JPH0968570A - レーダ受信機 - Google Patents
レーダ受信機Info
- Publication number
- JPH0968570A JPH0968570A JP22408695A JP22408695A JPH0968570A JP H0968570 A JPH0968570 A JP H0968570A JP 22408695 A JP22408695 A JP 22408695A JP 22408695 A JP22408695 A JP 22408695A JP H0968570 A JPH0968570 A JP H0968570A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- σch
- δch
- output end
- frequency band
- branch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 従来より小型でかつ試験調整が容易なレーダ
受信機を得ることを目的とする。 【構成】 Σｃｈ・Δｃｈ間の相対位相のみ、もしくは
相対振幅のみの調整で角度誤差電圧Ｅの変動が抑圧でき
るようにするため、角度誤差電圧の変動ΔＥを相対位相
誤差Φと相対振幅誤差Ａをパラメータとした数式にて表
わし、既存の回路構成品である電圧可変型移相器による
Σｃｈ・Δｃｈ間の相対位相、もしくは電圧可変型減衰
器によるΣｃｈ・Δｃｈ間の相対振幅のみの調整で、相
対位相誤差Φ＝相対振幅誤差Ａ＝零である時と等価な角
度誤差電圧Ｅが得られるようにした。
受信機を得ることを目的とする。 【構成】 Σｃｈ・Δｃｈ間の相対位相のみ、もしくは
相対振幅のみの調整で角度誤差電圧Ｅの変動が抑圧でき
るようにするため、角度誤差電圧の変動ΔＥを相対位相
誤差Φと相対振幅誤差Ａをパラメータとした数式にて表
わし、既存の回路構成品である電圧可変型移相器による
Σｃｈ・Δｃｈ間の相対位相、もしくは電圧可変型減衰
器によるΣｃｈ・Δｃｈ間の相対振幅のみの調整で、相
対位相誤差Φ＝相対振幅誤差Ａ＝零である時と等価な角
度誤差電圧Ｅが得られるようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、航空機もしくは飛翔
体のレーダ受信機に関するものである。
体のレーダ受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図６は従来のレーダ受信機の構成図であ
る。図において１は受信機、２はΣｃｈ側高周波信号入
力端子、３はΣｃｈ側低雑音増幅器、４はΣｃｈ側ミキ
サ、５はΣｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、６
はΣｃｈ側中間周波数帯可変減衰器、７はΣｃｈ側中間
周波数帯可変型移相器、８はΣｃｈ側中間周波数帯増幅
器、９はΣｃｈ側位相検波器、１０は第１のΣｃｈ側Ｔ
分岐、１１はΣｃｈ側ビデオ信号出力端子、１２はΔｃ
ｈ側高周波信号入力端子、１３はΔｃｈ側低雑音増幅
器、１４はΔｃｈ側ミキサ、１５はΔｃｈ側中間周波数
帯バンドパスフィルタ、１６はΔｃｈ側中間周波数帯可
変型減衰器、１７はΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相
器、１８はΔｃｈ側中間周波数帯増幅器、１９はΔｃｈ
側位相検波器、２０は第１のΔｃｈ側Ｔ分岐、２１はΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子、２２は局部信号入力端子、
２３は局部信号パワーディバイダ、２４はＣＯＨＯ信号
発生源、２５はＣＯＨＯ信号パワーディバイダ、２６は
第２のΣｃｈ側Ｔ分岐、２７は第２のΔｃｈ側Ｔ分岐、
２８は位相検波器、２９は第１の振幅検波器、３０は第
２の振幅検波器、３１は差動増幅器、３２は可変型減衰
器制御回路、３３はローパスフィルタ、３４は可変型移
相器制御回路である。
る。図において１は受信機、２はΣｃｈ側高周波信号入
力端子、３はΣｃｈ側低雑音増幅器、４はΣｃｈ側ミキ
サ、５はΣｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ、６
はΣｃｈ側中間周波数帯可変減衰器、７はΣｃｈ側中間
周波数帯可変型移相器、８はΣｃｈ側中間周波数帯増幅
器、９はΣｃｈ側位相検波器、１０は第１のΣｃｈ側Ｔ
分岐、１１はΣｃｈ側ビデオ信号出力端子、１２はΔｃ
ｈ側高周波信号入力端子、１３はΔｃｈ側低雑音増幅
器、１４はΔｃｈ側ミキサ、１５はΔｃｈ側中間周波数
帯バンドパスフィルタ、１６はΔｃｈ側中間周波数帯可
変型減衰器、１７はΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相
器、１８はΔｃｈ側中間周波数帯増幅器、１９はΔｃｈ
側位相検波器、２０は第１のΔｃｈ側Ｔ分岐、２１はΔ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子、２２は局部信号入力端子、
２３は局部信号パワーディバイダ、２４はＣＯＨＯ信号
発生源、２５はＣＯＨＯ信号パワーディバイダ、２６は
第２のΣｃｈ側Ｔ分岐、２７は第２のΔｃｈ側Ｔ分岐、
２８は位相検波器、２９は第１の振幅検波器、３０は第
２の振幅検波器、３１は差動増幅器、３２は可変型減衰
器制御回路、３３はローパスフィルタ、３４は可変型移
相器制御回路である。
【０００３】以下、従来のレーダ受信機について説明す
る。レーダ受信機はレーダ送信機から送受切換用サーキ
ュレータ及びアンテナを経て放射される高周波パルス送
信信号が目標から反射して上記のアンテナ及びサーキュ
レータを経て入力するパルス信号を受信する。この時上
記アンテナは１部が重なり合った２個のアンテナビーム
の和信号と差信号を、それぞれレーダ受信機のΣｃｈと
Δｃｈへ送出する。レーダ受信機の次段にある信号処理
部では差信号を和信号で規格化した信号の符号を識別す
ることにより角度追尾を行なう。図７に各アンテナビー
ムのパターン及び出力電圧を示す。図７ａのビームＡと
ビームＢの和信号と差信号を表したものが、図７ｂであ
り、ビームの中心で和信号の強度が最大になり、差信号
はビームの中心を境に符号が反転する。差信号を和信号
で規格化した出力電圧（角度誤差電圧：Ｅ）を表したも
のが図７ｃであり、この電圧の符号を識別し、常に差信
号の出力が零になるようにアンテナビームの方向を変え
ることにより角度追尾を行なう。
る。レーダ受信機はレーダ送信機から送受切換用サーキ
ュレータ及びアンテナを経て放射される高周波パルス送
信信号が目標から反射して上記のアンテナ及びサーキュ
レータを経て入力するパルス信号を受信する。この時上
記アンテナは１部が重なり合った２個のアンテナビーム
の和信号と差信号を、それぞれレーダ受信機のΣｃｈと
Δｃｈへ送出する。レーダ受信機の次段にある信号処理
部では差信号を和信号で規格化した信号の符号を識別す
ることにより角度追尾を行なう。図７に各アンテナビー
ムのパターン及び出力電圧を示す。図７ａのビームＡと
ビームＢの和信号と差信号を表したものが、図７ｂであ
り、ビームの中心で和信号の強度が最大になり、差信号
はビームの中心を境に符号が反転する。差信号を和信号
で規格化した出力電圧（角度誤差電圧：Ｅ）を表したも
のが図７ｃであり、この電圧の符号を識別し、常に差信
号の出力が零になるようにアンテナビームの方向を変え
ることにより角度追尾を行なう。
【０００４】レーダ受信機内のΣｃｈとΔｃｈの間の相
対振幅誤差及び、相対位相誤差がそれぞれ零である時、
角度誤差電圧Ｅは次式で表される。
対振幅誤差及び、相対位相誤差がそれぞれ零である時、
角度誤差電圧Ｅは次式で表される。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここで、レーダ受信機内のΣｃｈとΔｃｈ
の間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φがあった場
合のΣｃｈ出力ビデオ信号とΔｃｈ出力ビデオ信号のベ
クトル表示を図８に示す。この時の角度誤差電圧Ｅ’は
次式で表される。
の間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φがあった場
合のΣｃｈ出力ビデオ信号とΔｃｈ出力ビデオ信号のベ
クトル表示を図８に示す。この時の角度誤差電圧Ｅ’は
次式で表される。
【０００７】
【数２】
【０００８】数１と数２より、レーダ受信機内のΣｃｈ
とΔｃｈの間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φが
あった場合、角度誤差電圧の変動ΔＥは、次式で示され
る。
とΔｃｈの間に相対振幅誤差Ａ及び、相対位相誤差Φが
あった場合、角度誤差電圧の変動ΔＥは、次式で示され
る。
【０００９】
【数３】
【００１０】数３で示される角度誤差電圧の変動ΔＥに
よって目標追尾誤差・過追尾・追尾遅れ等の追尾精度の
劣化が生じることになるため、レーダ受信機ではΣｃｈ
とΔｃｈのチャネル間相対位相バランス調整、及びチャ
ネル間相対振幅バランス調整により、相対振幅誤差Ａ＝
相対位相誤差Φ＝零になるようにして角度誤差電圧の変
動を抑圧しておく必要がある。
よって目標追尾誤差・過追尾・追尾遅れ等の追尾精度の
劣化が生じることになるため、レーダ受信機ではΣｃｈ
とΔｃｈのチャネル間相対位相バランス調整、及びチャ
ネル間相対振幅バランス調整により、相対振幅誤差Ａ＝
相対位相誤差Φ＝零になるようにして角度誤差電圧の変
動を抑圧しておく必要がある。
【００１１】従来のチャネル間位相バランス調整及びチ
ャネル間振幅バランス調整について説明する。図６にお
いてΣｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信
号入力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅
のＣＷ信号を入力する。Σｃｈ側高周波信号入力端子２
から入力した試験調整用ＣＷ信号はΣｃｈ側低雑音増幅
器３に入力し増幅された後、Σｃｈ側ミキサ４の高周波
信号入力端子に入力する。一方局部信号入力端子２２か
ら入力する局部信号は局部信号パワーディバイダ２３に
て分配され、それぞれΣｃｈ側ミキサ４の局部信号入力
端子及びΔｃｈ側ミキサ１４の局部信号入力端子へ入力
する。Σｃｈ側ミキサ４では高周波信号入力端子への入
力信号と局部信号入力端子への入力信号の周波数差分の
中間周波数信号を中間周波数信号出力端子から出力し、
Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ５において不
要波抑圧をした後、Σｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
６に入力し所定のレベルの減衰を受けたΣｃｈの中間周
波数ＣＷ信号は、Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器７
にて所定の量の移相が行われ、Σｃｈ側中間周波数帯増
幅器８に入力し増幅された後、Σｃｈ側位相検波器９へ
入力する。一方ＣＯＨＯ信号発生源２４から出力するＣ
ＯＨＯ信号は、ＣＯＨＯ信号パワーディバイダ２９にて
分配された後、それぞれΣｃｈ側位相検波器９及びΔｃ
ｈ側位相検波器１９へ入力する。Σｃｈ側位相検波器９
では、ＣＯＨＯ信号によりΣｃｈの中間周波数ＣＷ信号
を位相検波し、Σｃｈのビデオ信号を第１のΣｃｈ側Ｔ
分岐１０へ出力する。第１のΣｃｈ側Ｔ分岐１０を出力
したΣｃｈのビデオ信号は、Σｃｈ側ビデオ信号出力端
子１１から外部の信号処理部へと送出される。一方、Δ
ｃｈ側高周波信号入力端子１２から入力した試験調整用
ＣＷ信号についても、Σｃｈ側と同様の信号処理が施さ
れ、Δｃｈ側ビデオ信号出力端子２１から外部の信号処
理部へと送出される。ここで、第１のΣｃｈ側Ｔ分岐１
０で分岐したΣｃｈビデオ信号は、第２のΣｃｈ側Ｔ分
岐２６へ入力した後、位相検波器２８と第１の振幅検波
器２９へと出力される。また、第１のΔｃｈ側Ｔ分岐２
０で分岐したΔｃｈビデオ信号は、第２のΔｃｈ側Ｔ分
岐２７へ入力した後、位相検波器２８と第２の振幅検波
器３０へと出力される。位相検波器２８へΣｃｈビデオ
信号とΔｃｈビデオ信号が入力すると、ΣｃｈとΔｃｈ
の相対位相誤差Φに相当する直流電圧Ｖφと、ビデオ信
号周波数の２倍の周波数の信号が、同時に位相検波器２
８から出力され、ローパスフィルタ３３へ入力する。ロ
ーパスフィルタ３３ではビデオ信号周波数の２倍の周波
数の信号が抑圧され、相対位相誤差Φに相当する直流電
圧Ｖφのみが可変型移相器制御回路３４へ出力される。
可変型移相器制御回路３４は、相対位相誤差Φに相当す
る直流電圧Ｖφをもとに、ΣｃｈとΔｃｈの相対位相誤
差Φが零になるような移相量Φに相当する制御信号電圧
を、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１７に印加し、
ΣｃｈとΔｃｈの相対位相誤差を零にする。一方、Σｃ
ｈビデオ信号が第１の振幅検波器２９へ、及びΔｃｈビ
デオ信号が第２の振幅検波器３０へそれぞれ入力する
と、第１の振幅検波器２９からはΣｃｈビデオ信号の振
幅情報である直流電圧ＶSUM が、第２の振幅検波器３０
からはΔｃｈビデオ信号の振幅情報である直流電圧ＶDI
F がそれぞれ出力され差動増幅器３１へ入力する。差動
増幅器３１はΣｃｈとΔｃｈの相対振幅誤差Ａに相当す
る直流電圧Ｖａを可変型減衰器制御回路３２へ出力す
る。可変型減衰器制御回路３２は、相対振幅誤差Ａに相
当する直流電圧Ｖａをもとに、ΣｃｈとΔｃｈの相対振
幅誤差Ａが零になるような減衰量Ａに相当する制御信号
電圧を、Δｃｈ側中間周波数帯可変減衰器１６に印加
し、ΣｃｈとΔｃｈの相対振幅誤差を零にする。以上に
より、ΣｃｈとΔｃｈの相対位相バランス及び相対振幅
バランスの調整が完了する。
ャネル間振幅バランス調整について説明する。図６にお
いてΣｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信
号入力端子１３に試験調整用信号である同位相・同振幅
のＣＷ信号を入力する。Σｃｈ側高周波信号入力端子２
から入力した試験調整用ＣＷ信号はΣｃｈ側低雑音増幅
器３に入力し増幅された後、Σｃｈ側ミキサ４の高周波
信号入力端子に入力する。一方局部信号入力端子２２か
ら入力する局部信号は局部信号パワーディバイダ２３に
て分配され、それぞれΣｃｈ側ミキサ４の局部信号入力
端子及びΔｃｈ側ミキサ１４の局部信号入力端子へ入力
する。Σｃｈ側ミキサ４では高周波信号入力端子への入
力信号と局部信号入力端子への入力信号の周波数差分の
中間周波数信号を中間周波数信号出力端子から出力し、
Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ５において不
要波抑圧をした後、Σｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
６に入力し所定のレベルの減衰を受けたΣｃｈの中間周
波数ＣＷ信号は、Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器７
にて所定の量の移相が行われ、Σｃｈ側中間周波数帯増
幅器８に入力し増幅された後、Σｃｈ側位相検波器９へ
入力する。一方ＣＯＨＯ信号発生源２４から出力するＣ
ＯＨＯ信号は、ＣＯＨＯ信号パワーディバイダ２９にて
分配された後、それぞれΣｃｈ側位相検波器９及びΔｃ
ｈ側位相検波器１９へ入力する。Σｃｈ側位相検波器９
では、ＣＯＨＯ信号によりΣｃｈの中間周波数ＣＷ信号
を位相検波し、Σｃｈのビデオ信号を第１のΣｃｈ側Ｔ
分岐１０へ出力する。第１のΣｃｈ側Ｔ分岐１０を出力
したΣｃｈのビデオ信号は、Σｃｈ側ビデオ信号出力端
子１１から外部の信号処理部へと送出される。一方、Δ
ｃｈ側高周波信号入力端子１２から入力した試験調整用
ＣＷ信号についても、Σｃｈ側と同様の信号処理が施さ
れ、Δｃｈ側ビデオ信号出力端子２１から外部の信号処
理部へと送出される。ここで、第１のΣｃｈ側Ｔ分岐１
０で分岐したΣｃｈビデオ信号は、第２のΣｃｈ側Ｔ分
岐２６へ入力した後、位相検波器２８と第１の振幅検波
器２９へと出力される。また、第１のΔｃｈ側Ｔ分岐２
０で分岐したΔｃｈビデオ信号は、第２のΔｃｈ側Ｔ分
岐２７へ入力した後、位相検波器２８と第２の振幅検波
器３０へと出力される。位相検波器２８へΣｃｈビデオ
信号とΔｃｈビデオ信号が入力すると、ΣｃｈとΔｃｈ
の相対位相誤差Φに相当する直流電圧Ｖφと、ビデオ信
号周波数の２倍の周波数の信号が、同時に位相検波器２
８から出力され、ローパスフィルタ３３へ入力する。ロ
ーパスフィルタ３３ではビデオ信号周波数の２倍の周波
数の信号が抑圧され、相対位相誤差Φに相当する直流電
圧Ｖφのみが可変型移相器制御回路３４へ出力される。
可変型移相器制御回路３４は、相対位相誤差Φに相当す
る直流電圧Ｖφをもとに、ΣｃｈとΔｃｈの相対位相誤
差Φが零になるような移相量Φに相当する制御信号電圧
を、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１７に印加し、
ΣｃｈとΔｃｈの相対位相誤差を零にする。一方、Σｃ
ｈビデオ信号が第１の振幅検波器２９へ、及びΔｃｈビ
デオ信号が第２の振幅検波器３０へそれぞれ入力する
と、第１の振幅検波器２９からはΣｃｈビデオ信号の振
幅情報である直流電圧ＶSUM が、第２の振幅検波器３０
からはΔｃｈビデオ信号の振幅情報である直流電圧ＶDI
F がそれぞれ出力され差動増幅器３１へ入力する。差動
増幅器３１はΣｃｈとΔｃｈの相対振幅誤差Ａに相当す
る直流電圧Ｖａを可変型減衰器制御回路３２へ出力す
る。可変型減衰器制御回路３２は、相対振幅誤差Ａに相
当する直流電圧Ｖａをもとに、ΣｃｈとΔｃｈの相対振
幅誤差Ａが零になるような減衰量Ａに相当する制御信号
電圧を、Δｃｈ側中間周波数帯可変減衰器１６に印加
し、ΣｃｈとΔｃｈの相対振幅誤差を零にする。以上に
より、ΣｃｈとΔｃｈの相対位相バランス及び相対振幅
バランスの調整が完了する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来のレーダ受信機は
以上のような構成・試験調整方式で角度誤差電圧の変動
を抑圧していたため、レーダ受信機が大型化し、かつ試
験調整が煩雑で時間がかかるという課題があった。
以上のような構成・試験調整方式で角度誤差電圧の変動
を抑圧していたため、レーダ受信機が大型化し、かつ試
験調整が煩雑で時間がかかるという課題があった。
【００１３】この発明は上記の課題を解消するためにな
されたものであり、小型化した、かつ試験調整が容易で
時間がかからないレーダ受信機を得ることを目的とす
る。
されたものであり、小型化した、かつ試験調整が容易で
時間がかからないレーダ受信機を得ることを目的とす
る。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明の実施例１によ
るレーダ受信機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ
側中間周波数帯可変型移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可
変型移相器と可変型移相器制御回路と可変型減衰器制御
回路を削除し、Δｃｈ側中間周波数帯可変減衰器と、可
変型減衰器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型可変減衰器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間
の相対振幅の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧で
きるようにしたものである。
るレーダ受信機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ
側中間周波数帯可変型移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可
変型移相器と可変型移相器制御回路と可変型減衰器制御
回路を削除し、Δｃｈ側中間周波数帯可変減衰器と、可
変型減衰器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１
曲線内蔵型可変減衰器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間
の相対振幅の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧で
きるようにしたものである。
【００１５】この発明の実施例２によるレーダ受信機
は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と可
変型減衰器制御回路と可変型移相器制御回路を削除し、
Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、可変型移相器制
御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可
変移相器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相の
調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにし
たものである。
は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と可
変型減衰器制御回路と可変型移相器制御回路を削除し、
Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、可変型移相器制
御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可
変移相器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相の
調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにし
たものである。
【００１６】この発明の実施例３によるレーダ受信機
は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と可
変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バ
ランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移
相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移相
器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型移相器
と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳ
Φ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈとΔ
ｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を
抑圧できるようにしたものである。
は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と可
変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バ
ランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移
相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移相
器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型移相器
と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳ
Φ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈとΔ
ｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を
抑圧できるようにしたものである。
【００１７】この発明の実施例４によるレーダ受信機
は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と可
変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バ
ランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移
相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移相
器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器
と、可変型減衰器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳ
Φ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路によるΣｃｈとΔ
ｃｈ間の相対振幅の調整のみで、角度誤差電圧の変動を
抑圧できるようにしたものである。
は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と可
変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バ
ランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移
相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移相
器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器
と、可変型減衰器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳ
Φ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路によるΣｃｈとΔ
ｃｈ間の相対振幅の調整のみで、角度誤差電圧の変動を
抑圧できるようにしたものである。
【００１８】この発明の実施例５によるレーダ受信機
は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と可
変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バ
ランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移
相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移相
器制御回路とを削除し、Δｃｈ側局部信号可変型移相器
と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳ
Φ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈとΔ
ｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を
抑圧できるようにしたものである。
は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と可
変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相バ
ランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型移
相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移相
器制御回路とを削除し、Δｃｈ側局部信号可変型移相器
と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳ
Φ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈとΔ
ｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を
抑圧できるようにしたものである。
【００１９】
【作用】この発明の実施例１によれば、レーダ受信機
は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可
変型移相器制御回路と可変型減衰器制御回路を削除し、
Δｃｈ側中間周波数帯可変減衰器と、可変型減衰器制御
回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変
減衰器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅の調
整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにした
ので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の短縮が同
時に可能となる。
は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の相
対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可
変型移相器制御回路と可変型減衰器制御回路を削除し、
Δｃｈ側中間周波数帯可変減衰器と、可変型減衰器制御
回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変
減衰器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅の調
整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるようにした
ので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の短縮が同
時に可能となる。
【００２０】この発明の実施例２によれば、レーダ受信
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と可変型移相器制御回路を削除
し、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、可変型移相
器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変移相器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位
相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよう
にしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の短
縮が同時に可能となる。
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と可変型移相器制御回路を削除
し、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、可変型移相
器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変移相器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位
相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよう
にしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の短
縮が同時に可能となる。
【００２１】この発明の実施例３によれば、レーダ受信
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型移相
器と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型移相
器と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
【００２２】この発明の実施例４によれば、レーダ受信
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰
器と、可変型減衰器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対振幅の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰
器と、可変型減衰器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対振幅の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
【００２３】この発明の実施例５によれば、レーダ受信
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側局部信号可変型移相
器と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側局部信号可変型移相
器と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
【００２４】
実施例１．図１は、この発明の実施例１のレーダ受信機
の構成を示すブロック図である。図において１〜６，８
〜１６，１８〜３１，３３は図６で示した従来例と同様
であり、３５はＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器
制御回路である。
の構成を示すブロック図である。図において１〜６，８
〜１６，１８〜３１，３３は図６で示した従来例と同様
であり、３５はＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器
制御回路である。
【００２５】次に動作について説明する。図１において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１２に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６，８〜１６，１
８〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１２に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜６，８〜１６，１
８〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
【００２６】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ×ＣＯＳΦ＝
１が成立するときに相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と
等価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号
がＡ×ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位
相誤差Φを有するとき角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ×ＣＯＳΦ＝
１が成立するときに相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と
等価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号
がＡ×ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位
相誤差Φを有するとき角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧され
ることになる。
【００２７】図９にＡ×ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００２８】図１に示したこの発明の実施例１のレーダ
受信機において、ローパスフィルタ３３から出力される
直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤差は
φ１、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶａの
時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａであるとする。
図９より、相対位相誤差φ１の時Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ１−
ａ）分の減衰量変化量のデータをＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型減衰器制御回路３５に設定しておき、Δｃｈ側中
間周波数帯可変型減衰器１６の減衰量を（ａ１−ａ）だ
け変化させることによりレーダ受信機を調整する。
受信機において、ローパスフィルタ３３から出力される
直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤差は
φ１、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶａの
時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａであるとする。
図９より、相対位相誤差φ１の時Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ１−
ａ）分の減衰量変化量のデータをＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型減衰器制御回路３５に設定しておき、Δｃｈ側中
間周波数帯可変型減衰器１６の減衰量を（ａ１−ａ）だ
け変化させることによりレーダ受信機を調整する。
【００２９】以上のように本実施例によれば、従来のレ
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１７、
可変型減衰器制御回路３２、可変型移相器制御回路３４
が不要となり、可変型減衰器制御回路３２とほぼ同等規
模の、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路
３５を用いることにより、角度誤差電圧の変動を抑圧す
ることができる。
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１７、
可変型減衰器制御回路３２、可変型移相器制御回路３４
が不要となり、可変型減衰器制御回路３２とほぼ同等規
模の、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路
３５を用いることにより、角度誤差電圧の変動を抑圧す
ることができる。
【００３０】実施例２．図２は、この発明の実施例２の
レーダ受信機の構成を示すブロック図である。図におい
て１〜５，７〜１５，１７〜３１，３３は図６で示した
従来例と同様であり、３６はＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変移相器制御回路である。
レーダ受信機の構成を示すブロック図である。図におい
て１〜５，７〜１５，１７〜３１，３３は図６で示した
従来例と同様であり、３６はＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変移相器制御回路である。
【００３１】次に動作について説明する。図２において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１２に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜５，７〜１５，１
７〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１２に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜５，７〜１５，１
７〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
【００３２】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ×ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有するとき角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ×ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有するとき角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００３３】図９にＡ×ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００３４】図２に示したこの発明の実施例２のレーダ
受信機において、ローパスフィルタ３３から出力される
直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤差は
φ、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶａの時
ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとする。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータをＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型移相器制御回路３６に設定しておき、Δｃｈ側中
間周波数帯可変型移相器１７の移相量を（φ１−φ）だ
け変化させることによりレーダ受信機を調整する。
受信機において、ローパスフィルタ３３から出力される
直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤差は
φ、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶａの時
ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとする。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータをＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型移相器制御回路３６に設定しておき、Δｃｈ側中
間周波数帯可変型移相器１７の移相量を（φ１−φ）だ
け変化させることによりレーダ受信機を調整する。
【００３５】以上のように本実施例によれば、従来のレ
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器６、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１６、
可変型減衰器制御回路３２、可変型移相器制御回路３４
が不要となり、可変型移相器制御回路３２とほぼ同等規
模の、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路
３６を用いることにより、角度誤差電圧の変動を抑圧す
ることができる。
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器６、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１６、
可変型減衰器制御回路３２、可変型移相器制御回路３４
が不要となり、可変型移相器制御回路３２とほぼ同等規
模の、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路
３６を用いることにより、角度誤差電圧の変動を抑圧す
ることができる。
【００３６】実施例３．図３は、この発明の実施例３の
レーダ受信機の構成を示すブロック図である。図におい
て１〜５，８〜１５，１８〜３１，３３は図６で示した
従来例と同様であり、３５はＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変減衰器制御回路、３７はΣｃｈ側高周波帯可変型
減衰器、３８はΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器である。
レーダ受信機の構成を示すブロック図である。図におい
て１〜５，８〜１５，１８〜３１，３３は図６で示した
従来例と同様であり、３５はＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変減衰器制御回路、３７はΣｃｈ側高周波帯可変型
減衰器、３８はΔｃｈ側高周波帯可変型減衰器である。
【００３７】次に動作について説明する。図３において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１２に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜５，８〜１５，１
８〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１２に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜５，８〜１５，１
８〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
【００３８】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ×ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有するとき角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ×ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有するとき角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００３９】図９にＡ×ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００４０】図３に示したこの発明の実施例３のレーダ
受信機において、ローパスフィルタ３３から出力される
直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤差は
φ１、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶａの
時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａであるとする。
図９より、相対位相誤差φ１の時Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ１−
ａ）分の減衰量変化量のデータをＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型減衰器制御回路３５に設定しておき、Δｃｈ側高
周波帯可変型減衰器３８の減衰量を（ａ１−ａ）だけ変
化させることによりレーダ受信機を調整する。
受信機において、ローパスフィルタ３３から出力される
直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤差は
φ１、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶａの
時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａであるとする。
図９より、相対位相誤差φ１の時Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対振幅誤差をａ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（ａ１−
ａ）分の減衰量変化量のデータをＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型減衰器制御回路３５に設定しておき、Δｃｈ側高
周波帯可変型減衰器３８の減衰量を（ａ１−ａ）だけ変
化させることによりレーダ受信機を調整する。
【００４１】以上のように本実施例によれば、従来のレ
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１７、
可変型減衰器制御回路３２、可変型移相器制御回路３４
が不要となり、Σｃｈ側中間周波数帯可変減衰器６のか
わりにΣｃｈ側高周波帯可変型減衰器３７を設け、Σｃ
ｈ側中間周波数帯可変型減衰器１６のかわりにΔｃｈ側
高周波帯可変型減衰器３８を設けて、Δｃｈ側高周波帯
可変型減衰器３８と、可変型減衰器制御回路３２とほぼ
同等規模の、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制
御回路３５を用いることにより、角度誤差電圧の変動を
抑圧することができる。
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器７、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１７、
可変型減衰器制御回路３２、可変型移相器制御回路３４
が不要となり、Σｃｈ側中間周波数帯可変減衰器６のか
わりにΣｃｈ側高周波帯可変型減衰器３７を設け、Σｃ
ｈ側中間周波数帯可変型減衰器１６のかわりにΔｃｈ側
高周波帯可変型減衰器３８を設けて、Δｃｈ側高周波帯
可変型減衰器３８と、可変型減衰器制御回路３２とほぼ
同等規模の、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制
御回路３５を用いることにより、角度誤差電圧の変動を
抑圧することができる。
【００４２】実施例４．図４は、この発明の実施例４の
レーダ受信機の構成を示すブロック図である。図におい
て１〜５，８〜１５，１８〜３１，３３は図６で示した
従来例と同様であり、３６はＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変移相器制御回路、３９はΣｃｈ側高周波帯可変型
移相器、４０はΔｃｈ側高周波帯可変型移相器である。
レーダ受信機の構成を示すブロック図である。図におい
て１〜５，８〜１５，１８〜３１，３３は図６で示した
従来例と同様であり、３６はＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変移相器制御回路、３９はΣｃｈ側高周波帯可変型
移相器、４０はΔｃｈ側高周波帯可変型移相器である。
【００４３】次に動作について説明する。図４において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１２に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜５，８〜１５，１
８〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１２に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜５，８〜１５，１
８〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
【００４４】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ×ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有するとき角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ×ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有するとき角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００４５】図９にＡ×ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００４６】図４に示したこの発明の実施例４のレーダ
受信機において、ローパスフィルタ３３から出力される
直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤差は
φ、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶａの時
ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとする。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータをＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型移相器制御回路３６に設定しておき、Δｃｈ側高
周波帯可変型移相器４０の移相量を（φ１−φ）だけ変
化させることによりレーダ受信機を調整する。
受信機において、ローパスフィルタ３３から出力される
直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤差は
φ、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶａの時
ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとする。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータをＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型移相器制御回路３６に設定しておき、Δｃｈ側高
周波帯可変型移相器４０の移相量を（φ１−φ）だけ変
化させることによりレーダ受信機を調整する。
【００４７】以上のように本実施例によれば、従来のレ
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器６、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１６、
可変型減衰器制御回路３２、可変型移相器制御回路３４
が不要となり、Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器７の
かわりにΣｃｈ側高周波帯可変型移相器３９を設け、Σ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１７のかわりにΔｃｈ
側高周波帯可変型移相器４０を設けて、Δｃｈ側高周波
帯可変型移相器４０と、可変型移相器制御回路３４とほ
ぼ同等規模の、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器
制御回路３６を用いることにより、角度誤差電圧の変動
を抑圧することができる。
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器６、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１６、
可変型減衰器制御回路３２、可変型移相器制御回路３４
が不要となり、Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器７の
かわりにΣｃｈ側高周波帯可変型移相器３９を設け、Σ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１７のかわりにΔｃｈ
側高周波帯可変型移相器４０を設けて、Δｃｈ側高周波
帯可変型移相器４０と、可変型移相器制御回路３４とほ
ぼ同等規模の、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器
制御回路３６を用いることにより、角度誤差電圧の変動
を抑圧することができる。
【００４８】実施例５．図５は、この発明の実施例５の
レーダ受信機の構成を示すブロック図である。図におい
て１〜５，８〜１５，１８〜３１，３３は図６で示した
従来例と同様であり、３６はＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変移相器制御回路、４１はΣｃｈ側局部信号可変型
移相器、４２はΔｃｈ側局部信号可変型移相器である。
レーダ受信機の構成を示すブロック図である。図におい
て１〜５，８〜１５，１８〜３１，３３は図６で示した
従来例と同様であり、３６はＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変移相器制御回路、４１はΣｃｈ側局部信号可変型
移相器、４２はΔｃｈ側局部信号可変型移相器である。
【００４９】次に動作について説明する。図５において
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１２に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜５，８〜１５，１
８〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
Σｃｈ側高周波信号入力端子２とΔｃｈ側高周波信号入
力端子１２に試験調整用信号である同位相・同振幅のＣ
Ｗ信号を入力する。図１における１〜５，８〜１５，１
８〜３１，３３の動作は従来例と同様であり、Σｃｈ・
Δｃｈ間相対位相誤差に相当する直流電圧Ｖφがローパ
スフィルタ３３から出力し、Σｃｈ・Δｃｈ間相対振幅
誤差に相当する直流電圧Ｖａが差動増幅器３１から出力
する。
【００５０】数１で示したように、ΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ×ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有するとき角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
相対振幅誤差及び相対位相誤差がいずれも零である場合
の角度誤差電圧をＥとすると、角度誤差電圧Ｅの変動が
無ければ数２で示されるＥ’にはＥ’＝Ｅの関係が成立
する。よって数３よりΔＥ＝Ｅ’／Ｅ＝Ａ×ＣＯＳΦ＝
１が成立する時に相対振幅誤差＝相対位相誤差＝零と等
価となるため、Σｃｈビデオ信号とΔｃｈビデオ信号が
Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満足する相対振幅誤差Ａ、相対位相
誤差Φを有するとき角度誤差電圧Ｅの変動は抑圧される
ことになる。
【００５１】図９にＡ×ＣＯＳΦ＝１の曲線を示す。横
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
軸はΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差Ａ、縦軸はΣｃｈ
とΔｃｈ間の相対位相誤差Φである。
【００５２】図５に示したこの発明の実施例５のレーダ
受信機において、ローパスフィルタ３３から出力される
直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤差は
φ、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶａの時
ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとする。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータをＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型可変移相器制御回路３６に設定しておき、Δｃｈ
側局部信号可変型移相器４２の移相量を（φ１−φ）だ
け変化させることによりレーダ受信機を調整する。
受信機において、ローパスフィルタ３３から出力される
直流電圧がＶφの時ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相誤差は
φ、差動増幅器３１から出力される直流電圧がＶａの時
ΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅誤差はａ１であるとする。
図９より、相対振幅誤差ａ１の時Ａ×ＣＯＳΦ＝１を満
足するためには相対位相誤差をφ１にすれば角度誤差電
圧Ｅの変動は抑圧されることになる。よって、（φ１−
φ）分の移相量変化量のデータをＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型可変移相器制御回路３６に設定しておき、Δｃｈ
側局部信号可変型移相器４２の移相量を（φ１−φ）だ
け変化させることによりレーダ受信機を調整する。
【００５３】以上のように本実施例によれば、従来のレ
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器６、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１６、
可変型減衰器制御回路３２、可変型移相器制御回路３４
が不要となり、Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器７の
かわりにΣｃｈ側局部信号可変型移相器４１を設け、Σ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１７のかわりにΔｃｈ
側局部信号可変型移相器４２を設けて、Δｃｈ側局部信
号可変型移相器４２と、可変型移相器制御回路３４とほ
ぼ同等規模の、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器
制御回路３６を用いることにより、角度誤差電圧の変動
を抑圧することができる。
ーダ受信機を示す図６中の、Σｃｈ側中間周波数帯可変
型減衰器６、Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器１６、
可変型減衰器制御回路３２、可変型移相器制御回路３４
が不要となり、Σｃｈ側中間周波数帯可変型移相器７の
かわりにΣｃｈ側局部信号可変型移相器４１を設け、Σ
ｃｈ側中間周波数帯可変型移相器１７のかわりにΔｃｈ
側局部信号可変型移相器４２を設けて、Δｃｈ側局部信
号可変型移相器４２と、可変型移相器制御回路３４とほ
ぼ同等規模の、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器
制御回路３６を用いることにより、角度誤差電圧の変動
を抑圧することができる。
【００５４】上記実施例では、Δｃｈ側の振幅もしくは
位相を調整することで角度誤差電圧の変動ΔＥを抑圧し
たが、Σｃｈ側についても同様の結果を得ることができ
る。
位相を調整することで角度誤差電圧の変動ΔＥを抑圧し
たが、Σｃｈ側についても同様の結果を得ることができ
る。
【００５５】
【発明の効果】この発明の実施例１によれば、レーダ受
信機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間
の相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波
数帯可変型移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器
と可変型移相器制御回路と可変型減衰器制御回路を削除
し、Δｃｈ側中間周波数帯可変減衰器と、可変型減衰器
制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型
可変減衰器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅
の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるように
したので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の短縮
が同時に可能となる。
信機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間
の相対位相バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波
数帯可変型移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器
と可変型移相器制御回路と可変型減衰器制御回路を削除
し、Δｃｈ側中間周波数帯可変減衰器と、可変型減衰器
制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型
可変減衰器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間の相対振幅
の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるように
したので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の短縮
が同時に可能となる。
【００５６】この発明の実施例２によれば、レーダ受信
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と可変型移相器制御回路を削除
し、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、可変型移相
器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変移相器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位
相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよう
にしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の短
縮が同時に可能となる。
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と可変型移相器制御回路を削除
し、Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と、可変型移相
器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変移相器制御回路によるΣｃｈとΔｃｈ間の相対位
相の調整のみで、角度誤差電圧の変動を抑圧できるよう
にしたので、レーダ受信機の小型化と試験調整時間の短
縮が同時に可能となる。
【００５７】この発明の実施例３によれば、レーダ受信
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型移相
器と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型移相
器と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
【００５８】この発明の実施例４によれば、レーダ受信
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰
器と、可変型減衰器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対振幅の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側高周波帯可変型減衰
器と、可変型減衰器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対振幅の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
【００５９】この発明の実施例５によれば、レーダ受信
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側局部信号可変型移相
器と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
機は、従来のレーダ受信機におけるΣｃｈとΔｃｈ間の
相対振幅バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数
帯可変型減衰器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器と
可変型減衰器制御回路と、ΣｃｈとΔｃｈ間の相対位相
バランス調整に用いていたΣｃｈ側中間周波数帯可変型
移相器とΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器と可変型移
相器制御回路とを削除し、Δｃｈ側局部信号可変型移相
器と、可変型移相器制御回路とほぼ同等規模のＡ×ＣＯ
ＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路によるΣｃｈと
Δｃｈ間の相対位相の調整のみで、角度誤差電圧の変動
を抑圧できるようにしたので、レーダ受信機の小型化と
試験調整時間の短縮が同時に可能となる。
【図１】 この発明の実施例１によるレーダ受信機の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】 この発明の実施例２によるレーダ受信機の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図３】 この発明の実施例３によるレーダ受信機の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図４】 この発明の実施例４によるレーダ受信機の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図５】 この発明の実施例５によるレーダ受信機の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図６】 従来のこの種のレーダ受信機の構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図７】 アンテナビームのビームパターンと角度誤差
電圧を示す図である。
電圧を示す図である。
【図８】 Σｃｈ，Δｃｈ間に相対位相誤差Φ、相対振
幅誤差Ａがあった場合のΣｃｈ，Δｃｈ出力ビデオ信号
のベクトル表示を示す図である。
幅誤差Ａがあった場合のΣｃｈ，Δｃｈ出力ビデオ信号
のベクトル表示を示す図である。
【図９】 Ａ×ＣＯＳΦ＝１を表す曲線を示す図であ
る。
る。
１ 受信機、２ Σｃｈ側高周波信号入力端子、３ Σ
ｃｈ側低雑音増幅器、４ Σｃｈ側ミキサ、５ Σｃｈ
側中間周波数帯バンドパスフィルタ、６ Σｃｈ側中間
周波数帯可変型減衰器、７ Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器、８Σｃｈ側中間周波数帯増幅器、９ Σｃｈ
側位相検波器、１０ 第１のΣｃｈ側Ｔ分岐、１１ Σ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子、１２ Δｃｈ側高周波信号
入力端子、１３ Δｃｈ側低雑音増幅器、１４ Δｃｈ
側ミキサ、１５ Δｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィ
ルタ、１６ Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、１７
Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、１８ Δｃｈ側中
間周波数帯増幅器、１９ Δｃｈ側位相検波器、２０
第１のΔｃｈ側Ｔ分岐、２１ Δｃｈ側ビデオ信号出力
端子、２２ 局部信号入力端子、２３ 局部信号パワー
ディバイダ、２４ ＣＯＨＯ信号発生源、２５ ＣＯＨ
Ｏ信号パワーディバイダ、２６ 第２のΣｃｈ側Ｔ分
岐、２７ 第２のΔｃｈ側Ｔ分岐、２８ 位相検波器、
２９ 第１の振幅検波器、３０ 第２の振幅検波器、３
１ 差動増幅器、３２ 可変型減衰器制御回路、３３
ローパスフィルタ、３４ 可変型移相器制御回路、３５
Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路、３
６ Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路、
３７ Σｃｈ側高周波帯可変型減衰器、３８ Δｃｈ側
高周波帯可変減衰器、３９ Σｃｈ側高周波帯可変型移
相器、４０ Δｃｈ側高周波帯可変型移相器、４１ Σ
ｃｈ側局部信号可変型移相器、４２ Δｃｈ側局部信号
可変型移相器。
ｃｈ側低雑音増幅器、４ Σｃｈ側ミキサ、５ Σｃｈ
側中間周波数帯バンドパスフィルタ、６ Σｃｈ側中間
周波数帯可変型減衰器、７ Σｃｈ側中間周波数帯可変
型移相器、８Σｃｈ側中間周波数帯増幅器、９ Σｃｈ
側位相検波器、１０ 第１のΣｃｈ側Ｔ分岐、１１ Σ
ｃｈ側ビデオ信号出力端子、１２ Δｃｈ側高周波信号
入力端子、１３ Δｃｈ側低雑音増幅器、１４ Δｃｈ
側ミキサ、１５ Δｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィ
ルタ、１６ Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器、１７
Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器、１８ Δｃｈ側中
間周波数帯増幅器、１９ Δｃｈ側位相検波器、２０
第１のΔｃｈ側Ｔ分岐、２１ Δｃｈ側ビデオ信号出力
端子、２２ 局部信号入力端子、２３ 局部信号パワー
ディバイダ、２４ ＣＯＨＯ信号発生源、２５ ＣＯＨ
Ｏ信号パワーディバイダ、２６ 第２のΣｃｈ側Ｔ分
岐、２７ 第２のΔｃｈ側Ｔ分岐、２８ 位相検波器、
２９ 第１の振幅検波器、３０ 第２の振幅検波器、３
１ 差動増幅器、３２ 可変型減衰器制御回路、３３
ローパスフィルタ、３４ 可変型移相器制御回路、３５
Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路、３
６ Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路、
３７ Σｃｈ側高周波帯可変型減衰器、３８ Δｃｈ側
高周波帯可変減衰器、３９ Σｃｈ側高周波帯可変型移
相器、４０ Δｃｈ側高周波帯可変型移相器、４１ Σ
ｃｈ側局部信号可変型移相器、４２ Δｃｈ側局部信号
可変型移相器。
Claims (5)
- 【請求項１】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続された高周波信号と局部信号
をミキシングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキ
サの出力端に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側中間周
波数帯バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中間周波数
帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΣｃｈ側中
間周波数帯可変型減衰器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯
可変型減衰器の出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数
帯増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端
に接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記高周波パルス
受信信号のΔｃｈ側入力端に接続されたΔｃｈ側低雑音
増幅器と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器の出力端に接続さ
れた高周波信号と局部信号をミキシングするΔｃｈ側ミ
キサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続され不要波
を抑圧するΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ
と、上記Δｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタの出
力端に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器
と、上記Δｃｈ側中間周波数帯可変型減衰器の出力端に
接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ
側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側位
相検波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続さ
れた第１のΔｃｈ側Ｔ分岐と、局部信号入力端子に接続
された局部信号パワーディバイダと、ＣＯＨＯ信号発生
源と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端に接続されたＣ
ＯＨＯ信号パワーディバイダと、上記Σｃｈ側位相検波
器の出力端に接続された第１のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記
第１のΣｃｈ側Ｔ分岐の一方の出力端に接続された第２
のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端
に接続された第１のΔｃｈ側Ｔ分岐と、上記第１のΔｃ
ｈ側Ｔ分岐の一方の出力端に接続された第２のΔｃｈ側
Ｔ分岐と、上記第２のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第２のΔｃ
ｈ側Ｔ分岐のそれぞれの一方の出力端に接続された位相
検波器と、上記位相検波器の出力端に接続されたローパ
スフィルタと、上記第２のΣｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の
出力端に接続された第１の振幅検波器と、上記第２のΔ
ｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の出力端に接続された第２の振
幅検波器と、上記第１の振幅検波器と第２の振幅検波器
の出力端に接続された差動増幅器と、上記ローパスフィ
ルタの出力端と差動増幅器の出力端に接続された、Ａ×
ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路とで構成さ
れ、上記第１のΣｃｈ側Ｔ分岐出力のΣｃｈビデオ信号
と、上記第１のΔｃｈ側Ｔ分岐出力のΔｃｈビデオ信号
の相対位相誤差Φ及び相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔ
ｃｈとの角度誤差電圧の変動を抑圧するのに必要な減衰
量を求め、上記Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型減衰器制御
回路により所望の減衰量を上記Δｃｈ側中間周波数帯可
変型減衰器に対し設定する手段とを備えたことを特徴と
するレーダ受信機。 - 【請求項２】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続された高周波信号と局部信号
をミキシングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキ
サの出力端に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側中間周
波数帯バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中間周波数
帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΣｃｈ側中
間周波数帯可変型移相器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯
可変型移相器の出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数
帯増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端
に接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記高周波パルス
受信信号のΔｃｈ側入力端に接続されたΔｃｈ側低雑音
増幅器と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器の出力端に接続さ
れた高周波信号と局部信号をミキシングするΔｃｈ側ミ
キサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続され不要波
を抑圧するΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタ
と、上記Δｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィルタの出
力端に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯可変型移相器
と、上記Δｃｈ側中間周波数帯可変型移相器の出力端に
接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ
側中間周波数帯増幅器の出力端に接続されたΔｃｈ側位
相検波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続さ
れた第１のΔｃｈ側Ｔ分岐と、局部信号入力端子に接続
された局部信号パワーディバイダと、ＣＯＨＯ信号発生
源と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端に接続されたＣ
ＯＨＯ信号パワーディバイダと、上記Σｃｈ側位相検波
器の出力端に接続された第１のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記
第１のΣｃｈ側Ｔ分岐の一方の出力端に接続された第２
のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端
に接続された第１のΔｃｈ側Ｔ分岐と、上記第１のΔｃ
ｈ側Ｔ分岐の一方の出力端に接続された第２のΔｃｈ側
Ｔ分岐と、上記第２のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第２のΔｃ
ｈ側Ｔ分岐のそれぞれの一方の出力端に接続された位相
検波器と、上記位相検波器の出力端に接続されたローパ
スフィルタと、上記第２のΣｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の
出力端に接続された第１の振幅検波器と、上記第２のΔ
ｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の出力端に接続された第２の振
幅検波器と、上記第１の振幅検波器と第２の振幅検波器
の出力端に接続された差動増幅器と、上記ローパスフィ
ルタの出力端と差動増幅器の出力端に接続された、Ａ×
ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路とで構成さ
れ、上記第１のΣｃｈ側Ｔ分岐出力のΣｃｈビデオ信号
と、上記第１のΔｃｈ側Ｔ分岐出力のΔｃｈビデオ信号
の相対位相誤差Φ及び相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔ
ｃｈとの角度誤差電圧の変動を抑圧するのに必要な移相
量を求め、上記Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器
制御回路により所望の移相量を上記Δｃｈ側中間周波数
帯可変型移相器に対し設定する手段とを備えたことを特
徴とするレーダ受信機。 - 【請求項３】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波帯可変
型減衰器と、上記Σｃｈ側高周波帯可変減衰器の出力端
に接続された高周波信号と局部信号をミキシングするΣ
ｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力端に接続さ
れ不要波を抑圧するΣｃｈ側中間周波数帯バンドパスフ
ィルタと、上記Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィル
タの出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯増幅器
と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続さ
れたΣｃｈ側位相検波器と、上記高周波パルス受信信号
のΔｃｈ側入力端に接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器
と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器の出力端に接続されたΔ
ｃｈ側高周波帯可変減衰器と、上記Δｃｈ側高周波帯可
変型減衰器の出力端に接続された高周波信号と局部信号
をミキシングするΔｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキ
サの出力端に接続され不要波を抑圧するΔｃｈ側中間周
波数帯バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側中間周波数
帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΔｃｈ側中
間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中間周波数帯増幅器
の出力端に接続されたΔｃｈ側位相検波器と、上記Δｃ
ｈ側位相検波器の出力端に接続された第１のΔｃｈ側Ｔ
分岐と、局部信号入力端子に接続された局部信号パワー
ディバイダと、ＣＯＨＯ信号発生源と、上記ＣＯＨＯ信
号発生源の出力端に接続されたＣＯＨＯ信号パワーディ
バイダと、上記Σｃｈ側位相検波器の出力端に接続され
た第１のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記第１のΣｃｈ側Ｔ分岐
の一方の出力端に接続された第２のΣｃｈ側Ｔ分岐と、
上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続された第１のΔ
ｃｈ側Ｔ分岐と、上記第１のΔｃｈ側Ｔ分岐の一方の出
力端に接続された第２のΔｃｈ側Ｔ分岐と、上記第２の
Σｃｈ側Ｔ分岐と上記第２のΔｃｈ側Ｔ分岐のそれぞれ
の一方の出力端に接続された位相検波器と、上記位相検
波器の出力端に接続されたローパスフィルタと、上記第
２のΣｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の出力端に接続された第
１の振幅検波器と、上記第２のΔｃｈ側Ｔ分岐のもう一
方の出力端に接続された第２の振幅検波器と、上記第１
の振幅検波器と第２の振幅検波器の出力端に接続された
差動増幅器と、上記ローパスフィルタの出力端と差動増
幅器の出力端に接続された、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵
型可変減衰器制御回路とで構成され、上記第１のΣｃｈ
側Ｔ分岐出力のΣｃｈビデオ信号と、上記第１のΔｃｈ
側Ｔ分岐出力のΔｃｈビデオ信号の相対位相誤差Φ及び
相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈとの角度誤差電圧
の変動を抑圧するのに必要な減衰量を求め、上記Ａ×Ｃ
ＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変減衰器制御回路により所望の
減衰量を上記Δｃｈ側高周波帯可変型減衰器に対し設定
する手段とを備えたことを特徴とするレーダ受信機。 - 【請求項４】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続されたΣｃｈ側高周波帯可変
型移相器と、上記Σｃｈ側高周波帯可変移相器の出力端
に接続された高周波信号と局部信号をミキシングするΣ
ｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキサの出力端に接続さ
れ不要波を抑圧するΣｃｈ側中間周波数帯バンドパスフ
ィルタと、上記Σｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィル
タの出力端に接続されたΣｃｈ側中間周波数帯増幅器
と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続さ
れたΣｃｈ側位相検波器と、上記高周波パルス受信信号
のΔｃｈ側入力端に接続されたΔｃｈ側低雑音増幅器
と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器の出力端に接続されたΔ
ｃｈ側高周波帯可変型移相器と、上記Δｃｈ側高周波帯
可変型移相器の出力端に接続された高周波信号と局部信
号をミキシングするΔｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミ
キサの出力端に接続され不要波を抑圧するΔｃｈ側中間
周波数帯バンドパスフィルタと、上記Δｃｈ側中間周波
数帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΔｃｈ側
中間周波数帯増幅器と、上記Δｃｈ側中間周波数帯増幅
器の出力端に接続されたΔｃｈ側位相検波器と、上記Δ
ｃｈ側位相検波器の出力端に接続された第１のΔｃｈ側
Ｔ分岐と、局部信号入力端子に接続された局部信号パワ
ーディバイダと、ＣＯＨＯ信号発生源と、上記ＣＯＨＯ
信号発生源の出力端に接続されたＣＯＨＯ信号パワーデ
ィバイダと、上記Σｃｈ側位相検波器の出力端に接続さ
れた第１のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記第１のΣｃｈ側Ｔ分
岐の一方の出力端に接続された第２のΣｃｈ側Ｔ分岐
と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に接続された第１
のΔｃｈ側Ｔ分岐と、上記第１のΔｃｈ側Ｔ分岐の一方
の出力端に接続された第２のΔｃｈ側Ｔ分岐と、上記第
２のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第２のΔｃｈ側Ｔ分岐のそれ
ぞれの一方の出力端に接続された位相検波器と、上記位
相検波器の出力端に接続されたローパスフィルタと、上
記第２のΣｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の出力端に接続され
た第１の振幅検波器と、上記第２のΔｃｈ側Ｔ分岐のも
う一方の出力端に接続された第２の振幅検波器と、上記
第１の振幅検波器と第２の振幅検波器の出力端に接続さ
れた差動増幅器と、上記ローパスフィルタの出力端と差
動増幅器の出力端に接続された、Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線
内蔵型可変移相器制御回路とで構成され、上記第１のΣ
ｃｈ側Ｔ分岐出力のΣｃｈビデオ信号と、上記第１のΔ
ｃｈ側Ｔ分岐出力のΔｃｈビデオ信号の相対位相誤差Φ
及び相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔｃｈとの角度誤差
電圧の変動を抑圧するのに必要な移相量を求め、上記Ａ
×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型移相器制御回路により所望の
移相量を上記Δｃｈ側高周波帯可変型移相器に対し設定
する手段とを備えたことを特徴とするレーダ受信機。 - 【請求項５】 高周波パルス受信信号のΣｃｈ側入力端
に接続されたΣｃｈ側低雑音増幅器と、上記Σｃｈ側低
雑音増幅器の出力端に接続された高周波信号と局部信号
をミキシングするΣｃｈ側ミキサと、上記Σｃｈ側ミキ
サの出力端に接続され不要波を抑圧するΣｃｈ側中間周
波数帯バンドパスフィルタと、上記Σｃｈ側中間周波数
帯バンドパスフィルタの出力端に接続されたΣｃｈ側中
間周波数帯増幅器と、上記Σｃｈ側中間周波数帯増幅器
の出力端に接続されたΣｃｈ側位相検波器と、上記高周
波パルス受信信号のΔｃｈ側入力端に接続されたΔｃｈ
側低雑音増幅器と、上記Δｃｈ側低雑音増幅器の出力端
に接続された高周波信号と局部信号をミキシングするΔ
ｃｈ側ミキサと、上記Δｃｈ側ミキサの出力端に接続さ
れ不要波を抑圧するΔｃｈ側中間周波数帯バンドパスフ
ィルタと、上記Δｃｈ側中間周波数帯バンドパスフィル
タの出力端に接続されたΔｃｈ側中間周波数帯増幅器
と、上記Δｃｈ側中間周波数帯増幅器の出力端に接続さ
れたΔｃｈ側位相検波器と、上記Δｃｈ側位相検波器の
出力端に接続された第１のΔｃｈ側Ｔ分岐と、局部信号
入力端子に接続された局部信号パワーディバイダと、上
記局部信号パワーディバイダとΣｃｈ側ミキサの間に接
続されたΣｃｈ側局部信号可変型移相器と、上記局部信
号パワーディバイダとΔｃｈ側ミキサの間に接続された
Δｃｈ側局部信号可変型移相器と、ＣＯＨＯ信号発生源
と、上記ＣＯＨＯ信号発生源の出力端に接続されたＣＯ
ＨＯ信号パワーディバイダと、上記Σｃｈ側位相検波器
の出力端に接続された第１のΣｃｈ側Ｔ分岐と、上記第
１のΣｃｈ側Ｔ分岐の一方の出力端に接続された第２の
Σｃｈ側Ｔ分岐と、上記Δｃｈ側位相検波器の出力端に
接続された第１のΔｃｈ側Ｔ分岐と、上記第１のΔｃｈ
側Ｔ分岐の一方の出力端に接続された第２のΔｃｈ側Ｔ
分岐と、上記第２のΣｃｈ側Ｔ分岐と上記第２のΔｃｈ
側Ｔ分岐のそれぞれの一方の出力端に接続された位相検
波器と、上記位相検波器の出力端に接続されたローパス
フィルタと、上記第２のΣｃｈ側Ｔ分岐のもう一方の出
力端に接続された第１の振幅検波器と、上記第２のΔｃ
ｈ側Ｔ分岐のもう一方の出力端に接続された第２の振幅
検波器と、上記第１の振幅検波器と第２の振幅検波器の
出力端に接続された差動増幅器と、上記ローパスフィル
タの出力端と差動増幅器の出力端に接続された、Ａ×Ｃ
ＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器制御回路とで構成さ
れ、上記第１のΣｃｈ側Ｔ分岐出力のΣｃｈビデオ信号
と、上記第１のΔｃｈ側Ｔ分岐出力のΔｃｈビデオ信号
の相対位相誤差Φ及び相対振幅誤差Ａから、ΣｃｈとΔ
ｃｈとの角度誤差電圧の変動を抑圧するのに必要な移相
量を求め、上記Ａ×ＣＯＳΦ＝１曲線内蔵型可変移相器
制御回路により所望の移相量を上記Δｃｈ側局部信号可
変型移相器に対し設定する手段とを備えたことを特徴と
するレーダ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22408695A JPH0968570A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | レーダ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22408695A JPH0968570A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | レーダ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0968570A true JPH0968570A (ja) | 1997-03-11 |
Family
ID=16808341
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22408695A Pending JPH0968570A (ja) | 1995-08-31 | 1995-08-31 | レーダ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0968570A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016104521A1 (ja) * | 2014-12-25 | 2016-06-30 | 三菱電機株式会社 | 周波数変換装置 |
-
1995
- 1995-08-31 JP JP22408695A patent/JPH0968570A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016104521A1 (ja) * | 2014-12-25 | 2016-06-30 | 三菱電機株式会社 | 周波数変換装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5307284A (en) | Vector network analyzer | |
| US7218272B2 (en) | Reducing antenna boresight error | |
| US20100056070A1 (en) | Digital signal processor | |
| US4091387A (en) | Beam forming network | |
| US4812849A (en) | Nonquadrature correction circuit | |
| CA2106969A1 (en) | A synthetic aperture radar | |
| JPH0968570A (ja) | レーダ受信機 | |
| US6639547B2 (en) | System for functional testing in a continuous-wave radar | |
| JPH07218616A (ja) | レーダ受信機 | |
| US12061249B1 (en) | Radar transmit bandwidth augmentation | |
| JPH07234276A (ja) | 角度検出装置及び角度検出方法及びレーダ装置 | |
| JPH01195374A (ja) | アンテナ測定方式 | |
| US3750173A (en) | Frequency translating repeater (boomerang) using single-sideband techniques | |
| US4028708A (en) | Antenna feed for dual beam conical scan tracking radar | |
| JPH10246775A (ja) | レーダ受信機 | |
| JP2001133531A (ja) | レーダ受信機 | |
| JP2000180533A (ja) | レーダ受信機 | |
| US3271770A (en) | Antenna phasing control system | |
| JP2000101327A (ja) | アンテナ分解能を向上させた電波受信装置 | |
| JPH10332811A (ja) | レーダ装置 | |
| JP2600770B2 (ja) | フェーズドアレイレーダ装置 | |
| JPH08248121A (ja) | レーダ受信機 | |
| JPH032688A (ja) | フェーズドアレイレーダ | |
| JP2619556B2 (ja) | 衛星放送受信用自動追尾アンテナの位相モノパルス回路 | |
| JPH03219711A (ja) | イメージキャンセルミキサ |