δｃｈ側カットオフ周波数可
変型ローパスフィルタ４９の移相量を（φ１−φ）だけ
変化させることによりレーダ受信機を調整する。
【００５９】以上のように本実施の形態によれば、従来
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路４２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路４０が不要となり、Δｃｈ側
カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ４９と、可変
型移相器制御回路４０とほぼ同等規模のＡ＊ＣＯＳΦ＝
１曲線内蔵型カットオフ周波数可変ローパスフィルタ制
御回路４８とを用いることにより、角度誤差電圧の変動
を抑圧することができる。
のレーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１
９、可変型減衰器制御回路４２、Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器８、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器２
０、可変型移相器制御回路４０が不要となり、Δｃｈ側
カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ４９と、可変
型移相器制御回路４０とほぼ同等規模のＡ＊ＣＯＳΦ＝
１曲線内蔵型カットオフ周波数可変ローパスフィルタ制
御回路４８とを用いることにより、角度誤差電圧の変動
を抑圧することができる。
【００６０】上記実施の形態では、Δｃｈ側の振幅もし
くは位相を調整することで角度誤差電圧の変動ΔＥを抑
圧したが、Σｃｈ側についても同様の結果を得ることが
できる。
くは位相を調整することで角度誤差電圧の変動ΔＥを抑
圧したが、Σｃｈ側についても同様の結果を得ることが
できる。
【００６１】
【発明の効果】第１の発明によれば、レーダ受信機は、
容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いること
により、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変に
し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持た
せたΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパス
フィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変
型バンドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路によ
るΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バランス調整のみで、角
度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ
受信機の小型化と試験時間の短縮が同時に可能となる。
容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いること
により、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変に
し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持た
せたΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパス
フィルタと、このΔｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変
型バンドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路によ
るΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バランス調整のみで、角
度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ
受信機の小型化と試験時間の短縮が同時に可能となる。
【００６２】また、第２の発明によれば、レーダ受信機
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持
たせたΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタと、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパ
スフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心
周波数可変バンドパスフィルタ制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相バランス調整のみで、角度誤差電圧
の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小
型化と試験時間の短縮が同時に可能となる。
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持
たせたΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタと、このΔｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパ
スフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心
周波数可変バンドパスフィルタ制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相バランス調整のみで、角度誤差電圧
の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小
型化と試験時間の短縮が同時に可能となる。
【００６３】また、第３の発明によれば、レーダ受信機
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持
たせた局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタと、この局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バン
ドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型
中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路によるΣｃ
ｈとΔｃｈ間の相対位相バランス調整のみで、角度誤差
電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機
の小型化と試験時間の短縮が同時に可能となる。
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持
たせた局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタと、この局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バン
ドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型
中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路によるΣｃ
ｈとΔｃｈ間の相対位相バランス調整のみで、角度誤差
電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機
の小型化と試験時間の短縮が同時に可能となる。
【００６４】また、第４の発明によれば、レーダ受信機
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持
たせたＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパ
スフィルタと、このＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可
変型バンドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲
線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路に
よるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バランス調整のみで、
角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レー
ダ受信機の小型化と試験時間の短縮が同時に可能とな
る。
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域中心周波数を一定の範囲内で可変
にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機能を持
たせたＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパ
スフィルタと、このＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可
変型バンドパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲
線内蔵型中心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路に
よるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バランス調整のみで、
角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レー
ダ受信機の小型化と試験時間の短縮が同時に可能とな
る。
【００６５】また、第５の発明によれば、レーダ受信機
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲内
で可変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機
能を持たせたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型バンドパ
スフィルタと、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ロ
ーパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型
カットオフ周波数可変ローパスフィルタ制御回路による
ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バランス調整のみで、角度
誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受
信機の小型化と試験時間の短縮が同時に可能となる。
は、容量可変型コンデンサを回路構成部品として用いる
ことにより、通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲内
で可変にし、Σｃｈ・Δｃｈ間相対位相バランス調整機
能を持たせたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型バンドパ
スフィルタと、このΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ロ
ーパスフィルタを制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型
カットオフ周波数可変ローパスフィルタ制御回路による
ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バランス調整のみで、角度
誤差電圧の変動を抑圧できるようにしたので、レーダ受
信機の小型化と試験時間の短縮が同時に可能となる。
【図１】 この発明によるレーダ受信機の実施の形態１
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】 この発明によるレーダ受信機の実施の形態２
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】 この発明によるレーダ受信機の実施の形態３
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】 この発明によるレーダ受信機の実施の形態４
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図５】 この発明によるレーダ受信機の実施の形態５
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】 従来のこの種のレーダ受信機構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】 アンテナビームのビームパターンと角度誤差
電圧を示す図である。
電圧を示す図である。
【図８】 Σｃｈ、Δｃｈ間に相対位相誤差Φ、相対振
幅誤差Ａがあった場合のΣｃｈ、Δｃｈ出力ビデオ信号
のベクトル表示を示す図である。
幅誤差Ａがあった場合のΣｃｈ、Δｃｈ出力ビデオ信号
のベクトル表示を示す図である。
【図９】 Ａ＊ＣＯＳΦ＝１を表す曲線を示す図であ
る。
る。
【図１０】 容量可変型コンデンサを用いた並列共振型
１段バンドパスフィルタの一例を示す図である。
１段バンドパスフィルタの一例を示す図である。
【図１１】 容量可変型コンデンサを用いたπ型１段ロ
ーパスフィルタの一例を示す図である。
ーパスフィルタの一例を示す図である。
１ 受信機 ２ Σｃｈ側高周波信号入力端子 ３ Σｃｈ側低雑音増幅器 ４ Σｃｈ側高周波バンドパスフィルタ ５ Σｃｈ側ミキサ ６ Σｃｈ側中間周波数帯増幅器 ７ Σｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器 ８ Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器 ９ Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ １０ Σｃｈ側位相検波器 １１ Σｃｈ側ローパスフィルタ １２ 第一のΣｃｈ側Ｔ分岐 １３ Σｃｈ側ビデオ信号出力端子 １４ Δｃｈ側高周波信号入力端子 １５ Δｃｈ側低雑音増幅器 １６ Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタ １７ Δｃｈ側ミキサ １８ Δｃｈ側中間周波数帯増幅器 １９ Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器 ２０ Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器 ２１ Δｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ ２２ Δｃｈ側位相検波器 ２３ Δｃｈ側ローパスフィルタ ２４ 第一のΔｃｈ側Ｔ分岐 ２５ Δｃｈ側ビデオ信号出力端子 ２６ 局部信号入力端子 ２７ 局部信号パワーディバイダ ２８ 局部信号Σｃｈ側バンドパスフィルタ ２９ 局部信号Δｃｈ側バンドパスフィルタ ３０ ＣＯＨＯ信号発生源 ３１ ＣＯＨＯ信号パワーディバイダ ３２ ＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バンドパスフィルタ ３３ ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バンドパスフィルタ ３４ 第二のΣｃｈ側Ｔ分岐 ３５ 第二のΔｃｈ側Ｔ分岐 ３６ 位相検波器 ３７ 第一の振幅検波器 ３８ 第二の振幅検波器 ３９ 差動増幅器 ４０ 可変型減衰器制御回路 ４１ ローパスフィルタ ４２ 可変型移相器制御回路 ４３ Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バン
ドパスフィルタ制御回路 ４４ Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ ４５ Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタ ４６ 局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタ ４７ ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ ４８ Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型カットオフ周波数可
変ローパスフィルタ制御回路 ４９ Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィル
タ ５０ 容量可変型コンデンサＣ１ ５１ 容量可変型コンデンサＣ２ ５２ セラミックコンデンサＣ３ ５３ コイルＬ１ ５４ コイルＬ２ ５５ グランド ５６ 容量可変型コンデンサＣ４ ５７ 容量可変型コンデンサＣ５ ５８ コイルＬ３ ５９ グランド
ドパスフィルタ制御回路 ４４ Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ ４５ Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタ ４６ 局部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフ
ィルタ ４７ ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパ
スフィルタ ４８ Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型カットオフ周波数可
変ローパスフィルタ制御回路 ４９ Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィル
タ ５０ 容量可変型コンデンサＣ１ ５１ 容量可変型コンデンサＣ２ ５２ セラミックコンデンサＣ３ ５３ コイルＬ１ ５４ コイルＬ２ ５５ グランド ５６ 容量可変型コンデンサＣ４ ５７ 容量可変型コンデンサＣ５ ５８ コイルＬ３ ５９ グランド
Claims (5)
- 【請求項１】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波バンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側高周波バンドパスフィル
タの出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシ
ングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力
端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Σ
ｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ
側中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中
間周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΣ
ｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側位相検波器の出力端
に接続されたΣｃｈ側ローパスフィルタと、上記Σｃｈ
側ローパスフィルタの出力端に接続された第一のΣｃｈ
側Ｔ分岐と、高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に
接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑
音増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波バンドパ
スフィルタと、上記Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタ
の出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシン
グするΔｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端
に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続され、回路構成
素子のコンデンサに容量可変型コンデンサを用いて通過
帯域中心周波数を一定の範囲で可変としたΔｃｈ側中間
周波数帯中心周波数可変型バンドパスフィルタと、上記
Δｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパスフィ
ルタの出力端に接続されたΔｃｈ側位相検波器と、上記
Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続されたΔｃｈ側ロー
パスフィルタと、上記Δｃｈ側ローパスフィルタの出力
端に接続された第一のΔｃｈ側Ｔ分岐と、局部信号入力
端子に接続された局部信号パワーディバイダと、上記局
部信号パワーディバイダの出力の一方に接続された局部
信号に含まれる不要波を抑圧する局部信号Σｃｈ側バン
ドパスフィルタと、上記局部信号パワーディバイダのも
う一方の出力に接続された局部信号に含まれる不要波を
抑圧する局部信号Δｃｈ側バンドパスフィルタと、ＣＯ
ＨＯ信号発生源と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端に
接続されたＣＯＨＯ信号パワーディバイダと、上記ＣＯ
ＨＯ信号パワーディバイダの出力の一方に接続されたＣ
ＯＨＯ信号に含まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Σ
ｃｈ側バンドパスフィルタと、上記ＣＯＨＯ信号パワー
ディバイダのもう一方の出力に接続されたＣＯＨＯ信号
に含まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バン
ドパスフィルタと、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐の出力に
接続された第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記第一のΔｃｈ
側Ｔ分岐の出力に接続された第二のΔｃｈ側Ｔ分岐と、
上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第二のΔｃｈ側Ｔ分岐
のそれぞれ一方の出力端に接続された第一の位相検波器
と、上記位相検波器の出力端に接続されたローパスフィ
ルタと、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の出力端
に接続された第一の振幅検波器と、上記第二のΔｃｈ側
Ｔ分岐のもう一方の出力端に接続された第二の振幅検波
器と、上記第一の振幅検波器と第二の振幅検波器の出力
端に接続された差動増幅器と、上記ローパスフィルタの
出力端と上記差動増幅器の出力端に接続された、上記Δ
ｃｈ側中間周波数帯中心周波数可変型バンドパスフィル
タの可変範囲を制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中
心周波数可変バンドパスフィルタ制御回路とで構成さ
れ、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐出力のΣｃｈビデオ信号
と、上記第一のΔｃｈ側Ｔ分岐出力のΔｃｈビデオ信号
の相対位相誤差Φ及び相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔ
ｃｈとの角度誤差電圧の変動を抑圧するのに必要な移相
量を上記Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バ
ンドパスフィルタ制御回路において求め、所望の移相量
を上記Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バン
ドパスフィルタ制御回路から上記Δｃｈ側中間周波数帯
中心周波数可変型バンドパスフィルタに対し設定する手
段を備えたことを特徴とするレーダ受信機。 - 【請求項２】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波バンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側高周波バンドパスフィル
タの出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシ
ングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力
端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Σ
ｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ
側中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中
間周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΣ
ｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側位相検波器の出力端
に接続されたΣｃｈ側ローパスフィルタと、上記Σｃｈ
側ローパスフィルタの出力端に接続された第一のΣｃｈ
側Ｔ分岐と、高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に
接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑
音増幅器の出力端に接続され、回路構成素子のコンデン
サに容量可変型コンデンサを用いて通過帯域中心周波数
を一定の範囲で可変としたΔｃｈ側高周波中心周波数可
変型バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側高周波中心周
波数可変型バンドパスフィルタの出力端に接続された高
周波信号と局部信号をミキシングするΔｃｈ側ミキサ
と、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続されたΔｃｈ側
中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中間周波数帯増幅
器の出力端に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯バンドパ
スフィルタと、上記Δｃｈ側中間周波数帯バンドパスフ
ィルタの出力端に接続されたΔｃｈ側位相検波器と、上
記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続されたΔｃｈ側ロ
ーパスフィルタと、上記Δｃｈ側ローパスフィルタの出
力端に接続された第一のΔｃｈ側Ｔ分岐と、局部信号入
力端子に接続された局部信号パワーディバイダと、上記
局部信号パワーディバイダの出力の一方に接続された局
部信号に含まれる不要波を抑圧する局部信号Σｃｈ側バ
ンドパスフィルタと、上記局部信号パワーディバイダの
もう一方の出力に接続された局部信号に含まれる不要波
を抑圧する局部信号Δｃｈ側バンドパスフィルタと、Ｃ
ＯＨＯ信号発生源と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端
に接続されたＣＯＨＯ信号パワーディバイダと、上記Ｃ
ＯＨＯ信号パワーディバイダの出力の一方に接続された
ＣＯＨＯ信号に含まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号
Σｃｈ側バンドパスフィルタと、上記ＣＯＨＯ信号パワ
ーディバイダのもう一方の出力に接続されたＣＯＨＯ信
号に含まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バ
ンドパスフィルタと、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐の出力
に接続された第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記第一のΔｃ
ｈ側Ｔ分岐の出力に接続された第二のΔｃｈ側Ｔ分岐
と、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第二のΔｃｈ側Ｔ
分岐のそれぞれ一方の出力端に接続された第一の位相検
波器と、上記位相検波器の出力端に接続されたローパス
フィルタと、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の出
力端に接続された第一の振幅検波器と、上記第二のΔｃ
ｈ側Ｔ分岐のもう一方の出力端に接続された第二の振幅
検波器と、上記第一の振幅検波器と第二の振幅検波器の
出力端に接続された差動増幅器と、上記ローパスフィル
タの出力端と上記差動増幅器の出力端に接続された、上
記Δｃｈ側高周波中心周波数可変型バンドパスフィルタ
の可変範囲を制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心
周波数可変バンドパスフィルタ制御回路とで構成され、
上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐出力のΣｃｈビデオ信号と、
上記第一のΔｃｈ側Ｔ分岐出力のΔｃｈビデオ信号の相
対位相誤差Φ及び相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈ
との角度誤差電圧の変動を抑圧するのに必要な移相量を
上記Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンド
パスフィルタ制御回路において求め、所望の移相量を上
記Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパ
スフィルタ制御回路から上記Δｃｈ側高周波中心周波数
可変型バンドパスフィルタに対し設定する手段を備えた
ことを特徴とするレーダ受信機。 - 【請求項３】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波バンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側高周波バンドパスフィル
タの出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシ
ングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力
端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Σ
ｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ
側中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中
間周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΣ
ｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側位相検波器の出力端
に接続されたΣｃｈ側ローパスフィルタと、上記Σｃｈ
側ローパスフィルタの出力端に接続された第一のΣｃｈ
側Ｔ分岐と、高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に
接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑
音増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波バンドパ
スフィルタと、上記Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタ
の出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシン
グするΔｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端
に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側
中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側中間
周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΔｃ
ｈ側位相検波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に
接続されたΔｃｈ側ローパスフィルタと、上記Δｃｈ側
ローパスフィルタの出力端に接続された第一のΔｃｈ側
Ｔ分岐と、局部信号入力端子に接続された局部信号パワ
ーディバイダと、上記局部信号パワーディバイダの出力
の一方に接続された局部信号に含まれる不要波を抑圧す
る局部信号Σｃｈ側バンドパスフィルタと、上記局部信
号パワーディバイダのもう一方の出力に接続され、回路
構成素子のコンデンサに容量可変型コンデンサを用いて
通過帯域中心周波数を一定の範囲で可変とした局部信号
Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタと、ＣＯ
ＨＯ信号発生源と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端に
接続されたＣＯＨＯ信号パワーディバイダと、上記ＣＯ
ＨＯ信号パワーディバイダの出力の一方に接続されたＣ
ＯＨＯ信号に含まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Σ
ｃｈ側バンドパスフィルタと、上記ＣＯＨＯ信号パワー
ディバイダのもう一方の出力に接続されたＣＯＨＯ信号
に含まれる不要波を抑圧するＣＯＨＯ信号Δｃｈ側バン
ドパスフィルタと、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐の出力に
接続された第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記第一のΔｃｈ
側Ｔ分岐の出力に接続された第二のΔｃｈ側Ｔ分岐と、
上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第二のΔｃｈ側Ｔ分岐
のそれぞれ一方の出力端に接続された第一の位相検波器
と、上記位相検波器の出力端に接続されたローパスフィ
ルタと、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の出力端
に接続された第一の振幅検波器と、上記第二のΔｃｈ側
Ｔ分岐のもう一方の出力端に接続された第二の振幅検波
器と、上記第一の振幅検波器と第二の振幅検波器の出力
端に接続された差動増幅器と、上記ローパスフィルタの
出力端と上記差動増幅器の出力端に接続された、上記局
部信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタの
可変範囲を制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周
波数可変バンドパスフィルタ制御回路とで構成され、上
記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐出力のΣｃｈビデオ信号と、上
記第一のΔｃｈ側Ｔ分岐出力のΔｃｈビデオ信号の相対
位相誤差Φ及び相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈと
の角度誤差電圧の変動を抑圧するのに必要な移相量を上
記Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパ
スフィルタ制御回路において求め、所望の移相量を上記
Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパス
フィルタ制御回路から上記局部信号Δｃｈ側中心周波数
可変型バンドパスフィルタに対し設定する手段を備えた
ことを特徴とするレーダ受信機。 - 【請求項４】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波バンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側高周波バンドパスフィル
タの出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシ
ングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力
端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Σ
ｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ
側中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中
間周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΣ
ｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側位相検波器の出力端
に接続されたΣｃｈ側ローパスフィルタと、上記Σｃｈ
側ローパスフィルタの出力端に接続された第一のΣｃｈ
側Ｔ分岐と、高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に
接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑
音増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波バンドパ
スフィルタと、上記Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタ
の出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシン
グするΔｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端
に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側
中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側中間
周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΔｃ
ｈ側位相検波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に
接続されたΔｃｈ側ローパスフィルタと、上記Δｃｈ側
ローパスフィルタの出力端に接続された第一のΔｃｈ側
Ｔ分岐と、局部信号入力端子に接続された局部信号パワ
ーディバイダと、上記局部信号パワーディバイダの出力
の一方に接続された局部信号に含まれる不要波を抑圧す
る局部信号Σｃｈ側バンドパスフィルタと、上記局部信
号パワーディバイダのもう一方の出力に接続された局部
信号に含まれる不要波を抑圧する局部信号Δｃｈ側バン
ドパスフィルタと、ＣＯＨＯ信号発生源と、上記ＣＯＨ
Ｏ信号発生源の出力端に接続されたＣＯＨＯ信号パワー
ディバイダと、上記ＣＯＨＯ信号パワーディバイダの出
力の一方に接続されたＣＯＨＯ信号に含まれる不要波を
抑圧するＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バンドパスフィルタと、
上記ＣＯＨＯ信号パワーディバイダのもう一方の出力に
接続され、回路構成素子のコンデンサに容量可変型コン
デンサを用いて通過帯域中心周波数を一定の範囲で可変
としたＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパ
スフィルタと、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐の出力に接続
された第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記第一のΔｃｈ側Ｔ
分岐の出力に接続された第二のΔｃｈ側Ｔ分岐と、上記
第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第二のΔｃｈ側Ｔ分岐のそ
れぞれ一方の出力端に接続された第一の位相検波器と、
上記位相検波器の出力端に接続されたローパスフィルタ
と、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の出力端に接
続された第一の振幅検波器と、上記第二のΔｃｈ側Ｔ分
岐のもう一方の出力端に接続された第二の振幅検波器
と、上記第一の振幅検波器と第二の振幅検波器の出力端
に接続された差動増幅器と、上記ローパスフィルタの出
力端と上記差動増幅器の出力端に接続された、上記ＣＯ
ＨＯ信号Δｃｈ側中心周波数可変型バンドパスフィルタ
の可変範囲を制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心
周波数可変バンドパスフィルタ制御回路とで構成され、
上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐出力のΣｃｈビデオ信号と、
上記第一のΔｃｈ側Ｔ分岐出力のΔｃｈビデオ信号の相
対位相誤差Φ及び相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈ
との角度誤差電圧の変動を抑圧するのに必要な移相量を
上記Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンド
パスフィルタ制御回路において求め、所望の移相量を上
記Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型中心周波数可変バンドパ
スフィルタ制御回路から上記ＣＯＨＯ信号Δｃｈ側中心
周波数可変型バンドパスフィルタに対し設定する手段を
備えたことを特徴とするレーダ受信機。 - 【請求項５】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波バンド
パスフィルタと、上記Σｃｈ側高周波バンドパスフィル
タの出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシ
ングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力
端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Σ
ｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ
側中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中
間周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΣ
ｃｈ側位相検波器と、上記Σｃｈ側位相検波器の出力端
に接続されたΣｃｈ側ローパスフィルタと、上記Σｃｈ
側ローパスフィルタの出力端に接続された第一のΣｃｈ
側Ｔ分岐と、高周波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に
接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑
音増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側高周波バンドパ
スフィルタと、上記Δｃｈ側高周波バンドパスフィルタ
の出力端に接続された高周波信号と局部信号をミキシン
グするΔｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端
に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃ
ｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側
中間周波数帯バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側中間
周波数帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΔｃ
ｈ側位相検波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に
接続され、回路構成素子のコンデンサに容量可変型コン
デンサを用いて通過帯域カットオフ周波数を一定の範囲
で可変としたΔｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパス
フィルタと、上記Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ロー
パスフィルタの出力端に接続された第一のΔｃｈ側Ｔ分
岐と、局部信号入力端子に接続された局部信号パワーデ
ィバイダと、上記局部信号パワーディバイダの出力の一
方に接続された局部信号に含まれる不要波を抑圧する局
部信号Σｃｈ側バンドパスフィルタと、上記局部信号パ
ワーディバイダのもう一方の出力に接続された局部信号
に含まれる不要波を抑圧する局部信号Δｃｈ側バンドパ
スフィルタと、ＣＯＨＯ信号発生源と、上記ＣＯＨＯ信
号発生源の出力端に接続されたＣＯＨＯ信号パワーディ
バイダと、上記ＣＯＨＯ信号パワーディバイダの出力の
一方に接続されたＣＯＨＯ信号に含まれる不要波を抑圧
するＣＯＨＯ信号Σｃｈ側バンドパスフィルタと、上記
ＣＯＨＯ信号パワーディバイダのもう一方の出力に接続
されたＣＯＨＯ信号に含まれる不要波を抑圧するＣＯＨ
Ｏ信号Δｃｈ側バンドパスフィルタと、上記第一のΣｃ
ｈ側Ｔ分岐の出力に接続された第二のΣｃｈ側Ｔ分岐
と、上記第一のΔｃｈ側Ｔ分岐の出力に接続された第二
のΔｃｈ側Ｔ分岐と、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記
第二のΔｃｈ側Ｔ分岐のそれぞれ一方の出力端に接続さ
れた第一の位相検波器と、上記位相検波器の出力端に接
続されたローパスフィルタと、上記第二のΣｃｈ側Ｔ分
岐のもう一方の出力端に接続された第一の振幅検波器
と、上記第二のΔｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の出力端に接
続された第二の振幅検波器と、上記第一の振幅検波器と
第二の振幅検波器の出力端に接続された差動増幅器と、
上記ローパスフィルタの出力端と上記差動増幅器の出力
端に接続された、上記Δｃｈ側カットオフ周波数可変型
ローパスフィルタの可変範囲を制御するＡ＊ＣＯＳΦ＝
１曲線内蔵型カットオフ周波数可変ローパスフィルタ制
御回路とで構成され、上記第一のΣｃｈ側Ｔ分岐出力の
Σｃｈビデオ信号と、上記第一のΔｃｈ側Ｔ分岐出力の
Δｃｈビデオ信号の相対位相誤差Φ及び相対振幅誤差Ａ
から、ΣｃｈとΔｃｈとの角度誤差電圧の変動を抑圧す
るのに必要な移相量を上記Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型
カットオフ周波数可変ローパスフィルタ制御回路におい
て求め、所望の移相量を上記Ａ＊ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型カットオフ周波数可変ローパスフィルタ制御回路から
上記Δｃｈ側カットオフ周波数可変型ローパスフィルタ
に対し設定する手段を備えたことを特徴とするレーダ受
信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9048122A JPH10246775A (ja) | 1997-03-03 | 1997-03-03 | レーダ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9048122A JPH10246775A (ja) | 1997-03-03 | 1997-03-03 | レーダ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10246775A true JPH10246775A (ja) | 1998-09-14 |
Family
ID=12794532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9048122A Pending JPH10246775A (ja) | 1997-03-03 | 1997-03-03 | レーダ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10246775A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20150059983A (ko) * | 2013-11-25 | 2015-06-03 | 현대모비스 주식회사 | 차량용 초음파 센서의 감지 성능 향상 장치 및 방법 |
| US11201600B1 (en) | 2020-10-05 | 2021-12-14 | Analog Devices, Inc. | Apparatus and methods for control and calibration of tunable filters |
| US11201602B1 (en) | 2020-09-17 | 2021-12-14 | Analog Devices, Inc. | Apparatus and methods for tunable filtering |
-
1997
- 1997-03-03 JP JP9048122A patent/JPH10246775A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20150059983A (ko) * | 2013-11-25 | 2015-06-03 | 현대모비스 주식회사 | 차량용 초음파 센서의 감지 성능 향상 장치 및 방법 |
| US11201602B1 (en) | 2020-09-17 | 2021-12-14 | Analog Devices, Inc. | Apparatus and methods for tunable filtering |
| US11201600B1 (en) | 2020-10-05 | 2021-12-14 | Analog Devices, Inc. | Apparatus and methods for control and calibration of tunable filters |
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