JPH03273171A - ミリメートル波やサブミリメートル波用ネットワークベクトルアナライザ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はミリメートル波やサブミリメートル波の両方に
又は一方に用いられるネットワークベクトルアナライザ
に関するものである。ネットワークベクトルアナライザ
は線形回路網や構成物の振幅と位相の応答を測定し、前
者は二つの終端を持つ。すなわち入力と出力である。ア
ナライザは入射する電ｉｆｆ信号と一般に試験中の装置
（デバイス）と呼ばれる検討対象の回路網や構成物によ
って送出され又は反射される信号間の比較を行う。測定
結果を表現するためにＳパラメータが使用される。

それは相対的な信号の振幅変化と位相角の回転で試験中
の装置の単純で完全な特性っけを可能とするものである
。そこには４個のパラメータ５１ｊ（Ｆ）あり、ｉ（・
］又は２）は信号の出力端子（検出側）、そしてｊ（・
１又は２）は入力端子（送信側）を示す。（ｆ’）の表
示は信号の周波数Ｆによるこれらのパラメータの依存度
を示す。すなわち、Ｓ　、　Ｉ　（Ｆ）は同一の端子ｌ
に与えた信号による、試験中の装置の端子１で測定した
反射応答であり、Ｓ２＋（Ｆ）は試験中の装置の端子ｌ
と同一の励起条件下で端子２で受信された送信応答であ
る等。

本発明によるネットワークベクトルアナライザは非常に
拡張された周波数レンジ内でＳパラメータの測定を行う
ことができる。特に８Ｇｔｌｚから１０００Ｇｌｌｚま
で拡張された領域内で使用するのに良く適合する。現在
存在する構成物に使用することで、この周波数領域内で
満足できる正確さを手に入れることはできるが、その適
用領域では大体において周波数は限定されない。

〔従来の技術３ 伝統的に、ネットワークベクトルアナライザは発振源と
受信器、発振源と受信器の間に置かれることを必要とす
る分析されるべき回路網から構成される。

例えば欧州特許公開番号（ＥＰ−）第０．１５０，４１
０はネットワークベクトルアナライザについて述べてい
る。それぞれのミリメートル動作において例えば１００
ＧＨｚまでは、発振源はＮ次の高調波発生器による第一
のマイクロ波源である。受信器は多段ヘテロダイン受信
器であり、そこでは第一周波数変換は第二のマイクロ波
源によって活性化されたＮ。

次の高調波検出器によってなされる。果リメートル波源
の受信器の周波数同調は共通の高速バス経由でプログラ
ムされたマイクロ波源としての二つのシンセサイザを用
いることによってなされる。

その結果、周波数走査は異なる高調波の次数ＮとＮｏに
よってこの同調をしている間になされる。

さらにベクトル受信器に必要な位相基準は方向性結合器
を通り試験中の装置側で検出されている４９メートル波
の電力の一部を抽出することにより得られる。このエネ
ルギーは主測定分岐内と同様に高調波混合器で検出され
る。すなわち同一時間に位相関連がそして付随的に入射
ミリメートル波電力の制御が得られる。

これらの構成は結局複雑化され、高価であることがわか
り、そして現在利用できる構成物であるとすれば、その
構成されたネットワークベクトルアナライザの適用スペ
クトル領域は限定されたものである。

（当該発明が解決しようとする課題） 本発明の目的はすなわち設計が簡単で高価でない構成で
測定領域が周波数において拡張されるであろうミリメー
トル波用のネットワークベクトルアナライザである。

この目的のため、本発明はミリメートル波源とミリメー
トル波ヘテロダイン受信器からなるタイプのミリメート
ル波とサブミリメートル波の両方又はどちらか一方のネ
ットワークベクトルアナライザに関するものであり、分
析されるべき回路網は当該源と当該受信器との間に置か
れることを必要とされる。ミリメートル波源は高調波発
生器へ供給する第一のマイクロ波源から成る。ミリメー
トル波ヘテロダイン受信器は、まずそのための局部発振
器として働く第二のマイクロ波源により供給されるミリ
メートル波高調波混合器と、ＨＦ（高周波）ベクトル受
信器そして分析される回路網の特徴を表示するための手
段からなる。本発明によれば、ミリメートル波不ツトワ
ークヘク１−ルアナライザは第二のマイクロ波源の放射
周波数を第一のマイクロ波源の周波数によって（又はそ
の逆に）動制御するための装置、そしてこの動制御装置
を活性化する主ＨＦ（高周波）発振器からなる。主発振
器は又ＨＦ（高周波）ベクトル受信器の位相関係に直接
使われる。高調波発生器はミリメートル波源として使わ
れ、そしてミリメートル波ヘテロダイン受信器の人力の
高調波混合器は同じ高調波の次数で動作する。

好ましくは、この高調波次数は１と数十の間で特定され
るのがよい。

〔実施例〕

本発明は添付図面に関連して以下に詳細に述べられる。

その中で第１図は本発明によるミリメートル波ネットワ
ークベクトルアナライザの図式表現である。第２図は本
発明による装置の中に組み込まれたＨＦ（高周波）ベク
トル受信器の詳細な図式表現である。第３図は本発明に
よる装置のマイクロ波部分の詳細な図式表現である。第
４図は３６０°以上の変化の範囲における信号の位相の
連続表示を（４Ｂ）、従来方法で達成される同し信号の
表現（４Ａ）と比較した例を示している。

試験中の装置（ＤＵＴ）との関連で分析されるべき回路
ｍｌはミリメートル波源３の出力面２とミリメートル波
ヘテロダイン受信器５の人力面４の間に置かれている。

ミリメートル波源３はマイクロ波源から成り、例えばセ
ンチメートル波源６は第一のマイクロ波源として知られ
、その周波数Ｆ、は希望のミリメートル波を周波数Ｆｍ
ｏ＝ＮＦ＋で供給するためにＮ次の高調波発生器７によ
って掛は合わされる。

さらに詳しく述べられる手段により源６の放射周波数Ｆ
、の変化といろいろな高調波の次数Ｎの使い方は回路ｍ
ｌの検討領域内で５９メートル波源３の放射周波数の走
査の作成を可能とする。

ここでは、ミリメートル波の周波数は２０ＧＨｚ以上の
周波数であるべきと理解されており、センナメートル波
の周波数は１から２０ＧＨｚの間、ＨＦ（高周波）の周
波数は１から３５００Ｍｌｌｚの間に存在する。

ミリメートル波受信器５は高調波混合器８とＨＦ領域で
同調可能なベクトル受信器９から戒る。

高調波混合器８は局部発振器として第二のマイクロ波源
を有し、例えばセンチメートル波′ｓ１０は第二のマイ
クロ波源として知られている。第二の一フィクロ波源１
０の放射周波数Ｆ！は第一の源６の放射周波数Ｆ、との
関連で動制御装置１１によって制御される。周波数差Ｉ
Ｆ、−Ｆ、ｌは一定に保たれ数Ｍｌｌｚの状態の１に等
しい。

動制御装置１１は源６と１０からそれぞれ放射される流
れの一部により供給される混合ダイオード１２から成り
、それらの周波数の差に基づいた信号を作成する。増幅
器１３により増幅された後、この信号は比較器１４に供
給される。その第二の人力はおもに分周器１６により１
６分の１に分周されるのであるが、主発振器として知ら
れる基準ＩＩ　Ｆ発振器１５の周波数分割の後に供給さ
れる。

位相ロックにより動制御装置１１により作成された周波
数差信号　Ｆ２　　Ｆｌ　　＝ｆはすなわち主ＨＦ発振
器１５に対して周波数と位相が固定される。

へテロゲイン受信器５の人力に位置する高調波混合器８
内でのミリメートル波の変換後、ＨＦベクトル受信器９
は高調波混合器８の高調波次数がＮ″である中間周波数
Ｆｉｆ＝　　Ｆｍｍ−Ｎ’Ｆｚ　　の信号により９ａで
供給される。Ｎ’＝Ｎ　そしてｆ−ＩＦ、−Ｆ、ｌの下
では、ＨＦ選択ベクトル受信器９は固定された周波数Ｆ
ｉｆ＝ＮｆＯ中から適応された高調波Ｎでそれを選択す
るであろう。

イツトリウム−鉄ガーネット（Ｙｉｇ）の空洞共振によ
るのと同しタイプで電気的に同調可能な（例えば８から
１８　ＧＨｚ）電界効果トランジスタ発振器はマイクロ
波源６と１０として用いられる。

高調波混合２ｉｉ８は高調波発生器７と回し高調波次数
で動作する。高調波発生器７と混合器８は都合のよいシ
ョットキーダイオ−］”部品である。

ＨＦとセンチメートル波帯で完全に動作する動制御装置
１１はすなわち良く知られておりそして比較的廉価な構
成部分として、ミリメートル波源３の放射周波数に対す
るミリメートル波受信器５の整合を乗算器７と同し高調
波次数Ｎで動作する高調波混合器８で達成できるように
する。

主発振器１５は又同調可能なＨＦヘクトル受信器９の基
準として用いることで、コヒーレントな位相が保たれる
。

ヘクトル受信器９は第２図に示されている。それはいく
つかの周波数レンジから成り、互々は局部基準位相発振
器により達成される。これらの基準は発振器１５により
供給される基準から直列に接続している分周器によって
得られる。

主発振器１５は基準信号を供給しおもに５０Ｍ１１ｚで
ある。その周波数は分周器１７により、おもに５分の１
に分周される。ｌＱＭＩＩｚの基準は増幅器＋００４こ
より増幅され、分周器１０１はｌ　Ｍｌｌｚの基準を供
給し、分周器１０２は１０ｋｌｌｚの基準を、そして最
後に分周器１０３は２５０１１ｚの基準を供給する。こ
れら全ての基準は主発振器１５により放射される５０Ｍ
１１ｚの信号に対して位相は固定されている。

数値の値は例によって与えられている。それにもかかわ
らずそれらは示されているのではあるが周波数ｆ　＝３
．１２５　Ｍｌｌｚと他の主発振器１５からの５０Ｍ１
１ｚとｌＱＭＩＩｚの基準との間の高調波の同時発生に
よるいかなる混乱をも避けるという利益を与えてくれる
。

先に見たように、ＨＦベクトル受信器９は周波数ｆの信
号を受信する。例えば３．１２５ＭＩ！ｚやその高調波
Ｎｆの一つ等である。

最初の変換段１０４は主光１ｊｄＳ１５からの信号から
基準をｌＱＭＩＩｚとし、０から３００Ｍ１１ｚ間で動
作するシンセサイザー１０５から成る。シンセサイザー
１０５は必要な電力（例えば１５　ｍＷ）で周波数Ｎｆ
十ｆ゛（おもにｆ　”＋／−９，０１０２５ＭＩｌｚ）
を供給することができる。この初段１０４は又一方で周
波数Ｎｆの測定信号が供給され他方はシンセサイザー１
０５からの信号が供給される受動混合器１０６から成る
。

この混合器１０６はすなわち測定信号の位相と振幅の情
報を運ぶ出力端で９．０１０２５ＭＨｚの一定周波数の
ビート信号を生成する。混合器１０６の出力端で信号は
、この信号からのどんな干渉も除去する周波数９、０１
０２５ＭＩｌｚのフィルタ１０７に続く増幅器１０Ｂに
よって増幅される。最後に第二増幅器１０８″は濾波信
号に適用される。

次段の互々は混合器１０９．１１０そして１１１のそれ
ぞれから成る。それらの局部発振器チャネルは主発振器
１５による信号の周波数の連続した分周によって得られ
る１　０　Ｍｌｌｚ、　Ｉ　Ｍｔｌｚそしてｌ　ＯｋＨ
ｚ信号それぞれにより供給される。局部発振器が１０Ｍ
Ｈｚである混合器１０９はその出力に９８９．７５ｋｌ
ｌｚの信号を生威し、局部発振器がＩＭＩＩｚの混合器
１１０はその出力にｉｏ、２５ｋｔｌｚの信号を供給し
、局部発振器が１０　ｋＨｚの混合器１１１はその出力
に２５０ｔｔｚの周波数信号を供給する。混合器１０９
．１１．０そして１１１は能動混合器であり、それによ
り混合器の変換損失項目が組み込み増幅器で補償される
。

混合器Ｉｌｌの出力において、２５０１１ｚの最終周波
数変換の後はアナログ−デジタル変換器１１２は１０ｋ
ｌｌｚの周波数によるサンプリングにより測定信号をデ
ジタル化する。サンプリングクロックは主発振器１５に
より放射される１　０　Ｍｌｌｚの信号を分周すること
により得られる。ずなわらデジタル化された信号はこの
２５０Ｈｚ周波数信号と一緒に１０ｋＨｚサンプリング
クロックそして又主１０ＭＨｚＨＦ発振１ｍ　ｌ　５か
ら分周された周波数によって作られた２５０１１ｚの基
準信号を利用するようにプログラムされ、測定信号から
の振幅と位相の情報を取り出し、記憶しそして表示する
ようにプログラムされたコンピュータに与える。このコ
ンピュータ１１３は源３の放射周波数の関数として測定
信号の振幅と位相のどんなタイプの表現も提供すること
ができる。

それは分析される回路網の特性を表示する。

第一の可能な具体例は振幅と位相の極表現である。そこ
では振幅は中心からの距離であり、そして位相は検討中
の点の方向が基の軸となす角度である。

二次元の極表現のタイプは例えば周波数のような第三の
変数の関数としてこれらのパラメータを表示することを
困難にする。これはカーテシアンシステムにおいて周波
数や時間やアンテナ位置の角度等を関数として位相の変
化やそれらの振幅を普通は独立に表現するからである。

この場合、カーテシアン座標における位相の表現は３６
０”の振幅に限定され、そして一般に図は一１８０°と
＋１８０″間に制限される。ミリメートル波ネットワー
クアナライザの場合は連続した位相変化はしばしば３６
０″′を越えてしまう。この場合、カーテシアン表現は
位相が１８０″以上又は以下に達した時に明らかに不連
続がノコギリ歯曲線の形式であられれる。このどんな物
理的現実に対応しない不連続は問題である。

測定信号の表現を説明するために第４図は検討されてい
る構成物がアンテナの試験結果を表示している。この場
合、試験されるべきアンテナは試験中のアンテナ位置で
平面と考えられるべき入射波のために十分遠くに置かれ
る放射アンテナに対向して回転ビンの上に置かれる。第
４図は回転軸との関係で試験中のアンテナの口のいろい
ろな間隔における受信アンテナの設置方向の関数として
受信信号の位相遅れを示したものである。

ミリメー］〜ル波ベクトルネットワークの検討状況内で
１つの特に有益な具体化は、そのカーテシアン表現での
どんな非物理的な位相の不連続を抑圧することにある。

この目的のために、コンピュータ１１３はアナログ−デ
ジタル変換器１１２によって実時間内に与えられた信号
から振幅Ａと位相Ｕを取り出す。−１８０°と＋１８０
°の間にある位相はメモリ内に置かれる。読み出す時に
コンピュータは位相の勾配を学ぶことを通して第４Ａ図
の２０１から２０５に印付けられているような突然の不
連続をＥ識するようにプログラムされている。これらの
不連続は表現によるものであって物理的現象ではないと
考えられるので、３６０°がそれらの低い範囲に加えら
れる。コンピュータはそれによって第４Ｂ図に示されて
いるように信号の完全な表現が可能となるようスケール
を適合させる。このタイプの表現は連続位相表現に関連
する。

第３図に関して発振源とその接続について、より詳細に
述べる。

第−及び第二のマイクロ波源６と１０は増幅−分離段に
続かれる電界効果トランジスタである。

それらは８から１８　ＧＨｚのイツトリウム−鉄ガーネ
ッ）（Ｙｆｇとして知られている）結晶体の空洞共振器
により活性化されるために広く掃引できる。それらは１
０ｋｌｌｚの半分の幅を示すセンチメートル波の電カス
ベクトルで１００ξリワツトの電力を出力する。Ｙｉｇ
空洞は電磁的共振を示す。

それらは二種類のコイルによって生成される電磁領域に
従う、主コイル（３０１と３０２のそれぞれ）は互々の
源６と１０の大まかな周波数を位置付ける。

二次コイル３０３と３０４それぞれは低い振幅周波数を
早急に正すことを可能とする（１００ＭＨ２まで）、主
コイル３０１と３０２は電流供給の変動によるかもしれ
ないどんな相対的な変動も避けるために直列に搭載され
る。それらは制御され、調整可能な給電３０７により供
給される。

動制御装置１１の混合器１２は０．１　ＭＨｚと１８Ｍ
１１ｚの間で動作可能なショットキーダイオードである
。ダイオードは一方は方向性結合２Ｓ３０５ａにより抽
出された源６の放射の流れの一部により、他の一方は方
向性結合器３０５ｂにより抽出された源１０の放射の流
れの一部により供給される。これらの結合器は一方の源
の放射の流れから抽出された信号のレベルが他の放射の
流れの抽出のそれより高レベル（約１０ｍＷ）の時に選
択され、その結果より強い流れが混合器として動作する
ショットキーダイオード１２へ局部発振器として働く。

ダイオード１２は周波数が約Ｏと６０　ＭＨｚの間にあ
る周波数のビート信号を供給する。第一の増幅器１３ａ
は最初に信号レベルを上げそれを飽和増幅器１３ｂへそ
れが周波数／位相比較器１４が一部レベルになるようド
ライブできるように送出する。

この比較器１４の他方の分岐は主ＨＦ発振器１５によっ
て放射された信号から分周器１６により分周されて生成
した例えば３．１２５ＭＩＩｚの周波数１の基準信号が
供給される。比較器１４により生成された補正電圧は増
幅器３０６で増幅され＃ｉ６の周波数に規制されている
ｓｈｏの二次コイル３０４へ送出される。

ｆＩ６の二次コイル３０３はこの源の外部安定用として
都合よく用いられる。しかしながら、この安定化は必要
不可欠なものではないことは強調されるべきである０乗
算器７の高調波の動作次数の変更中そしてそれゆえに高
調波混合器８の同様な間中ＨＦ受信器の同調は変更され
る。それは源６と１０の差の変更を避けることを可能と
する。

高調波発生器７と高調波混合器８はそれぞれ柔軟な同軸
ケーブル３０Ｂと３０９によりマイクロ波源６と１０に
接続される。高調波発生器７の反対側の終端で、ケーブ
ル３０８はインダクタンス３１２と、マイクロ波源６に
より放射される信号と高調波発生器７を極性付けるため
の直流を結合することができる容量３１１によって構成
する丁字形のバイアス回路３１０から成る。高調波混合
器８の反対側の終端で、ケーブル３０９は第一のインダ
クタンスと容量３１４．３１５の集合とそれに続く同様
の種類の３１６゜３１７の第２の集合から構成する丁字
形の二重バイアス回Ｂ５１３からなる。この丁字形二重
バイアス回路３１３はケーブル３０９が同時に高調波混
合器８で受信されたＨＦ信号、この混合器を極性付ける
ための直流そしてこの同じ高調波混合器の方向に第二の
マイクロ波＃１０により放射された信号を送る。

第１図又は第３図に示された構成はパラメータＳ、の測
定を可能にする。それは送出によって検討されたミリメ
ートル波回路網の動作に対応する。

方向性結合器を用いることで発振源と受信器のそれぞれ
の機能を逆にすることは従来手法における他のパラメー
タＳｉｊへの同様のアクセスを可能とする。

本発明による装置はミリメートル波回路網てをカバーす
る回路網のヘクトル分析を可能にする。

必要とされる手段は容易で効率がよい、そして特にマイ
クロ波周波数の統合は必要なく、また入射波の制御のた
めのどんな方向性結合器も必要としない。組み込まれた
検出器と発振源は容易で操作しやすい。以上見てきたよ
うに、基準位相はＨＦ信号レベルで直接得られ、それは
装置を単純化させ非常に高い動作周波数に至ることを可
能とする。

さらにいえば、可能なダイナミックレンジは相当広い。

現在得られる装置では、それぞれ０．１’と１°以下の
位相雑音でダイナミックレンジは１００ＧＨｚで８０ｄ
Ｂ以上であり、３００ＧＨｚで５０ｄＢに達する。

〔発明の効果］ 以上述べた手段によるとミリメートル波領域とサブミリ
メートル波領域の低域の完全なカバー範囲は４５０Ｇｔ
ｌｚまで可能となる。サブミリメートル波測定領域は二
つのマイクロ波源６と１０の代わりに、又はそれらの一
つの代わりにミリメートル波源を選ぶことによって拡張
されうる。例えばマイクロ波源６の高調波７の周波数安
定化された１００Ｇｌｌｚガンダイオード発振器そして
それに続く３からＩＯの高調波発生器はサブミリメート
ル波源として使用することができる。それは高調波の次
数をＮ″＝２１から７０へ同調されたミリメートル波受
信器で１０００ＧＩｌｚまで動作することを許す。その
装置は本発明と一致し続ける。特に主ＨＦ発振器が直接
位相基準として使われた場合はである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるミリメートル波ネットワークベク
トルアナライザの図式表現図。第２図は本発明により装
置に組み込まれたＨＦ（高調波）ヘクトル受信器の詳細
な図式表現図。第３図は本発明による装置のマイクロ波
部分の詳細な図式表現図。第４図は３６０°以上の変化
の範囲における信号の位相の連続表示を（４Ｂ）、従来
方法で達成される同じ信号の表現（４Ａ）を比較した例
を示す図である。 ■・・・回路１ｉｉ　（ＤＯＴ）、　　　３・・・ミリ
メートル波源、５・・・ミリメートル波ヘテロダイン受
信器、６、ＩＯ・・・センナメートル波源、 ７・・・高調波発生器、 ９・・・ヘクトル受信器、 】２・・・混合器、 １５・・・主ＨＦ発振器、 １０５・・・シンセサイザー ８・・・高調波混合器、 １１・・・動制御装置、 １４・・・比較器、 １６、１７・・・分周器、 １１３・・・コンピュータ。 図面の争警（内容に変更なし）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ミリメートル波源（３）とミリメートル波ヘテロダ
   イン受信器（５）、当該源（３）と当該受信器（５）の
   間に置かれ分析される回路網（１）から成り、ミリメー
   トル波源（３）はミリメートル波高調波発生器（７）に
   供給する第一のマイクロ波源（６）から成り、ミリメー
   トル波ヘテロダイン受信器（５）はまずそのための局部
   発振器として働く第二のマイクロ波源（１０）によって
   供給されるミリメートル波高調波混合器（８）と、ＨＦ
   （高周波）ベクトル受信器（９）と分析される回路網の
   特徴を表示するための手段から成るものであり、 それは第二のマイクロ波源（１０）の放射周波数を第一
   のマイクロ波源（６）の周波数によって（又はその逆に
   ）動制御する装置（１１）と、この動制御装置（１１）
   を活性化する主ＨＦ（高周波）発振器（１５）から成る
   こと、及び当該主発振器（１５）は又ＨＦベクトル受信
   器（９）の位相基準に直接用いられること、及びミリメ
   ートル波高調波発生器（７）は第一のマイクロ波源（６
   ）により供給されそしてミリメートル波ヘテロダイン受
   信器（５）のミリメートル波高調波混合器（８）は同じ
   高調波の次数で動作することを特徴とするミリメートル
   波やサブミリメートル波用ネットワークベクトルアナラ
   イザ。 ２、ミリメートル波高調波発生器（７）と混合器（８）
   に共通の高調波の次数は１から数１０の範囲で自由に特
   定されることを特徴とする請求項１記載のミリメートル
   波ネットワークベクトルアナライザ。 ３、第一そして第二のマイクロ波源（６、１０）は電界
   効果トランジスタ発振器から成り、互々はＹｉｇ空洞共
   振によって活性化されることを特徴とする請求項１と２
   の一つに記載のミリメートル波ネットワークベクトルア
   ナライザ。 ４、ＨＦベクトル受信器（９）は同調可能であることを
   特徴とする請求項２または３の一つに記載のミリメート
   ル波ネットワークベクトルアナライザ。 ５、ＨＦベクトル受信器（９）は振幅と位相の情報を保
   持している間、周波数を減ずるという方法でビート信号
   を変換する数段の構成をとり、それらの互々は主ＨＦ発
   振器（１５）に対し、固定された位相の局部ＨＦ発振器
   からなることを特徴とする請求項１から４のいずれか一
   つに記載のミリメートル波ネットワークベクトルアナラ
   イザ。 ６、第一変換段の局部ＨＦ発振器はプログラム可能なＨ
   Ｆシンセサイザーであることを特徴とする請求項５記載
   のミリメートル波ネットワークベクトルアナライザ。 ７、第一段に続く変換段の局部ＨＦ発振器は主ＨＦ発振
   器（１５）の周波数を分割することにより得られること
   を特徴とする請求項６記載のミリメートル波ネットワー
   クベクトルアナライザ。 ８、最終変換段から供給される信号をデジタル化するア
   ナログ／デジタルサンプル器（１１２）と、サンプル器
   （１１２）からの測定信号と主ＨＦ発振器（１５）から
   分割された周波数により生じた比較信号を与えられるコ
   ンピュータ（１１３）から成り、当該コンピュータ（１
   １３）は測定信号からの振幅と位相情報を取り出し、記
   憶しそして表示するようにプログラムされていることを
   特徴とする請求項４から７のいずれか一つに記載のミリ
   メートル波ネットワークベクトルアナライザ。 ９、コンピュータ（１１３）はもし位相の変化領域が３
   ６０゜以上であったとしても長びかし、連続した位相の
   表示を達成することを特徴とする請求項８記載のミリメ
   ートル波ネットワークベクトルアナライザ。 １０、互々のマイクロ波源（６、１０）のＹｉｇ空洞は
   、それぞれの周波数で制御される主コイル（３０１、３
   ０２）と二次コイル（３０３、３０４）から成ること、
   及び第二のＹｉｇマイクロ波源（１０）の放射周波数を
   第一のＹｉｇマイクロ波源（６）の周波数で動制御する
   装置（１１）は第一のマイクロ波源（６）から放射され
   る流れの一部を抽出可能な第一の結合器（３０５ａ）と
   第二のマイクロ波源（１０）から放射される流れの一部
   を抽出可能な第二の結合器（３０５ｂ）と、抽出された
   流れからビート信号を作り出しＹｉｇ空洞を制御するた
   めの二次コイル（３０４）により第二のマイクロ波源（
   １０）の周波数を制御する位相比較器（１４）に供給す
   る混合器（１２）から成ることを特徴とする請求項１か
   ら９のいずれか一つに記載のミリメートル波ネットワー
   クベクトルアナライザ。