JPS61296276A - 周波数弁別器 - Google Patents
周波数弁別器Info
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- JPS61296276A JPS61296276A JP61127122A JP12712286A JPS61296276A JP S61296276 A JPS61296276 A JP S61296276A JP 61127122 A JP61127122 A JP 61127122A JP 12712286 A JP12712286 A JP 12712286A JP S61296276 A JPS61296276 A JP S61296276A
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- Japan
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- frequency
- component
- channel
- delay
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/175—Spectrum analysis; Fourier analysis by delay means, e.g. tapped delay lines
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D9/00—Demodulation or transference of modulation of modulated electromagnetic waves
- H03D9/02—Demodulation using distributed inductance and capacitance, e.g. in feeder lines
- H03D9/04—Demodulation using distributed inductance and capacitance, e.g. in feeder lines for angle-modulated oscillations
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- Electromagnetism (AREA)
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は一般に同調可能発振器の位相雑音を測定する際
に使用して好適な周波数弁別器に関するものであり、更
に特定すれば、遅延線を１史用する周波数弁別器に関す
る。
に使用して好適な周波数弁別器に関するものであり、更
に特定すれば、遅延線を１史用する周波数弁別器に関す
る。
位相雑音はトンゲラレーダや宇宙遠隔計測システムおよ
び通信リンクのような、多くの無線周波およびマイクロ
波システムにおいて限定要因でああ るため、位相雑音本測定し、特定することはますます重
要になってきている。数棟の蹟なる形式の周波数弁別器
が開発され゛〔おり、Ｕ ＨＦ帯用として共振器、￥Ｈ
Ｆ、Ｕｌ−（Ｆおよびマイクロ波帯用として伝送線路、
そし−Ｃ高マイクロ波帝用とし−〔導波管スタフと空胴
共壁器等がある。これらの分割器の中で、伝送線弁別器
が実用的位相雑音測定にとって最良のダイナミックレン
ジを示す。このような弁別器は１９７７年１月１１日Ｂ
ａｒｌｅｙ等に対して発行された米国特許第４．００２
，９６９号、１９７７年１月１１日Ａｓｈｌｅｙ等に対
して発行された第４，００２，９７０号％および１９７
７年１月１１日Ｒａ５ｔ等に発行された第４．００２，
９７１号等に開示されている。
び通信リンクのような、多くの無線周波およびマイクロ
波システムにおいて限定要因でああ るため、位相雑音本測定し、特定することはますます重
要になってきている。数棟の蹟なる形式の周波数弁別器
が開発され゛〔おり、Ｕ ＨＦ帯用として共振器、￥Ｈ
Ｆ、Ｕｌ−（Ｆおよびマイクロ波帯用として伝送線路、
そし−Ｃ高マイクロ波帝用とし−〔導波管スタフと空胴
共壁器等がある。これらの分割器の中で、伝送線弁別器
が実用的位相雑音測定にとって最良のダイナミックレン
ジを示す。このような弁別器は１９７７年１月１１日Ｂ
ａｒｌｅｙ等に対して発行された米国特許第４．００２
，９６９号、１９７７年１月１１日Ａｓｈｌｅｙ等に対
して発行された第４，００２，９７０号％および１９７
７年１月１１日Ｒａ５ｔ等に発行された第４．００２，
９７１号等に開示されている。
これらの伝送線弁別器においては、被試験信号は電力分
割器で信号チャネル成分と電力チャネル成分とに分割さ
れ、それぞれがミキサの入力に加えられる。伝送線は電
力分割器とミキサとの間の信号チャネルに含まれて周波
数変動を位相変動に変換する。ミキサからの出力信号は
被試験信号の周波数の相と差との成分を持っている。周
波数の和の成分はフィルタによりまたはミキサの出力に
応答する回路＃素の固有の帯域幅により除去されるので
、位相雑音を観測するには差信号（中間周波数または１
Ｆ成分と言う）だけが使用される。
割器で信号チャネル成分と電力チャネル成分とに分割さ
れ、それぞれがミキサの入力に加えられる。伝送線は電
力分割器とミキサとの間の信号チャネルに含まれて周波
数変動を位相変動に変換する。ミキサからの出力信号は
被試験信号の周波数の相と差との成分を持っている。周
波数の和の成分はフィルタによりまたはミキサの出力に
応答する回路＃素の固有の帯域幅により除去されるので
、位相雑音を観測するには差信号（中間周波数または１
Ｆ成分と言う）だけが使用される。
成る周波数雑音（遅延線により位相雑音に変換される）
を有する、試験中の単一周波数搬送波信号に対しては、
得られる出力成分は搬送波信号の平方に比例するＤＣ成
分と、位相雑音に比例するＡＣ成分と１位相雑音の高次
電力に比例するわずかな無視し得るＡＣ成分とを備えて
いるｃ、ＤＣ成分は信号チャネル成分と電力チャネル成
分とが確実に直角位相になる（すなわち、“９０°の位
相ずれに位相雑音による位相変動を加えたものになる）
ようにすれば除去される。ミキサ出力信号のＡＣ成分と
周波数雑音信号との間の比例定数（弁、別器定数と言わ
れている）は弁別器を校正して求められる。
を有する、試験中の単一周波数搬送波信号に対しては、
得られる出力成分は搬送波信号の平方に比例するＤＣ成
分と、位相雑音に比例するＡＣ成分と１位相雑音の高次
電力に比例するわずかな無視し得るＡＣ成分とを備えて
いるｃ、ＤＣ成分は信号チャネル成分と電力チャネル成
分とが確実に直角位相になる（すなわち、“９０°の位
相ずれに位相雑音による位相変動を加えたものになる）
ようにすれば除去される。ミキサ出力信号のＡＣ成分と
周波数雑音信号との間の比例定数（弁、別器定数と言わ
れている）は弁別器を校正して求められる。
これらの伝送線弁別器は、Ｖ）（Ｆ帯およびＵＨＦ帯の
位相雑音測定に使用するとき、信号チャネルか与基準チ
イ不ルかに基準径路と遅延信号径路とを直角位相にする
可変移相器を必要とする。この可変移相器を使用すると
弁別器の出費が増えるとともに雑音も増える。加えて、
弁別器定数を求める校正手順は長たらしく且つ普通は被
試験信号の制御された既知の周波数変調を行う必要があ
るので、余分な信号源を含む余分な機器が必要になる。
位相雑音測定に使用するとき、信号チャネルか与基準チ
イ不ルかに基準径路と遅延信号径路とを直角位相にする
可変移相器を必要とする。この可変移相器を使用すると
弁別器の出費が増えるとともに雑音も増える。加えて、
弁別器定数を求める校正手順は長たらしく且つ普通は被
試験信号の制御された既知の周波数変調を行う必要があ
るので、余分な信号源を含む余分な機器が必要になる。
弁別器の感度を最大にするには、全損失が８．７ｄＢと
なる最適伝送線路長が存在する。５００■ｈでは、これ
は約３００ナノ秒の遅延を生ずる良質同軸ケーブルの約
７０メートルに相当する。損失は周波数とともに増大す
るので、伝送線弁別器は５ＧＨｚ を超える搬送波周波
数の位相雑音の測定に使用することはできない。更に、
伝送線弁別器は複数個の異なる周波数で校正されなけれ
ばならないので、同調ＯＴ能な発振器の位相雑音測定に
使用するのは実用的でない。
なる最適伝送線路長が存在する。５００■ｈでは、これ
は約３００ナノ秒の遅延を生ずる良質同軸ケーブルの約
７０メートルに相当する。損失は周波数とともに増大す
るので、伝送線弁別器は５ＧＨｚ を超える搬送波周波
数の位相雑音の測定に使用することはできない。更に、
伝送線弁別器は複数個の異なる周波数で校正されなけれ
ばならないので、同調ＯＴ能な発振器の位相雑音測定に
使用するのは実用的でない。
本発明の目的は簡単な構成で位相雑音を測定できる周波
数弁別器を提供することである。
数弁別器を提供することである。
本発明の実施例によれば、最大数ギガヘルツの周波数を
発生する同調可能発振器の周波数雑音を測定する際の使
用に好適な周波数弁別器が提示される。被試験信号は電
力分割器により信号成分と基準成分とに分割され、そし
てそれぞれがミキサの入力に加えられる。静磁波遅延線
がこれらチャネルの一方に挿入され、そのチャネルの成
分をミキサに加える前に、そのチャネルに制御可能な遅
れを発生する。ミキサの出力信号は低域フィルタでろ波
され、そして低雑音増幅器で増幅され、そして雑音信号
を観測するスペクトラムアナライザに加えられる。
発生する同調可能発振器の周波数雑音を測定する際の使
用に好適な周波数弁別器が提示される。被試験信号は電
力分割器により信号成分と基準成分とに分割され、そし
てそれぞれがミキサの入力に加えられる。静磁波遅延線
がこれらチャネルの一方に挿入され、そのチャネルの成
分をミキサに加える前に、そのチャネルに制御可能な遅
れを発生する。ミキサの出力信号は低域フィルタでろ波
され、そして低雑音増幅器で増幅され、そして雑音信号
を観測するスペクトラムアナライザに加えられる。
静磁波遅延線は電磁コイルによる磁界に応じて静磁波遅
延線が発生する周波数応答を選択する。
延線が発生する周波数応答を選択する。
コイルへの電流はミキサの出力信号とコンピュータから
の命令とに応答する制御回路で決まる。このような制御
回路は狭帯域フィードバックループを導入して静磁波遅
延線に加えられる磁界を制御する。この構成に基づく静
磁波遅延線により、信号と基準とのチャネル成分を直角
位相に自動的に設定できるようになる。加えて、コノピ
ユータが制御回路を制御し２て静磁波遅延線を直角位相
点のわずか上方に１次いでわずか下方に同調させる。
の命令とに応答する制御回路で決まる。このような制御
回路は狭帯域フィードバックループを導入して静磁波遅
延線に加えられる磁界を制御する。この構成に基づく静
磁波遅延線により、信号と基準とのチャネル成分を直角
位相に自動的に設定できるようになる。加えて、コノピ
ユータが制御回路を制御し２て静磁波遅延線を直角位相
点のわずか上方に１次いでわずか下方に同調させる。
これにより弁別器定数を迅速且つ容易に求めることがで
きる。これにより弁別器を、被試験信号の既知の周波数
変調を発生する別の信号源を必要とせずに校正すること
ができる。またこれにより、弁別器を広い周波数範囲［
ｊ）たり校正することができるので、数ギガヘルツまで
動作する同調可能発振器と組合せて使用する魅力が生ず
る。
きる。これにより弁別器を、被試験信号の既知の周波数
変調を発生する別の信号源を必要とせずに校正すること
ができる。またこれにより、弁別器を広い周波数範囲［
ｊ）たり校正することができるので、数ギガヘルツまで
動作する同調可能発振器と組合せて使用する魅力が生ず
る。
搬送波周波数から約２０ＭＨｚ離れた周波数までの周波
数変動を探すのは位相雑音測定においては一般的な慣例
である。はとんどの測定装置においては、この２０ＭＨ
ｚ範囲の外側の信号を除去するのに入力帯域フィルタを
使用している。静磁波弁別器を使用する場合には、この
フィルタは不安である。何故ならば遅延線を同調範囲内
の搬送波周波数で帯域幅が２０ＭＨｚになるように設計
することができるからである。
数変動を探すのは位相雑音測定においては一般的な慣例
である。はとんどの測定装置においては、この２０ＭＨ
ｚ範囲の外側の信号を除去するのに入力帯域フィルタを
使用している。静磁波弁別器を使用する場合には、この
フィルタは不安である。何故ならば遅延線を同調範囲内
の搬送波周波数で帯域幅が２０ＭＨｚになるように設計
することができるからである。
第１図は一般的な遅延線周波数弁別器のブロック図であ
る。被試験信号Ｖｉ （ｔ ）は電力分割器１１により
、信号チャネル１３に浴って位相検波器１６の第１の入
力に印加される信号チャネル成分と、基準チャネル１４
に沼って位相検波器１６の第２の入力に印加される基準
チャネル成分とに分割される。遅延線路１５は基準チャ
ネル１４内に配置され、その径路内の信号に遅れＤを導
入する。位相検波器１６の出力信号Ｖｏ （ｔ）は基準
チャネル成分と信号チャネル成分との間の位相差Ｐの余
弦に比例する。比例定数をＫｐと名付ける。
る。被試験信号Ｖｉ （ｔ ）は電力分割器１１により
、信号チャネル１３に浴って位相検波器１６の第１の入
力に印加される信号チャネル成分と、基準チャネル１４
に沼って位相検波器１６の第２の入力に印加される基準
チャネル成分とに分割される。遅延線路１５は基準チャ
ネル１４内に配置され、その径路内の信号に遅れＤを導
入する。位相検波器１６の出力信号Ｖｏ （ｔ）は基準
チャネル成分と信号チャネル成分との間の位相差Ｐの余
弦に比例する。比例定数をＫｐと名付ける。
■１（ｔ）が周波数ｆ、の搬送波信号と大きさＦで周波
数ｆの周波数雑音とから構成されるときは、Ｖｉ（ｔ）
の周波数はｆ（ｔ）＝ ｆｏ ＋ Ｆ ｓｉｎ （２ｒ
ｆ ｔ ） となる。この信号に対しては、基準チャネ
ル成分と信号チャネル成分との間の位相差ｅは、 Ｐ二Ｃ２ｘｆｏ （ｔ−Ｄ）＋（Ｆ／ｆ ）ｃｏｓ （
２ｒｃｆ （ｔ−Ｄ） ））−（２πｆｏｔ＋（Ｆ／ｆ
）ｃｏｓ （２πｆ ｔ ）］］＝−２−ｙｒｆｏＤ
＋Ｆ／ｆ ）［ｃｏｓ （２πｆ （ｔ −Ｄ ） ）
−ｃｏｓ（２πｆ ｔ ）］＝−２ｆｆｆｏＤ＋２ （
Ｆ／ ｒ ） ５ｉｎ（πｆＤ）Ｓｉ口（２πｆ （ｔ
−Ｄ／２ ） ） ・・・・・・・・・・・・・
・・・・（ｌ）一般に、Ｆは小さいからＶｏ（ｔ）
に関する式はＦに関して一次まで展開してＤＣ成分とＦ
に関して直線的な成分とにすることができる。この次数
まででは、Ｖｏｔｔ）は ＡＫＰ （ｃｏｓ （２πｆｏＤ ）＋ｓｉｎ （２π
ｆｏＤ）（２Ｆ、／ｆ）ｓｉｎ（ｙｃｆＤ）ｓｉｎ（：
２ｒｆ（ｔ−Ｄ／２））） −・（２１九等しい。た
だし人は被試験信号Ｖｉ（ｔｌ の振幅である。遅延り
が１／４ｆｏの奇数倍であるとぎは。
数ｆの周波数雑音とから構成されるときは、Ｖｉ（ｔ）
の周波数はｆ（ｔ）＝ ｆｏ ＋ Ｆ ｓｉｎ （２ｒ
ｆ ｔ ） となる。この信号に対しては、基準チャネ
ル成分と信号チャネル成分との間の位相差ｅは、 Ｐ二Ｃ２ｘｆｏ （ｔ−Ｄ）＋（Ｆ／ｆ ）ｃｏｓ （
２ｒｃｆ （ｔ−Ｄ） ））−（２πｆｏｔ＋（Ｆ／ｆ
）ｃｏｓ （２πｆ ｔ ）］］＝−２−ｙｒｆｏＤ
＋Ｆ／ｆ ）［ｃｏｓ （２πｆ （ｔ −Ｄ ） ）
−ｃｏｓ（２πｆ ｔ ）］＝−２ｆｆｆｏＤ＋２ （
Ｆ／ ｒ ） ５ｉｎ（πｆＤ）Ｓｉ口（２πｆ （ｔ
−Ｄ／２ ） ） ・・・・・・・・・・・・・
・・・・（ｌ）一般に、Ｆは小さいからＶｏ（ｔ）
に関する式はＦに関して一次まで展開してＤＣ成分とＦ
に関して直線的な成分とにすることができる。この次数
まででは、Ｖｏｔｔ）は ＡＫＰ （ｃｏｓ （２πｆｏＤ ）＋ｓｉｎ （２π
ｆｏＤ）（２Ｆ、／ｆ）ｓｉｎ（ｙｃｆＤ）ｓｉｎ（：
２ｒｆ（ｔ−Ｄ／２））） −・（２１九等しい。た
だし人は被試験信号Ｖｉ（ｔｌ の振幅である。遅延り
が１／４ｆｏの奇数倍であるとぎは。
信号チャネル成分と基壇チャネル成分とは直角位相にな
るので、ＤＣ成分は消滅する。Ｄが１／４ｆ。
るので、ＤＣ成分は消滅する。Ｄが１／４ｆ。
の奇数倍であるとぎは、Ｖｏ （ｔ）は−ＡＪＣｐ ｓ
ｉｎ ［２（Ｆ／ｆ ）ｓｉｎ（πｆＤ）ｓｉｎ（２π
ｆ（ｔ −Ｄ／２ ））・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（３）に等しく、これはＦ／ｆの直が小さいと
きは近似的に −ＡＫｐ ２ （Ｆ／ｆ ） ５ｉｎ（ｘ ｆＤ ）ｓ
ｉｎ（２ｙｒ ｆ （ｔ −Ｄ／２ ） ）−（４）に
等しい。５ｉｎ（πｆＤ） の係数があるため、遅延
りを、搬送波信号周波数ｆ、が調節された既知の周波数
ｆで変調されている校正測定で求めることができる。そ
して周波数ｆは５ｉｎ（πｆＤ）が消滅する二つの、連
続する［ｆ＋とｆ２との間で変化され、ＤはＤ二１／（
ｈｆ＋） として計算することができる。遅延線の遅
れはスペクトラムアナライザで直接測定することもでき
る。周波数雑音を測定している間、ｆは一般的に１／２
Ｄより小さいので５ｉｎ（πｆＤ）の係数はπｆＤで近
似することができる。このよ５な「の直に対してはＶｏ
（ｔｌを次のように書き直すことができる。
ｉｎ ［２（Ｆ／ｆ ）ｓｉｎ（πｆＤ）ｓｉｎ（２π
ｆ（ｔ −Ｄ／２ ））・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（３）に等しく、これはＦ／ｆの直が小さいと
きは近似的に −ＡＫｐ ２ （Ｆ／ｆ ） ５ｉｎ（ｘ ｆＤ ）ｓ
ｉｎ（２ｙｒ ｆ （ｔ −Ｄ／２ ） ）−（４）に
等しい。５ｉｎ（πｆＤ） の係数があるため、遅延
りを、搬送波信号周波数ｆ、が調節された既知の周波数
ｆで変調されている校正測定で求めることができる。そ
して周波数ｆは５ｉｎ（πｆＤ）が消滅する二つの、連
続する［ｆ＋とｆ２との間で変化され、ＤはＤ二１／（
ｈｆ＋） として計算することができる。遅延線の遅
れはスペクトラムアナライザで直接測定することもでき
る。周波数雑音を測定している間、ｆは一般的に１／２
Ｄより小さいので５ｉｎ（πｆＤ）の係数はπｆＤで近
似することができる。このよ５な「の直に対してはＶｏ
（ｔｌを次のように書き直すことができる。
Ｖｏ（ｔ）： Ｋｎ Ｆ ｓｉｎ （２πｆ （ｔ −
Ｄ／２ ） ） −・・（５まただしＫｎ ＝ ＆Ｋ
ｐ ２πＤ は弁別器定数である。
Ｄ／２ ） ） −・・（５まただしＫｎ ＝ ＆Ｋ
ｐ ２πＤ は弁別器定数である。
第２図は本発明の一実施例による周波数弁別器を含む位
相雑音測定／ステムのブロック図である。
相雑音測定／ステムのブロック図である。
特に自動直角位相設定および自動校正を行う広帯域静磁
波遅延線弁別器を示している。被試験信号Ｖｉ（ｔ）は
電力分割器２１に印加される。分割器２１は被試験信号
を信号チャネル２３を経由してミキサ２２のＬＯ人力に
加えられる信号チャネル成分と、基準チャネル２４を経
由してミキサ２２のＲ１人力に加えられる基準チャネル
成分とに分割する０靜磁波遅延線路２５は基準チャネル
２４内に配置され１周波数変動を位相変動に変換し、周
波数弁別器として動作し、基準チャネル成分を信号チャ
ネル成分と直角位相の関係にする。誘電体共振器も静磁
波遅延線の代りに同調可能遅延線として筐用することが
できる。しかしながら誘電体共振器はこのような共振器
の中心周波数について約１０％の範囲でしか同調できな
いので魅力は少い。
波遅延線弁別器を示している。被試験信号Ｖｉ（ｔ）は
電力分割器２１に印加される。分割器２１は被試験信号
を信号チャネル２３を経由してミキサ２２のＬＯ人力に
加えられる信号チャネル成分と、基準チャネル２４を経
由してミキサ２２のＲ１人力に加えられる基準チャネル
成分とに分割する０靜磁波遅延線路２５は基準チャネル
２４内に配置され１周波数変動を位相変動に変換し、周
波数弁別器として動作し、基準チャネル成分を信号チャ
ネル成分と直角位相の関係にする。誘電体共振器も静磁
波遅延線の代りに同調可能遅延線として筐用することが
できる。しかしながら誘電体共振器はこのような共振器
の中心周波数について約１０％の範囲でしか同調できな
いので魅力は少い。
遅延線はいずれのチャネルに配置することもできるが、
はとんどのミキサはＲＦ大入力りもＬＯ大入力多量の電
力を必要とするので、遅延線はミキサのＲＦ大入力接続
されたチャネルに設置するのが有利である。
はとんどのミキサはＲＦ大入力りもＬＯ大入力多量の電
力を必要とするので、遅延線はミキサのＲＦ大入力接続
されたチャネルに設置するのが有利である。
静磁波遅延線はＷａｇｕｉｂ Ｓ、 ｌ５ｈａｋとＫｏ
ｋ−ＷａｉＣｈａｎｇ カヒューレット・バラカード
・ジャーナルの１９８５年２月号の１０ページに「マイ
ク”口波信号処理用靜磁波装置」と題する論文で説明し
ており、−例を第３図に示す。このような遅延線では、
フェリ磁性材料の薄膜３１を基板３２と接触させている
。コイル３４で駆動される電磁石３３が外部磁界を与え
、フェリ磁性膜３１中に磁気双極子を整列させる。導電
材料の薄片３５が入力変換器として働き、導電材料の薄
片３６が出力変換器として働く。電流が入力変換器３５
に加えられると、この電流はフェリ磁性材料薄膜３１を
伝わるスピン波を送り出す磁界を発生する。この波が出
力変換器３６に到達すると、電流が出力変換器内に誘起
される。第３図に示す方向にバイアス磁界をかけると静
磁表面波が伝搬する。バイアス磁界がフェリ磁性膜３１
０面に垂直に加えられると。
ｋ−ＷａｉＣｈａｎｇ カヒューレット・バラカード
・ジャーナルの１９８５年２月号の１０ページに「マイ
ク”口波信号処理用靜磁波装置」と題する論文で説明し
ており、−例を第３図に示す。このような遅延線では、
フェリ磁性材料の薄膜３１を基板３２と接触させている
。コイル３４で駆動される電磁石３３が外部磁界を与え
、フェリ磁性膜３１中に磁気双極子を整列させる。導電
材料の薄片３５が入力変換器として働き、導電材料の薄
片３６が出力変換器として働く。電流が入力変換器３５
に加えられると、この電流はフェリ磁性材料薄膜３１を
伝わるスピン波を送り出す磁界を発生する。この波が出
力変換器３６に到達すると、電流が出力変換器内に誘起
される。第３図に示す方向にバイアス磁界をかけると静
磁表面波が伝搬する。バイアス磁界がフェリ磁性膜３１
０面に垂直に加えられると。
静磁体積波（ｍａｇｎｅｔｏｓｔａｔｉｃ ｖｏｌｕｍ
ｅ ｗａｒｅ ）が伝播することになる。
ｅ ｗａｒｅ ）が伝播することになる。
コイル３４に接続されている電流源３７により電磁石３
３が発生する磁界の強さが決まる。フェリ磁性膜３１内
の磁気双極子は、磁界の強さとともに直線的に増大する
精密な周波数で、この磁界のまわりを歳差運動する。波
長無限大のスピン波に対しては、入力変換器３５が発生
した磁界が歳差運動中の磁気双極子と最も強く結合する
。そして入力変換器への信号の周波数が磁気双極子の歳
差運動の周波数と等しいとき最も強いスピン波を発生す
る。したがって、このような波の周波数は加えた磁界と
ともに直線的に増加する。
３が発生する磁界の強さが決まる。フェリ磁性膜３１内
の磁気双極子は、磁界の強さとともに直線的に増大する
精密な周波数で、この磁界のまわりを歳差運動する。波
長無限大のスピン波に対しては、入力変換器３５が発生
した磁界が歳差運動中の磁気双極子と最も強く結合する
。そして入力変換器への信号の周波数が磁気双極子の歳
差運動の周波数と等しいとき最も強いスピン波を発生す
る。したがって、このような波の周波数は加えた磁界と
ともに直線的に増加する。
第５図はスピン波状態の周波数ｆの分布を、加えた磁界
Ｈｉの関数として示している。この図で、Ｍは７エリ磁
性材料膜３１の飽和磁化であシ、ガンマは磁気回転比２
．８ＭＨｚ／エルステッドでおる。
Ｈｉの関数として示している。この図で、Ｍは７エリ磁
性材料膜３１の飽和磁化であシ、ガンマは磁気回転比２
．８ＭＨｚ／エルステッドでおる。
ｈｉＩまたはｈｉ２のような、ある与えられた１直ｈｉ
において、関連したスピン波状態（励起させることがで
きる）を有する周波数帯域が存在する。ある与えられた
磁界直において、波の数は、該周波数帯域の最下部（体
積波に対して曲線５１、表面波に対して曲線５２０部分
）における零から該周波数帯域の最上部（体積波に対し
て曲線５２１表面波に対して曲線５３０部分）における
無限大まで変化する。第６Ａ図は、ある加８．えられた
磁界に対して、スピン波の波数ｋをスピン波の周波数の
関数として示す。第６Ｂ図では静磁波遅延線の遅れＤを
スピン波の周波数ｆの関数として示してあム遅れＤは（
Ｌ／２π）・ｄ ｋ／ｄ ｆに等しい。ここでＬは入力
変換器３５と出力変換器３６との間の膜３１の長さであ
る。第６Ｎ図と第６Ｂ図の例について、４８５０ ＭＨ
ｚと５１００ＭＨ２との間に遅れＤの曲線がかなり平ら
な領域が存在することに注目すべきである。加えられた
磁界の他の直では、範囲は異なるが、一般に、代表的に
使用される印加磁界の各直に対してこのような範囲が存
在する。
において、関連したスピン波状態（励起させることがで
きる）を有する周波数帯域が存在する。ある与えられた
磁界直において、波の数は、該周波数帯域の最下部（体
積波に対して曲線５１、表面波に対して曲線５２０部分
）における零から該周波数帯域の最上部（体積波に対し
て曲線５２１表面波に対して曲線５３０部分）における
無限大まで変化する。第６Ａ図は、ある加８．えられた
磁界に対して、スピン波の波数ｋをスピン波の周波数の
関数として示す。第６Ｂ図では静磁波遅延線の遅れＤを
スピン波の周波数ｆの関数として示してあム遅れＤは（
Ｌ／２π）・ｄ ｋ／ｄ ｆに等しい。ここでＬは入力
変換器３５と出力変換器３６との間の膜３１の長さであ
る。第６Ｎ図と第６Ｂ図の例について、４８５０ ＭＨ
ｚと５１００ＭＨ２との間に遅れＤの曲線がかなり平ら
な領域が存在することに注目すべきである。加えられた
磁界の他の直では、範囲は異なるが、一般に、代表的に
使用される印加磁界の各直に対してこのような範囲が存
在する。
ある印加された磁界に対して、励起されることができる
周波数帯域の幅は周波数雑音が関係する周波数、即ち搬
送波周波数ｆ。のまわりの２０ ＭＪ（ｚ帯域の周波数
より広い。しかしながら、静磁波遅延線が弁別器として
機能するように、ごく狭い周波数帯域だけを励起するの
が望ましい。即ち、静磁波遅延線が被試験信号の搬送波
周波数ｆｏのまわシの小さな帯域のみを通すようにする
。励起される周波数の帯域を狭めるために、多要素変換
器３５と３６とを利用して入力変換器が発生する磁界に
より励起される狭い帯域の波数を選択する。このような
多要素変換器は選択されるべき波長に等しい長さを有す
る一組の平行導体から構成される。
周波数帯域の幅は周波数雑音が関係する周波数、即ち搬
送波周波数ｆ。のまわりの２０ ＭＪ（ｚ帯域の周波数
より広い。しかしながら、静磁波遅延線が弁別器として
機能するように、ごく狭い周波数帯域だけを励起するの
が望ましい。即ち、静磁波遅延線が被試験信号の搬送波
周波数ｆｏのまわシの小さな帯域のみを通すようにする
。励起される周波数の帯域を狭めるために、多要素変換
器３５と３６とを利用して入力変換器が発生する磁界に
より励起される狭い帯域の波数を選択する。このような
多要素変換器は選択されるべき波長に等しい長さを有す
る一組の平行導体から構成される。
この波長の選択は利用する特定の静磁波遅延線に対して
曲線６Ａおよび６Ｂを使用して行う。
曲線６Ａおよび６Ｂを使用して行う。
加えられるある磁界に対して、励起される周波数帯域の
中心の周波数は第６Ｂ図の遅れ曲線が平らになる範囲の
中心にあるように選択される。このように選ぶと、遅れ
Ｄは弁別器によって選択された周波数の帯域にわたり実
質的に一定である。
中心の周波数は第６Ｂ図の遅れ曲線が平らになる範囲の
中心にあるように選択される。このように選ぶと、遅れ
Ｄは弁別器によって選択された周波数の帯域にわたり実
質的に一定である。
この周波数と第６Ａ図の曲線とから、波数ｋが求まる。
多要素変換器の周期は２π／ｋになるように選択される
。要素格子理論によれば選択される波長の分布を計算す
ることができる。波域幅を約２０ＭＨｚ にするために
は、格子は少くとも三要素でなければならず四要素であ
るのが好ましい。もし実質的に四要素以上を使用する場
合には、入力変換器の入力インピーダンスは、入力線路
に対して一般的に使用されている５０オームのインピー
ダンスとあまり整合しないように充分小さくなり、これ
により大きな挿入損失を発生させる。
。要素格子理論によれば選択される波長の分布を計算す
ることができる。波域幅を約２０ＭＨｚ にするために
は、格子は少くとも三要素でなければならず四要素であ
るのが好ましい。もし実質的に四要素以上を使用する場
合には、入力変換器の入力インピーダンスは、入力線路
に対して一般的に使用されている５０オームのインピー
ダンスとあまり整合しないように充分小さくなり、これ
により大きな挿入損失を発生させる。
典型的には、印加磁界ｈｉ は０，５から５の範囲にあ
る。この範囲では、与えられた波数の状態の周波数は曲
線５１と５２とに平行な実質的直線に宿って印加磁界ｈ
ｉとともに変化する。したがって。
る。この範囲では、与えられた波数の状態の周波数は曲
線５１と５２とに平行な実質的直線に宿って印加磁界ｈ
ｉとともに変化する。したがって。
励起されるスピン波の周波数は加えられた磁界に対して
良く知られた関数となる。これにより、被試験信号の搬
送波周波数ｆｏのまわりの狭い帯域でだけスピン波を励
起することになる印加磁界を選択することができる。ま
た、この印加磁界の範囲にわたり、励起状態に対して得
られる周波数は第６Ｂ図の曲線の平らな部分に存在する
。
良く知られた関数となる。これにより、被試験信号の搬
送波周波数ｆｏのまわりの狭い帯域でだけスピン波を励
起することになる印加磁界を選択することができる。ま
た、この印加磁界の範囲にわたり、励起状態に対して得
られる周波数は第６Ｂ図の曲線の平らな部分に存在する
。
第４Ａ図は、ある与えられた磁界において、第３図の出
力変換器に誘起される出力信号の振幅（対数ｆｔ１Ｆ
）と、入力変換器の信号周波数との関係を示した特性線
図、第４Ｂ図は第４人図の曲線のピーク近傍の詳細図で
ある。
力変換器に誘起される出力信号の振幅（対数ｆｔ１Ｆ
）と、入力変換器の信号周波数との関係を示した特性線
図、第４Ｂ図は第４人図の曲線のピーク近傍の詳細図で
ある。
第２図に示すように、ミキサ２２の出力は低域フィルタ
２６と低雑音増幅器２７とを通過して信号雑音を解析す
るスペクトラムアナライザに印加されるＯ低域フィルタ
２６は必ずしも必要ではないが、関係する信号帯域（代
表的には２０ＭＨｚ＋７）程度）の外側の信号の除去が
改善される。増幅器２７は信号をスペクトラムアナライ
ザによる解析を一層効果的にするように強化する。制御
回路２９はミキサ２２の出力に応答してコイル２１０Ｉ
Ｃ加えられる電流工を発生する。この電流は静磁波遅延
線２５に加えられる磁界の大きさを決める。この電流は
基準チャネル成分が信号チャネル成分と直角位相となる
遅れを発生するように選定されミ。
２６と低雑音増幅器２７とを通過して信号雑音を解析す
るスペクトラムアナライザに印加されるＯ低域フィルタ
２６は必ずしも必要ではないが、関係する信号帯域（代
表的には２０ＭＨｚ＋７）程度）の外側の信号の除去が
改善される。増幅器２７は信号をスペクトラムアナライ
ザによる解析を一層効果的にするように強化する。制御
回路２９はミキサ２２の出力に応答してコイル２１０Ｉ
Ｃ加えられる電流工を発生する。この電流は静磁波遅延
線２５に加えられる磁界の大きさを決める。この電流は
基準チャネル成分が信号チャネル成分と直角位相となる
遅れを発生するように選定されミ。
コンピュータ２１１のような計器制御器は被試験信号の
信号雑音を解析するスペクトラムアナライザからの試験
データに応答するっこのコノピユータはプロッタ２１２
のような出力装置に結合されて試験データをユーザに有
用な形で出力する。コンピュータ２１１はスペクトラム
アナライザ２８と制御＝制 御回路２９と蛯結合して出力信号Ｖｏ （ｔ）の解析を
制御するとともに遅延線２５に加えられる電流を制御す
る。
信号雑音を解析するスペクトラムアナライザからの試験
データに応答するっこのコノピユータはプロッタ２１２
のような出力装置に結合されて試験データをユーザに有
用な形で出力する。コンピュータ２１１はスペクトラム
アナライザ２８と制御＝制 御回路２９と蛯結合して出力信号Ｖｏ （ｔ）の解析を
制御するとともに遅延線２５に加えられる電流を制御す
る。
制御回路２９を第７図に一層詳細に示す。制御回路２９
は、ミキｆ２２の出力に接続される入力を有し出力信号
Ｖｏ （ｔ）を積分する積分器７１を備えている。積分
器７１からの出力電圧Ｖ、は比較器７３でディジタル・
アナログ（Ｄ／Ａ ）＆ＪＩ器７２の出力電圧■２と比
較される。電圧ｖ２はコンピュータ２１１からの入力で
決まる。コンピュータ２１１からのこの入力は基準チャ
ネル成分と信号チャネル成分とが実質的に直角位相とな
る遅れＤを発生する磁界を静磁波遅延線２５に発生する
ように選定される。出力電圧ｖ３はコ・イル２１０に供
給される電流工を発生する電流源３６に接続されている
。
は、ミキｆ２２の出力に接続される入力を有し出力信号
Ｖｏ （ｔ）を積分する積分器７１を備えている。積分
器７１からの出力電圧Ｖ、は比較器７３でディジタル・
アナログ（Ｄ／Ａ ）＆ＪＩ器７２の出力電圧■２と比
較される。電圧ｖ２はコンピュータ２１１からの入力で
決まる。コンピュータ２１１からのこの入力は基準チャ
ネル成分と信号チャネル成分とが実質的に直角位相とな
る遅れＤを発生する磁界を静磁波遅延線２５に発生する
ように選定される。出力電圧ｖ３はコ・イル２１０に供
給される電流工を発生する電流源３６に接続されている
。
積分器７１の帯域幅は約１ヘルツであるから積分器７１
の出力電圧は出力信号Ｖｏ （ｔ）のＤＣ成分のみの時
間積分に実質上比例する。上に示したように。
の出力電圧は出力信号Ｖｏ （ｔ）のＤＣ成分のみの時
間積分に実質上比例する。上に示したように。
信号チャネル成分と基準チャネル成分とが直角位相にな
り−〔いないときは、Ｖｏ（ｔ）はＤＣ成分、ＡＫ ｐ
ｃｏｓ（２πｆ、Ｄ）を持っている。信号チャネルと
基本チャネルとの間の直角位相のまわりの小さな範囲で
、このＤＣ成分は００周りで変化する。積分器の極性の
選択は、このＤＣ成分が電圧Ｖ３を調節して全電流■を
基準チャネル成分が信号チャネル成分と直角位相になる
ときの直ＬＩＣ調節するように選択される。
り−〔いないときは、Ｖｏ（ｔ）はＤＣ成分、ＡＫ ｐ
ｃｏｓ（２πｆ、Ｄ）を持っている。信号チャネルと
基本チャネルとの間の直角位相のまわりの小さな範囲で
、このＤＣ成分は００周りで変化する。積分器の極性の
選択は、このＤＣ成分が電圧Ｖ３を調節して全電流■を
基準チャネル成分が信号チャネル成分と直角位相になる
ときの直ＬＩＣ調節するように選択される。
遅れＤに対するこのコンピュータ制御によりこの弁別器
の校正が容易になる。上の方程式（２）から、１／２ｆ
ｏより大きな範囲にわたってＤを変えるのに充分な範囲
にわたり電流工が変化すれば。
の校正が容易になる。上の方程式（２）から、１／２ｆ
ｏより大きな範囲にわたってＤを変えるのに充分な範囲
にわたり電流工が変化すれば。
Ｖｏ（ｔ）のＤＣ成分（すなわち、ＡＫｐ ｃｏｓ （
２ｙｒｆｏＤ） ）は−ＡＫｐからＡ Ｋ ｐ までの
呟を通じて変化する。
２ｙｒｆｏＤ） ）は−ＡＫｐからＡ Ｋ ｐ までの
呟を通じて変化する。
したがって、測定開始前で且つ直角位相の条件が確立し
た後、コンピュータ２１１はまずスイッチ２１３を開い
てミキサ２２からコ・イル２１０までのフィードバック
ルーズを休止させ、そして１／２ｆ。
た後、コンピュータ２１１はまずスイッチ２１３を開い
てミキサ２２からコ・イル２１０までのフィードバック
ルーズを休止させ、そして１／２ｆ。
より大きな範囲にわたってＤを変化させるに充分な範囲
にわたり電流工２を変化させる。スペクトラムアナライ
ザ２８はＶｏ （ｔ）のＤＣ成分内のピークツーピーク
変化ＶＰＰを測定し、この情報から、コンピュータ２１
１はＫＩ）をＶｐｐ Ｄとして計算する。
にわたり電流工２を変化させる。スペクトラムアナライ
ザ２８はＶｏ （ｔ）のＤＣ成分内のピークツーピーク
変化ＶＰＰを測定し、この情報から、コンピュータ２１
１はＫＩ）をＶｐｐ Ｄとして計算する。
以上の説明より明らかなように１本発明は余分な回路ｆ
ｔ要しないで、所定周波数帯域にわたり周波数弁別を行
なうことができる。
ｔ要しないで、所定周波数帯域にわたり周波数弁別を行
なうことができる。
第１図は一般的な遅延線周波数弁別器のブロック図、第
２図は本発明の一実施例による周波数弁別器を含む位相
雑音測定システムのブロック図。 第３図は静磁波遅延線のブロック図、第４Ａ図は、ある
印加磁界において、第３図の入力変換器の信号周波数と
、出力変換器に誘起される出力信号の振幅（対数１直）
との関係を示した特性線図、第４Ｂ図は第４Ａ図の曲線
のピーク近傍の詳細図、第５図は印加磁界とスピン波状
態の周波数との関係を示した特性線図、第６Ａ図は、あ
る印加磁界において、スピン波の周波数と、そのスピン
波の波数との関係を示した特性線図、第６Ｂ図はスピン
波の周波数と、そのスピン波の遅延りとの関係を示した
特性線図、第７図は第１図の制御回路の詳細図である。 Ｖｉ：被試験信号、 ３３：磁石。 ３１：磁性材料薄膜、 ３５：入力変換器。 ３６：出力変換器。 出願人 償河・ヒユーレット・パッカード株式会社代理
人 弁理士 長 谷 川 次 男ニー 〇つ −ａｓ（［り −ｄＢ ｕ縁朱）
２図は本発明の一実施例による周波数弁別器を含む位相
雑音測定システムのブロック図。 第３図は静磁波遅延線のブロック図、第４Ａ図は、ある
印加磁界において、第３図の入力変換器の信号周波数と
、出力変換器に誘起される出力信号の振幅（対数１直）
との関係を示した特性線図、第４Ｂ図は第４Ａ図の曲線
のピーク近傍の詳細図、第５図は印加磁界とスピン波状
態の周波数との関係を示した特性線図、第６Ａ図は、あ
る印加磁界において、スピン波の周波数と、そのスピン
波の波数との関係を示した特性線図、第６Ｂ図はスピン
波の周波数と、そのスピン波の遅延りとの関係を示した
特性線図、第７図は第１図の制御回路の詳細図である。 Ｖｉ：被試験信号、 ３３：磁石。 ３１：磁性材料薄膜、 ３５：入力変換器。 ３６：出力変換器。 出願人 償河・ヒユーレット・パッカード株式会社代理
人 弁理士 長 谷 川 次 男ニー 〇つ −ａｓ（［り −ｄＢ ｕ縁朱）
Claims (1)
- 被試験信号が印加されると共に、該信号を信号チャネル
と基準チャネルとに分割する電力分割器と、前記チャネ
ルのうちの一方に挿入された静磁波遅延と、前記両チャ
ネルを通過した信号を受信する位相検波器と、前記信号
チャネルの信号成分と前記基準チャネルの信号成分とが
直角位相になるように前記静磁波遅延線の遅延量を制御
する手段とを有する周波数弁別器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/748,516 US4780667A (en) | 1985-06-25 | 1985-06-25 | Magnetostatic wave delay line discriminator with automatic quadrature setting and automatic calibration |
| US748516 | 1996-11-08 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61296276A true JPS61296276A (ja) | 1986-12-27 |
Family
ID=25009781
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61127122A Pending JPS61296276A (ja) | 1985-06-25 | 1986-05-30 | 周波数弁別器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4780667A (ja) |
| JP (1) | JPS61296276A (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0475408B1 (en) * | 1990-09-14 | 1996-01-24 | Nippon Hoso Kyokai | Magnetostatic wave s/n enhancer and receiving apparatus of fm or pm signal using the same |
| US5396224A (en) * | 1991-11-22 | 1995-03-07 | Hewlett-Packard Company | Telemetered patient location system and method |
| US5463342A (en) * | 1993-09-30 | 1995-10-31 | Westinghouse Electric Corp. | Method and apparatus for enhancing signal-to-noise ratio and improving sensitivity and signal detector employing same |
| AUPO024296A0 (en) * | 1996-05-31 | 1996-06-27 | Poseidon Scientific Instruments Pty Ltd | Interferometric signal processing apparatus |
| JPH11250408A (ja) * | 1998-02-27 | 1999-09-17 | Hewlett Packard Japan Ltd | 遅延量校正回路及び方法 |
| US6753690B2 (en) * | 1998-11-30 | 2004-06-22 | Poseidon Scientific Instruments Pty Ltd | Interferometric signal processing apparatus |
| DE19901750B4 (de) * | 1999-01-18 | 2006-04-13 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Anordnung zum Messen des Phasenrauschens des Ausgangssignals eines Meßobjektes |
| GB0120357D0 (en) * | 2001-08-08 | 2002-05-08 | Astrium Ltd | A signal separating system |
| US7847597B1 (en) * | 2009-06-15 | 2010-12-07 | The Aerospace Corporation | Precision frequency change detector |
| JO3456B1 (ar) | 2015-05-13 | 2020-07-05 | H Lundbeck As | فيروتيوكسيتين بيروجلوتامات |
| US10562872B2 (en) | 2016-02-08 | 2020-02-18 | H. Lundbeck A/S | Synthesis of 1-[2-(2,4-dimethyl-phenylsulfanyl)-phenyl]piperazine |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1516182A1 (de) * | 1963-06-28 | 1969-04-24 | Siemens Ag | Einrichtung zur Bestimmung der Phasenlage zweier Hochfrequenzschwingungen |
| GB1257319A (ja) * | 1968-11-20 | 1971-12-15 | ||
| US4002969A (en) * | 1976-01-26 | 1977-01-11 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Optimum length transmission line discriminator with low noise detector |
| US4002970A (en) * | 1976-01-26 | 1977-01-11 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Optimum threshold transmission line discriminator |
| US4002971A (en) * | 1976-01-26 | 1977-01-11 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Wide operating frequency range transmission line discriminator |
| JPS5764171A (en) * | 1980-10-08 | 1982-04-19 | Advantest Corp | Spectrum analyzer |
| GB2110893B (en) * | 1981-12-04 | 1985-10-16 | Philips Electronic Associated | Controlled-phase system |
-
1985
- 1985-06-25 US US06/748,516 patent/US4780667A/en not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-05-30 JP JP61127122A patent/JPS61296276A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4780667A (en) | 1988-10-25 |
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